JP2003299358A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 力率改善回路を備える電源回路のコストアッ
プ及びトランスの大型化を避ける。 【解決手段】 複合共振形コンバータとしての電源回路
に対して、絶縁コンバータトランスの一次巻線に得られ
るスイッチング出力を三次巻線に伝達し、更にこの三次
巻線から共振コンデンサを介するようにして整流電流経
路に帰還する構成の力率改善回路を設ける。そのうえ
で、三次巻線は、一次巻線にタップ端子を設けることで
形成される巻線部を用いる。これにより、三次巻線を形
成するのに、本来の一次巻線に対して三次巻線として必
要なターン数の巻線部を追加する必要はないこととな
る。

Description

【発明の詳細な説明】 【０００１】 【発明の属する技術分野】本発明は、力率改善回路を備
えたスイッチング電源回路に関するものである。 【０００２】 【従来の技術】先に本出願人は、一次側に共振形コンバ
ータを備えた電源回路を各種提案している。また、共振
形コンバータに対して力率改善を図るための力率改善回
路を備えて構成した電源回路も各種提案している。 【０００３】図３は、先に本出願人により出願された発
明に基づいて構成されるスイッチング電源回路の一例を
示す回路図である。この電源回路は自励式による電圧共
振形のスイッチングコンバータに対して力率改善のため
の力率改善回路が設けられた構成とされている。 【０００４】この図３に示すスイッチング電源回路にお
いては、交流電源ＡＣに対してコモンモードのノイズを
除去するノイズフィルタ（コモンモードチョークコイル
ＣＭＣ，アクロスコンデンサＣL）が設けられている。
交流電源ＡＣは、ブリッジ整流回路Ｄｉにより整流さ
れ、力率改善回路１０を介して平滑コンデンサＣｉに充
電される。 【０００５】この図に示す一次側の電圧共振形のスイッ
チングコンバータは、バイポーラトランジスタのスイッ
チング素子Ｑ1を１石備えた、いわゆるシングルエンド
方式としての構成を採る。スイッチング素子Ｑ1は、起
動時には、起動抵抗ＲSを介して平滑コンデンサＣｉか
ら得られる電流により起動するようになっている。スイ
ッチング駆動回路部２は、スイッチング素子Ｑ1を自励
発振式により駆動するための回路部とされる。ここでの
詳しい説明は省略するが、このスイッチング駆動回路部
２は、自励発振による駆動回路系と、この駆動回路系に
おける発振周波数（つまりスイッチング周波数）を可変
して定電圧化を図るためのスイッチング周波数制御系と
を備えて構成される。 【０００６】制御回路１では、二次側直流出力電圧Ｅｏ
に応じたレベルの制御電流を上記制御巻線に対して出力
するようにされる。スイッチング駆動回路部２において
は、上記制御電流レベルに応じて、スイッチング周波数
を可変制御する。これによって、後述する二次側直流出
力電圧ＥOの定電圧化を行う。 【０００７】スイッチング素子Ｑ1のコレクタは絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1を介して平滑コ
ンデンサＥｉの正極端子と接続され、エミッタは接地さ
れる。また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッ
タ間にはクランプダイオードＤDが接続され、スイッチ
ング素子Ｑ1のオフ時に流れるダンパー電流の経路を形
成する。 【０００８】さらにスイッチング素子Ｑ1のコレクタ−
エミッタ間に対しては、一次側並列共振コンデンサＣｒ
が並列に接続される。一次側並列共振コンデンサＣｒ
は、自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの一次巻線Ｎ1（三次巻線Ｎ3を含む）の漏洩イン
ダクタンスとによって並列共振回路を形成する。この並
列共振回路の共振動作によって、スイッチング素子Ｑ1
のスイッチング動作として電圧共振形の動作が得られる
ようにされている。これに対応して、スイッチング素子
Ｑ1のコレクタ−エミッタ間の両端電圧Ｖcpとしては、
スイッチング素子がオフとなる期間において正弦波状の
パルス波形が得られる。 【０００９】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1 のスイッチング出力を二次側に伝送す
る。絶縁コンバータトランスＰＩＴは、ここでの図示に
よる説明は省略するが、例えばフェライト材によるＥＥ
型コアの中央磁脚に対して、少なくとも、一次巻線Ｎ1
と二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割した状態で巻装する。Ｅ
Ｅ型コアの中央磁脚に対してはギャップを形成する。こ
れによって、例えば、一次側と二次側の結合度としては
結合係数ｋ≒０．８５という疎結合の状態が得られるよ
うにしている。これにより、飽和状態が得られにくいよ
うにしている。 【００１０】絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線
Ｎ1の巻始め端部側には、いわゆる巻き上げによって三
次巻線Ｎ3が設けられている。つまり、この三次巻線Ｎ3
は、例えば本来ある一次巻線Ｎ1に対して、所定巻き数
