JP2003230273A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 共振形コンバータに対して力率改善のための
回路構成を付加した電源回路のコストダウン及び回路基
板の小型軽量化を促進する。 【解決手段】 ＡＣ１００Ｖ系で負荷電力２００Ｗ程度
以上の重負荷の条件に対応する電源回路として、一次側
スイッチングコンバータについては、フルブリッジ電流
共振形コンバータと部分電圧共振回路を組み合わせた共
振コンバータとする。また、力率改善のための回路とし
ては、商用交流電源ラインにノーマルモードノイズフィ
ルタを挿入すると共に、高速リカバリ型の整流ダイオー
ドによるブリッジ整流回路を接続することで等倍電圧整
流動作とする。そのうえで、力率改善用トランスを備え
ることで、商用交流電源を全波整流する整流回路の整流
電流経路に、一次側直列共振回路に得られるスイッチン
グ出力を帰還して、整流電流がスイッチングされるよう
に構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、力率改善のための
回路を備えたスイッチング電源回路に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】先に本出願人は、一次側に共振形コンバ
ータを備えた電源回路を各種提案している。また、共振
形コンバータに対して力率改善を図るための力率改善回
路を備えて構成した電源回路も各種提案している。図
６、図７はそれぞれ、先に本出願人により出願された発
明に基づいて構成されるスイッチング電源回路の一例を
示す回路図である。

【０００３】まず図６の電源回路には、他励式による電
流共振形スイッチングコンバータに対して力率改善のた
めの構成が付加された構成例が示される。そして、この
電源回路は、電流共振形スイッチングコンバータとして
２石のスイッチング素子を備えたハーフブリッジ結合方
式に対して、半導体スイッチ（スイッチング素子）のタ
ーンオフ時にのみ電圧共振する部分電圧共振回路を組み
合わせている。また、この図に示す電源回路は、交流入
力電圧ＶACが１００Ｖ系とされると共に、負荷電力が２
００Ｗ以上の条件に対応した構成とされる。

【０００４】この図６に示す電源回路においては、商用
交流電源ＡＣに対して、低速リカバリ型の２本の整流ダ
イオードＤ13，Ｄ14、及び平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2
を図示するようにして接続して、いわゆる倍電圧整流回
路を形成している。これにより、直列接続されたいる。
これにより、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の両端には、
交流流力電圧ＶACの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉが
得られる。

【０００５】また、商用交流電源ＡＣのラインに対して
は図示するようにして、パワーチョークコイルＰＣＨを
直列に挿入している。このパワーチョークコイルＰＣＨ
のインダクタンスＬｃによって、交流入力電流ＩACの導
通角を拡大させ、（ＰＦ）を０．７５程度にまで改善す
るようにしている。なお、このパワーチョークコイルＰ
ＣＨのインダクタンスＬｃとしては４ｍＨ程度に設定さ
れる。

【０００６】また、この電源回路には、平滑コンデンサ
Ｃｉ1、Ｃｉ2の両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉを動作
電源とする他励式の電流共振形コンバータが備えられ
る。この電流共振形コンバータにおいては、例えばＭＯ
Ｓ−ＦＥＴとされる２石のスイッチング素子Ｑ11、Ｑ12
が備えられている。ここでは、スイッチング素子Ｑ11の
ドレインを整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続し、スイッ
チング素子Ｑ11のソースとスイッチング素子Ｑ12のドレ
インを接続し、スイッチング素子Ｑ12のソースを一次側
アースに接続することで、他励式に対応したハーフブリ
ッジ結合を得ている。これらスイッチング素子Ｑ11、Ｑ
12は、発振・ドライブ回路２によって交互にオン／オフ
動作が繰り返されるようにスイッチング駆動されて、整
流平滑電圧Ｅｉを断続してスイッチング出力とする。ま
た、この場合には、各スイッチング素子Ｑ11、Ｑ12のド
レイン−ソース間に対して、図に示す方向によって接続
されるクランプダイオードＤD1、ＤD2が設けられる。

【０００７】また、この場合には、スイッチング素子Ｑ
11、Ｑ12のソース−ドレインの接続点（スイッチング出
力点）に対して、直列共振コンデンサＣ1の直列接続を
介して絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の
一端を接続している。これにより、一次巻線Ｎ1 に対し
てスイッチング出力を供給するようにされる。一次巻線
Ｎ1の他端は、一次側アースに対して接続される。

【０００８】絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Is
olation Transformer)は、スイッチング素子Ｑ11 、Ｑ1
2 のスイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 は、上述もした
ようにして、その一端がスイッチング素子Ｑ11、Ｑ12の
ソース−ドレインの接続点と接続されることで、スイッ
チング出力が得られるようにされる。

【０００９】この場合、直列共振コンデンサＣ1 及び一
次巻線Ｎ1 は直列に接続されているが、この直列共振コ
ンデンサＣ1 のキャパシタンス及び一次巻線Ｎ1 （直列
共振巻線）を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩
インダクタンス（リーケージインダクタンス）成分Ｌ１
により、スイッチングコンバータの動作を電流共振形と
するための一次側電流共振回路（一次側直列共振回路）
を形成している。

【００１０】また、スイッチング素子Ｑ2 のコレクタ−
エミッタ間に対して並列に並列共振コンデンサＣｐが接
続されている。この並列共振コンデンサＣｐが接続され
ることにより、並列共振コンデンサＣｐのキャパシタン
スと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス成分Ｌ１
によってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時に
のみ電圧共振動作が得られることになる。つまり部分電
圧共振回路が形成される。

【００１１】この図における絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの二次側には、二次巻線Ｎ2と、この二次巻線Ｎ2よ
りも巻線数の少ない二次巻線Ｎ2Aとが備えられる。先ず
二次巻線Ｎ2に対しては、センタータップを設けた上
で、整流ダイオードＤO1，ＤO2及び平滑コンデンサＣO1
を図のように接続することで、全波整流回路が形成さ
れ、直流出力電圧ＥO1を生成する。また、二次巻線Ｎ2A
に対しても、センタータップを設けると共に、整流ダイ
オードＤO3，ＤO4及び平滑コンデンサＣO2を図のように
接続することで全波整流回路を形成しており、直流出力
電圧ＥO2が生成されることになる。これら直流出力電圧
ＥO1，ＥO2は、図示しない所要の負荷に供給されること
になる。なお、この場合には、直流出力電圧ＥO1は、検
出電圧として制御回路１に対しても分岐して入力され
る。

【００１２】制御回路１は、例えば直流出力電圧ＥO1
の変動に対応したレベルの制御信号を発振・ドライブ回
路２に出力する。発振・ドライブ回路２では制御回路１
から供給された制御信号に基づいて、発振・ドライブ回
路２からスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12の各ゲートに供給
するスイッチング駆動信号の周波数を変化させて、スイ
ッチング周波数を可変するようにしている。これによっ
て直流出力電圧ＥO1のレベルに応じてスイッチング素子
Ｑ11，Ｑ12のスイッチング周波数が可変され、一次側直
列共振回路の一次巻線Ｎ1に供給されるドライブ電流が
制御されて、二次側に伝送されるエネルギーが制御され
ることにより、二次側直流出力電圧の定電圧制御が図ら
れることになる。なお、以降は上記のような方法による
定電圧制御方式を「スイッチング周波数制御方式」とい
うことにする。

【００１３】また、この図に示す回路では、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの一次側に、巻線Ｎ4が巻装され、
この巻線Ｎ4に対して整流用のダイオードＤ10が接続さ
れる。この巻線Ｎ4及びダイオードＤ10から成る整流回
路の整流出力は起動用に利用される。つまり、起動抵抗
Ｒｓを介してスイッチング素子Ｑ11側に出力されること
で、スイッチング動作を開始させる。また、発振・ドラ
イブ回路２の起動用電源としても用いられる。

【００１４】また、図７に、先行技術としてのスイッチ
ング電源回路の他の構成例を示す。この図に示す電源回
路は、複合共振形スイッチングコンバータとして、一次
側に１石のスイッチング素子による電圧共振形コンバー
タを備えると共に、二次側にも共振回路を備えた構成を
採る。また、整流回路に力率改善のための力率改善回路
を付加した、力率改善整流回路が設けられる。

【００１５】この図に示す回路においては、力率改善整
流回路２０が備える整流回路系と平滑コンデンサＣｉ
1，Ｃｉ2とにより倍電圧整流回路が形成されることにな
る。そして、直列接続された平滑コンデンサＣｉ1−Ｃ
ｉ2の両端に、交流入力電圧ＶACの２倍に対応するレベ
ルの整流平滑電圧Ｅｉを生成する。なお、力率改善整流
回路２０については後述する。

