JP2002233148A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 中間負荷時における安定したＺＶＳを確保す
る。 【解決手段】 一次側に電圧共振形コンバータを備える
複合共振形コンバータにおいて、二次側並列共振回路が
設けられる絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１に加え、
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２を設け、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴ−１側では二次側直流出力電圧ＥO
1，ＥO2を得て、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２で
は二次側直流出力電圧ＥO3を得る。そして、二次側直流
出力電圧ＥO1については、二次側アクティブクランプ回
路１０の導通角制御により、二次側直流出力電圧ＥO2に
ついては、一次側のメインスイッチング素子Ｑ1につい
て複合制御方式により、第３の二次側直流出力電圧につ
いては、一次側アクティブクランプ回路についての導通
角制御を実行することにより安定化を図る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】図５の回路図は、先に本出願人が提案し
た発明に基づいて構成することのできる、先行技術とし
てのスイッチング電源回路の一例を示している。この図
に示す電源回路の基本構成としては、一次側スイッチン
グコンバータについて電圧共振形コンバータを備えてい
る。

【０００３】この図に示す電源回路においては、先ず、
商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力
電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回
路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が
備えられ、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する
整流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。

【０００４】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を
入力して断続するスイッチングコンバータとしては、１
石のメインスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシ
ングルエンド方式によるスイッチング動作を行う電圧共
振形コンバータが備えられる。そしてこの場合は、１石
のメインスイッチング素子Ｑ1によりシングルエンド動
作を行う電圧共振形コンバータ回路として、自励式の構
成が採られる。この場合、メインスイッチング素子Ｑ1
には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合
型トランジスタ）が採用されている。

【０００５】メインスイッチング素子Ｑ1のベースと一
次側アース間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、
ベース電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発
振駆動用の直列共振回路が接続される。また、メインス
イッチング素子Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉの負
極（１次側アース）間に挿入されるクランプダイオード
ＤDにより、メインスイッチング素子Ｑ1のオフ時に流れ
るクランプ電流の経路を形成するようにされている。な
お、起動抵抗ＲSは、起動時のベース電流を整流平滑ラ
インから得るために挿入されるものである。

【０００６】また、上記メインスイッチング素子Ｑ1の
コレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサ
Ｃｒが並列に接続されている。そして並列共振コンデン
サＣｒ自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンス
Ｌ1とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回
路を形成する。

【０００７】この図に示す直交形制御トランスＰＲＴ
は、共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線
ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形
制御トランスＰＲＴは、メインスイッチング素子Ｑ1を
駆動すると共に、定電圧制御のために設けられる。この
直交形制御トランスＰＲＴには、共振電流検出巻線Ｎ
D、駆動巻線ＮBが巻装され、また、これら２つの巻線と
は直交する方向に対して制御巻線ＮCが巻装される。

【０００８】直交形制御トランスＰＲＴにおいては、共
振電流検出巻線ＮDに得られたスイッチング出力がトラ
ンス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起される。これによ
り、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，
ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介してメインスイッ
チング素子Ｑ1のベースにドライブ電流が出力される。
これにより、メインスイッチング素子Ｑ1は、直列共振
回路の共振周波数により決定されるスイッチング周波数
でスイッチング動作を行うことになる。そして、そのコ
レクタに得られるとされるスイッチング出力を絶縁コン
バータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に伝達するように
されている。

【０００９】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側
に得られるスイッチングコンバータのスイッチング出力
を二次側に伝送するために設けられる。この絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴには、例えばフェライトＥＥ型コア
の中央磁脚に対して、一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2がそ
れぞれ分割した状態で巻装される。そして、中央磁脚に
対しては所定長のギャップを形成することで、所要の結
合係数による疎結合が得られるようにしており、その
分、飽和状態が得られにくいようにしている。

【００１０】絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線
Ｎ1の巻始め端部は、図示するようにメインスイッチン
グ素子Ｑ1のコレクタと接続され、巻終わり端部は検出
巻線ＮDを介して平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑
電圧Ｅｉ）と接続されている。従って、一次巻線Ｎ1に
対しては、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング
出力が供給されることで、スイッチング周波数に対応す
る周期の交番電圧が発生する。

【００１１】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
第１の並列共振回路が形成される。この並列共振回路に
より、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧と
なり、従って、二次側においては電圧共振動作が得られ
ることとなる。即ち、この電源回路は、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路を
備え、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回
路を備えた「複合共振形スイッチングコンバータ」の構
成を採る。

【００１２】そして、二次巻線Ｎ2及び二次側並列共振
コンデンサＣ2から成る二次側並列共振回路に対して
は、図示するようにして、整流ダイオードＤO1及び平滑
コンデンサＣO1を接続することで半波整流回路が形成さ
れる。そして、この半波整流回路によって二次側直流出
力電圧ＥO1を生成する。

【００１３】また、この場合の絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの二次側に対しては、上記二次巻線Ｎ2と独立し
て、この二次巻線Ｎ2よりは巻数が少ないとされる他の
二次巻線Ｎ3が巻装されている。この二次巻線Ｎ3に対し
ては、図示するようにして整流ダイオードＤO2及び平滑
コンデンサＣO2が接続されることで半波整流回路が形成
され、二次側直流出力電圧ＥO2を生成する。

【００１４】また、この電源回路においては、二次側ア
クティブクランプ回路１０が備えられる。この二次側ア
クティブクランプ回路１０は、ＭＯＳ−ＦＥＴの補助ス
イッチング素子Ｑ2，クランプコンデンサＣCL1，ボディ
ダイオードによるクランプダイオードＤD2を備える。ま
た、補助スイッチング素子Ｑ2を駆動するための駆動回
路系として、駆動巻線Ｎｇ−コンデンサＣｇ−抵抗Ｒｇ
から成る直列接続回路及びバイアス抵抗Ｒ1を備える。

【００１５】補助スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソ
ース間に対してはクランプダイオードＤD2が並列に接続
される。また、補助スイッチング素子Ｑ2のドレインは
クランプコンデンサＣCL１を介して、二次巻線Ｎ2の巻
終わり端部に対して接続される。また、補助スイッチン
グ素子Ｑ2のソースは二次側アースに対して接続され
る。このように、アクティブクランプ回路１０として
は、上記補助スイッチング素子Ｑ2//クランプダイオー
ドＤD2の並列接続回路に対して、クランプコンデンサＣ
CL1を直列に接続して成るものとされる。そして、この
ようにして形成される回路を、二次側並列共振回路Ｎ2/
/Ｃ2に対して、更に並列に接続して構成されるものであ
る。

【００１６】また、駆動回路系である抵抗Ｒｇ1−コン
デンサＣｇ1−ドライブ巻線Ｎｇ1の直列接続回路は、補
助スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して接続される。
この直列接続回路は補助スイッチング素子Ｑ2のための
自励式駆動回路を形成する。即ちこの自励式駆動回路に
て得られる発振出力がスイッチング素子Ｑ2のゲートに
印加されてスイッチング動作が行われる。この場合のド
ライブ巻線Ｎｇ1は、二次巻線Ｎ2の巻始め端部側を巻き
上げるようにして形成している。

【００１７】二次側直流出力電圧ＥO1は、第１制御回路
１に対して分岐して入力される。第１制御回路１では、
二次側直流出力電圧ＥO1のレベルの変化に応じたレベル
の制御電圧を補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに出力
し、補助スイッチング素子Ｑ2のオフ期間を可変制御す
ることで、整流ダイオードＤO1のオン期間、つまり導通
角を可変制御するようにされる。これによって直流出力
低電圧Ｅ01についての定電圧化が図られるようにしてい
る。

【００１８】また、二次側直流出力電圧ＥO2は、第２制
御回路２に対して分岐して入力される。第２制御回路２
では、直流出力電圧ＥO2のレベルの変化に応じて、制御
巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レベルを可変する
ようにされている。これによって、駆動巻線ＮBのイン
ダクタンスＬBが可変されて、自励発振駆動回路内の直
列共振回路の共振周波数、つまり、メインスイッチング
素子Ｑ1のスイッチング周波数が可変制御され、これに
よって直流出力電圧Ｅ01を安定化する。ここで、スイッ
チング周波数を可変するのにあたってはメインスイッチ
ング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFは一定とされたうえ
で、オンとなる期間ＴONを可変制御するように動作して
いる。つまり、期間ＴONについてＰＷＭ制御を行うと共
にスイッチング周波数制御を実行している。なお、本明
細書では、このような複合的な制御を「複合制御方式」
ということとしている。

【００１９】図６は、上記図５に示した電源回路におけ
る要部の動作波形を示している。ここで、図６（ａ）〜
（ｆ）は、最大負荷電力時における動作が示され、図６
（ｇ）〜（ｌ）には、所定の負荷電力の値による軽負荷
の条件での、図６（ａ）〜（ｆ）と同一部位の動作が示
されている。ここで、一次側並列共振コンデンサＣｒの
両端に得られる一次側並列共振電圧Ｖ1は、図６（ａ）
に示すようにして、メインスイッチング素子Ｑ1がオン
となる期間ＴON1においては０レベルで、オフとなる期
間ＴOFF1には正弦波状のパルスが得られる波形となる。