の巻線を追加的に設けることによって形成される。この
三次巻線Ｎ3の端部は、力率改善回路１０の直列共振コ
ンデンサＣAに対して接続される。 【００１１】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側では、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二
次巻線Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対して
は、二次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続される
ことで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスと二
次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによっ
て並列共振回路が形成される。この並列共振回路によ
り、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧とな
る。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。 【００１２】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側にも整流回路系において電圧共振動作
を得るための並列共振回路が備えられる。なお、本明細
書では、このように一次側及び二次側に対して共振回路
が備えられて動作する構成のスイッチングコンバータに
ついては、「複合共振形スイッチングコンバータ」とも
いうことにする。 【００１３】上記のようにして形成される二次側並列共
振回路に対しては、整流ダイオードＤO及び平滑コンデ
ンサＣoからなる半波整流回路が設けられる。この半波
整流回路は、上記した二次側並列共振回路から供給され
る共振電圧を入力して直流出力電圧ＥOとして出力す
る。 【００１４】このような構成では、二次側並列共振回路
の作用によって増加された負荷側に電力が供給される。
これにより、それだけ負荷側に供給される電力も増加し
て、最大負荷電力の増加率も向上する。 【００１５】図３に示すようにして、力率改善回路１０
においては、チョークコイルＬｓと高速リカバリ型ダイ
オードＤ2が直列接続されて直列接続回路を形成してい
る。そしてこの直列接続回路は、ブリッジ整流回路Ｄｉ
の正極出力と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して
挿入される。この場合、高速リカバリ型ダイオードＤ2
は、そのアノードがチョークコイルＬｓを介してブリッ
ジ整流回路Ｄｉの正極端子と接続され、カソードが平滑
コンデンサＣｉの正極端子に対して接続される。フィル
タコンデンサＣNは、チョークコイルＬｓ−高速リカバ
リ型ダイオードＤ2の直列接続に対して並列に接続され
る。また、この場合には直列共振コンデンサＣAが備え
られる。この直列共振コンデンサＣAは、上記チョーク
コイルＬｓ−高速リカバリ型ダイオードＤ2の接続点
と、上述した三次巻線Ｎ3の端部（タップ端子ｔｐ）間
に対して挿入される。そして、例えば少なくともこの直
列共振コンデンサＣAのキャパシタンスと、チョークコ
イルＬｓ及び三次巻線Ｎ3の各インダクタンスとによっ
て直列共振回路を形成する。 【００１６】三次巻線Ｎ3には、スイッチング素子Ｑ1の
スイッチング動作により一次巻線Ｎ1に発生する共振電
圧が伝達されることで、スイッチング周期の交番電圧が
発生することになる。そして、この三次巻線Ｎ3に得ら
れた交番電圧が共振コンデンサＣAを介して整流電流経
路に帰還するようにされる。そして、上記のようにして
整流電流経路に帰還されるスイッチング出力により、ス
イッチング素子Ｑ1がオンとなる期間では、ブリッジ整
流回路Ｄｉから平滑コンデンサＣｉに流れる整流電流を
遮断するように動作する。また、スイッチング素子Ｑ1
のオフ期間においては、三次巻線Ｎ3に発生する交番電
圧の極性が、高速リカバリ型ダイオードＤ2に対して正
方向となる期間においてのみ、上記整流電流を流すよう
に動作する。このようにしてスイッチング素子Ｑ1のス
イッチング周期に応じて、整流電流がオン／オフされる
ことで、商用交流電源ＡＣからの交流入力電流ＩACが制
限される。この結果、交流入力電流ＩACの導通角が拡大
されて力率改善が図られることとなる。 【００１７】 【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記図
３に示した電源回路では、力率改善を図るのにあたっ
て、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいて本来ある一
次巻線Ｎ1に対して、三次巻線Ｎ3を追加して巻装する構
成となっている。このため、三次巻線Ｎ3として追加す
る巻線分がコストアップとなってしまう。また、一次側
に三次巻線Ｎ3が追加されることで、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの一次側の巻線を巻くのに必要な体積が、
力率を改善しない構成とする場合よりも多く必要にな
