JP2021058064A - 整流電圧平滑回路、交流直流変換回路及び電力変換回路 - Google Patents

Abstract

【課題】整流電圧を平滑コンデンサを用いて平滑化する整流電圧平滑回路において、力率を良好としかつリップルを小さくする。【解決手段】整流電圧を印加される一対の入力端と、前記整流電圧を平滑化した電圧を出力する一対の出力端とを有する整流電圧平滑回路であって、前記一対の入力端の間に平滑コンデンサと第１の素子とが直列接続されており、前記整流電圧により前記第１の素子を介して前記平滑コンデンサへ充電電流が流れ、かつ、前記一対の出力端の間に前記平滑コンデンサと第２の素子とが直列接続されており、前記平滑コンデンサから前記第２の素子を介して前記出力端へ放電電流が流れる。【選択図】図１

Description

本発明は、整流電圧を平滑化する平滑コンデンサを有する整流電圧平滑回路に関する。

図７（ａ）は、いわゆるコンデンサインプット式の一般的なＡＣ／ＤＣ電力変換回路を概略的に示している。正弦波の交流電圧を整流する整流回路２０と、整流電圧を平滑化する平滑コンデンサＣを有する整流電圧平滑回路１１０と、平滑化された電圧を与えられるスイッチング電源３０とを有する。スイッチング電源３０は、一例として絶縁型のフライバック方式電源であり、一次コイルＮ１と二次コイルＮ２を有するトランスＴと、一次コイルＮ１と直列接続されたスイッチ素子Ｑと、二次コイルＮ２と直列接続された出力ダイオードＤｏと、出力端ｐ、ｎの間に接続された出力平滑コンデンサＣｏとを有する。（なお、図７（ａ）では、回路に流れる電流を矢印付きの実線又は点線で概略的に示しているが、点線はスイッチングされる電流を示している（他の同様の図面において同じ）。）

図７（ｂ）は（ａ）の回路の動作波形の例を示す。整流電圧Ｖrecと平滑コンデンサＣの電圧Ｖcの大小関係により、動作は、モードＩ（Ｖrec＞Ｖc）とモードII（Ｖrec＜Ｖc）に分けられる。モードＩの期間にのみ交流入力側から電流ｉ_１１、ｉ_１２が流れることができる。電流ｉ_１１は、スイッチング電源３０のスイッチ素子Ｑのオンオフにより導通／遮断される。電流ｉ_１２は、平滑コンデンサＣの充電電流である。モードIIの期間は、平滑コンデンサＣの放電電流ｉ_１３がスイッチ素子Ｑにより導通／遮断される。電流ｉ_１１及びｉ_１３に応じた電流ｉ_１４が出力ダイオードＤｏを介して流れ、出力平滑コンデンサＣｏにより平滑化された直流電圧が出力端ｐ、ｎに出力される。（なお、図７（ｂ）ではスイッチングによる電流ｉ_１１、ｉ_１３、ｉ_１４を一例として臨界モードで示しているが、連続モード及び不連続モードの場合もあり得る（他の同様の図面についても同じ）。）

図７の回路では、交流入力側から電流が流入するモードＩの期間が交流周期に比べて短期間であるため、力率が悪く、高調波成分を多く含むという問題がある。コンデンサインプット式回路の力率をよくするために様々な方式が提案されている（特許文献１、２等）。

特開２００３−２５０２７２号公報 特開２０１５−１２５９５３号公報

図７（ａ）の整流電圧平滑回路１１０の平滑コンデンサＣの容量を小さくするとモードＩの期間は拡がるが、出力側のリップルが大きくなる。図８（ａ）では、図７（ａ）の回路の整流電圧平滑回路１１０すなわち平滑コンデンサＣをなくして、整流回路２０の後段に昇圧チョッパであるＰＦＣ回路３０を直接接続している。図８（ｂ）は（ａ）の動作波形の例を示す。この場合、交流周期の全期間に亘って電流ｉ_１１が流れるので力率はよいが、出力電流ｉ_１４のリップルが大きくなるという問題がある。このため、ＰＦＣ回路３０の後段にさらに絶縁型スイッチング電源３１を設けてＤＣ／ＤＣ変換を行う２段階構成の電力変換回路とする必要がある。