【００２０】また、メインスイッチング素子Ｑ1に流れ
るコレクタ電流ＩQ1は、図６（ｂ）に示すようにして、
期間ＴOFF1では０レベルで、期間ＴON1においては、先
ず、ターンオン時の動作として、クランプダイオードＤ
D1→メインスイッチング素子Ｑ1のベース→コレクタを
介するようにして負極性の方向により、平滑コンデンサ
Ｃｉに対してクランプ電流（ダンパー電流）が流れる。
つまり、このタイミングでＺＶＳ(Zero Voltage Switch
ing)がおこなわれているものである。そして、その後に
正極性の方向によって一次巻線Ｎ1からコレクタに流入
する波形となっている。

【００２１】また、二次側の動作についてみると、二次
側並列共振回路（Ｎ2//Ｃ2）に生じる並列共振電圧Ｖ2
は、図６（ｃ）に示すように、補助スイッチング素子Ｑ
2がオンとなる期間ＴON2において負極性の方向で一定レ
ベルとなり、オフとなる期間ＴOFF2においては、正極性
の方向で二次側直流出力電圧ＥO1のレベルでクランプさ
れる波形となる。また、補助スイッチング素子Ｑ2に流
れるクランプ電流ＩQ2は、図６（ｄ）に示すようにして
期間ＴON2において、先ず、負極性の方向により流れ、
次いで正極性の方向に流れる鋸歯状波となる。

【００２２】そして、整流ダイオードＤO1に流れる整流
電流Ｉ1は、図６（ｅ）に示すようにして、期間ＴON2に
おいては０レベルで、期間ＴOFF2において正弦波状に流
れる波形が得られるものである。つまり、整流ダイオー
ドＤO1と、補助スイッチング素子Ｑ2とは、ほぼ交互と
なるタイミングによってオン／オフ動作を行っている。
また、図６（ｆ）に示される、二次巻線Ｎ3側の整流ダ
イオードＤO2に流れる整流電流Ｉoについても、上記図
６（ｅ）に示す整流電流Ｉ1と同様のタイミングとな
る。

【００２３】そして、上記最大負荷電力時の条件から、
或る所定の軽負荷の条件となったときには、図６（ａ）
〜図６（ｆ）に示す各波形は、図６（ｇ）〜（ｌ）に示
すものとなる。ここで、図６（ａ）と図６（ｇ）に示す
一次側並列共振電圧Ｖ1を比較すると期間ＴOFF1は一定
で、期間ＴON1が短縮するように変化していることから
も分かるように、前述したスイッチング周波数制御及び
期間ＴON1のＰＷＭ制御が同時に行われる複合制御方式
となっている。そして、図６（ｈ）に示す補助スイッチ
ング素子Ｑ2のコレクタ電流ＩQ2も、この軽負荷時にお
ける期間ＴOFF1及び期間ＴON1に応じたタイミングで流
れるようにされる。

【００２４】また、二次側の動作としては、図６（ｉ）
（ｊ）の二次側並列共振電圧Ｖ2及びクランプ電流ＩQ2
に示されるようにして、軽負荷となるのに従って期間Ｔ
OFF2が短縮されるようにして補助スイッチング素子Ｑ2
のオン／オフタイミングが制御されていることが分か
る。つまりは、オフ期間ＴOFF2に対する導通角制御が行
われているものである。そして、これに応じて、図６
（ｋ）に示すようにして、整流電流Ｉ1は短縮された期
間ＴOFF2のタイミングでほぼ流れるようにされる。つま
り、整流ダイオードＤO1がオンとなる期間の導通角が制
御されており、これによって二次側直流出力電圧ＥO1の
安定化が図られることになるものである。また、整流ダ
イオードＤO2に流れる整流電流Ｉｏとしても、図６
（ｌ）に示すようにして、短縮された期間ＴOFF2のタイ
ミングでほぼ流れるようにされており、二次側直流出力
電圧ＥO2についての安定化が図られていることも、この
動作により示されている。

【００２５】

【発明が解決しようとする課題】ところで、負荷電力が
或る程度以上軽くなり例えば中間負荷の範囲となった条
件の下では、図６（ｈ）に示すコレクタ電流ＩQ1の波形
からも分かるように、メインスイッチング素子Ｑ1がタ
ーンオンするタイミングにおいて負極正方向にダンパー
電流が流れていない。つまり、上記図６（ｂ）に示され
る波形に見られるようなＺＶＳ動作が得られなくなって
いることが分かる。そして、これ以上軽負荷の条件とな
った場合には、メインスイッチング素子Ｑ1の動作は異
常動作となり、破壊に至るおそれがある。そして、これ
を防止するためには、交流入力電圧ＶAC負荷の変動に対
して制御範囲を狭くせざるを得なくなるという制限が与
えられてしまうことになる。

【００２６】また、二次側直流出力電圧ＥO1、ＥO2に対
して電力が供給される期間は、図６（ｅ）（ｆ）（ｋ）
（ｌ）からも分かるように、スイッチング１周期内にお
いて、メインスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴO
FF1内の半周期と、補助スイッチング素子Ｑ2がオンとな
る期間ＴON2を除く期間ＴOFF2にとどまる。このため、
ＡＣ／ＤＣ電力変換効率の向上には限界がある。例え
ば、電力変換効率の向上のために、商用交流電源ＡＣに
対して倍電圧整流回路を設けて、直流入力電圧ＶACの２
倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを得て、また、メインス
イッチング素子Ｑ1について低飽和電圧で高速スイッチ
ング特性の１５００Ｖ耐圧のバイポーラトランジスタを
選定したとしても、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率としては９
２パーセントが限界である。更には、上記図６に示した
構成を基本として、さらに他の二次側直流電圧を生成
し、これを定電圧化する必要がある場合には、二次側に
対してさらにアクティブクランプ回路を追加する必要が
生じ、これによっては、さらに制御範囲について制限が
与えられてしまうことになる。

【００２７】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮して、絶縁コンバータトランスの二次側にて
得られる複数の二次側直流出力電圧について、一次側に
おける複合制御方式、及び二次側アクティブクランプ回
路の導通角制御により安定化を図る場合において、負荷
電力の減少あるいは交流入力の増大に伴い、中間負荷状
態でも安定したＺＶＳ動作を得て制御範囲を拡大させる
ことを目的とする。また、これに伴って、電力変換効率
の向上を図ることも目的とする。

【００２８】このため、本発明のスイッチング電源回路
としては次のように構成する。つまり、自励発振駆動回
路によりスイッチング駆動されることで、直流入力電圧
についてスイッチングを行うスイッチング素子を備えて
形成されるスイッチング手段と、一次巻線に得られる上
記スイッチング手段の出力を複数の二次巻線に対して伝
送する絶縁コンバータトランスと、この絶縁コンバータ
トランスの一次巻線と、一次側並列共振コンデンサとに
より形成され、上記スイッチング手段の動作を電圧共振
形とするように設けられる一次側並列共振回路を備え
る。また、上記絶縁コンバータトランスに巻装した第一
の二次巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列に
接続することで形成される二次側並列共振回路と、この
二次側並列共振回路に得られる交番電圧を入力して整流
動作を行うことで第一の直流出力電圧を得るように構成
される第一の直流出力電圧生成手段と、第一の二次巻線
とともに巻装される駆動巻線と直列に接続することで形
成される二次側駆動用共振回路と、第一のクランプコン
デンサと第一の補助スイッチング素子とによる直列接続
回路を備え、二次側駆動用共振回路によりスイッチング
駆動される二次側アクティブクランプ手段を備える。そ
して、第一の直流出力電圧生成手段により得られる第一
の直流出力電圧のレベルに基づいて第一の補助スイッチ
ング素子の導通角を制御して、第一の直流出力電圧につ
いての定電圧制御を行うようにされる第一の定電圧制御
手段を設ける。また、絶縁コンバータトランスに巻装し
た第二の二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動
作を行うことで第二の直流出力電圧を得るように構成さ
れる第二の直流出力電圧生成手段と、上記自励発振駆動
回路を形成する駆動巻線と、この駆動巻線に対して上記
スイッチング手段のスイッチング出力を励起させるため
の検出巻線と、制御巻線とが巻装される制御トランスを
備える。そして、第二の直流出力電圧生成手段により得
られる第二の直流出力電圧のレベルに応じて可変される
レベルの制御電流を制御トランスの制御巻線に流すこと
により、スイッチング素子のスイッチング周波数を可変
制御して第二の直流出力電圧についての定電圧制御を行
うようにされる第二の定電圧制御手段を設ける。また、
絶縁コンバータトランスの一次巻線とともに巻装される
駆動巻線と直列に接続することで形成される一次側駆動
用共振回路と、第二のクランプコンデンサと第二の補助
スイッチング素子とによる直列接続回路を備え、一次側
駆動用共振回路によりスイッチング駆動されることで、
スイッチング手段がオフとなる期間に上記絶縁コンバー
タトランスの一次側並列共振回路に発生する電圧をクラ
ンプするように設けられる一次側アクティブクランプ手
段と、絶縁コンバータトランスの一次巻線に対して並列
に接続される一次巻線を有する他の絶縁コンバータトラ
ンスと、この他の絶縁コンバータトランスに巻装された
二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行う
ことで第三の直流出力電圧を得るように構成される第三
の直流出力電圧生成手段とを備える。そして、第三の直
流出力電圧生成手段により得られる直流出力電圧のレベ
ルに基づいて第二の補助スイッチング素子の導通角を制
御して、第三の直流出力電圧についての定電圧制御を行
うようにされる第三の定電圧制御手段を設けるものであ
る。