る。このため、元は力率改善に対応しないものとされて
いた絶縁コンバータトランスＰＩＴについて、既に巻線
をいっぱいに巻いてある状態の場合において、力率改善
対応とするために三次巻線Ｎ3を追加するためには、ト
ランスを大型化しなければならない。この点でもコスト
アップとなってしまう。また、これに伴っては、トラン
スについて設計段階から作り直さなければならないとい
う、製造効率上の問題も有している。 【００１８】 【課題を解決するための手段】そこで本発明は、上記し
た課題を解決するために、スイッチング電源回路として
次のように構成することとした。つまり、商用交流電源
を入力して整流平滑電圧を生成し、直流入力電圧として
出力する整流平滑手段と、一次側出力を二次側に伝送す
るために設けられる絶縁コンバータトランスと、直流入
力電圧をスイッチング素子により断続して得られるスイ
ッチング出力を絶縁コンバータトランスの一次巻線に出
力するようにされたスイッチング手段と、少なくとも、
絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダク
タンス成分と並列共振コンデンサのキャパシタンスとに
よって形成されて、スイッチング手段の動作を電圧共振
形とする一次側並列共振回路とを備える。また、力率改
善動作を行うための力率改善手段を備える。また、絶縁
コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成
分と、二次側共振コンデンサのキャパシタンスとによっ
て二次側において形成される二次側共振回路と、二次側
共振回路を含んで形成され、絶縁コンバータトランスの
二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行っ
て二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流
出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応
じて、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うよ
うに構成された定電圧制御手段とを備えを備える。そし
て、上記力率改善手段は、一次巻線に対してタップ端子
を設けることで、この一次巻線の端部とタップ端子間に
形成される巻線部分としての三次巻線と、一次巻線から
三次巻線に伝達されたスイッチング出力を、自身のキャ
パシタンスを介して整流電流経路に帰還するようにして
挿入される共振コンデンサと、帰還されたスイッチング
出力に基づいてスイッチング動作を行うように整流電流
経路に挿入されるスイッチング用素子と、整流電流経路
に挿入されるインダクタと、を少なくとも備えて構成す
ることとした。 【００１９】上記構成によると、複合共振形コンバータ
といわれる電源回路に備えられる力率改善回路として
は、絶縁コンバータトランスの一次巻線に得られるスイ
ッチング出力を三次巻線に伝達し、更にこの三次巻線か
ら共振コンデンサを介するようにして整流電流経路に帰
還する構成を採っている。そのうえで、三次巻線は、一
次巻線にタップ端子を設けることで形成される巻線部を
用いることとしている。これは即ち、三次巻線を形成す
るのに、本来の一次巻線に対して三次巻線として必要な
ターン数の巻線部を追加する必要はないということを意
味する。 【００２０】 【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施の形態とし
てのスイッチング電源回路の構成例を示している。この
図に示すスイッチング電源回路においては、交流電源Ａ
Ｃに対してコモンモードのノイズを除去するノイズフィ
ルタとしてコモンモードチョークコイルＣＭＣとアクロ
スコンデンサＣL が設けられている。交流電源ＡＣは、
４本のダイオードからなるブリッジ整流回路Ｄｉにより
全波整流され、その整流出力は力率改善回路１０を介し
て平滑コンデンサＣｉに充電される。なお、力率改善回
路１０の構成及びその動作については後述する。 【００２１】この図において、電圧共振形のスイッチン
グコンバータは、例えば高耐圧のバイポーラトランジス
タとしてのスイッチング素子Ｑ1を１石備えた構成とさ
れる。つまり、いわゆるシングルエンド方式とされる。
このスイッチング素子Ｑ1のベースは、起動抵抗ＲSを介
して平滑コンデンサＣｉの正極側に接続されて、起動時
のベース電流が整流平滑ラインから得られるようにして
いる。また、スイッチング素子Ｑ1のベースは、スイッ
チング駆動回路部２に対しても接続される。 【００２２】スイッチング駆動回路部２は、スイッチン
グ素子Ｑ1を自励発振式により駆動するための自励発振
駆動回路系と、この自励発振駆動回路系における発振周
波数（つまりスイッチング周波数）を可変して定電圧化
を図るためのスイッチング周波数制御系とを備えて構成
される。このようなスイッチング駆動回路部２の具体的
構成としては、先に本出願人が出願した各種電源回路に
みられるように、例えば、上記自励発振駆動回路系は、
駆動巻線と共振用コンデンサからなる共振回路と、上記
駆動巻線に交番電圧を伝達する検出巻線により形成され
る。検出巻線は、例えばここでは図示していないが実際