【００１６】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を
入力してスイッチングを行う電圧共振形スイッチングコ
ンバータとしては、図示するようにして、１石によるシ
ングルエンド方式が採用される。また駆動方式としては
自励式の構成を採っている。この場合、電圧共振形コン
バータを形成するスイッチング素子Ｑ1には、高耐圧の
バイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジス
タ）が選定される。このスイッチング素子Ｑ1のコレク
タ−エミッタ間に対しては、一次側並列共振コンデンサ
Ｃｒが並列に接続される。また、ベース−エミッタ間に
対しては、クランプダイオードＤDが接続される。ここ
で、並列共振コンデンサＣｒは、絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの一次巻線Ｎ1に得られるリーケージインダク
タンスＬ1と共に、一次側並列共振回路を形成してお
り、これによって電圧共振形コンバータとしての動作が
得られるようになっている。そして、スイッチング素子
Ｑ1のベースに対しては、駆動巻線ＮB−共振コンデンサ
ＣB−ベース電流制限抵抗ＲBから成る自励発振駆動回路
が接続される。スイッチング素子Ｑ1には、この自励発
振駆動回路にて発生される発振信号を基とするベース電
流が供給されることでスイッチング駆動される。なお、
起動時においては整流平滑電圧Ｅｉのラインから起動抵
抗Ｒｓ−ベース電流制限抵抗ＲBを介してベースに流れ
る起動電流によって起動される。

【００１７】直交型制御トランスＰＲＴは、上記駆動巻
線ＮBと電流検出巻線ＮDの巻装方向に対してその巻装方
向が直交するようにして制御巻線Ｎｃが巻装されて構成
される可飽和リアクトルであって、後述するようにして
一次側電圧共振形コンバータのスイッチング周波数を制
御するために設けられる。

【００１８】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側
に得られたスイッチングコンバータのスイッチング出力
を二次側に伝送するために設けられ、一次巻線Ｎ1及び
二次側巻線（Ｎ2，Ｎ2A）について、一次側と二次側と
が疎結合となるようにして巻装している。また、この場
合には、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に対し
ては、三次巻線Ｎ3も巻装される。

【００１９】スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力
は、上記した構造の絶縁コンバータトランスＰＩＴの一
次巻線Ｎ1に伝送され、更に二次側の二次巻線Ｎ2，Ｎ2A
に対して励起されるようにして伝達されることになる。

【００２０】この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側においては、図示するように二次巻線Ｎ2の両
端に対して並列に二次側並列共振コンデンサＣ2が接続
されることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタン
スＬ2と共に二次側並列共振回路を形成する。このよう
な構成による電源回路では、一次側にはスイッチング動
作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、
二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路が備
えられることになる。つまり、複合共振形スイッチング
コンバータとして構成されている。

【００２１】この場合、二次巻線Ｎ2に対してはブリッ
ジ整流回路ＤBR及び平滑コンデンサＣO1から成る整流回
路が接続されることで、二次側直流出力電圧ＥO1を生成
する。また、二次巻線Ｎ2Aに対しては、センタータップ
を設けた上で、図示するようにして整流ダイオードＤO
3，ＤO4、及び平滑コンデンサＣO2から成る全波整流回
路が設けられる。この全波整流回路によって二次側直流
電圧ＥO2が生成されることになる。

【００２２】この場合の制御回路１は、二次側直流出力
電圧ＥO1のレベルに応じて可変の直流電流を、制御電流
として、直交型制御トランスＰＲＴの制御巻線Ｎｃに流
すようにされる。このように制御巻線Ｎｃに流れる制御
電流レベルが可変されることで、直交型制御トランスＰ
ＲＴにおいては、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可
変するように制御することになる。これによって、自励
発振駆動回路における駆動巻線ＮB−共振コンデンサＣB
から成る共振回路の共振周波数が変化し、スイッチング
素子Ｑ1のスイッチング周波数が可変制御されることに
なる。スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数が可
変されることによっては、一次側並列共振回路と二次側
並列共振回路との共振インピーダンスが変化することに
なるが、このインピーダンス変化によって、一次側から
二次側へ伝送されるエネルギーも可変され、これによっ
て二次側直流出力電圧が一定となるように制御される。

【００２３】続いて、力率改善整流回路２０による力率
改善動作について説明する。力率改善整流回路２０とし
ては、商用交流電源ＡＣのラインに対して、コンデンサ
ＣNとインダクタンスＬNによるノーマルモードノイズ抑
圧用のフィルタが形成される。また、上記ノーマルモー
ドノイズ抑圧用のフィルタに直列にインダクタＬ10が接
続される。このインダクタＬ10は絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの三次巻線Ｎ3と、商用交流電源ＡＣの正極ラ
インの間に挿入される。

【００２４】また２本の高速リカバリ型ダイオードＤ1
1、Ｄ12（整流ダイオード）が設けられる。高速リカバ
リ型ダイオードＤ11は、アノードが三次巻線Ｎ3−イン
ダクタＬ10を介して、商用交流電源ＡＣの正極ラインに
接続されると共に、カソードは、平滑コンデンサＣｉ1
の正極端子に対して接続される。また、高速リカバリ型
ダイオードＤ12は、アノードが一次側アースに接地され
ると共に、カソードは、三次巻線Ｎ3−インダクタＬ10
を介して、商用交流電源ＡＣの正極ラインに接続され
る。

【００２５】さらに、低速リカバリ型ダイオードＤ13，
Ｄ14（整流ダイオード）が設けられる。低速リカバリ型
ダイオードＤ13は、アノードが商用交流電源ＡＣの正極
ラインと接続され、カソードが平滑コンデンサＣｉ1の
正極端子と接続される。また、低速リカバリ型ダイオー
ドＤ14は、アノードが一次側アースに接地されると共
に、カソードが上記低速リカバリ型ダイオードＤ13のア
ノードに対して接続される。

【００２６】このような力率改善整流回路２０において
は、高速リカバリ型ダイオードＤ11、Ｄ12が第１の整流
回路として機能し、また低速リカバリ型ダイオードＤ1
3，Ｄ14が第２の整流回路として機能する。即ち交流入
力電圧ＶACが正となる期間では、交流電源ＡＣ→ノーマ
ルモードノイズ抑圧用フィルタ（ＬN、ＣN）→インダク
タＬ10→三次巻線Ｎ3→高速リカバリ型ダイオードＤ11
→平滑コンデンサＣｉ1→・・・の系で第１の整流回路
による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ1へ充電さ
れる。また同時に、交流電源ＡＣ→ノーマルモードノイ
ズ抑圧用フィルタ（ＬN、ＣN）→低速リカバリ型ダイオ
ードＤ13→平滑コンデンサＣｉ1→・・・の系で、第２
の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ
1へ充電される。

【００２７】また交流入力電圧ＶACが負となる期間で
は、交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ2→一次側アー
ス→高速リカバリ型ダイオードＤ12→・・・の系で第１
の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ
2へ充電される。また同時に、交流電源ＡＣ→平滑コン
デンサＣｉ2→一次側アース→低速リカバリ型ダイオー
ドＤ14→・・・の系で、第２の整流回路による整流電流
が流れて平滑コンデンサＣｉ2へ充電される。つまり、
第１，第２の整流回路により、整流電流は２系統に分流
して平滑コンデンサＣｉ1、Ｃｉ2に供給されることにな
る。そして直列接続された平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2
の両端に、交流入力電圧ＶACの２倍に対応したレベルの
整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。つまり、商用
交流電源を倍電圧整流方式により直流化しているもので
ある。

【００２８】そして、力率改善整流回路２０による力率
改善動作は次のようになる。上述のように力率改善整流
回路２０は、ノーマルモードノイズ抑圧用フィルタ（Ｌ
N、ＣN）からインダクタＬ10と三次巻線Ｎ3を直列接続
して高速リカバリ型ダイオードＤ11、Ｄ12の接続点に接
続する構成を採る。そして三次巻線Ｎ3に誘起する電圧
は、一次側電流共振コンバータのスイッチング動作に基
づいて誘起する電圧であり、三次巻線Ｎ3と一次巻線Ｎ1
の巻数比（Ｎ3／Ｎ1）に比例した矩形波形状のパルス電
圧であり、このパルス電圧Ｖ2が、交流入力電圧ＶACの
正負の絶対値が１／２以上の時に電圧帰還され、高速リ
カバリ型ダイオードＤ11、Ｄ12に対してスイッチング周
期に対応した交番電流Ｉ4が流れる。

【００２９】交流入力電圧ＶACが正の期間では、上記交
番電流Ｉ4は、コンデンサＣN→インダクタＬ10→三次巻
線Ｎ3→高速リカバリ型ダイオードＤ11→平滑コンデン
サＣｉ1と流れて、高速リカバリ型ダイオードＤ11をス
イッチング動作させる。交流入力電圧ＶACが負の期間で
は、上記交番電流Ｉ4は、コンデンサＣN→平滑コンデン
サＣｉ2→高速リカバリ型ダイオードＤ12に流れ、高速
リカバリ型ダイオードＤ12をスイッチング動作させる。

【００３０】このようにして、高速リカバリ型ダイオー
ドＤ11，Ｄ12について、交流入力電圧ＶACの正負の絶対
値が１／２以上の時にスイッチング動作させることによ
り、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2
の各両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデン
サＣｉ1，Ｃｉ2への充電電流が流れるようにされる。こ
の結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の
波形に近付くようにされて交流入力電流の導通角が拡大
される結果、力率改善が図られることになる。