【００２９】また、本発明のスイッチング電源回路とし
て次のようにも構成する。つまり、自励発振駆動回路に
よりスイッチング駆動されることで、直流入力電圧につ
いてスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成
されるスイッチング手段と、一次巻線に得られる上記ス
イッチング手段の出力を複数の二次巻線に対して伝送す
る絶縁コンバータトランスと、この絶縁コンバータトラ
ンスの一次巻線と、一次側並列共振コンデンサとにより
形成され、スイッチング手段の動作を電圧共振形とする
ように設けられる一次側並列共振回路を備える。また、
絶縁コンバータトランスに巻装した第一の二次巻線に対
して二次側並列共振コンデンサを並列に接続することで
形成される二次側並列共振回路と、この二次側並列共振
回路に得られる交番電圧を入力して整流動作を行うこと
で第一の直流出力電圧を得るように構成される第一の直
流出力電圧生成手段と、第一の二次巻線とともに巻装さ
れる駆動巻線と直列に接続することで形成される二次側
駆動用共振回路と、第一のクランプコンデンサと第一の
補助スイッチング素子とによる直列接続回路を備え、上
記二次側駆動用共振回路によりスイッチング駆動される
二次側アクティブクランプ手段とを備える。そして、第
一の直流出力電圧生成手段により得られる第一の直流出
力電圧のレベルに基づいて第一の補助スイッチング素子
の導通角を制御して、第一の直流出力電圧についての定
電圧制御を行うようにされる第一の定電圧制御手段を設
ける。また、絶縁コンバータトランスに巻装した第二の
二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行う
ことで第二の直流出力電圧を得るように構成される第二
の直流出力電圧生成手段と、上記自励発振駆動回路を形
成する駆動巻線と、この駆動巻線に対して上記スイッチ
ング手段のスイッチング出力を励起させるための検出巻
線と、制御巻線とが巻装される制御トランスを備える。
そして、第二の直流出力電圧生成手段により得られる第
二の直流出力電圧のレベルに応じて可変されるレベルの
制御電流を、上記制御トランスの制御巻線に流すことに
より、スイッチング素子のスイッチング周波数を可変制
御して、第二の直流出力電圧についての定電圧制御を行
うようにされる第二の定電圧制御手段を設ける。また、
絶縁コンバータトランスの一次巻線とともに巻装される
駆動巻線と直列に接続することで形成される一次側駆動
用共振回路と、他の絶縁コンバータトランスの一次巻線
と直列共振コンデンサとからなり、スイッチング手段の
スイッチング出力が伝達されるようにして設けられる直
列共振回路と、第二のクランプコンデンサと第二の補助
スイッチング素子とからなり、直列共振コンデンサに並
列に接続されるとともに、一次側駆動用共振回路により
上記第二の補助スイッチング素子の導通角を制御するこ
とで、直列共振回路の共振周波数を制御するように設け
られる一次側アクティブクランプ手段と、他の絶縁コン
バータトランスに巻装された二次巻線に得られる交番電
圧を入力して整流動作を行うことで第三の直流出力電圧
を得るように構成される第三の直流出力電圧生成手段を
備える。そして、第三の直流出力電圧生成手段により得
られる直流出力電圧のレベルに基づいて第二の補助スイ
ッチング素子の導通角を制御して、第三の直流出力電圧
についての定電圧制御を行うようにされる第三の定電圧
制御手段を設ける。

【００３０】上記各構成によれば、絶縁コンバータトラ
ンスと共にスイッチング出力が伝送される他の絶縁コン
バータトランスを接続することにより、ＺＶＳ動作を得
る。さらに他の絶縁コンバータトランスの二次巻線に得
られる交番電圧を入力して整流して得られる直流出力電
圧を、一次側アクティブクランプ手段に帰還させてアク
ティブクランプの導通角を制御することで、この他の絶
縁コンバータトランスの二次側に得られる直流出力電圧
を定電圧化することが可能となる。

【００３１】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施の形
態としてのスイッチング電源回路の構成例を示してい
る。この図１に示す電源回路は、一次側に電圧共振形コ
ンバータを備えると共に二次側には並列共振回路を備え
た複合共振形スイッチングコンバータとしての構成を採
る。

【００３２】この図に示す電源回路においては、商用交
流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を
得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ
及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備えら
れ、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整流平
滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。

【００３３】この電源回路に備えられる電圧共振形のス
イッチングコンバータは、１石のメインスイッチング素
子Ｑ1を備えた自励式の構成を採っている。この場合、
メインスイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラ
トランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用さ
れている。

【００３４】メインスイッチング素子Ｑ1のベースと一
次側アース間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、
ベース電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発
振駆動用の直列共振回路が接続される。また、メインス
イッチング素子Ｑ1のベースは、起動抵抗ＲSを介して平
滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅｉ）の正極側にも接
続されており、起動時のベース電流を整流平滑ラインか
ら得るようにしている。

【００３５】また、メインスイッチング素子Ｑ1のベー
スと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿
入されるクランプダイオードＤD1により、メインスイッ
チング素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電流の経路を
形成するようにされている。また、メインスイッチング
素子Ｑ1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
−１の一次巻線Ｎ1の巻始め端部と接続され、エミッタ
は接地される。

【００３６】また、上記メインスイッチング素子Ｑ1の
コレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサ
Ｃｒが並列に接続されている。この並列共振コンデンサ
Ｃｒは、自身のキャパシタンスと、後述する絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎ1側のリーケージ
インダクタンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一
次側並列共振回路を形成する。そして、メインスイッチ
ング素子Ｑ1のオフ時には、この並列共振回路の作用に
よって並列共振コンデンサＣｒの両端電圧Ｖ1は、実際
には正弦波状のパルス波形となって電圧共振形の動作が
得られるようになっている。

【００３７】この図に示す直交形制御トランスＰＲＴ
は、共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB及び制御巻線Ｎ
Cが巻装された可飽和リアクトルである。この場合の直
交形制御トランスＰＲＴは、メインスイッチング素子Ｑ
1及び後述するアクティブクランプ回路２０を形成する
補助スイッチング素子Ｑ2を駆動すると共に、定電圧制
御のために設けられる。この直交形制御トランスＰＲＴ
の構造としては、図示は省略するが、４本の磁脚を有す
る２つのダブルコの字形コアの互いの磁脚の端部を接合
するようにして立体型コアを形成する。そして、この立
体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻装方向に
共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御
巻線ＮCを、上記共振電流検出巻線ＮD及び駆動巻線ＮB
に対して直交する方向に巻装して構成される。

【００３８】この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共
振電流検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉの正極と絶
縁コンバータトランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎ1との間
に直列に挿入されることで、メインスイッチング素子Ｑ
1のスイッチング出力は、一次巻線Ｎ1を介して共振電流
検出巻線ＮDに伝達される。直交形制御トランスＰＲＴ
においては、共振電流検出巻線ＮDに得られたスイッチ
ング出力がトランス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起さ
れることで、駆動巻線ＮBの各々にはドライブ電圧とし
ての交番電圧が発生する。駆動巻線ＮBに得られるドラ
イブ電圧は、メインスイッチング素子Ｑ1のための自励
発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，ＣB）から
ベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電流として
メインスイッチング素子Ｑ1のベースに出力される。こ
れにより、メインスイッチング素子Ｑ1は、直列共振回
路の共振周波数により決定されるスイッチング周波数で
スイッチング動作を行うことになる。

【００３９】絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１は、メ
インスイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側
に伝送する。絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１は、そ
の図示は省略するが、例えばフェライト材によるＥ型コ
アを互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コ
アが備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、一
次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割した状態で巻装
している。そして、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては所
定幅のギャップを形成するようにしている。これによっ
て、所要の結合係数による疎結合が得られるようにして
いる。この結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５と
いう疎結合の状態を得るようにしており、その分、飽和
状態が得られにくいようにしている。

【００４０】上記絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の
一次巻線Ｎ1の巻始め端部側は、メインスイッチング素
子Ｑ1のコレクタと接続され、巻終わり端部は共振電流
検出巻線ＮDの直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの
正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。

【００４１】また、この図に示す電源回路の一次側には
一次側アクティブクランプ回路１１が備えられる。一次
側アクティブクランプ回路１１は、補助スイッチング素
子Ｑ3，クランプコンデンサＣCL2，クランプダイオード
ＤD3を備えている。この場合、補助スイッチング素子Ｑ
3についてはＭＯＳ−ＦＥＴが選定される。また、クラ
ンプダイオードＤD3には、ＭＯＳ−ＦＥＴである補助ス
イッチング素子Ｑ3に内蔵されるボディダイオードを用
いることができる。

【００４２】また、補助スイッチング素子Ｑ3のドレイ
ンはクランプコンデンサＣCL2を介して整流平滑電圧Ｅ
ｉのラインと一次巻線Ｎ1の巻終わり端部との接続点に
対して接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ3の
ソースは一次巻線Ｎ1の巻始め端部側とメインスイッチ
ング素子Ｑ1のコレクタとの接続点に対して接続され
る。また、クランプダイオードＤD3は、そのアノードが
補助スイッチング素子Ｑ3のソースに接続され、カソー
ドが補助スイッチング素子Ｑ3のドレインに接続され
る。このように、本実施の形態の一次側アクティブクラ
ンプ回路１１としては、上記補助スイッチング素子Ｑ3
及びクランプダイオードＤD3から成るスイッチング回路
に対して、クランプコンデンサＣCL2を直列に接続して
成るものとされる。そして、このようにして形成される
回路を絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎ
1に対して並列に接続して構成されるものである。