また、図７（ｂ）に示す電源投入時の電流ｉ_１２は、平滑コンデンサＣを初期充電する電流であるが、リップルを小さくするために平滑コンデンサＣの容量を大きくすると、突入電流が大きくなるため素子破壊が起こりやすい。

本発明の目的は、平滑コンデンサを用いて整流電圧を平滑化する整流電圧平滑回路において、力率を良好としかつリップルを小さくすることである。

上記の目的を達成するべく、本発明は、以下の構成を提供する。
・ 本発明の態様は、整流電圧を印加される一対の入力端と、前記整流電圧を平滑化した電圧を出力する一対の出力端とを有する整流電圧平滑回路であって、
前記一対の入力端の間に平滑コンデンサと第１の素子とが直列接続されており、前記整流電圧により前記第１の素子を介して前記平滑コンデンサへ充電電流が流れ、かつ、
前記一対の出力端の間に前記平滑コンデンサと第２の素子とが直列接続されており、前記平滑コンデンサから前記第２の素子を介して前記出力端へ放電電流が流れることを特徴とする。
・ 上記態様において、前記整流電圧が前記平滑コンデンサの電圧よりも高いとき、前記入力端から前記出力端へ電流が流れると共に、前記入力端から前記第１の素子を介して前記平滑コンデンサへ充電電流が流れ、かつ、
前記整流電圧が前記平滑コンデンサの電圧よりも低いとき、前記平滑コンデンサから前記第２の素子を介して前記出力端へ放電電流が流れることが好適である。
・ 上記態様において、前記第１の素子が抵抗素子であり、かつ、前記第２の素子が整流素子であることが、好適である。
・ 上記態様において、前記第１の素子がリアクトルであり、前記第２の素子が整流素子であり、かつ、前記リアクトルの一端と前記整流素子の一端との間に逆流防止素子をさらに有することが、好適である。
・ 本発明の別の態様は、上記いずれかの整流電圧平滑回路と、前記整流電圧平滑回路の前段に配置された整流回路とを有する交流直流変換回路である。
・ 本発明のさらに別の態様は、上記いずれかの整流電圧平滑回路と、前記整流電圧平滑回路の前段に配置された整流回路と、前記整流電圧平滑回路の後段に配置されたスイッチング電源とを有する電力変換回路である。

本発明により、整流電圧を平滑コンデンサにより平滑化する整流電圧平滑回路において、力率を良好としかつリップルを小さくすることが実現される。

図１は、本発明の整流電圧平滑回路の第１の実施形態の回路例を示す。 図２は、図１の回路に流れる電流を概略的に示す。 図３は、図１の回路における電圧又は電流の波形の一例を模式的に示す。 図４は、本発明の整流電圧平滑回路の第２の実施形態の回路例を示す。 図５は、図４の回路に流れる電流を概略的に示す。 図６は、図４の回路における電圧又は電流の波形の一例を模式的に示す。 図７（ａ）は従来の整流電圧平滑回路の一例であり、（ｂ）はその電圧又は電流の波形の一例を模式的に示す。 図８（ａ）は整流電圧平滑回路を設けない例であり、（ｂ）はその電圧又は電流の波形の一例を模式的に示す。

以下、実施例を示した図面を参照して本発明の実施形態を説明する。
（１）第１の実施形態
（１−１）回路構成
図１は、本発明の整流電圧平滑回路の第１の実施形態を含む回路例を示す。図１は、整流電圧平滑回路１０と、その前段の整流回路２０と、その後段のスイッチング電源３０とを有するＡＣ／ＤＣ電力変換回路を示している。

整流電圧平滑回路１０は、整流電圧を印加される一対の入力端１、２と、整流電圧を平滑化した電圧を出力する一対の出力端３、４とを有する。ここでは、入力端１が高電位、入力端２が低電位である。また、入力端２と出力端４が共通の基準電位端Ｇである。整流電圧平滑回路１０は、整流回路２０から出力された脈流の整流電圧を、ある程度まで平滑化することができる。