には一次巻線Ｎ1に対して直列に接続される。つまり、
スイッチング素子Ｑ1は、この自励発振駆動回路の共振
回路の共振出力によってスイッチング駆動されるもので
あり、この共振周波数がスイッチング周波数となる。そ
して、スイッチング周波数制御系としては、この共振周
波数を可変するための構成が採られる。このためには、
例えば上記駆動巻線のインダクタンスを可変する制御ト
ランスが備えられる。この制御トランスは、例えば駆動
巻線と検出巻線をトランス結合させた上で、この駆動巻
線と検出巻線との巻回方向を直交させ、互いの巻回方向
が同一とならないようにして巻装された制御巻線が巻装
された構造とされる。制御巻線に対しては、制御回路１
から出力される直流の制御電流が供給される。 【００２３】制御回路１では、二次側直流出力電圧Ｅｏ
に応じたレベルの制御電流を上記制御巻線に対して出力
するようにされる。スイッチング駆動回路部２において
は、制御巻線に流れる制御電流レベルに応じて、駆動巻
線のインダクタンスを可変するようにされる。駆動巻線
のインダクタンスが変化すれば、自励発振駆動回路系の
共振周波数、つまり、スイッチング周波数が可変制御さ
れることになる。なお、このようなスイッチング周波数
制御による定電圧作用については後述する。 【００２４】スイッチング素子Ｑ1のコレクタは絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1を介して平滑コ
ンデンサＥｉの正極端子と接続され、エミッタは接地さ
れる。また、この場合にはスイッチング素子Ｑ1のコレ
クタ−エミッタ間にはクランプダイオードＤDが接続さ
れ、スイッチング素子Ｑ1のオフ時に流れるダンパー電
流の経路を形成する。 【００２５】さらにスイッチング素子Ｑ1のコレクタ−
エミッタ間に対しては、一次側並列共振コンデンサＣｒ
が並列に接続される。一次側並列共振コンデンサＣｒ
は、自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの一次巻線Ｎ1（三次巻線Ｎ3を含む）の漏洩イン
ダクタンスとによって並列共振回路を形成している。そ
して、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作によっ
て、この並列共振回路が並列共振することによって、ス
イッチング素子Ｑ1のスイッチング動作として電圧共振
形の動作が得られるようにされている。これに対応し
て、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間の両
端電圧Ｖcpとしては、スイッチング素子がオフとなる期
間において正弦波状のパルス波形が得られる。 【００２６】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1 のスイッチング出力を二次側に伝送する
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図２に示すように、
例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互
いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備
えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割ボビ
ンＢを利用して一次巻線Ｎ1 と、二次巻線Ｎ2をそれぞ
れ分割した状態で巻装している。そして、中央磁脚に対
しては図のようにギャップＧを形成するようにしてい
る。これによって、所要の結合係数による疎結合の状態
が得られるようにしている。ギャップＧは、Ｅ型コアＣ
Ｒ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短く形
成することで形成することが出来る。また、結合係数ｋ
としては、例えばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得
るようにしており、その分、飽和状態が得られにくいよ
うにしている。 【００２７】本実施の形態の場合、上記絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次側には、一次巻線Ｎ1に、三次巻
線Ｎ3が含まれるようにして形成されているものとされ
る。つまり、この場合には、ＥＥ型コアに巻装した一次
巻線Ｎ1に対して、巻始めからの所定の巻き数の位置に
タップ端子ｔｐを設けるようにしている。この結果、一
次巻線Ｎ1内において、一次巻線Ｎ1の巻始め端部とタッ
プ端子ｔｐとの間の巻線部分が三次巻線Ｎ3として形成
されることになる。 【００２８】そのうえで、一次巻線Ｎ1の巻始め端部
は、平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と
接続される。また、三次巻線Ｎ3の一端となるタップ端
子ｔｐは、後述する力率改善回路１０の直列共振コンデ
ンサＣAに対して接続される。また、一次巻線Ｎ1の巻終
わり端部はスイッチング素子Ｑ1 のコレクタと接続され