【００４３】また、補助スイッチング素子Ｑ3の駆動回
路系としては、補助スイッチング素子Ｑ3のゲートに対
して、コンデンサＣｇ1−抵抗Ｒｇ1−駆動巻線Ｎｇ1の
直列接続回路により形成されるＬＣＲ直列共振回路が接
続される。そして、上記ＬＣＲ直列共振回路（Ｃｇ1−
Ｒｇ1−Ｎｇ1）の共振周波数としては、メインスイッチ
ング素子Ｑ1の自励発振駆動回路を形成する直列共振回
路（ＲB−ＣB−ＮB）と同等であるようにして設定され
る。つまり、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチン
グ周波数とほぼ同等となるようにして設定される。な
お、この場合には、バイアス抵抗Ｒ11を補助スイッチン
グ素子Ｑ3のゲート−ソース間に並列に接続している。

【００４４】ここで駆動巻線Ｎｇ1は、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴ−１において一次巻線Ｎ1の巻始め端部
側を巻き上げるようにして形成されている。これによっ
て、駆動巻線Ｎｇ1には、一次巻線Ｎ1に得られるメイン
スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力である交番電
圧によって励起された交番電圧が発生することになる。
また、この場合には、その巻方向の関係から、一次巻線
Ｎ1と駆動巻Ｎg1とでは、逆極性の交番電圧が得られ
る。そして、このようにして得られる交番電圧によって
ＬＣＲ直列共振回路が共振動作を行ってその出力を補助
スイッチング素子Ｑ3のゲートに印加する。このように
して駆動される補助スイッチング素子Ｑ3としては、メ
インスイッチング素子Ｑ1とはほぼ交互となるオン／オ
フタイミングによってスイッチング動作を行うようにさ
れる。

【００４５】上記一次側アクティブクランプ回路１１
は、後述するようにして、二次側直流出力電圧ＥO3のレ
ベル変動に応じて、補助スイッチング素子Ｑ3のオン期
間についてのＰＷＭ制御が行われることで、結果的には
二次側直流出力電圧ＥO3についての安定化を図るように
動作する。また、メインスイッチング素子Ｑ1//並列共
振コンデンサＣｒの並列回路の両端に発生する並列共振
電圧Ｖ1のピークレベルを抑制するようにも動作する。

【００４６】絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の二次
側では、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次
巻線Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対して
は、二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続される
ことで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と
二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによ
って並列共振回路が形成される。この並列共振回路によ
り、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧とな
る。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００４７】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共
振回路が備えられた、「複合共振形スイッチングコンバ
ータ」としての構成を有する。

【００４８】そして、上記二次巻線Ｎ2に対しては、整
流ダイオードＤO1及び平滑コンデンサＣO1を図示するよ
うにして接続して、半波整流動作を行う半波整流回路を
形成することで二次側直流出力電圧ＥO1を得るようにし
ている。この場合、例えば二次側直流出力電圧ＥO1は１
３５Ｖとされる。なお、この直流出力電圧ＥO1は第１制
御回路１に対しても分岐して入力される。

【００４９】また、上記した二次側並列共振回路（Ｎ2/
/Ｃ2）及び半波整流回路（ＤO1，ＣO1）から成る回路部
に対しては、二次側アクティブクランプ回路１０が設け
られる。二次側アクティブクランプ回路１０は、補助ス
イッチング素子Ｑ2，クランプコンデンサＣCL1，クラン
プダイオードＤD2を備えている。ここでも、補助スイッ
チング素子Ｑ2についてはＭＯＳ−ＦＥＴが選定され、
クランプダイオードＤD2には、ＭＯＳ−ＦＥＴである補
助スイッチング素子Ｑ2に内蔵されるボディダイオード
を用いることができる。

【００５０】補助スイッチング素子Ｑ2のドレインはク
ランプコンデンサＣCL2を介して二次巻線Ｎ2の巻終わり
端部と整流ダイオードＤO1のアノードの接続点に対して
接続される。補助スイッチング素子Ｑ2のソースは二次
側アースに接地される。また、クランプダイオードＤD2
は、そのアノードが補助スイッチング素子Ｑ2のソース
に接続され、カソードが補助スイッチング素子Ｑ2のド
レインに接続される。このように、本実施の形態の二次
側アクティブクランプ回路１０は、補助スイッチング素
子Ｑ2及びクランプダイオードＤD2から成るスイッチン
グ回路に対して、クランプコンデンサＣCL2を直列に接
続して成るものとされる。そして、このようにして形成
される回路を絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の二次
側に設けられた二次側並列共振回路（Ｎ2//Ｃ2）に対し
て並列に接続して構成されるものである。

【００５１】この補助スイッチング素子Ｑ2の駆動回路
系としては、補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに対し
て、コンデンサＣｇ−抵抗Ｒｇ−駆動巻線Ｎｇの直列接
続回路により形成されるＬＣＲ直列共振回路を接続し、
ゲート−ソース間に対して並列にバイアス抵抗Ｒ1を接
続することで形成される。

【００５２】この場合、駆動巻線Ｎｇは、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴ−１の二次巻線Ｎ2の巻始め端部側を
巻き上げるようにして形成されている。これによって、
駆動巻線Ｎｇには、二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧に
よって励起され、交番電圧が発生することになる。この
場合には、その巻方向の関係から、一次巻線Ｎ1と駆動
巻Ｎg1とでは、逆極性の交番電圧が得られる。ＬＣＲ直
列共振回路は、このようにして得られる交番電圧に基づ
いて補助スイッチング素子Ｑ2をスイッチング駆動する
ことになるが、この場合には、整流ダイオードＤO1とは
ほぼ交互となるオン／オフタイミングによるスイッチン
グ動作となるものである。

【００５３】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１
の二次側には、上記二次巻線Ｎ2とは独立して、さらに
もう１つの二次巻線Ｎ3が巻装される。この場合、二次
巻線Ｎ3については、二次巻線Ｎ2よりも少ないターン数
が選定されている。そして、この二次巻線Ｎ3に対して
は、図示するように整流ダイオードＤO2及び平滑コンデ
ンサＣO2から成る半波整流回路が接続されることで、例
えば１５Ｖの二次側直流出力電圧ＥO2を得るようにされ
る。

【００５４】そして、この図に示す電源回路において
は、二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO2のほかにさらに二次
側直流出力電圧ＥO3を得るようにされる。このために、
本実施の形態としては、図示するようにして絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴ−２が設けられる。なお、絶縁コン
バータトランスＰＩＴ−２の基本的構造としては、絶縁
コンバータトランスＰＩＴ−１と同様とされればよい。
また、上記二次側直流出力電圧ＥO3のレベルとしては、
例えば２４Ｖとされる。

【００５５】この絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２に
対しては、一次巻線Ｎ1A及び二次巻線Ｎ2Aが巻装され
る。一次巻線Ｎ1Aは、その巻始め端部が、一次巻線Ｎ1
の巻始め端部とメインスイッチング素子Ｑ1のコレクタ
との接続点に対して接続され、巻終わり端部が一次巻線
Ｎ1の巻終わり端部側に対して接続される。つまり、一
次巻線Ｎ1Aは、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１に巻
装される一次巻線Ｎ1に対して並列に接続される。二次
巻線Ｎ2Aは、その巻始め端部が整流ダイオードＤO3のア
ノード→カソードを介するようにして平滑コンデンサＣ
O3の正極端子に対して接続される。また、巻始め端部は
二次側アースに接地される。このような接続態様では、
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の二次側には整流ダ
イオードＤO3及び平滑コンデンサＣO3から成る半波整流
回路が備えられ、二次側直流出力電圧ＥO3を得る。この
二次側直流出力電圧ＥO3は、分岐して第３制御回路３に
対して入力される。また、一次巻線Ｎ1Aに対して二次巻
線Ｎ2Aが逆極性となっていることから、その整流動作と
してはフライバック動作となる。これに対して、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴ−１側における整流動作は、一
次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とが同極性であることからフォ
ワード動作となるものである。なお、整流ダイオードＤ
O3及び平滑コンデンサＣO3から成る半波整流回路の動作
としては、必ずしもフライバック動作とする必要はな
く、フォワード動作となるように回路を構成しても構わ
ないものである。

【００５６】続いて、図１に示す電源回路における二次
側直流出力電圧の安定化について説明する。先ず第２制
御回路２による安定化動作について説明する。二次側直
流出力電圧は、交流入力電圧ＶAC若しくは接続される負
荷の変動などによりそのレベルが変動するが、第２制御
回路２においては、二次側直流出力電圧ＥO2の電圧レベ
ルの変動に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流
電流）レベルを可変することで、直交形制御トランスＰ
ＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可
変制御する。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタン
スＬBを含んで形成されるメインスイッチング素子Ｑ1の
ための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が
変化する。これは、メインスイッチング素子Ｑ1のスイ
ッチング周波数を可変する動作となり、この動作によっ
て二次側直流出力電圧ＥO2を安定化する。また、スイッ
チング周波数を可変制御するのにあたっては、メインス
イッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF1は一定で、
オンとなる期間ＴON1を可変制御するという導通角制御
（ＰＷＭ制御）が行われる。つまり、メインスイッチン
グ素子Ｑ1のスイッチング周波数と導通角とを同時制御
する複合制御方式による安定化をおこなうものである。