整流電圧平滑回路１０は、一対の入力端１、２の間に平滑コンデンサＣと第１の素子とが直列接続されている。第１の実施形態では、第１の素子は抵抗素子Ｒである。ここでは、抵抗素子Ｒの一端が入力端１に接続され、他端が平滑コンデンサＣの一端に接続され、平滑コンデンサＣの他端が入力端２に接続されている。入力端１、２に印加される整流電圧により、第１の素子である抵抗素子Ｒを介して平滑コンデンサＣへ充電電流が流れることができる。

さらに、一対の出力端３、４の間に上記平滑コンデンサＣと第２の素子とが直列接続されている。第２の素子はダイオードＤである。ここでは、ダイオードＤのカソードが出力端３に接続され、アノードが平滑コンデンサＣの一端に接続され、平滑コンデンサＣの他端が出力端４に接続されている。第２の素子のダイオードＤは、整流素子の一例であり、同じ動作を実現する他の素子又は回路に置き換えることができる。平滑コンデンサＣから第２の素子であるダイオードＤを介して出力端３、４へ放電電流が流れることができる。

第１の実施形態では、入力端１と出力端３が直接接続されている。したがって、整流電圧平滑回路１０では、第１の素子である抵抗素子Ｒと、第２の素子であるダイオードＤとが並列接続されている。

整流回路２０は、整流電圧平滑回路１０の前段に配置される回路である。整流回路２０は、正弦波の交流電圧を入力され、整流された電圧を出力する。整流回路２０は、ここでは単相正弦波交流電圧の全波整流を行う４つのブリッジダイオードから構成されている。なお、本発明の整流電圧平滑回路は、原理的には半波整流回路にも適用可能である。

スイッチング電源３０は、整流電圧平滑回路１０の後段に配置される回路の一例である。スイッチング電源３０は、ここでは絶縁型のフライバック方式電源であり、直流電圧を出力する。一次コイルＮ１と二次コイルＮ２を有するトランスＴ（コイルの始端を黒丸で示す）と、一次コイルＮ１と直列接続されたスイッチ素子Ｑと、二次コイルＮ２と直列接続された出力ダイオードＤｏと、出力端ｐ、ｎの間に接続された出力平滑コンデンサＣｏとを有する。

スイッチ素子Ｑは、ＰＷＭ信号等の制御信号ｖｇによりオンオフする。制御信号ｖｇは、例えば数十ｋＨｚ〜数ＭＨｚの高周波パルス信号であり、入力される交流の周波数（例えば数十Ｈｚ）よりも遙かに高周波である。スイッチ素子Ｑは、ここでは一例としてＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。一次コイルＮ１の始端が整流電圧平滑回路１０の出力端３に接続され、一次コイルＮ１の他端がスイッチ素子Ｑの一端と接続され、スイッチ素子Ｑの他端が整流電圧平滑回路１０の出力端４に接続されている。スイッチング動作によって二次コイルＮ２に生じるフライバック電圧によるフライバック電流が、出力ダイオードＤｏを介して出力平滑コンデンサＣｏにより平滑化され、負荷（図示せず）へ出力される。

（１−２）回路動作
図２及び図３を参照して、図１の回路の動作を説明する。図２は、図１の回路に流れる電流を概略的に示している。図３は、図１の回路における電圧又は電流の波形の一例を模式的に示している。

図２に示すように、図１の整流電圧平滑回路１０には電流ｉ１、ｉ２及びｉ３が流れ、スイッチング電源のトランスＴの二次側には電流ｉ４が流れる。図２及び図３において、Ｖrecは整流電圧を、Ｖcは平滑コンデンサＣの電圧（以下、単に「コンデンサ電圧」と称する場合がある）を、Ｖn1はトランスＴの一次コイルＮ１の始端電圧をそれぞれ示している。

図３に示すように、整流電圧Ｖrecとコンデンサ電圧Ｖcの大小関係によって、整流電圧平滑回路の動作は、モードＩとモードIIに分けられる。モードＩでは、整流電圧Ｖrecがコンデンサ電圧Ｖcより大きく（Ｖrec＞Ｖc）、モードIIでは整流電圧Ｖrecがコンデンサ電圧Ｖcより小さい（Ｖrec＜Ｖc）。