【００３１】

【発明が解決しようとする課題】ところで、例えば図６
に示した電源回路においては、倍電圧整流回路によって
直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を得ている。これ
は、交流入力電圧ＶACが１００Ｖ系でありながら、負荷
電力２００Ｗ以上という比較的重負荷の条件に対応した
上で、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率の低下を防止するためで
ある。

【００３２】つまり、図６に示す電源回路では、力率改
善のために商用交流電源ラインにパワーチョークコイル
ＰＣＨを挿入している。このため、パワーチョークコイ
ルＰＣＨのインダクタンスＬｃと巻線抵抗とによって交
流入力電圧ＶACが低下し、スイッチングコンバータへの
直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）のレベルが２０Ｖほ
ど低下する。ここで、例えばブリッジ整流回路などによ
って等倍電圧の整流平滑電圧Ｅｉを生成する構成にした
とすると、２石のスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12に流れる
電流のピーク値が増加して電力変換効率が低下してしま
う。そこで、図６に示した回路では、倍電圧の整流平滑
電圧Ｅｉを得て直流入力電圧レベルを高いものとして、
スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12に流れる電流のピークを抑
え、電力変換効率が低下しないようにしているものであ
る。

【００３３】しかしながら、このようにして図６に示す
回路が倍電圧整流回路を備えることで、直流入力電圧生
成用の平滑コンデンサとしては、Ｃｉ1，Ｃｉ2の２本が
必要になる。従って、それだけプリント基板の実装面積
も増加するので、基板が大型化し、重量も増加してしま
う。また、コストアップにもなってしまう。また、ま
た、高圧の直流入力電圧をスイッチングすることになる
から、一次側スイッチングコンバータを形成する部品に
ついては、この直流入力電圧レベルに応じた耐圧品を選
定することが必要になる。具体的には、例えば、スイッ
チング素子Ｑ11，Ｑ12、直列共振コンデンサＣ1として
のフィルムコンデンサ、及び並列共振コンデンサＣｐと
してのセラミックコンデンサ等については、４００Ｖの
耐圧品を選定することが必要となる。これらの部品は高
耐圧品になるほど高価になるので、それだけコストアッ
プを招いてしまうことになる。

【００３４】また、パワーチョークコイルＰＣＨは相応
に大型の部品であり、例えば具体的にはその重量が２４
０ｇ程度で、プリント基板実装面積は１９．２平方セン
チメートル程度となる。従って、パワーチョークコイル
ＰＣＨが備えられていることによっても、基板の重量及
び実装面積が相当に増加してしまう。さらに、パワーチ
ョークコイルＰＣＨに関しては次のような問題も有して
いる。つまり、パワーチョークコイルＰＣＨによって
は、力率が０．７５程度にまで改善はされるものの、交
流入力電圧の上昇や負荷電力の低下などの変動に伴って
低下してしまうことが分かっている。

【００３５】また、図７に示した電源回路についても、
図６の回路と同様に、倍電圧整流方式によって直流入力
電圧を得るようにしているために、直流入力電圧（整流
平滑電圧Ｅｉ）を生成するための平滑コンデンサとして
は、Ｃｉ1，Ｃｉ2の２本が必要とされる。例えば図７に
示した回路の平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2は、３０mmφ
という比較的大型の部品となる。このため、基板の小型
軽量化を妨げ、コストアップを招いている。

【００３６】また、この場合にも、直流入力電圧は、交
流入力電圧ＶACの２倍に対応するレベルとなることか
ら、一次側スイッチングコンバータを形成する各部品の
耐圧も高くしなければならない。図７に示す回路では一
次側スイッチングコンバータが電圧共振形であることか
ら、例えばスイッチング素子については１５００Ｖの耐
圧品を選定する必要がある。この程度にまで高耐圧にな
ると、ＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipo
lar Transistor)などではスイッチング特性が劣化して
くるので、例えば図７にも示したように、採用可能なス
イッチング素子としては、バイポーラトランジスタに限
定されることになる。バイポーラトランジスタは、例え
ば増幅率ｈFEや、蓄積時間ｔstgなどにばらつきがあ
り、また、温度特性も変化しやすいので、それだけ回路
設計が困難になって効率がよくない。

【００３７】さらに図７に示した電源回路に備えられる
力率改善整流回路２０では、４本の整流ダイオードＤ1
1，Ｄ12，Ｄ13，Ｄ14を備えているなど、構成部品点数
が比較的多いために、この点でもコストアップとなり、
また、回路の小型軽量化の妨げになる。また、図７に示
す回路構成の下で、バイポーラトランジスタであるスイ
ッチング素子Ｑ1を他励式により駆動する場合には、ス
イッチング素子Ｑ1を電流駆動するために、発振・ドラ
イブ回路だけではなく、ドライブトランスが必要にな
る。この点でも、部品点数の増加及びコストアップとな
ってしまう。

【００３８】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のよう
に構成することとした。つまり、商用交流電源を等倍電
圧整流動作により整流して、１つの平滑コンデンサに整
流電流を充電することで、上記平滑コンデンサの両端に
上記商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの直流
入力電圧を生成する整流回路を備える。また、一次巻線
に得られる一次側出力を二次巻線が巻装された二次側に
伝送するために設けられる絶縁コンバータトランスを備
える。また、２つのスイッチング素子で１組となるスイ
ッチング回路が２組形成され、これら２組のスイッチン
グ回路が交互にオン／オフすることで、入力された上記
直流入力電圧を断続して上記絶縁コンバータトランスの
一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、
各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチン
グ駆動手段とを備える。また、少なくとも、上記絶縁コ
ンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分
と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コン
デンサのキャパシタンスとによって形成され、スイッチ
ング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路
を備える。また、各スイッチング回路を形成する２つの
スイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対
して並列接続された並列共振コンデンサのキャパシタン
スと、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダ
クタンス成分によって形成され、各スイッチング素子の
ターンオフ期間に電圧共振動作を行う部分電圧共振回路
を備える。また、上記整流回路を含むと共に、力率を改
善する力率改善整流回路を備える。また、絶縁コンバー
タトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、
整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するように
構成された直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電
圧のレベルに応じてスイッチング駆動手段を制御して、
スイッチング手段のスイッチング周波数を可変すること
で、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うよう
に構成された定電圧制御手段とを備える。そして、力率
改善整流回路は、商用交流電源ラインに挿入されるノー
マルモードノイズフィルタと、整流回路を形成する整流
素子である高速リカバリ型ダイオード素子と、整流回路
の整流出力端子と平滑コンデンサの間に挿入される二次
巻線と、２つのスイッチング素子のスイッチング出力点
と直流入力電圧のラインとの間に挿入される一次巻線と
が巻装される力率改善用トランスとを備えて構成するこ
ととした。

【００３９】また、スイッチング電源回路として次のよ
うにも構成することとした。つまり、商用交流電源を等
倍電圧整流動作により整流して、１つの平滑コンデンサ
に整流電流を充電することで、平滑コンデンサの両端に
上記商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの直流
入力電圧を生成する整流回路を備える。また、一次巻線
に得られる一次側出力を二次巻線が巻装された二次側に
伝送するために設けられる絶縁コンバータトランスを備
える。また、２つのスイッチング素子が備えられ、各ス
イッチング素子が交互にオン／オフすることで、入力さ
れた直流入力電圧を断続して上記絶縁コンバータトラン
スの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段
と、各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッ
チング駆動手段とを備える。また、少なくとも、絶縁コ
ンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分
と、スイッチング素子に対して並列に接続される一次側
並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成さ
れ、スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
並列共振回路を備える。また、上記整流回路を含むと共
に、力率を改善する力率改善整流回路を備える。また、
二次巻線の漏洩インダクタンスと共に二次側共振回路を
形成するようにして、二次巻線に対して接続される二次
側共振コンデンサと、絶縁コンバータトランスの二次巻
線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行って二
次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力
電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じて
上記スイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手
段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流
出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成される定
電圧制御手段とを備える。そして、力率改善整流回路
は、商用交流電源ラインに挿入されるノーマルモードノ
イズフィルタと、整流回路を形成する整流素子である高
速リカバリ型ダイオード素子と、整流回路の整流出力端
子と平滑コンデンサの間に挿入される二次巻線と、２つ
のスイッチング素子のスイッチング出力点と直流入力電
圧のラインとの間に挿入される一次巻線とが巻装される
力率改善用トランスとを備えて構成することとした。

【００４０】上記各構成によると、整流回路系は、等倍
電圧整流回路により構成されることになる。そして、一
次側スイッチングコンバータとしては、フルブリッジ結
合方式による電流共振形コンバータに対して、部分共振
電圧回路を組み合わせて形成されることになる。また
は、プッシュプル方式によりスイッチング動作する電圧
共振形コンバータと、二次側共振回路を備えた複合共振
形スイッチングコンバータとされる。そのうえで、上記
等倍電圧整流回路の整流電流経路に対して一次側スイッ
チングコンバータのスイッチング出力を帰還して交流入
力電流をスイッチングするように構成された力率改善回
路が付加されることになる。このような構成では、直流
入力電圧は商用交流電源の等倍に対応するレベルである
のにも拘わらず、一次側スイッチングコンバータがフル
ブリッジ結合方式による電流共振形コンバータ、若しく
はプッシュプル方式による電圧共振形コンバータとされ
ている。このため、例えば負荷電力が２００Ｗ以上の条
件であっても、スイッチング素子に流れる共振電流は増
加することが無く、従って、電力損失も増加しないとい
うことがいえる。