【００５７】また、第１制御回路１は、入力される二次
側直流出力電圧ＥO1のレベル変動に応じて、そのレベル
を変化させた制御電圧を二次側アクティブクランプ回路
１０内の補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに印加す
る。前述のように補助スイッチング素子Ｑ2は、ＬＣＲ
共振回路（Ｎｇ−Ｒｇ−Ｃｇ）によって駆動されるが、
上記のようにして制御電圧が印加されることで、そのス
イッチングにおける導通角を制御するようにされる。そ
して、このような導通角制御に伴って、整流ダイオード
ＤO1の１スイッチング周期内における導通期間が制御さ
れ、平滑コンデンサＣO1に対する充電電流量がコントロ
ールされることとなる。この結果、平滑コンデンサＣO1
の両端電圧である二次側直流出力電圧ＥO1のレベルが安
定化されることになる。

【００５８】また、第３制御回路３は、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴ−２の二次側において得られる二次側直
流電圧ＥO3を入力して、この二次側直流出力電圧ＥO3の
レベル変動に応じたレベルの制御電圧を出力する。この
制御電圧は、フォトカプラ２０を介して、一次側アクテ
ィブクランプ回路１１内の補助スイッチング素子Ｑ3こ
のゲートに対して印加される。これにより、補助スイッ
チング素子Ｑ3の１スイッチング周期内におけるオン期
間について可変する導通角制御が行われることになるの
であるが、この導通角制御によっては一次巻線Ｎ1に流
れる電流量がコントロールされることになるため、これ
によって二次側に伝送されるエネルギーについてもコン
トロールされることになる。この結果、二次側直流出力
電圧ＥO3についての安定化が図られることになるもので
ある。

【００５９】図２は、上記構成によるスイッチング電源
回路における要部の動作波形を示している。ここで、一
次側並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる一次側並
列共振電圧Ｖ1は、図２（ａ）に示すようにして、メイ
ンスイッチング素子Ｑ1のオン／オフタイミングに対応
して、これがオンとなる期間ＴON1においては０レベル
で、オフとなる期間ＴOFF1においては、正弦波に近いパ
ルス波形が得られる。

【００６０】また、このメインスイッチング素子Ｑ1の
スイッチング周期に応じては、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴ−１の一次巻線Ｎ1には、図２（ｂ）に示す波形
によって一次巻線電流Ｉ1が流れるようにされる。ま
た、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の一次巻線Ｎ1A
には、図２（ｃ）に示す波形によって滑らかな鋸歯状波
による一次巻線電流Ｉ2が流れるようにされる。

【００６１】また、一次側アクティブクランプ回路１１
のクランプコンデンサＣCL2に対しては、図２（ｅ）に
示すようにしてクランプ電流ＩQ3が流れるようにされ
る。つまり、一次側アクティブクランプ回路１１が導通
するとされる期間ＴON3の開始時点においては、補助ス
イッチング素子Ｑ2に並列接続されるクランプダイオー
ドＤD2が導通を開始することで、クランプダイオードＤ
D2→クランプコンデンサＣCLの経路で電流が流れるよう
にされ、クランプ電流ＩQ2としては、期間ＴON3開始時
以降において、負方向から時間経過に従って０レベルに
近づく鋸歯状波形が得られることになる。

【００６２】ここで、例えば、クランプコンデンサＣCL
2のキャパシタンスが並列共振コンデンサＣｒのキャパ
シタンスの５０倍以上となるように選定すれば、このと
きの動作によっては、大部分の電流がクランプ電流ＩQ3
としてクランプコンデンサＣCL2に対して流れるように
され、並列共振コンデンサＣｒに対してはほとんど流れ
ない。これにより、この期間ＴON2時にメインスイッチ
ング素子Ｑ1にかかる並列共振電圧Ｖ1（図２（ａ））の
傾きは緩やかとなるようにされ、結果的には、例えば一
次側アクティブクランプ回路１１を設けない場合に対し
て１／２程度にまで抑制されてその導通角は広がること
になる。即ち、並列共振電圧Ｖ1に対するクランプ動作
が得られる。

【００６３】そして、期間ＴON3において、上記のよう
にして負極性によりクランプ電流ＩQ3流れる期間が終了
すると、引き続いては、クランプ電流ＩQ2は負の方向か
ら正方向に反転する。このタイミングでは、補助スイッ
チング素子Ｑ2は、このクランプ電流ＩQ2が負の方向か
ら正方向に反転するタイミングで、ＺＶＳ及びＺＣＳに
よりターンオンする。そして、一次側アクティブクラン
プ回路１１が非導通になるとされる期間ＴOFF3において
は、０レベルが維持されることになる。このようにして
補助スイッチング素子Ｑ2がオンとなる状態では、この
ときに得られる一次側並列共振回路の共振作用によっ
て、一次巻線Ｎ1→クランプコンデンサＣCL2を介して、
補助スイッチング素子Ｑ2のドレイン→エミッタにクラ
ンプ電流ＩQ2が流れ、正方向に増加していく波形が得ら
れる。

【００６４】また、上記のようにして一次側アクティブ
クランプ回路１１に対して電流が流れることによって、
補助スイッチング素子Ｑ3の両端電圧ＶQ2は、図２
（ｆ）に示す波形が得られることになる。

【００６５】そして、スイッチング素子Ｑ1に流れる電
流としては、上記図２（ｂ）（ｃ）に示す一次巻線電流
Ｉ1，Ｉ2が合成して流れると共に、図２（ｅ）に示すよ
うにして鋸歯状波によるクランプ電流ＩQ3が流れること
で、そのコレクタ電流ＩQ1としては、図２（ｄ）に示す
ものとなる。つまり、期間ＴOFF1では０レベルとなって
いる。これに対し、期間ＴON1においては、その開始時
に対応するターンオン時において、クランプダイオード
ＤD1→メインスイッチング素子Ｑ1のベース→コレクタ
を介するようにして負極性の方向により、平滑コンデン
サＣｉに対してクランプ電流（ダンパー電流）が流れ
る。つまり、このタイミングでＺＶＳ(Zero Voltage Sw
itching)がおこなわれる。そして、残る期間ＴON1にお
いては、正極性の方向によって一次巻線Ｎ1からコレク
タ−エミッタを介して流れる波形が得られることとな
る。

【００６６】また、二次側の動作は、図２（ｇ）〜
（ｋ）に示される。ここで、二次側並列共振回路（Ｎ2/
/Ｃ2）の両端に得られる二次側並列共振電圧Ｖ2として
は、図２（ｇ）に示すようにして、二次側アクティブク
ランプ回路１０がオンとなる期間ＴON2においては所定
の負極性のレベルでクランプされ、二次側アクティブク
ランプ回路１１がオフとなる期間ＴOFF2においては、二
次側直流出力電圧ＥO1のレベルでクランプされる波形と
なるものである。

【００６７】また、二次側並列共振回路（Ｎ2//Ｃ2）に
対しては二次側アクティブクランプ回路１０が設けられ
ているが、この動作としては、図２（ｈ）に示されるよ
うに、期間ＴON2の開始時以降においては、先ず、クラ
ンプダイオードＤD2が導通することで、クランプダイオ
ードＤD2→クランプコンデンサＣCL1を介して負極性の
方向でクランプ電流ＩQ2が流れる。そしてこの期間が終
了すると、０レベルから正極性に反転して、クランプコ
ンデンサＣCL1から補助スイッチング素子Ｑ2のドレイン
−ソースを介するようにしてクランプ電流ＩQ2が流れ
る。そして、期間ＴOFF2に至ると、この期間内では０レ
ベルとなるものである。

【００６８】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１
側にて得られるとされる二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO2
に対応して設けられる整流ダイオードＤO1，ＤO2の各々
に流れる整流電流Ｉ3，Ｉ4は、それぞれ図２（ｉ）
（ｊ）に示されている。これらの図から分かるように、
整流ダイオードＤO1，ＤO2は、期間ＴON2においては非
道通で、期間ＴOFF2において導通して整流電流Ｉ3，Ｉ4
が流れるというオン／オフタイミングで動作する。

【００６９】ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−
１側における整流動作はフォワード動作であるのに対し
て、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２側における整流
動作はフライバック動作とされている。このため、絶縁
コンバータトランスＰＩＴ−２の二次巻線Ｎ2Aに対して
接続される整流ダイオードＤO3のオン／オフ動作のタイ
ミングは、上記整流ダイオードＤO1，ＤO2とは異なった
ものとなる。つまり、整流ダイオードＤO3は、図２
（ｋ）に示されるようにして、メインスイッチング素子
Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF1内において導通して、整流
電流Ｉ5が流れることになる。