整流電圧Ｖrecとコンデンサ電圧Ｖcのうち高い方の電圧が、トランスの一次コイルＮ１の始端電圧Ｖn1として印加される（ダイオードＤの電圧降下は無視する）。そして、電圧Ｖn1により一次コイルＮ１を流れる電流は、スイッチ素子Ｑによりスイッチングされ、すなわち高周波で導通と遮断を繰り返す電流波形となる。以下、各モードの動作について説明する。

＜Ｉモード：電流投入時＞
Ｉモードでは整流電圧Ｖrecがコンデンサ電圧Ｖcより大きいので、整流電圧Ｖrecが一次コイルＮ１の始端電圧Ｖn1として印加され、電流ｉ１が一次コイルＮ１とスイッチ素子Ｑに流れる。電流ｉ１はスイッチ素子Ｑによりスイッチングされる。

特に、電流投入時の最初のＩモードでは、平滑コンデンサＣが電圧零の状態から充電されるので大きな充電電流ｉ２が流れる。充電電流ｉ２は、抵抗素子Ｒを介して流れるため、抵抗素子Ｒと平滑コンデンサＣの時定数により電流が緩やかに増加する。したがって、上述した図７の従来回路と比較して突入電流が軽減される。この結果、突入電流による素子の破壊が起こり難くなる。

トランスＴの二次コイルＮ２には、一次コイルＮ１に流れるスイッチング電流ｉ１によるフライバック作用により電流ｉ４が流れる。すなわち電流ｉ１の導通時には、二次コイルＮ２の起電圧に対して出力ダイオードＤｏが逆バイアスとなり電流が流れず、電流ｉ１の遮断時には、二次コイルＮ２に逆起電圧が生じて出力ダイオードＤｏが順バイアスとなり電流ｉ４が流れる。電流ｉ４は出力平滑コンデンサＣｏにより平滑化され、平均化された一定の電流として出力される。

コンデンサ電圧Ｖcは、抵抗素子Ｒによる電圧降下分だけ、整流電圧Ｖrecよりも遅れて上昇する。そして、脈流のピークを超えて低下する整流電圧Ｖrecと、上昇するコンデンサ電圧Ｖcとが交差する時点で最初のＩモードが終了し、IIモードに移行する。

＜IIモード＞
IIモードでは整流電圧Ｖrecがコンデンサ電圧Ｖcより小さいので、コンデンサ電圧Ｖcが一次コイルＮ１の始端電圧Ｖn1として印加される。これにより、平滑コンデンサＣからダイオードＤを介して電流ｉ３が一次コイルＮ１とスイッチ素子Ｑに流れる。電流ｉ３はスイッチ素子Ｑによりスイッチングされる。電流ｉ３は、平滑コンデンサＣの放電電流である。トランスＴの二次コイルＮ２には、一次コイルＮ１に流れるスイッチング電流ｉ３によるフライバック作用により電流ｉ４が流れる。

IIモードでは、整流電圧Ｖrecが小さいために電流ｉ１は流れないが、平滑コンデンサＣの放電電流ｉ３が一次コイルＮ１に流れてスイッチングされることにより、二次コイルＮ２に電流ｉ４が流れることができる。この結果、平滑コンデンサＣのない図８のＰＦＣ回路と比較してリップルを小さくすることができる。電圧及び電流のリップルが小さくなることによって、より大きな電力を出力することができる。

コンデンサ電圧Ｖcは放電により徐々に低下していき、再び上昇してくる整流電圧Ｖrecと交差する時点でIIモードが終了し、Ｉモードに移行する。以後、定常状態でＩモードとIIモードが繰り返される。

＜Ｉモード：定常状態＞
整流電圧Ｖrecがコンデンサ電圧Ｖcより大きい間は、整流電圧Ｖrecが一次コイルＮ１の始端電圧Ｖn1として印加され、電流ｉ１が一次コイルＮ１とスイッチ素子Ｑに流れる。電流ｉ１はスイッチ素子Ｑによりスイッチングされる。同時に、整流電圧Ｖrecにより抵抗素子Ｒを介して平滑コンデンサＣへ充電電流ｉ２が流れる。これにより、コンデンサ電圧Ｖcは再び上昇し始める。