【００４１】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施の形態とし
てのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
この図１の電源回路は、一次側に対して、４石のスイッ
チング素子を備えたフルブリッジ結合方式の自励式電流
共振形コンバータが備えられる。そして、この電流共振
形コンバータのスイッチング素子がターンオフする時に
のみ電圧共振する部分電圧共振回路が組み合わされてい
る。さらに、力率改善のための力率改善整流回路１０が
設けられた構成となっている。

【００４２】この場合の力率改善整流回路１０について
の構成は後述するが、この力率改善整流回路１０の整流
動作としては、商用交流電源ＡＣを等倍電圧全波整流方
式によって整流する。そして、この整流動作によって得
られた整流電流Ｉ１が１本の平滑コンデンサＣｉに対し
て充電される。これによって、平滑コンデンサＣｉの両
端には、交流入力電圧ＶACの等倍に対応するレベルの整
流平滑電圧Ｅｉが得られる。この整流平滑電圧Ｅｉは、
直流入力電圧として後段の電流共振形スイッチングコン
バータに対して入力される。

【００４３】この図に示す自励式の電流共振形コンバー
タは、フルブリッジ結合方式とされることに対応して、
バイポーラトランジスタである４石のスイッチング素子
Ｑ1，Ｑ2，Ｑ3，Ｑ4を備える。スイッチング素子Ｑ１の
コレクタは平滑コンデンサＣｉの正極端子に接続され、
エミッタはスイッチング素子Ｑ2のコレクタに対して接
続される。スイッチング素子Ｑ2のエミッタは一次側ア
ースに接地される。スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4の組は、
上記と同様の接続形態によって、スイッチング素子Ｑ
1，Ｑ2の組に対して並列に接続される。

【００４４】スイッチング素子Ｑ１ のコレクタ−ベー
ス間には起動抵抗Ｒｓ１が挿入されている。またスイッ
チング素子Ｑ１ のベースに対しては、共振コンデンサ
ＣB1−ベース電流制限抵抗ＲB1−駆動巻線ＮB1が直列に
接続される。駆動巻線ＮB1の他端は、スイッチング素子
Ｑ1のエミッタに接続される。上記ベース電流制限抵抗
ＲB1はスイッチング素子Ｑ1のベースに供給すべき電流
レベルを設定する。また、共振コンデンサＣB1は後述す
るドライブトランスＰＲＴに巻装される駆動巻線ＮB1と
共に、自励発振用の直列共振回路を形成しており、これ
らの素子によりスイッチング素子Ｑ1の駆動回路系が形
成される。スイッチング素子Ｑ1のベース−エミッタ間
にはクランプダイオードＤB1が挿入される。

【００４５】スイッチング素子Ｑ2についても、同様に
して、コレクタ−ベース間には起動抵抗Ｒｓ2が挿入さ
れ、スイッチング素子Ｑ１のベースに対しては、共振コ
ンデンサＣB2−ベース電流制限抵抗ＲB2−駆動巻線ＮB2
が直列に接続され、駆動巻線ＮB2の他端はスイッチング
素子Ｑ2のエミッタに接続される。そして、この場合も
共振コンデンサＣB2及びドライブトランスＰＲＴの駆動
巻線ＮB2によりスイッチング素子Ｑ2をスイッチング駆
動するための自励発振用の直列共振回路を形成する。更
に、スイッチング素子Ｑ2のベース−エミッタ間にもク
ランプダイオードＤB2が挿入される。

【００４６】スイッチング素子Ｑ3についても、上記ス
イッチング素子Ｑ1，Ｑ2と同様の接続形態によって、そ
れぞれ起動抵抗Ｒ3，共振コンデンサＣB3，ベース電流
制限抵抗ＲB3，駆動巻線ＮB3，クランプダイオードＤB3
が接続される。また、スイッチング素子Ｑ4について
も、起動抵抗Ｒｓ4，共振コンデンサＣB4，ベース電流
制限抵抗ＲB4，駆動巻線ＮB4，クランプダイオードＤB4
が接続される。このようにしてスイッチング素子Ｑ3，
Ｑ4をスイッチング駆動するための各駆動回路系が形成
される。

【００４７】そして本実施の形態においては、スイッチ
ング素子Ｑ1，Ｑ2の直列接続の組のうち、下段側となる
スイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間に対して
並列に並列共振コンデンサＣｐ1が接続される。同様に
して、スイッチング素子Ｑ2，Ｑ4の直列接続の組のう
ち、下段側となるスイッチング素子Ｑ4のコレクタ−エ
ミッタ間に対して並列に並列共振コンデンサＣｐ2が接
続される。これら並列共振コンデンサＣｐ1，Ｃｐ2によ
っては、後述するようにして、電流共振形コンバータが
スイッチング動作を行うのに伴って部分電圧共振動作が
得られる。

【００４８】ドライブトランスＰＲＴ（Power Regulati
ng Transformer) はスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4を駆動す
ると共に、スイッチング周波数を可変制御する。この図
の場合には、駆動巻線ＮB1〜ＮB4及び、駆動巻線ＮB1を
巻き上げて形成される共振電流検出巻線ＮDが巻装さ
れ、更にこれらの各巻線の巻方向に対して制御巻線Ｎｃ
が直交する方向に巻回された直交型の可飽和リアクトル
とされている。ここで、駆動巻線ＮB1と駆動巻線ＮB4の
組は互いに同一極性の電圧が出力されるようにされてお
り、この駆動巻線ＮB1と駆動巻線ＮB4の組に対して、駆
動巻線ＮB2と駆動巻線ＮB3の組は、逆極性の電圧が出力
されるようになっている。

【００４９】この場合、制御回路１は二次側出力電圧Ｅ
O1のレベルに応じてそのレベルを可変した直流電流を制
御電流として制御巻線Ｎｃ に供給する。この場合に
は、二次側出力電圧ＥO1の上昇に応じてそのレベルが増
加する制御電流を供給するように構成されている。

【００５０】この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の一次巻線Ｎ1は、その一端がスイッチング素子Ｑ3のエ
ミッタとスイッチング素子Ｑ4のコレクタの接続点（ス
イッチング出力点）に対して接続される。また、一次巻
線Ｎ1の他端は、直列共振コンデンサＣ1−力率改善用フ
ェライトトランスＰＦＴの二次巻線Ｌ2−共振電流検出
巻線ＮDを介してスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のエミッタ
−コレクタの接続点（スイッチング出力点）に対して接
続される。この場合、一次巻線Ｎ1と直列共振コンデン
サＣ1は直列に接続されることになるが、この直列共振
コンデンサＣ1のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケ
ージインダクタンスＬ1とにより一次側直列共振回路が
形成される。この一次側直列共振回路は、上記のように
して、スイッチング素子のスイッチング出力点と接続さ
れていることで、スイッチング出力が供給される。そし
て、そのスイッチング動作を電流共振形とする。

【００５１】上記のようにして形成されるフルブリッジ
結合方式の電流共振形コンバータのスイッチング動作と
しては、スイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4］の組とスイッチ
ング素子［Ｑ2，Ｑ3］の組が交互にオン／オフ動作を行
うようにされる。例えば、先ず商用交流電源が投入され
ると、起動抵抗Ｒｓ１〜Ｒｓ４を介してスイッチング素
子Ｑ1〜Ｑ4のベースにベース電流が供給されることにな
るが、仮にスイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4］の組が先にオ
ンとなったとすれば、スイッチング素子［Ｑ2，Ｑ3］の
組はオフとなるように制御される。そして、スイッチン
グ素子［Ｑ1，Ｑ4］の出力として、スイッチング素子Ｑ
1のコレクタ−エミッタ→共振電流検出巻線ＮD→力率改
善用フェライトトランスＰＦＴの二次巻線Ｌ2→直列共
振コンデンサＣ1→一次巻線Ｎ1→スイッチング素子Ｑ4
のコレクタ−エミッタ→一次側アースの経路で電流が流
れる。この際、一次側直列共振回路を流れる共振電流が
０となる近傍でスイッチング素子［Ｑ2，Ｑ3］がオン、
スイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4］がオフとなるように制御
される。そして、スイッチング素子Ｑ2，Ｑ4を介して先
とは逆方向に直列共振回路に対して共振電流が流れる。
以降、スイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4］及び［Ｑ2，Ｑ3］
が交互にオンとなる自励式のスイッチング動作が開始さ
れる。このように、平滑コンデンサＣｉの両端電圧（整
流平滑電圧Ｅｉ）を直流入力電圧として、スイッチング
素子［Ｑ1，Ｑ4］及び［Ｑ2，Ｑ3］が交互に開閉を繰り
返すことによって、絶縁コンバータトランスの一次側巻
線Ｎ1に共振電流波形に近いドライブ電流を供給する。