【００７０】このような動作が得られる本実施の形態の
電源回路では、二次側直流出力電圧ＥO1,ＥO2に加え
て、二次側直流出力電圧ＥO3を得るために、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴ−２を追加している。この場合、二
次側直流出力電圧ＥO3を得るために、一次巻線Ｎ1に対
して並列に接続される絶縁コンバータトランスＰＩＴ−
２の一次巻線Ｎ1Aに流れる一次巻線電流Ｉ2としては、
図２（ｃ）にも示されているようにして、鋸歯状波とな
る。そして、このような波形による一次巻線電流Ｉ2
と、一次巻線Ｎ1側の一次巻線電流Ｉ1とが合成されてス
イッチング素子Ｑ1のコレクタに流れるようにされる。
このような動作を得ることで、本実施の形態では、例え
ば最大負荷電力から中間負荷、若しくはこれより軽負荷
の条件に変化したとしてもスイッチング素子Ｑ1のコレ
クタに流れるコレクタ電流ＩQ1としては、ターンオン時
におけるＺＶＳ動作が確保されることとなる。従って、
負荷及び交流入力電圧の広範囲の変動に対してもＺＶＳ
動作が得られることとなるので、メインスイッチング素
子Ｑ1のスイッチング動作についての信頼性が向上する
ことになる。

【００７１】また、図２（ｉ）（ｊ）（ｋ）からも分か
るように、本実施の形態では、１スイッチング周期内の
電力供給タイミングとして、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴ−１の二次側では、二次側アクティブクランプ回路
１１非道通となる期間ＴOFF2に対応して整流電流（Ｉ
1，Ｉ2）が流れるのに対し、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴ−２の二次側ではメインスイッチング素子Ｑ1がオ
フとなる期間ＴOFF1に対応して整流電流Ｉ5が流れるよ
うにされる。つまり、本実施の形態では、メインスイッ
チング素子Ｑ1がオンとなる期間のみでなく、オフとな
る期間においてもエネルギー伝送が行われることにな
り、例えば先行技術として図５に示した回路の場合より
も、１スイッチング周期内における電力供給期間が長く
なるものである。これにより、本実施の形態としては電
力変換効率の向上が図られることになる。また、例えば
図５に示す回路構成に基づいては、さらにもう１つの安
定化された二次側直流出力電圧ＥO3を取り出そうとする
場合には、これに対応して二次側にアクティブクランプ
回路を追加する必要が生じる。これによっては、制御範
囲はさらに制限されるという問題を有するが、本実施の
形態のようにして、一次側にアクティブクランプ回路を
備えてその導通角制御を行うという構成を採れば、制御
範囲を狭くすることなく信頼性の高いスイッチング動作
を得ることが可能になるものである。

【００７２】ここで、参考として、図１に示される本実
施の形態の電源回路についての要部の選定値を挙げてお
く。絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１については、Ｅ
ＥＲ−４０型のフェライトコアを用い、ギャップ長Ｇ＝
０．５ｍｍとした。また、一次巻線Ｎ1＝１３０Ｔ、二
次巻線Ｎ2＝５０Ｔ、二次巻線Ｎ3＝６Ｔとなる。絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴ−２については、ＥＩ２８型に
よるフェライトコアについてギャップ長Ｇ＝０．５ｍ
ｍ、一次巻線Ｎ1A＝９０Ｔ、二次巻線Ｎ2A≒３０Ｔとな
る。また、一次側並列共振コンデンサＣｒ＝３３００ｐ
Ｆ、二次側並列共振コンデンサＣ2＝３３００ｐＦ、ク
ランプコンデンサＣCL1＝０．３３μＦ、クランプコン
デンサＣCL2＝０．２２μＦとなる。

【００７３】また、上記のようにして各部を選定した場
合における特性としては、二次側直流出力電圧ＥO1（＝
１３５Ｖ）の負荷電力変動１２０Ｗ〜５０Ｗ、二次側直
流出力電圧ＥO2（＝１５Ｖ）の負荷電力変動３０Ｗ〜０
Ｗ、二次側直流出力電圧ＥO3（＝２４Ｖ）の負荷電力変
動７２Ｗ〜０Ｗの条件で、最大負荷電力２２２Ｗ〜最小
負荷電力５０Ｗに対して、交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜
１４４Ｖの制御範囲となる結果が得られた。これに対し
て、図５に示した回路では、２００Ｗ〜１００Ｗの負荷
変動に対して交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜１２０Ｖの制
御範囲とされていた。また、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率
は、図５に示した回路が９２％であったのに対して、図
１に示す回路では、９２．９％に向上された。

【００７４】図３は、第２の実施の形態としてのスイッ
チング電源回路の構成例を示している。この図に示す電
源回路としても、一次側に電圧共振形コンバータを備え
ると共に二次側には並列共振回路を備えた複合共振形ス
イッチングコンバータとしての構成を採っている。な
お、この図３において図１と同一部分には同一符号を付
して説明を省略する。

【００７５】この図３に示す電源回路においては、先
ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の一次巻線Ｎ1A
について、その接続態様が図１の場合と異なる。つま
り、本実施の形態の一次巻線Ｎ1Aは、その巻始め端部が
直列共振コンデンサＣ1と直列接続されており、この直
列共振コンデンサＣ1を介して一次側アースに対して接
続されている。ここで、上記直列共振コンデンサＣ1の
キャパシタンスと一次巻線Ｎ1Aのリーケージインダクタ
ンスＬ1Aによっては直列共振回路が形成される。そし
て、一次巻線Ｎ1Aの巻終わり端部を、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎ1の巻始め端部とメイン
スイッチング素子Ｑ1のコレクタとの接続点に対して接
続することで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出
力が上記直列共振回路（Ｎ1A−Ｃ1）に対して伝達され
るようになっているものである。

【００７６】そのうえで、図３に示す回路においては、
図１に示されていた一次側アクティブクランプ回路１１
に代えて、一次側アクティブクランプ回路１１Ａが備え
られる。なお、この一次側アクティブクランプ回路１１
Ａを構成する部品素子としては、図１に示される一次側
アクティブクランプ回路１１と同様となることから、こ
こでは同一符号を付している。

【００７７】この場合、クランプコンデンサＣCL2、補
助スイッチング素子Ｑ3、クランプダイオードＤD3によ
る回路部は、図示するようにして、直列共振コンデンサ
Ｃ1に対して並列に設けられるている。なお、この図に
おいては、補助スイッチング素子Ｑ3を駆動するための
自励発振駆動回路（Ｃｇ1−Ｒｇ1−Ｎｇ1）を形成する
駆動巻線Ｎｇ1については、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴ−１の一次側において一次巻線Ｎ1とは独立して巻
装されている。

【００７８】このようにして接続される一次側アクティ
ブクランプ回路１１Ａを利用しての二次側直流出力電圧
ＥO3についての安定化動作は次のようになる。この場合
にも、第３制御回路３においては、入力された二次側直
流出力電圧ＥO3のレベル変化に応じて、そのレベルを可
変した制御電圧を、フォトカプラ２０を介して、補助ス
イッチング素子Ｑ3のゲートに対して印加する。これに
よって、補助スイッチング素子Ｑ3のスイッチング動作
に対してはそのオン期間ＴON3を可変制御する導通角制
御が実行されることになる。ここで、一次側アクティブ
クランプ回路１１Ａのスイッチング動作によっては、本
来であれば一次巻線Ｎ1Aから直列共振コンデンサＣ1に
対して流れる電流が、一次側アクティブクランプ回路１
１Ａがオンとなる期間においてクランプコンデンサＣCL
2に対して流れるようにされる。このため、上記のよう
にして補助スイッチング素子Ｑ3について導通角制御が
実行されることによっては、直列共振コンデンサＣ1に
おける充電電荷が可変制御されることになるものであ
る。これにより、上記直列共振回路（Ｎ1A−Ｃ1）の直
列共振周波数は変化することになるのであるが、この共
振周波数の変化により、共振インピーダンスが変化する
ことになるため、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１に
おいて、一次側から二次側に伝送されるエネルギーにも
増減が生じる。この結果、二次側直流出力電圧ＥO3につ
いての安定化が図られることになる。

【００７９】図４は、上記図３に示す電源回路における
要部の動作を示す動作波形図である。この図に示す回路
の場合にも、一次側並列共振電圧Ｖ1は、図４（ａ）に
示すようにして、メインスイッチング素子Ｑ1のオン／
オフタイミングに対応して、これがオンとなる期間ＴON
1においては０レベルで、オフとなる期間ＴOFF1におい
ては、正弦波に近いパルス波形が得られる。そして、絶
縁コンバータトランスＰＩＴ−１に巻装される一次巻線
Ｎ1の一次巻線電流Ｉ1は、図４（ｂ）に示す波形とな
る。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の一次巻
線Ｎ1Aには、図４（ｃ）に示す波形によって滑らかな鋸
歯状の一次巻線電流Ｉ2が流れるようにされる。

【００８０】また、この場合の一次側アクティブクラン
プ回路１１ＡのクランプコンデンサＣCL2に対しては、
図４（ｅ）に示すようにしてクランプ電流ＩQ3が流れ
る。この場合、一次側アクティブクランプ回路１１Ａが
導通するとされる期間ＴON3は、メインスイッチング素
子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF2を含み、これより長い期
間となる。そして、期間ＴON3の前半期間においてはク
ランプダイオードＤD2→クランプコンデンサＣCLの経路
で負極性によるクランプ電流ＩQ3が流れるようにされ、
後半期間においては、これが反転し、一次巻線Ｎ1→ク
ランプコンデンサＣCL2を介して、補助スイッチング素
子Ｑ2のドレイン→エミッタにクランプ電流ＩQ3が流れ
る。