コンデンサ電圧Ｖcは、抵抗素子Ｒによる電圧降下分だけ、整流電圧Ｖrecよりも遅れて上昇する。そして、ピークを超えて低下する整流電圧Ｖrecと、上昇するコンデンサ電圧Ｖcとが交差する時点でＩモードが終了し、IIモードに移行する。このように、コンデンサ電圧Ｖcの上昇が整流電圧Ｖrecの上昇よりも緩やかである結果、抵抗素子Ｒのない図７の従来回路と比較してＩモードの期間が長くなる。これは、交流入力側から流入する電流ｉ１、ｉ２の流れる期間が拡大されることを意味し、この結果、力率が良好となり、高調波の問題が軽減される。また、図７の従来回路と比較して平滑コンデンサＣの容量を大きくすることができるので、安定した電源を構築し易い。

（２）第２の実施形態
（２−１）回路構成
図４は、本発明の整流電圧平滑回路の第２の実施形態を含む回路例を示す。図４は、上述した第１の実施形態とは異なる整流電圧平滑回路１１を有するＡＣ／ＤＣ電力変換回路を示している。整流回路２０及びスイッチング電源３０は図１の回路と同じであるので説明を省略する。

整流電圧平滑回路１１は、整流電圧を印加される一対の入力端１、２と、整流電圧を平滑化した電圧を出力する一対の出力端３、４とを有する。ここでは、入力端１が高電位、入力端２が低電位である。また、入力端２と出力端４が共通の基準電位端Ｇである。整流電圧平滑回路１１は、整流回路２０から出力された脈流の整流電圧を、ある程度まで平滑化することができる。

整流電圧平滑回路１１は、一対の入力端１、２の間に直列接続された平滑コンデンサＣと第１の素子とを有する。第２の実施形態では、第１の素子はリアクトルＬである。ここでは、リアクトルＬの一端が入力端１に接続され、他端が平滑コンデンサＣの一端に接続され、平滑コンデンサＣの他端が入力端２に接続されている。入力端１、２に印加される整流電圧により、第１の素子であるリアクトルＬを介して平滑コンデンサＣへ充電電流が流れることができる。

さらに、一対の出力端３、４の間には、上記平滑コンデンサＣと第２の素子とが直列接続されている。第２の素子はダイオードＤ１であり、第１の実施形態と同じである。ここでは、ダイオードＤ１のカソードが出力端３に接続され、アノードが平滑コンデンサＣの一端に接続され、平滑コンデンサＣの他端が出力端４に接続されている。平滑コンデンサＣから第２の素子であるダイオードＤ１を介して出力端３、４へ放電電流が流れることができる。

第２の実施形態では、リアクトルＬの一端（入力端１）と、ダイオードＤ１のカソード（出力端３）との間に逆流防止素子としてダイオードＤ２が接続されている。ダイオードＤ２は、リアクトルＬの自己誘導電圧によりダイオードＤ１を介して逆方向に電流が流れることを防止する。

（２−２）回路動作
図５及び図６を参照して、図４の回路の動作を説明する。図５は、図４の回路に流れる電流を概略的に示している。図６は、図４の回路における電圧又は電流の波形の一例を模式的に示している。

図５に示すように、図４の整流電圧平滑回路１１には電流ｉ１、ｉ２及びｉ３が流れ、スイッチング電源のトランスＴの二次側には電流ｉ４が流れる。図５及び図６において、整流電圧Ｖrec、コンデンサ電圧Ｖc、一次コイルＮ１の始端電圧Ｖn1は、第１の実施形態と同じである。ΔＶLは、リアクトルＬの両端電圧を示す。

第１の実施形態と同じく、図６に示すように、整流電圧Ｖrecとコンデンサ電圧Ｖcの大小関係によって、整流電圧平滑回路の動作は、モードＩとモードIIに分けられる。整流電圧Ｖrecとコンデンサ電圧Ｖcのうち高い方の電圧が、トランスの一次コイルＮ１の始端電圧Ｖn1として印加される（ダイオードＤ１の電圧降下は無視する）。そして、電圧Ｖn1により一次コイルＮ１を流れる電流は、スイッチ素子Ｑによりスイッチングされ、すなわち高周波で導通と遮断を繰り返す電流波形となる。以下、各モードの動作について説明する。