る。 【００２９】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側では、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二
次巻線Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対して
は、二次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続される
ことで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスと二
次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによっ
て並列共振回路が形成される。この並列共振回路によ
り、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧とな
る。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。 【００３０】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側にも整流回路系において電圧共振動作
を得るための並列共振回路が備えられる。つまり、一次
側及び二次側に対して共振回路が備えられた複合共振形
スイッチングコンバータとしての構成を採っている。 【００３１】上記のようにして形成される二次側並列共
振回路に対しては、整流ダイオードＤO及び平滑コンデ
ンサＣoからなる半波整流回路が設けられる。この半波
整流回路は、上記した二次側並列共振回路から供給され
る共振電圧を入力して直流出力電圧ＥOとして出力す
る。 【００３２】このような構成では、二次側並列共振回路
の作用によって増加された負荷側に電力が供給される。
これにより、それだけ負荷側に供給される電力も増加し
て、最大負荷電力の増加率も向上する。このような負荷
条件への対応は、先に図２にて説明したように、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴに対してギャップＧを形成して
所要の結合係数による疎結合としたことによって、更に
飽和状態となりにくい状態を得たことで実現されるもの
である。例えば、絶縁コンバータトランスＰＩＴに対し
てギャップＧが設けられない場合には、フライバック動
作時において絶縁コンバータトランスＰＩＴが飽和状態
となって動作が異常となる可能性が高く、上述した整流
動作が適正に行われるのを望むのは難しい。 【００３３】そして、この図１に示す電源回路における
定電圧制御については次のようになる。前述したスイッ
チング駆動回路２の構成では、例えば制御回路１から出
力される制御電流レベルに応じて、スイッチング周波数
を可変する。このスイッチング周波数可変動作として
は、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間は一定とし
たうえで、オンとなる期間を可変制御する動作となる。
つまり、この電源回路では、スイッチング周波数を可変
制御するように動作するとともに、スイッチング周期に
おけるスイッチング素子の導通角制御（ＰＷＭ制御）も
行っているものとみることができる。図１に示す回路と
しては、この複合的な制御動作を１組の制御回路系によ
って実現していることになる。 【００３４】そして、このような制御動作によっては、
スイッチング周波数を可変することでスイッチング出力
に対する共振インピーダンス制御を行い、これと同時
に、スイッチング素子の導通角制御も行って、スイッチ
ング出力としての電力レベルを可変制御することにな
る。このような制御動作の結果、二次側直流出力電圧Ｅ
Oのレベルが変化し、結果的に定電圧化が図られること
になる。ここで、スイッチング周波数制御としては、例
えば軽負荷の傾向になるなどして二次側出力電圧が上昇
したときに、スイッチング周波数を高くすることで、二
次側出力を抑制するように制御を行うものとされる。 【００３５】続いて、力率改善回路１０について説明す
る。図１に示すようにして、力率改善回路１０において
は、チョークコイルＬｓと高速リカバリ型ダイオードＤ
2が直列接続されて直列接続回路を形成している。そし
てこの直列接続回路は、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出
力と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して挿入され
る。この場合、高速リカバリ型ダイオードＤ2は、その
アノードがチョークコイルＬｓを介してブリッジ整流回
路Ｄｉの正極端子と接続され、カソードが平滑コンデン
サＣｉの正極端子に対して接続される。フィルタコンデ
ンサＣNは、チョークコイルＬｓ−高速リカバリ型ダイ
オードＤ2の直列接続に対して並列に接続される。ま
た、この場合には直列共振コンデンサＣAが備えられ
る。この直列共振コンデンサＣAは、上記チョークコイ
ルＬｓ−高速リカバリ型ダイオードＤ2の接続点と、上
述した三次巻線Ｎ3の端部（タップ端子ｔｐ）間に対し
て挿入される。そして、例えば少なくともこの直列共振
コンデンサＣAのキャパシタンスと、チョークコイルＬ