【００５２】また、上記のようにしてスイッチング素子
［Ｑ1，Ｑ4］の組がターンオフするタイミングでは、ス
イッチング素子Ｑ4に対して接続された並列共振コンデ
ンサＣｐ2が、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリ
ーケージインダクタンス成分Ｌ１によって並列共振回路
を形成し、電圧共振動作を行う。つまり、スイッチング
素子［Ｑ1，Ｑ4］の組のターンオフ時にのみ電圧共振と
なる部分電圧共振動作が得られる。同様にして、スイッ
チング素子［Ｑ2，Ｑ3］の組がターンオフするタイミン
グでは、スイッチング素子Ｑ2に対して接続された並列
共振コンデンサＣｐ1のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1の
リーケージインダクタンス成分Ｌ１によって並列共振回
路が形成される。そして、スイッチング素子［Ｑ2，Ｑ
3］の組のターンオフ時において部分電圧共振動作が得
られる。

【００５３】このようにして、本実施の形態では、スイ
ッチング素子［Ｑ1，Ｑ4］［Ｑ2，Ｑ3］の各組（スイッ
チング回路）が交互にオン／オフするフルブリッジ結合
方式の電流共振形コンバータと、部分電圧共振回路（Ｃ
ｐ1，Ｃｐ2）が組み合わされたコンバータが形成され
る。そして、このコンバータの動作はプッシュプル動作
であるということがいえる。

【００５４】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側
に得られるスイッチング出力を二次側に伝送するために
設けられるもので、この場合には、一次巻線Ｎ1及び二
次側巻線（Ｎ2，Ｎ2A）が巻装されている。上記したよ
うに、一次側電流共振形コンバータのスイッチング出力
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に伝
送され、更に二次側の二次巻線Ｎ2，Ｎ2Aに対して励起
されるようにして伝達されることになる。

【００５５】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に
巻装される二次巻線Ｎ2，Ｎ2Aの巻線数（ターン数）
は、二次巻線Ｎ2よりも二次巻線Ｎ2Aのほうが少ないも
のとなっている。二次巻線Ｎ2に対しては、センタータ
ップを設けた上で、整流ダイオードＤO1，ＤO2及び平滑
コンデンサＣO1を図のように接続することで、全波整流
回路が形成され、平滑コンデンサＣO1の両端には直流出
力電圧ＥO1が得られる。また、二次巻線Ｎ2Aに対して
も、センタータップを設けると共に、整流ダイオードＤ
O3，ＤO4及び平滑コンデンサＣO2を図のように接続する
ことで全波整流回路が形成される。これにより、平滑コ
ンデンサＣO2の両端には、直流出力電圧ＥO1よりも低圧
の直流出力電圧ＥO2が得られる。これら直流出力電圧Ｅ
O1，ＥO2は、図示しない所要の負荷に供給されることに
なる。また、直流出力電圧ＥO1は、検出電圧として制御
回路１に対しても分岐して入力される。

【００５６】制御回路１は、例えば二次側の直流出力電
圧ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電
流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻
線ＮC に供給することにより定電圧制御を行う。例え
ば、二次側出力電圧ＥO1が上昇するように変動したとす
ると、制御回路１では、制御巻線Ｎｃに流れる制御電流
のレベルも二次側出力電圧ＥO1の上昇に応じて高くなる
ように制御する。この制御電流によりドライブトランス
ＰＲＴに発生する磁束の影響で、ドライブトランスＰＲ
Ｔにおいては飽和状態に近付く傾向となって、駆動巻線
ＮB1〜ＮB4のインダクタンスを低下させるように作用す
るが、これにより自励発振回路の条件が変化してスイッ
チング周波数は高くなるように制御される。この電源回
路では、直列共振コンデンサＣ1及び一次巻線Ｎ1の直列
共振回路の共振周波数よりも高い周波数領域でスイッチ
ング周波数を設定している（アッパーサイド制御）が、
上記のようにしてスイッチング周波数が高くなると、直
列共振回路の共振周波数に対してスイッチング周波数が
離れていくことになる。これにより、直列共振回路の共
振インピーダンスは高くなる。このようにして共振イン
ピーダンスが高くなることで、一次側の直列共振回路の
一次巻線Ｎ1に供給されるドライブ電流が抑制される結
果、二次側出力電圧が抑制されることになって、定電圧
制御が図られることになる。

【００５７】続いて、力率改善整流回路１０の構成につ
いて説明する。この力率改善整流回路１０は、商用交流
電源ＡＣを整流すると共に、力率改善作用を有する。

【００５８】力率改善整流回路１０においては、商用交
流電源ＡＣのラインに対して、フィルタコンデンサＣN
とフィルタチョークコイルＬNによるノーマルモードノ
イズ抑圧用のフィルタが形成される。そして、図示する
ようにして、商用交流電源ＡＣに対してブリッジ整流回
路Ｄｉを接続している。本実施の形態の場合、ブリッジ
整流回路Ｄｉを形成する整流ダイオードとしては、スイ
ッチング周期に対応してスイッチングを行うようにして
整流電流Ｉ1を流すことに対応して、高速リカバリ型ダ
イオードＤ1，Ｄ2，Ｄ3，Ｄ4が接続される。

【００５９】また、力率改善整流回路１０には、力率改
善用フェライトトランスＰＦＴが備えられる。この力率
改善回路は、例えばフェライトコアに対して、一次巻線
Ｌｐ1及び二次巻線Ｌｐ2を巻装した構造を有している。
一次巻線Ｌｐ1は、その一端が直列共振コンデンサＣ1を
介して絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の
端部と接続される。一次巻線Ｌｐ1の他端は、検出巻線
ＮDの端部と接続される。二次巻線Ｌｐ2は、ブリッジ整
流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの間の
整流電流経路に対して直列に挿入される。

【００６０】このような力率改善整流回路１０において
は、商用交流電源ＡＣは、ブリッジ整流回路によって全
波整流され、二次巻線Ｌｐ2を介して平滑コンデンサＣ
ｉに充電されることになる。従ってこの場合には、平滑
コンデンサＣｉに得られる整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力
電圧）としては、前述もしたように、交流入力電圧ＶAC
の等倍に対応するレベルが得られることになる。

【００６１】本実施の形態では、前述したように、電流
共振形コンバータについてフルブリッジ結合方式として
いる。従って、スイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4］［Ｑ2，
Ｑ3］の各組によるプッシュプル動作としてのスイッチ
ング動作となる。また、並列共振コンデンサＣｐ1，Ｃ
ｐ2が設けられていることによっては、スイッチング素
子［Ｑ1，Ｑ4］［Ｑ2，Ｑ3］の各組のターンオフ時に部
分電圧共振動作が得られる。つまり、電流共振形スイッ
チングコンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わ
された形態の複合共振形スイッチングコンバータとして
構成されている。このような構成であれば、電流共振形
コンバータに直流入力電圧として入力する整流平滑電圧
Ｅｉのレベルが、例えば図６に示した電源回路の整流平
滑電圧Ｅｉの１／２程度であるとしても、スイッチング
素子に流れる共振電流が増加することはない。従って、
共振電流の増加によるスイッチング素子での電力損失は
ほぼ無視できる程度にまで少なくなる。そこで、本実施
の形態では、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流回路系と
して、倍電圧整流回路ではなく、例えばブリッジ整流回
路を備え、交流入力電圧ＶACと等倍とされる整流平滑電
圧Ｅｉが生成されるようにしているものである。

【００６２】そして、力率改善整流回路１０による力率
改善動作は次のようになる。力率改善用フェライトトラ
ンスＰＦＴの一次巻線Ｌｐ１としてのインダクタには、
一次側電流共振コンバータのスイッチング動作に基づい
て、一次側直列共振電流が流れることになる。従って力
率改善用フェライトトランスＰＦＴの二次巻線Ｌｐ2と
してのインダクタには、矩形波状のパルス電圧が誘起す
る。そして、このパルス電圧が、ブリッジ整流回路Ｄｉ
の正極出力端子と平滑コンデンサＣｉ間の整流電流経路
に対して印加される。つまり、整流電流経路に対してス
イッチング出力電圧が帰還される。

【００６３】すると、図３に示すように、交流入力電圧
ＶACが正の期間では、整流電流Ｉ１は、コンデンサＣN
→高速リカバリ型ダイオードＤ1→インダクタンス（Ｐ
ＦＴの二次巻線）ＬP2→平滑コンデンサＣｉ→高速リカ
バリ型ダイオードＤ4・・・の経路で流れる。そして、
この際には、高速リカバリ型ダイオードＤ1，Ｄ4が整流
電流Ｉ1を断続するようにしてスイッチング動作する。
また、交流入力電圧ＶACが負の期間では、整流電流Ｉ１
は、コンデンサＣN→高速リカバリ型ダイオードＤ3→イ
ンダクタンス（ＰＦＴの二次巻線）ＬP2→平滑コンデン
サＣｉ→高速リカバリ型ダイオードＤ2の経路で流れ、
高速リカバリ型ダイオードＤ3，Ｄ2によってスイッチン
グ（断続）されることになる。なお、この場合の整流電
流Ｉ１は交流入力電圧ＶACの正負の絶対値が１／２以上
の時に流れるものとなる。