＜Ｉモード：電流投入時＞
Ｉモードでは整流電圧Ｖrecがコンデンサ電圧Ｖcより大きいので、整流電圧Ｖrecが一次コイルＮ１の始端電圧Ｖn1として印加される。このとき、電流ｉ１が、ダイオードＤ２を通って一次コイルＮ１とスイッチ素子Ｑに流れる。電流ｉ１はスイッチ素子Ｑによりスイッチングされる。

特に、電流投入時の最初のＩモードでは、平滑コンデンサＣが電圧零の状態から充電されるので大きな充電電流ｉ２が流れる。充電電流ｉ２は、リアクトルＬを介して流れるので電流が制限されて緩やかに増加する。したがって、上述した図７の従来回路と比較して突入電流が軽減される。この結果、突入電流による素子の破壊が起こり難くなる。

第１の実施形態と同様に、トランスＴの二次コイルＮ２には、一次コイルＮ１に流れるスイッチング電流ｉ１によるフライバック作用により電流ｉ４が流れる。

コンデンサ電圧Ｖcは、リアクトルＬによる電圧降下分だけ、整流電圧Ｖrecよりも遅れて上昇する。そして、脈流のピークを超えて低下する整流電圧Ｖrecと、上昇するコンデンサ電圧Ｖcとが交差する時点で最初のＩモードが終了し、IIモードに移行する。

＜IIモード＞
IIモードでは整流電圧Ｖrecがコンデンサ電圧Ｖcより小さいので、コンデンサ電圧Ｖcが一次コイルＮ１の始端電圧Ｖn1として印加される。これにより、平滑コンデンサＣからダイオードＤ１を介して電流ｉ３が一次コイルＮ１とスイッチ素子Ｑに流れる。電流ｉ３はスイッチ素子Ｑによりスイッチングされる。電流ｉ３は、平滑コンデンサＣの放電電流である。トランスＴの二次コイルＮ２には、一次コイルＮ１に流れるスイッチング電流ｉ３によるフライバック作用により電流ｉ４が流れる。

一方、リアクトルＬは、自己誘導による逆起電圧を生じて充電電流ｉ２を維持しようとする。リアクトルＬが大きい場合、図６に示すように充電電流ｉ２は、増減しながら連続的に流れる。リアクトルＬが小さい場合は、IIモードの途中で充電電流ｉ２は零になり、次のＩモードで再び流れ始める。したがって、IIモードにおける放電電流ｉ３の大きさは、充電電流ｉ２の大きさの分だけ本来の放電電流よりも小さくなる。

IIモードでは、整流電圧Ｖrecが小さいために電流ｉ１は流れないが、平滑コンデンサＣの放電電流ｉ３が一次コイルＮ１に流れてスイッチングされることにより、二次コイルＮ２に電流ｉ４が流れることができる。この結果、平滑コンデンサＣのない図８のＰＦＣ回路と比較してリップルを小さくすることができる。電圧及び電流のリップルが小さくなることによって、より大きな電力を出力することができる。

コンデンサ電圧Ｖcは放電により徐々に低下していき、再び上昇してくる整流電圧Ｖrecと交差する時点でIIモードが終了し、Ｉモードに移行する。以後、定常状態でＩモードとIIモードが繰り返される。

＜Ｉモード：定常状態＞
整流電圧Ｖrecがコンデンサ電圧Ｖcより大きい間は、整流電圧Ｖrecが一次コイルＮ１の始端電圧Ｖn1として印加され、電流ｉ１が一次コイルＮ１とスイッチ素子Ｑに流れる。電流ｉ１はスイッチ素子Ｑによりスイッチングされる。同時に、整流電圧ＶrecによりリアクトルＬを介して平滑コンデンサＣへ充電電流ｉ２が流れる。これにより、コンデンサ電圧Ｖcは再び上昇し始める。