【００８１】また、上記のようにして一次側アクティブ
クランプ回路１１Ａに対して電流が流れることによっ
て、補助スイッチング素子Ｑ3の両端電圧Ｖ3は、図４
（ｆ）に示す波形が得られることになる。

【００８２】そして、スイッチング素子Ｑ1に流れる電
流としては、上記図４（ｂ）（ｃ）に示す一次巻線電流
Ｉ1，Ｉ2が合成して流れると共に、図４（ｅ）に示すよ
うにして鋸歯状波によるクランプ電流ＩQ3が流れること
で、そのコレクタ電流ＩQ1としては、図４（ｄ）に示す
ものとなる。つまり、期間ＴOFF1では０レベルとなって
いる。これに対し、期間ＴON1においては、その開始時
に対応するターンオン時において、クランプダイオード
ＤD1→メインスイッチング素子Ｑ1のベース→コレクタ
を介するようにして負極性の方向により、平滑コンデン
サＣｉに対してクランプ電流（ダンパー電流）が流れ
る。つまり、このタイミングでＺＶＳがおこなわれる。
そして、残る期間ＴON1においては、正極性の方向によ
って一次巻線Ｎ1からコレクタ−エミッタを介して流れ
る波形が得られることとなる。

【００８３】また、二次側の動作は、図４（ｇ）〜
（ｊ）に示される。ここで、二次側並列共振回路（Ｎ2/
/Ｃ2）の両端に得られる二次側並列共振電圧Ｖ2として
は、図４（ｈ）に示すようにして、二次側アクティブク
ランプ回路１０がオンとなる期間ＴON2においては所定
の負極性のレベルでクランプされ、二次側アクティブク
ランプ回路１１Ａがオフとなる期間ＴOFF2においては、
二次側直流出力電圧ＥO1のレベルでクランプされる波形
となる。

【００８４】また、二次側並列共振回路（Ｎ2//Ｃ2）に
対して設けられる二次側アクティブクランプ回路１０の
動作としては、図４（ｉ）に示されるように、期間ＴON
2の開始時以降においては、先ず、クランプダイオード
ＤD2が導通することで、クランプダイオードＤD2→クラ
ンプコンデンサＣCL1を介して負極性の方向でクランプ
電流ＩQ2が流れる。そしてこの期間が終了すると、０レ
ベルから正極性に反転して、クランプコンデンサＣCL1
から補助スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソースを介
するようにしてクランプ電流ＩQ2が流れる。そして、期
間ＴOFF2に至ると、この期間内では０レベルとなるもの
である。

【００８５】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１
側にて得られるとされる二次側直流出力電圧ＥO1に対応
して設けられる整流ダイオードＤO1に流れる整流電流Ｉ
3は、図４（ｊ）に示されている。この図から分かるよ
うに、整流ダイオードＤO1，は、期間ＴON2においては
非道通で、期間ＴOFF2において導通して整流電流Ｉ3が
流れるというオン／オフ動作になっている。なお、二次
側直流出力電圧ＥO2に対応して設けられる整流ダイオー
ドＤO2に流れる整流電流Ｉ4もまた、この図４（ｊ）に
示される整流電流Ｉ3と同様のタイミングで流れるもの
となる。

【００８６】また、本実施の形態の電源回路において
も、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１側における整流
動作はフォワード動作であるのに対して、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴ−２側における整流動作はフライバッ
ク動作とされている。従って、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴ−２の二次巻線Ｎ2Aに対して接続される整流ダイ
オードＤO3のオン／オフ動作のタイミングは、図４
（ｋ）の整流電流Ｉ5に示されるようにして、メインス
イッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴON3のタイミング
で導通するものとなる。つまり、この場合にはメインス
イッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF1を含む期間
において、整流電流Ｉ5が流れて電力供給が行われるこ
ととなる。

【００８７】従って、このような構成及び動作が得られ
る第２の実施の形態としての電源回路についても、負荷
電力の減少に関わらずＺＶＳ動作は確保され、広い制御
範囲を確保することが可能になる。また、この電源回路
についても、メインスイッチング素子Ｑ1がオンとなる
期間のみでなく、オフとなる期間においてもエネルギー
伝送が行われることになるので、電力変換効率の向上が
図られることになる。さらには、一次側にアクティブク
ランプ回路を備えて、追加された二次側直流出力電圧Ｅ
O3についての安定化を図るようにしていることで、制御
範囲を狭くすることなく信頼性の高いスイッチング動作
を得ることが可能になるものである。

【００８８】上記図３に示される電源回路についての要
部の選定値としては次のようになる。絶縁コンバータト
ランスＰＩＴ−１については、ＥＥＲ−４０型のフェラ
イトコアを用い、ギャップ長Ｇ＝０．５ｍｍとした。ま
た、一次巻線Ｎ1＝１３０Ｔ、二次巻線Ｎ2＝５０Ｔ、二
次巻線Ｎ3＝６Ｔとなる。絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔ−２については、ＥＩ２８型によるフェライトコアに
ついてギャップ長Ｇ＝０．５ｍｍ、一次巻線Ｎ1A＝９０
Ｔ、二次巻線Ｎ2A≒２３Ｔとなる。また、一次側並列共
振コンデンサＣｒ＝３３００ｐＦ、一次側直列共振コン
デンサＣ1＝０．０１μＦ、二次側並列共振コンデンサ
Ｃ2＝３３００ｐＦ、クランプコンデンサＣCL1＝０．３
３μＦ、クランプコンデンサＣCL2＝０．２２μＦとな
る。また、図３に示す構成では、一次側アクティブクラ
ンプ回路１１Ａ内の補助スイッチング素子Ｑ3について
は、４００Ｖの低耐圧品を選定することが可能となる。

【００８９】そして、上記のようにして各部を選定した
場合における特性としては、図１に示した回路の場合と
同様、二次側直流出力電圧ＥO1（＝１３５Ｖ）の負荷電
力変動１２０Ｗ〜５０Ｗ、二次側直流出力電圧ＥO2（＝
１５Ｖ）の負荷電力変動３０Ｗ〜０Ｗ、二次側直流出力
電圧ＥO3（＝２４Ｖ）の負荷電力変動７２Ｗ〜０Ｗの条
件で、最大負荷電力２２２Ｗ〜最小負荷電力５０Ｗに対
して、交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜１４４Ｖの制御範囲
が得られたものである。また、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率
は、図１に示す回路では、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ
の条件で９３．２％に向上された。

【００９０】なお、本実施の形態においては、定電圧制
御を行うための制御トランスとして直交形制御トランス
が用いられているが、この直交形制御トランスの代わり
に、先に本出願人により提案された斜交形制御トランス
を採用することができる。上記斜交形制御トランスの構
造としては、ここでの図示は省略するが、例えば直交形
制御トランスの場合と同様に、４本の磁脚を有する２組
のダブルコの字形コアを組み合わせることで立体型コア
を形成する。そして、この立体形コアに対して制御巻線
ＮCと駆動巻線ＮBを巻装するのであるが、この際に、制
御巻線と駆動巻線の巻方向の関係が斜めに交差する関係
となるようにされる。具体的には、制御巻線ＮCと駆動
巻線ＮBの何れか一方の巻線を、４本の磁脚のうちで互
いに隣り合う位置関係にある２本の磁脚に対して巻装
し、他方の巻線を対角の位置関係にあるとされる２本の
磁脚に対して巻装するものである。そして、このような
斜交形制御トランスを備えた場合には、駆動巻線を流れ
る交流電流が負の電流レベルから正の電流レベルとなっ
た場合でも駆動巻線のインダクタンスが増加するという
動作傾向が得られる。これにより、駆動されるスイッチ
ング素子をターンオフするための負方向の電流レベルは
増加して、スイッチング素子の蓄積時間が短縮されるこ
とになるので、これに伴ってメインスイッチング素子の
ターンオフ時の下降時間も短くなり、スイッチング素子
の電力損失をより低減することが可能になるものであ
る。

【００９１】また、本発明としては、各図に示した構成
に限定されるものではない。例えば、上記実施の形態で
は、メインとなるスイッチング素子と補助スイッチング
素子とについては、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳ−
ＦＥＴを採用するものとしているが、ほかにも例えばＩ
ＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）、ＳＩＴ
（静電誘導サイリスタ）などの他の素子を採用すること
も考えられるものである。また、メインスイッチング素
子Ｑ1を駆動するスイッチング駆動部の構成も各図に示
したものに限定される必要はなく、例えば他励式とする
など、適宜適切とされる回路構成に変更されて構わな
い。また、メインスイッチング素子Ｑ1と補助スイッチ
ング素子Ｑ2，Ｑ3とについての素子の種類の組み合わせ
としても、上記各図に示した構成に限定されるものでは
ない。また、二次側共振回路を含んで形成される二次側
の整流回路としても、実施の形態としての各図に示した
構成に限定されるものではなく、他の回路構成が採用さ
れて構わないものである。