【００６４】このようにして、本実施の形態では、電圧
帰還されるスイッチング出力によって、整流ダイオード
である高速リカバリ型ダイオード［Ｄ１，Ｄ4]［Ｄ2，
Ｄ3]の各組を、交流入力電圧ＶACの正負の絶対値が１／
２以上の時にスイッチング動作させている。つまり、整
流電流Ｉ1を断続させている。これにより、整流出力電
圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いと
される期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れ
るようにされる。この結果、交流入力電流ＩACの平均的
な波形が交流入力電圧の波形に近付くことになって交流
入力電流の導通角が拡大され、力率改善が図られること
になる。

【００６５】図４は、図１の電源回路についてのＡＣ→
ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）、及び力率ＰＦの特
性を、図６に示した電源回路（先行技術）との比較によ
り示している。これは交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の
負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜２５Ｗの変動に対する特性で
ある。なお、図４において実線は、図１に示す電源回路
についての特性を示し、破線は図６に示す電源回路につ
いての特性を示している。

【００６６】なお、上記図４の特性を得る際の、図１の
回路としての各種定数は次の通りである。 絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1＝２４Ｔ
（ターン） 絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ 直列共振コンデンサＣ１＝０．１６μＦ 並列共振コンデンサＣｐ1，Ｃｐ2＝３３０ｐＦ インダクタンスＬP1＝２２μＨ インダクタンスＬP2＝１０μＨ フィルタチョークコイルＬN＝１００μＨ フィルタコンデンサＣN＝１μＦ

【００６７】図４から分かるように、図１の回路では、
図６に示した先行技術の回路よりも力率ＰＦは向上して
おり、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時においては、図６に示
した回路が力率ＰＦ＝０．７６であるのに対して、図１
に示す回路では力率ＰＦ＝０．８２５となっている。ま
た、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時においては、図６に示した
回路が力率ＰＦ＝０．６７であるのに対して、図１に示
す回路では力率ＰＦ＝０．７３となっている。また、Ａ
Ｃ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）も、図１に示し
た回路のほうが図６に示した回路よりも向上しているこ
とが分かる。この図によると、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ
時においては、図６に示した回路が９１．７％であった
のに対し、図１に示す回路では、９２％となっている。
また、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時においては、図６に示し
た回路が８９．１％であったのに対して、図１に示した
回路では９０．０％となっている。

【００６８】また、本実施の形態としての図１に示す電
源回路では、上記した力率の改善と電力変換効率の向上
のほか、次のような効果も得られる。前述もしたように
図１に示す電源回路では、一次側スイッチングコンバー
タがフルブリッジ結合方式の構成を採っていることで、
スイッチング動作としてはプッシュプル動作となる。こ
のため、交流入力電圧ＶACが１００Ｖ系で負荷電力Ｐｏ
＝２００Ｗ以上の条件であっても、電力変換効率（ηＡ
Ｃ→ＤＣ）は低下しない。そこで、図１に示す回路で
は、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから
成る等倍電圧全波整流動作によって、直流入力電圧（整
流平滑電圧Ｅｉ）を得るようにしている。つまり、交流
入力電圧ＶACの等倍に対応するレベルの直流入力電圧を
得るようにしている。これによって、直流入力電圧を得
るための平滑コンデンサＣｉとしては１組とされること
になる。これに対して、図６に示した先行技術としての
電源回路では、交流入力電圧ＶACの２倍に対応するレベ
ルの直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を得るために倍
電圧整流回路を形成していた。このために、２組の平滑
コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2が必要であった。このようにし
て、直流入力電圧生成のための平滑コンデンサが１組に
削減されることによっては、それだけコストダウンが図
られることとなる。また、それだけプリント基板への実
装面積も縮小されるので基板サイズが小型化することに
なる。

【００６９】また、上記のようにして直流入力電圧レベ
ルが交流入力電圧ＶACの２倍から等倍にまで低下される
ことで、一次側スイッチングコンバータを形成する部品
についての耐圧も低下することになる。具体的には、ス
イッチング素子Ｑ1，Ｑ2，Ｑ3，Ｑ4、直列共振コンデン
サＣ1としてのフィルムコンデンサ、及び並列共振コン
デンサＣｐとしてのセラミックコンデンサ等について
は、２００Ｖの耐圧品でよいことになる。これに対し
て、図６に示す回路では、スイッチング素子Ｑ11，Ｑ1
2、直列共振コンデンサＣ1、及び並列共振コンデンサＣ
ｐ等に４００Ｖの耐圧品を選定していた。なお、図６に
示す回路では、電流共振形コンバータがハーフブリッジ
結合であることで、スイッチング素子は２本とされてい
たのに対して、本実施の形態ではフルブリッジ結合方式
とされることで、４本のスイッチング素子が必要とな
る。しかしながら、２００Ｖ耐圧品は、４００Ｖ耐圧品
よりも安価であることから、この部品点数増加によるコ
ストアップは無い。

【００７０】また、本実施の形態の電源回路の力率改善
整流回路１０の構成によると、図６に示した回路に備え
られていた力率改善のためのパワーチョークコイルＰＣ
Ｈは省略されることになる。パワーチョークコイルＰＣ
Ｈは、重量が２４０ｇ程度と相応に重いものであり、ま
た、サイズも比較的大きいものであるから、パワーチョ
ークコイルＰＣＨが省略されることによっては、基板に
ついて大幅に小型、軽量化を図ることが可能になる。具
体的には、重量は、図６に示した回路の１／９とするこ
とが可能となり、また、力率改善回路部分の実装面積に
ついては、図６に示した回路の１／１．４となった。ま
た、パワーチョークコイルＰＣＨが省略されれば、この
パワーチョークコイルＰＣＨの漏洩磁束についての対策
を施す必要もなくなるから、この点でも回路基板の小型
軽量化及びコストダウンが促進されることになる。

【００７１】なお、図６に示した回路において、力率改
善のための構成部品は、パワーチョークコイルＰＣＨ、
整流ダイオードＤ13，Ｄ14、平滑コンデンサＣｉ1，Ｃ
ｉ2の５点となる。これに対して、図１に示した回路で
は、フィルタチョークコイルＬN、フィルタコンデンサ
ＣN、整流ダイオードＤ1,Ｄ2，Ｄ3，Ｄ4、力率改善用フ
ェライトトランスＰＦＴ、平滑コンデンサＣｉの９点と
なる。しかしながら、整流ダイオードＤ1,Ｄ2，Ｄ3，Ｄ
4には、ブリッジ整流回路としてのパッケージ品を用い
ることができるので、図１に示す回路の構成部品点数も
５点となって、図６に示す回路と同等になる。なお、図
１に示す回路においては、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4と
してバイポーラトランジスタを選定した場合を例に挙げ
ているが、例えば、電圧駆動されるＭＯＳ−ＦＥＴやＩ
ＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)などが選
定されてもよいものである。

【００７２】続いて本発明の他の実施の形態としてのス
イッチング電源回路について説明する。図２は、この他
の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。
なお、この図において図１と同一部分には同一符号を付
して説明を省略する。また、この図に示す電源回路とし
ても、交流入力電圧ＶACが１００Ｖ系で、負荷電力Ｐｏ
＝２００Ｗ以上の条件に対応する構成とされる。

【００７３】この図２に示す回路においては、図１の回
路に示したのと同様の回路構成による力率改善整流回路
１０、及び１組の平滑コンデンサＣｉが備えられる。こ
れによって、図１に示した力率改善整流回路１０と同様
の動作によって、力率が改善されることになる。また、
後段のスイッチングコンバータのための直流入力電圧
（整流平滑電圧Ｅｉ）としても、図１の場合と同様に、
交流入力電圧ＶACの等倍に対応するレベルとなる。

【００７４】図２に示す回路の場合、一次側スイッチン
グコンバータとしては、電圧共振形コンバータが備えら
れる。また、この場合には、スイッチング素子としてス
イッチング素子Ｑ1，Ｑ2の２本が備えられることで、プ
ッシュプル方式が採用される。

【００７５】この場合のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ2に
は、それぞれＭＯＳ−ＦＥＴが用いられる。スイッチン
グ素子Ｑ１のドレイン−ソース間に対しては、図示する
ようにして、クランプダイオードＤD1及び一次側並列共
振コンデンサＣｒ1が、それぞれ並列に接続される。ま
た、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対し
ても、クランプダイオードＤD2及び一次側並列共振コン
デンサＣｒ2が、それぞれ並列に接続される。なお、ク
ランプダイオードＤD1，ＤD2は、スイッチング素子Ｑ
１，Ｑ2であるＭＯＳ−ＦＥＴに内蔵のボディダイオー
ドを用いることができる。