ｓ及び三次巻線Ｎ3の各インダクタンスとによって直列
共振回路を形成する。 【００３６】そして力率改善回路１０の動作としては次
のようになる。スイッチング素子Ｑ1がスイッチング動
作を行うことによっては、スイッチング出力として、一
次側並列共振回路(Ｃｒ//Ｎ1(N3)）の共振動作によって
一次巻線Ｎ1に共振電圧が発生する。このとき、三次巻
線Ｎ3の両端に発生する交番電圧は、三次巻線Ｎ3と一次
巻線Ｎ1との巻き数比に応じたレベルとなる。そして、
この三次巻線Ｎ3に得られた交番電圧が、直列共振コン
デンサＣAを介して、チョークコイルＬｓ−高速リカバ
リ型ダイオードＤ2の接続点に対して帰還される経路が
形成されていることになる。 【００３７】そして、三次巻線Ｎ3の交番電圧が、直列
共振コンデンサＣAに対して印加する方向に対して正極
性のときには、この交番電圧によって高速リカバリ型ダ
イオードＤ2が導通する。これによって、ブリッジ整流
回路Ｄｉにて整流された整流電流は、チョークコイルＬ
ｓ→高速リカバリ型ダイオードＤ2の経路で平滑コンデ
ンサＣｉに流れる。 【００３８】そして、この後、一次巻線Ｎ1にて発生し
ている共振電圧の極性が反転すると、三次巻線Ｎ3の両
端電圧も、これまで正極性であった状態から負極性に反
転することになる。このときには、ブリッジ整流回路Ｄ
ｉからの整流電流は、フィルタコンデンサＣN→チョー
クコイルＬS→共振コンデンサＣAを介して流れる。つま
り、力率改善回路１０内において形成される直列共振回
路（ＣN−ＬS−ＣA）を流れるようにされる。これと共
に、高速リカバリ型ダイオードＤ2は、逆方向の電圧が
印加されることになるので、オフの状態となる。このた
め、上記したチョークコイルＬｓ→高速リカバリ型ダイ
オードＤ2→平滑コンデンサＣｉの経路で流れるべき電
流は遮断されることになる。 【００３９】ここで、スイッチング動作を行うスイッチ
ング素子Ｑ1がオンとなる期間においては、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの一次側には平滑コンデンサＣｉの
両端電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）が印可される。このとき
にも、三次巻線Ｎ3には、一次巻線Ｎ1との巻数比により
分割された共振電圧が発生するので、ブリッジ整流回路
Ｄｉから出力される整流電流は、フィルタコンデンサＣ
N→チョークコイルＬS→共振コンデンサＣAの経路を介
して流れることになる。このため高速ダイオードＤ2に
逆向きに電圧が印可されてオフ状態となるので、ブリッ
ジ整流ダイオードＤiから平滑コンデンサＣｉに流れる
べき電流は遮断されることになる。 【００４０】力率改善回路１０においては、ブリッジ整
流回路Ｄｉから平滑コンデンサＣｉに流れる整流電流
は、スイッチング素子Ｑ1のオン期間には遮断される。
そして、この整流電流はスイッチング素子Ｑ1のオフ期
間において、三次巻線Ｎ3に発生する交番電圧の極性
が、高速リカバリ型ダイオードＤ2に対して正方向とな
る期間においてのみ流れることとなる。このようにして
スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周期に応じて、整
流電流がオン／オフされることで、商用交流電源ＡＣか
らの交流入力電流ＩACが制限される。この結果、交流入
力電流ＩACの導通角が拡大されて力率改善が図られるこ
ととなる。 【００４１】このようにして、本実施の形態としての力
率改善回路１０では、スイッチング素子のスイッチング
動作により一次巻線Ｎ1に得られる共振電圧を、三次巻
線Ｎ3から共振コンデンサＣAを介して整流電流経路に帰
還するようにされる。そして、この整流電流経路に帰還
されたスイッチング出力によって、スイッチング機能を
有する整流素子としての高速リカバリ型ダイオードＤ2
が整流電流をスイッチングする（オン／オフする）こと
で、力率の改善を図るようにされる。また、この力率改
善回路１０内においては、共振コンデンサＣAとインダ
クタ（チョークコイルＬｓ）とによって共振回路を形成
しており、高速リカバリ型ダイオードＤ2が導通しない
期間には、この共振回路の共振動作が得られて共振電流
を流すようにしている。 【００４２】このような動作により、結果的には、軽負
荷時若しくは無負荷時の直流入力電圧（整流平滑電圧）
の上昇を抑制することが可能になるが、これによって、
直流入力電圧を得るための平滑コンデンサとしては、力
率改善のための構成を備えない回路に用いていた平滑コ
ンデンサと同等の耐圧品を選定することが可能になる。
つまり、力率改善回路を備えたことに対応して平滑コン
デンサの耐圧を上げる必要がない。これにより、先ず、
平滑コンデンサの大型化が避けられるために、回路サイ
ズも大型化しない。また、コストアップも避けられるこ
とになる。また、平滑コンデンサの耐圧を上げることに
よる経年変化（劣化）も小さなものになるため、この点
での電源回路の信頼性も向上する。 【００４３】そして、本実施の形態としては、三次巻線
Ｎ3は、一次巻線Ｎ1に対してタップ端子ｔｐを設けるこ
とで形成されるようにしている。そのうえで、このタッ
プ端子ｔｐを力率改善回路１０内の共振コンデンサＣA