【００９２】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、一次側に
電圧共振形コンバータを備える複合共振形コンバータに
おいて、二次側並列共振回路が設けられる絶縁コンバー
タトランスに加えて、他の絶縁コンバータトランスとの
複数のコンバータトランスを設ける。そして、二次側並
列共振回路が設けられる絶縁コンバータトランス側では
第１及び第２の二次側直流出力電圧を得て、他の絶縁コ
ンバータトランス側では第３の二次側直流出力電圧を得
るようにされる。そして、第１の二次側直流出力電圧に
ついては、二次側アクティブクランプ回路の導通角制御
によって安定化を図り、第２の二次側直流出力電圧につ
いては、一次側のメインスイッチング素子について複合
制御方式によるスイッチング周波数制御を行うことで安
定化を図るようにされる。そして、第３の二次側直流出
力電圧については、一次側アクティブクランプ回路につ
いての導通角制御を実行することで安定化を図るように
される。

【００９３】このような構成であれば、複数の二次側直
流出力を得るのにあたり複数の絶縁コンバータトランス
が設けられて、一次側のスイッチング出力は分岐される
ことになるので、最大負荷電力よりも負荷が軽くなった
としても、一次側のメインスイッチング素子については
安定したＺＶＳ動作を確保することが可能になり、この
結果、制御範囲も拡大することとなる。また、これによ
っては、第１〜第３の二次側直流出力電圧に対して電力
供給を行うのに際しては、１スイッチング周期内におけ
る一次側から二次側への電力伝達期間が長くなるように
されるため、それだけ電力変換効率が向上されることに
なる。

【００９４】さらに、一次側に対して設けるアクティブ
クランプ回路によって第３の二次側直流出力電圧の安定
化を図るようにしていることから、例えば、二次側アク
ティブクランプ回路を追加することなく、３種以上の二
次側直流出力電圧ごとについての安定化を図ることが可
能になるが、これによっては、例えば制御範囲が狭めら
れることがないという利点を有しているものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成例を示す回路図である。

【図２】図１に示す電源回路における要部の動作を示す
波形図である。

【図３】本発明の第２の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成例を示す回路図である。

【図４】図１に示す電源回路における要部の動作を示す
波形図である。

【図５】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成
例を示す回路図である。

【図６】図５に示す電源回路における要部の動作を示す
波形図である。

【符号の説明】

１ 第１制御回路、２ 第２制御回路、３ 第３制御回
路、１０ 二次側アクティブクランプ回路、１１，１１
Ａ 一次側アクティブクランプ回路 Ｑ1 （メイン）スイッチング素子、Ｑ2，Ｑ3 補助ス
イッチング素子、ＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２ 絶縁コンバ
ータトランス、ＰＲＴ 直交型制御トランス、Ｎ１，Ｎ
1A 一次巻線、Ｎ2，Ｎ3，Ｎ2A 二次巻線、Ｃｒ 一次
側並列共振コンデンサ、Ｃ2 二次側並列共振コンデン
サ、ＣCL1，ＣCL2 クランプコンデンサ

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 自励発振駆動回路によりスイッチング駆
   動されることで、直流入力電圧についてスイッチングを
   行うスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング
   手段と、 一次巻線に得られる上記スイッチング手段の出力を複数
   の二次巻線に対して伝送する絶縁コンバータトランス
   と、 上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と、一次側並列
   共振コンデンサとにより形成され、上記スイッチング手
   段の動作を電圧共振形とするように設けられる一次側並
   列共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスに巻装した第一の二次巻線
   に対して二次側並列共振コンデンサを並列に接続するこ
   とで形成される二次側並列共振回路と、 上記二次側並列共振回路に得られる交番電圧を入力して
   整流動作を行うことで第一の直流出力電圧を得るように
   構成される第一の直流出力電圧生成手段と、 上記第一の二次巻線とともに巻装される駆動巻線と直列
   に接続することで形成される二次側駆動用共振回路と、 第一のクランプコンデンサと第一の補助スイッチング素
   子とによる直列接続回路を備え、上記二次側駆動用共振
   回路によりスイッチング駆動される二次側アクティブク
   ランプ手段と、 上記第一の直流出力電圧生成手段により得られる第一の
   直流出力電圧のレベルに基づいて上記第一の補助スイッ
   チング素子の導通角を制御して、上記第一の直流出力電
   圧についての定電圧制御を行うようにされる第一の定電
   圧制御手段と、 上記絶縁コンバータトランスに巻装した第二の二次巻線
   に得られる交番電圧を入力して整流動作を行うことで第
   二の直流出力電圧を得るように構成される第二の直流出
   力電圧生成手段と、 上記自励発振駆動回路を形成する駆動巻線と、この駆動
   巻線に対して上記スイッチング手段のスイッチング出力
   を励起させるための検出巻線と、制御巻線とが巻装され
   る制御トランスと、 上記第二の直流出力電圧生成手段により得られる第二の
   直流出力電圧のレベルに応じて可変されるレベルの制御
   電流を、上記制御トランスの制御巻線に流すことによ
   り、上記スイッチング素子のスイッチング周波数を可変
   制御して、上記第二の直流出力電圧についての定電圧制
   御を行うようにされる第二の定電圧制御手段と、 上記絶縁コンバータトランスの一次巻線とともに巻装さ
   れる駆動巻線と直列に接続することで形成される一次側
   駆動用共振回路と、 第二のクランプコンデンサと第二の補助スイッチング素
   子とによる直列接続回路を備え、上記一次側駆動用共振
   回路によりスイッチング駆動されることで、上記スイッ
   チング手段がオフとなる期間に上記絶縁コンバータトラ
   ンスの一次側並列共振回路に発生する電圧をクランプす
   るように設けられる一次側アクティブクランプ手段と、 上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に対して並列に
   接続される一次巻線を有する他の絶縁コンバータトラン
   スと、 上記他の絶縁コンバータトランスに巻装された二次巻線
   に得られる交番電圧を入力して整流動作を行うことで第
   三の直流出力電圧を得るように構成される第三の直流出
   力電圧生成手段と、 上記第三の直流出力電圧生成手段により得られる直流出
   力電圧のレベルに基づいて上記第二の補助スイッチング
   素子の導通角を制御して、上記第三の直流出力電圧につ
   いての定電圧制御を行うようにされる第三の定電圧制御
   手段と、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 【請求項２】 自励発振駆動回路によりスイッチング駆
   動されることで、直流入力電圧についてスイッチングを
   行うスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング
   手段と、 一次巻線に得られる上記スイッチング手段の出力を複数
   の二次巻線に対して伝送する絶縁コンバータトランス
   と、 上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と、一次側並列
   共振コンデンサとにより形成され、上記スイッチング手
   段の動作を電圧共振形とするように設けられる一次側並
   列共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスに巻装した第一の二次巻線
   に対して二次側並列共振コンデンサを並列に接続するこ
   とで形成される二次側並列共振回路と、 上記二次側並列共振回路に得られる交番電圧を入力して
   整流動作を行うことで第一の直流出力電圧を得るように
   構成される第一の直流出力電圧生成手段と、 上記第一の二次巻線とともに巻装される駆動巻線と直列
   に接続することで形成される二次側駆動用共振回路と、 第一のクランプコンデンサと第一の補助スイッチング素
   子とによる直列接続回路を備え、上記二次側駆動用共振
   回路によりスイッチング駆動される二次側アクティブク
   ランプ手段と、 上記第一の直流出力電圧生成手段により得られる第一の
   直流出力電圧のレベルに基づいて上記第一の補助スイッ
   チング素子の導通角を制御して、上記第一の直流出力電
   圧についての定電圧制御を行うようにされる第一の定電
   圧制御手段と、 上記絶縁コンバータトランスに巻装した第二の二次巻線
   に得られる交番電圧を入力して整流動作を行うことで第
   二の直流出力電圧を得るように構成される第二の直流出
   力電圧生成手段と、 上記自励発振駆動回路を形成する駆動巻線と、この駆動
   巻線に対して上記スイッチング手段のスイッチング出力
   を励起させるための検出巻線と、制御巻線とが巻装され
   る制御トランスと、 上記第二の直流出力電圧生成手段により得られる第二の
   直流出力電圧のレベルに応じて可変されるレベルの制御
   電流を、上記制御トランスの制御巻線に流すことによ
   り、上記スイッチング素子のスイッチング周波数を可変
   制御して、上記第二の直流出力電圧についての定電圧制
   御を行うようにされる第二の定電圧制御手段と、 上記絶縁コンバータトランスの一次巻線とともに巻装さ
   れる駆動巻線と直列に接続することで形成される一次側
   駆動用共振回路と、 他のコンバータトランスの一次巻線と直列共振コンデン
   サとからなり、上記スイッチング手段のスイッチング出
   力が伝達されるようにして設けられる直列共振回路と、 第二のクランプコンデンサと第二の補助スイッチング素
   子とからなり、上記直列共振コンデンサに並列に接続さ
   れるとともに、上記一次側駆動用共振回路により上記第
   二の補助スイッチング素子の導通角を制御することで、
   上記直列共振回路の共振周波数を制御するように設けら
   れる一次側アクティブクランプ手段と、 上記他のコンバータトランスに巻装された二次巻線に得
   られる交番電圧を入力して整流動作を行うことで第三の
   直流出力電圧を得るように構成される第三の直流出力電
   圧生成手段と、 上記第三の直流出力電圧生成手段により得られる直流出
   力電圧のレベルに基づいて上記第二の補助スイッチング
   素子の導通角を制御して、上記第三の直流出力電圧につ
   いての定電圧制御を行うようにされる第三の定電圧制御
   手段と、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。