【００７６】また、上記スイッチング素子Ｑ1のドレイ
ンは、一次巻線Ｎ1の一端と接続され、ソースは一次側
アースと接続される。また、上記スイッチング素子Ｑ2
のドレインは、一次巻線Ｎ1の他端と接続され、ソース
は一次側アースと接続される。この場合、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1は、センタータップが
設けられることで、一次巻線Ｎ1A，Ｎ1Bに分割される。
この図に示す回路の場合には、この一次巻線Ｎ1A，Ｎ1B
の接続点、つまり、一次巻線Ｎ1のセンタータップがス
イッチング出力点となる。そして、この一次巻線Ｎ1の
センタータップは、力率改善用フェライトトランスＰＦ
Ｔの一次巻線Ｌｐ1を介して、平滑コンデンサＣｉの正
極端子に接続される。つまり、直流入力電圧（整流平滑
電圧Ｅｉ）のラインと接続される。

【００７７】また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲー
トは、発振・ドライブ回路２が接続される。発振・ドラ
イブ回路２では、所要のスイッチング周波数によって、
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が交互にオン／オフしてスイ
ッチング動作を行うように、駆動電圧（ドライブ信号）
を出力する。従って、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、交
互にオンオフするタイミングでスイッチング動作を行う
ことになる。つまり、プッシュプル動作によるスイッチ
ングを行うようにされる。また、発振・ドライブ回路２
では、定電圧制御のために、制御回路１から出力される
検出出力レベル応じてスイッチング周波数が可変される
ようにしてドライブ信号を印加し、スイッチング素子Ｑ
1，Ｑ2をスイッチング駆動する。なお、発振・ドライブ
回路２の起動時には、起動用電源として起動抵抗Ｒｓを
介して平滑コンデンサＣｉに得られる整流平滑電圧Ｅｉ
が入力されるようになっている。

【００７８】また、この図に示す電源回路の二次側にお
いては、二次巻線Ｎ2と、これよりもターン数（巻き
数）の少ない、二次巻線Ｎ2Aが巻装される。そしてこの
場合には、二次巻線Ｎ2の両端に対して並列に二次側並
列共振コンデンサＣ2が接続されることで、二次巻線Ｎ2
のリーケージインダクタンスＬ2と共に二次側並列共振
回路を形成する。つまり、図２に示す電源回路は、一次
側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列
共振回路を備え、二次側にも電圧共振動作を得るための
並列共振回路を備えた、複合共振形スイッチングコンバ
ータとしての構成を採る。

【００７９】なお、複合共振形スイッチングコンバータ
としての動作が適正に実行されるようにするために、こ
の場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、一
次側と二次側とで所要の結合係数による疎結合の状態が
得られるようにするための構造が採られる。このために
は、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアについ
てはＥＥ型コアを採用した上で、このＥＥ型コアの中央
磁脚に所要のギャップ長によるギャップを形成するよう
にされる。

【００８０】この場合、二次巻線Ｎ2に対してはブリッ
ジ整流回路ＤBR及び平滑コンデンサＣO1から成る整流回
路が接続されることで、二次側直流出力電圧ＥO1を生成
する。また、二次巻線Ｎ2Aに対しては、センタータップ
を設けた上で、図示するようにして整流ダイオードＤO
3，ＤO4、及び平滑コンデンサＣO2から成る全波整流回
路が設けられる。この全波整流回路によって二次側直流
電圧ＥO2が生成されることになる。

【００８１】発振・ドライブ回路２では、前述もしたよ
うにプッシュプル動作によりスイッチングが行われるよ
うに、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動している。そし
て、この状態の下で、制御回路１は、二次側直流出力電
圧ＥO1のレベルを検出し、この検出レベルに応じて可変
の電圧レベル又は電流レベルを発振・ドライブ回路２に
対して出力する。発振・ドライブ回路２では入力された
制御回路１からの出力レベルに応じて、ドライブ信号の
周波数を可変し、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチ
ング周波数が可変されるように制御する。スイッチング
素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変されることに
よっては、一次側並列共振回路と二次側並列共振回路と
の共振インピーダンスが変化することになるが、このイ
ンピーダンス変化によって、一次側から二次側へ伝送さ
れるエネルギーも可変される。これによって二次側直流
出力電圧が一定となるように制御される。

【００８２】また、この図２に示す電源回路における力
率改善整流回路１０は、図１に示した電源回路の力率改
善整流回路１０と同じ構成であり、従って、その力率改
善動作も、図１により説明した動作と同様となることか
ら、ここでの詳しい説明は省略する。

【００８３】図５は、上記図２に示した実施の形態の電
源回路についての、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→
ＤＣ）、力率ＰＦの特性を示している。この場合にも交
流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ
〜２５Ｗの変動に対する特性が示される。また、図５に
おいて点線が図２の回路についての特性を示し、実線
は、比較対象である図７の先行技術にかかる回路につい
ての特性を示している。

【００８４】また、上記図５の特性を得る際の、図２の
回路における各種部品の定数は以下のように選定してい
る。 絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1＝４５Ｔ
（ターン） 絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ 直列共振コンデンサＣｒ1，Ｃｒ2＝６８００ｐＦ 二次側並列共振コンデンサＣ2＝０．０１μＦ インダクタンスＬP1＝２００μＨ インダクタンスＬP2＝２２μＨ フィルタチョークコイルＬN＝１００μＨ フィルタコンデンサＣN＝１μＦ

【００８５】図５に示されるように、図２の回路につい
ての力率ＰＦは、負荷電力が重くなっていくのに従って
僅かながら高くなるようにして変動はしているものの、
概ねは負荷変動に関わらず、ＰＦ＝０．８付近でほぼ一
定となっているといえる。そして、特に負荷電力Ｐｏが
ほぼ１００Ｗ以上となる条件では、あきらかに、図７に
示した回路よりも高い力率が得られている。また、ＡＣ
→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）は、図７に示した
回路とほぼ同等となっているが、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ
の条件では、図７の回路が８８．５％であるのに対し
て、図２の回路は９０．６パーセントであり、本実施の
形態のほうが向上されていることが分かる。

【００８６】そして、以上の説明から分かるように、図
２に示す電源回路では、電圧共振形コンバータとして２
石のスイッチング素子を備えたプッシュプル方式の構成
としている。これによって、交流入力電圧ＶACが１００
Ｖ系で負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ以上の条件の場合でも電
力変換効率が低下しない。そこで、この図２に示す回路
においても、図１の場合と同様に、等倍電圧整流回路
（Ｄｉ，Ｃｉ）を備えることで、交流入力電圧ＶACの等
倍レベルの直流入力電圧を生成するようにしている。こ
れによって、直流入力電圧を得るための平滑コンデンサ
Ｃｉとしては１組となって、プリント基板の小型軽量化
及びコストダウンが図られることになる。

【００８７】また、上記のようにして直流入力電圧が交
流入力電圧ＶACの２倍から等倍にまで低下されること
で、一次側スイッチングコンバータを形成する部品につ
いては、図７の回路の場合よりも低耐圧品を選定でき
る。例えば、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2，Ｑ3，Ｑ4、一
次側並列共振コンデンサＣｒ1，Ｃｒ2については、８０
０Ｖの耐圧品を選定することができる。例えば図７に示
す回路ではスイッチング素子等について１５００Ｖ耐圧
品を選定していたが、８００Ｖ耐圧品は１５００Ｖ耐圧
品よりも安価であることから、その分コストを削減する
ことが可能になる。

【００８８】また、このようにして低耐圧品が選定され
ることで、スイッチング素子としてはバイポーラトラン
ジスタには限定されることが無くなり、図２にも示した
ように、ＭＯＳ−ＦＥＴをはじめ、ほかにはＩＧＢＴな
どの素子も採用することが可能になる。これらのスイッ
チング素子は電圧駆動タイプであるから、例えばＩＣな
どによる汎用の発振・ドライブ回路によりスイッチング
駆動する構成とした場合であっても、バイポーラトラン
ジスタのようにドライブトランスを設ける必要がない。
従って、この点でも、部品点数の削減に伴う回路の小型
軽量化、及びコストダウンを図ることができる。

【００８９】また、力率改善のための構成部品点数であ
るが、図７に示した回路は、フィルタチョークコイルＬ
N、インダクタＬ10、フィルタコンデンサＣN、高速リカ
バリ型の整流ダイオードＤ11，Ｄ12の５点となる。これ
に対して、図２に示した回路では、フィルタチョークコ
イルＬN、フィルタコンデンサＣN、整流ダイオードＤ1,
Ｄ2，Ｄ3，Ｄ4、力率改善用フェライトトランスＰＦＴ
の７点となる。しかし、この場合においても整流ダイオ
ードＤ1,Ｄ2，Ｄ3，Ｄ4には、ブリッジ整流回路として
のパッケージ品を用いるようにされるので、図１に示す
回路の構成部品点数は４点となって、図６に示す回路よ
りも１点少なくなる。

【００９０】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、例えばＡ
Ｃ１００Ｖ系で負荷電力２００Ｗ程度以上の重負荷の条
件に対応する電源回路として、一次側スイッチングコン
バータについては、フルブリッジ電流共振形コンバータ
と部分電圧共振回路を組み合わせた共振コンバータとし
ている。また、力率改善のための回路としては、商用交
流電源ラインにノーマルモードノイズフィルタを挿入す
ると共に、力率改善用トランスを備えることで、商用交
流電源を全波整流する整流回路の整流電流経路に、一次
側直列共振回路に得られるスイッチング出力を電圧帰還
するようにしている。そして、このようにして帰還され
たスイッチング出力により整流電流がスイッチングされ
ることで、交流入力電流の導通角を拡大させるようにし
ている。