に対して接続して、三次巻線Ｎ3に得られる交番電圧を
力率改善回路１０に対して印加するという回路構成を採
っている。 【００４４】例えば図３に先行技術として示した電源回
路の絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側において
も、一次巻線Ｎ1と三次巻線Ｎ3とは直列に接続された形
態となっている。ここで、図３に示す電源回路の絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴに巻装される一次巻線Ｎ1のタ
ーン数をＴaとする。図３に示す構成の場合には、一次
巻線Ｎ1に対して三次巻線Ｎ3を追加的に巻き上げるよう
にして設けるのであるから、三次巻線Ｎ3の巻き上げ分
の巻き数をＴ3とすると、一次側の総ターン数として
は、Ｔa＋Ｔ3により表されることになる。 【００４５】これに対して、図１に示す本実施の形態と
しての電源回路では、同じく一次巻線Ｎ1全体のターン
数をＴａであるとしたうえで、三次巻線Ｎ3のターン数
をＴ2、三次巻線Ｎ3を除く一次巻線Ｎ1としての巻線部
のターン数をＴ1とすると、 Ｔa＝Ｔ1＋Ｔ2 という関係が成り立つ。つまり、図１に示す本実施の形
態の絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける三次巻線Ｎ
3は、図３に示す一次巻線Ｎ1を、タップ端子ｔｐにより
分割して形成しているものであるということができる。
従って、図１に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴの一
次側の総ターン数としてはＴaとなるから、図３に示し
た絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ3のター
ン数であるＴ3の分だけ、少なくなっているということ
になる。このようにして、本実施の形態としては、絶縁
コンバータトランスＰＩＴに対して三次巻線Ｎ3を追加
するのではなく、既存の絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の一次巻線にタップ出力を追加するだけで、力率改善回
路を備えた電源回路を構成するようにしているものであ
る。 【００４６】なお、本発明としてのスイッチング電源回
路の回路構成としては、上記図１に示した構成に限定さ
れることなく変更が可能とされる。例えば先に本出願人
は、図３に示した先行技術としてのスイッチング電源回
路において、スイッチング用素子として、１本の高速リ
カバリ型ダイオードＤ2に代えて、４本の高速リカバリ
型ダイオードにより形成したブリッジ整流回路を、挿入
する構成も出願している。このような構成のスイッチン
グ電源回路についても、本発明としての構成が適用でき
るものである。 【００４７】また、本出願人は、複合共振形スイッチン
グコンバータとして、二次側並列共振回路に対して全波
整流回路を備えた構成や、二次側直列共振回路を利用し
た各種の倍電圧整流回路を備えた構成も既に提案してい
るが、このような構成も本実施の形態の変形例として成
立し得る。つまり、本実施の形態としては二次側の共振
回路及び整流回路の構成として特に限定されるものでは
ない。 【００４８】また、上記実施の形態にあっては、一次側
の電圧共振形コンバータとして、自励式の構成を採るも
のとしているが、他励式の構成に対しても本発明の適用
は可能である。この場合には例えば自励発振駆動回路に
代えて、ＩＣ（集積回路）による発振・ドライブ回路を
備え、この発振・ドライブ回路により電圧共振形コンバ
ータのスイッチング素子を駆動するという構成を採れば
よい。この場合、定電圧制御としては、二次側出力電圧
レベルに応じて発振・ドライブ回路にて生成される駆動
信号波形を可変制御する。その制御としては、スイッチ
ング素子がオフとなる期間は一定で、オンとなる期間が
二次側出力電圧レベルの上昇に応じて短縮くなるように
して駆動信号波形を生成すればよいものである。なお、
このような他励式の構成を採る場合には、スイッチング
素子の自励駆動、及びスイッチング周波数制御のための
直交型制御トランスは省略される。 【００４９】また、上記のようにして他励式の構成を採
る場合には、１石のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ）
とされていたスイッチング素子Ｑ1に代えて、例えば２
石のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ）をダーリントン
接続したダーリントン回路を採用することが可能であ
る。更には、１石のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ）
としてのスイッチング素子Ｑ1に代えて、ＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ；金属酸化膜半導
体）、又はＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジス
タ）、又はＳＩＴ（静電誘導サイリスタ）を使用するこ
とが可能であり、これらダーリントン回路又は上記各素
子の何れかをスイッチング素子として使用した場合に