コンデンサ電圧Ｖcは、リアクトルＬによる電圧降下分だけ、整流電圧Ｖrecよりも遅れて上昇する。そして、ピークを超えて低下する整流電圧Ｖrecと、上昇するコンデンサ電圧Ｖcとが交差する時点でＩモードが終了し、IIモードに移行する。このように、コンデンサ電圧Ｖcの上昇が整流電圧Ｖrecの上昇よりも緩やかである結果、リアクトルＬのない図７の従来回路と比較してＩモードの期間が長くなる。これは、交流入力側から流入する電流ｉ１、ｉ２の流れる期間が拡大されることを意味する。また、リアクトルＬを通る充電電流ｉ２は、Ｉモードの期間に流れるだけでなくIIモードに入っても持続して交流入力側から電流を流入させる。これらによって力率が良好となり、高調波の問題が軽減される。また、図７の従来回路と比較して平滑コンデンサＣの容量を大きくすることができるので、安定した電源を構築し易い。

（３）その他の実施形態
図示の構成は例示であり、本発明の主旨に沿う範囲において多様な変形が可能である。例えば、図１及び図４に示した電力変換回路におけるスイッチング電源３０は、図示の例に限られず多様な形式のスイッチング電源とすることができる。例えば絶縁型のフォワード方式電源でもよく、非絶縁型の昇圧チョッパや降圧コンバータでもよい。

また、本発明の整流電圧平滑回路１０、１１の後段には、スイッチング電源以外の回路を負荷として接続することもできる。その場合、整流回路２０と整流電圧平滑回路１０、１１が、その後段の負荷のための交流直流変換回路を構成する。

１、２ 入力端
３、４ 出力端
１０、１１、１１０ 整流電圧平滑回路
２０ 整流回路
３０ スイッチング電源
Ｃ 平滑コンデンサ
Ｒ 抵抗素子
Ｌ リアクトル
Ｑ スイッチ素子
Ｄ、Ｄ１ 整流素子
Ｄ２ 逆流防止素子
Ｃｏ 出力平滑コンデンサ
Ｄｏ 出力ダイオード
Ｔ トランス
Ｎ１ 一次コイル
Ｎ２ 二次コイル
ｐ、ｎ スイッチング電源出力端

Claims (6)

1. 整流電圧を印加される一対の入力端と、前記整流電圧を平滑化した電圧を出力する一対の出力端とを有する整流電圧平滑回路であって、
   前記一対の入力端の間に平滑コンデンサと第１の素子とが直列接続されており、前記整流電圧により前記第１の素子を介して前記平滑コンデンサへ充電電流が流れ、かつ、
   前記一対の出力端の間に前記平滑コンデンサと第２の素子とが直列接続されており、前記平滑コンデンサから前記第２の素子を介して前記出力端へ放電電流が流れることを特徴とする整流電圧平滑回路。
2. 前記整流電圧が前記平滑コンデンサの電圧よりも高いとき、前記入力端から前記出力端へ電流が流れると共に、前記入力端から前記第１の素子を介して前記平滑コンデンサへ充電電流が流れ、かつ、
   前記整流電圧が前記平滑コンデンサの電圧よりも低いとき、前記平滑コンデンサから前記第２の素子を介して前記出力端へ放電電流が流れることを特徴とする請求項１に記載の整流電圧平滑回路。
3. 前記第１の素子が抵抗素子であり、かつ、前記第２の素子が整流素子であることを特徴とする請求項１又は２に記載の整流電圧平滑回路。
4. 前記第１の素子がリアクトルであり、前記第２の素子が整流素子であり、かつ、前記リアクトルの一端と前記整流素子の一端との間に逆流防止素子をさらに有することを特徴とする請求項１又は２に記載の整流電圧平滑回路。
5. 請求項１〜４のいずれかに記載の整流電圧平滑回路と、前記整流電圧平滑回路の前段に配置された整流回路とを有する交流直流変換回路。
6. 請求項１〜４のいずれかに記載の整流電圧平滑回路と、前記整流電圧平滑回路の前段に配置された整流回路と、前記整流電圧平滑回路の後段に配置されたスイッチング電源とを有する電力変換回路。

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