【００９１】このような構成であれば、例えばＡＣ１０
０Ｖ系で負荷電力２００Ｗ程度以上の重負荷の条件に対
応して、電流共振形コンバータにより力率改善を図る構
成を採るのにあたり、パワーチョークコイルＰＣＨを商
用交流電源ラインに挿入する必要はなくなる。これによ
って、コストダウンと基板の小型軽量化が促進されるこ
とになる。

【００９２】また、上記のフルブリッジ結合方式を採用
してスイッチング動作をプッシュプル動作とした構成で
は、ＡＣ１００Ｖ系で重負荷の条件に対応する場合にお
いて、直流入力電圧が商用交流電源の等倍に対応したレ
ベルであっても電力変換効率が低下しない。そこで本発
明では、全波整流回路を設けて、商用交流電源の等倍に
対応したレベルの直流入力電圧を得るようにしている。
これは即ち、直流入力電圧源となる平滑コンデンサは１
つで済むことを意味する。このようにして、平滑コンデ
ンサが１つとされることによっても、大幅なコストの削
減と基板の小型軽量化が図られることになる。

【００９３】また、直流入力電圧が商用交流電源の等倍
に対応したレベルにまで低減されることで、一次側スイ
ッチングコンバータを形成するスイッチング素子等の部
品について、これまでよりも低耐圧品を選定することが
できる。これによっても、コストダウンが図られること
になる。さらに、本発明では、電源回路として対応すべ
き負荷変動範囲にわたって、パワーチョークコイルによ
る場合よりも高い力率を得ることができる。

【００９４】また、本発明としては次のようにもスイッ
チング電源回路を構成している。つまり、ＡＣ１００Ｖ
系で負荷電力２００Ｗ程度以上の重負荷の条件に対応す
る電源回路として、一次側スイッチングコンバータにつ
いては、プッシュプル方式による電圧共振形コンバータ
を備え、二次側には共振回路と部分電圧共振回路を組み
合わせた共振コンバータとしている。そのうえで、力率
改善のための回路としては、上記発明と同様にして、商
用交流電源ラインにノーマルモードノイズフィルタを挿
入すると共に、力率改善用トランスを備えるようにして
いる。

【００９５】このような構成によっても、例えばＡＣ１
００Ｖ系で負荷電力２００Ｗ程度以上の重負荷の条件に
対応するのにあたり、直流入力電圧は、商用交流電源か
ら直流入力電圧を生成する整流回路系は、全波整流回路
でよいことになる。つまり、商用交流電源の等倍に対応
するレベルの直流入力電圧でよいことになる。このた
め、本発明でも、整流回路系を全波整流回路として平滑
コンデンサは１つとしている。これによって、コストダ
ウン及び基板の小型軽量化が図られることになる。

【００９６】また、直流入力電圧が商用交流電源の等倍
に対応するレベルにまで低減されることで、スイッチン
グ素子等の電圧共振形スイッチングコンバータを形成す
る部品については低耐圧品を選定することが可能にな
る。また、低耐圧品となることで、スイッチング素子に
はバイポーラトランジスタではなく、ＭＯＳ−ＦＥＴや
ＩＧＢＴなどの電圧駆動のタイプを採用することができ
る。そして、これらの電圧駆動タイプのスイッチング素
子を駆動する駆動回路系としては、バイポーラトランジ
スタには必要であるドライブトランスは不要となるか
ら、この点でもコストダウン及び基板の小型軽量化が推
し進められることになる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態としてのスイッチング電源
回路の構成例を示す回路図である。

【図２】本発明の他の実施の形態としてのスイッチング
電源回路の構成例を示す回路図である。

【図３】本実施の形態の力率改善整流回路についての交
流入力電圧、交流入力電流、及び整流電流の動作を示す
波形図である。

【図４】図１に示した電源回路についての力率特性及び
ＡＣ→ＤＣ電力変換効率特性を示す図である。

【図５】図２に示した電源回路についての力率特性及び
ＡＣ→ＤＣ電力変換効率特性を示す図である。

【図６】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成
例を示す回路図である。

【図７】先行技術としてのスイッチング電源回路の他の
構成例を示す回路図である。

【符号の説明】

１ 制御回路、２ 発振・ドライブ回路、１０ 力率改
善整流回路、Ｄｉ ブリッジ整流回路、Ｄ1〜Ｄ4 整流
ダイオード（高速リカバリ型ダイオード）、ＰＦＴ 力
率改善用フェライトトランス、Ｌｐ1 一次巻線、Ｌｐ2
二次巻線、Ｃｉ 平滑コンデンサ、Ｑ1〜Ｑ4スイッチ
ング素子、ＰＲＴ ドライブトランス、ＰＩＴ 絶縁コ
ンバータトランス、Ｃ1 一次側直列共振コンデンサ、
Ｃｐ1，Ｃｐ2 部分並列共振用の並列共振コンデンサ、
Ｃｒ1，Ｃｒ2 一次側並列共振コンデンサ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H006 AA02 CA01 CA07 CB01 CB03 CC01 CC02 CC08 DA04 DC05 5H730 AA15 AA18 AS01 BB25 BB26 BB62 BB75 BB76 BB77 CC04 DD02 EE02 EE07 EE59 FD01 FG07

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 商用交流電源を等倍電圧整流動作により
   整流して、１つの平滑コンデンサに整流電流を充電する
   ことで、上記平滑コンデンサの両端に上記商用交流電源
   レベルの等倍に対応するレベルの直流入力電圧を生成す
   る整流回路と、 一次巻線に得られる一次側出力を二次巻線が巻装された
   二次側に伝送するために設けられる絶縁コンバータトラ
   ンスと、 ２つのスイッチング素子で１組となるスイッチング回路
   が２組形成され、これら２組のスイッチング回路が交互
   にオン／オフすることで、入力された上記直流入力電圧
   を断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出
   力するようにされたスイッチング手段と、 上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッ
   チング駆動手段と、 少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の
   漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続さ
   れた一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによ
   って形成され、上記スイッチング手段の動作を共振形と
   する一次側直列共振回路と、 上記各スイッチング回路を形成する２つのスイッチング
   素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続
   された並列共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶
   縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス
   成分によって形成され、上記各スイッチング素子のター
   ンオフ期間に電圧共振動作を行う部分電圧共振回路と、 上記整流回路を含むと共に、力率を改善する力率改善整
   流回路と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番
   電圧を入力して、整流動作を行って二次側直流出力電圧
   を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチ
   ング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイ
   ッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧
   に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御
   手段とを備え、 上記力率改善整流回路は、 商用交流電源ラインに挿入されるノーマルモードノイズ
   フィルタと、 上記整流回路を形成する整流素子である高速リカバリ型
   ダイオード素子と、 上記整流回路の整流出力端子と上記平滑コンデンサの間
   に挿入される二次巻線と、上記２つのスイッチング素子
   のスイッチング出力点と上記直流入力電圧のラインとの
   間に挿入される一次巻線とが巻装される力率改善用トラ
   ンスとを備えている、 ことを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 【請求項２】 商用交流電源を等倍電圧整流動作により
   整流して、１つの平滑コンデンサに整流電流を充電する
   ことで、上記平滑コンデンサの両端に上記商用交流電源
   レベルの等倍に対応するレベルの直流入力電圧を生成す
   る整流回路と、 一次巻線に得られる一次側出力を二次巻線が巻装された
   二次側に伝送するために設けられる絶縁コンバータトラ
   ンスと、 ２つのスイッチング素子が備えられ、各スイッチング素
   子が交互にオン／オフすることで、入力された上記直流
   入力電圧を断続して上記絶縁コンバータトランスの一次
   巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、 上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッ
   チング駆動手段と、 少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の
   漏洩インダクタンス成分と、上記スイッチング素子に対
   して並列に接続される一次側並列共振コンデンサのキャ
   パシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段
   の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路と、 上記整流回路を含むと共に、力率を改善する力率改善整
   流回路と、 上記二次巻線の漏洩インダクタンスと共に二次側共振回
   路を形成するようにして、二次巻線に対して接続される
   二次側共振コンデンサと、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番
   電圧を入力して、整流動作を行って二次側直流出力電圧
   を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチ
   ング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイ
   ッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧
   に対する定電圧制御を行うように構成される定電圧制御
   手段とを備え、 上記力率改善整流回路は、 商用交流電源ラインに挿入されるノーマルモードノイズ
   フィルタと、 上記整流回路を形成する整流素子である高速リカバリ型
   ダイオード素子と、 上記整流回路の整流出力端子と、上記平滑コンデンサの
   間に挿入される二次巻線と、上記２つのスイッチング素
   子のスイッチング出力点と上記直流入力電圧のラインと
   の間に挿入される一次巻線とが巻装される力率改善用ト
   ランスとを備えている、 ことを特徴とするスイッチング電源回路。