は、更なる高効率化を図ることが可能になる。 【００５０】 【発明の効果】以上説明したように本発明は、一次側に
電圧共振形コンバータを備え、二次側に共振回路を備え
た複合共振形コンバータに対して、力率改善回路を設け
たスイッチング電源回路として、絶縁コンバータトラン
スに対して一次巻線の出力が伝達される三次巻線を設け
る。また、この三次巻線の出力を整流電流経路に帰還す
る経路に共振コンデンサを備える。これにより、スイッ
チング素子のスイッチング出力は、三次巻線から共振コ
ンデンサを介して整流電流経路に帰還するようにされ
る。そして、この整流電流経路に帰還されたスイッチン
グ出力によって、スイッチング用素子が整流電流を断続
するスイッチング動作を行うことで、力率の改善を図る
ようにされる。このような構成を採ったうえで、上記三
次巻線は、一次巻線にタップ端子を設けることで、一次
巻線の端部とタップ端子との間に形成される巻線部を用
いることとしている。 【００５１】つまり本発明としては、上記のような力率
改善の構成を採るために三次巻線を追加するのにあた
り、本来ある一次巻線にタップ端子を設けるだけでよい
ということになる。これにより、例えば一次巻線に追加
的に巻き上げを行って三次巻線を設ける場合のように、
巻線の追加やトランスの大型化は必要ないので、コスト
アップが避けられることとなる。また、大型化に伴うト
ランスの再設計も行わなくてよくなるので、製造効率が
低下することもない。

【図面の簡単な説明】 【図１】本実施の形態としてのスイッチング電源回路の
構成例を示す回路図である。 【図２】実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバ
ータトランスの構造例を示す断面図である。 【図３】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成
例を示す回路図である。 【符号の説明】 １ 制御回路、２ スイッチング駆動回路部、１０ 力
率改善回路、Ｄｉ ブリッジ整流回路、Ｃｉ 平滑コン
デンサ、Ｄ2 高速リカバリ型ダイオード、Ｃｒ 並列
共振コンデンサ、ＣA 直列共振コンデンサ、Ｃ2 二次
側並列共振コンデンサ、ＰＩＴ 絶縁コンバータトラン
ス、Ｑ1 スイッチング素子、Ｎ3 三次巻線

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H006 AA02 CA01 CA07 CB01 CC02 DA02 DA04 DC05 5H730 AA02 AA14 AA18 AS01 BB23 BB52 BB77 BB80 CC04 DD02 DD41 EE02 EE07 FD01 FG07

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 【請求項１】 商用交流電源を入力して整流平滑電圧を
   生成し、直流入力電圧として出力する整流平滑手段と、 一次側出力を二次側に伝送するために設けられる絶縁コ
   ンバータトランスと、 上記直流入力電圧をスイッチング素子により断続して得
   られるスイッチング出力を上記絶縁コンバータトランス
   の一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段
   と、 少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を
   含む漏洩インダクタンス成分と並列共振コンデンサのキ
   ャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング
   手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路と、 力率改善動作を行うための力率改善手段と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダク
   タンス成分と、二次側共振コンデンサのキャパシタンス
   とによって二次側において形成される二次側共振回路
   と、 上記二次側共振回路を含んで形成され、上記絶縁コンバ
   ータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して
   整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するよう
   に構成された直流出力電圧生成手段と、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、二次側直流
   出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定
   電圧制御手段とを備え、 上記力率改善手段は、 上記一次巻線に対してタップ端子を設けることで、この
   一次巻線の端部とタップ端子間に形成される巻線部分と
   しての三次巻線と、上記一次巻線から上記三次巻線に伝
   達された上記スイッチング出力を、自身のキャパシタン
   スを介して整流電流経路に帰還するようにして挿入され
   る共振コンデンサと、帰還された上記スイッチング出力
   に基づいてスイッチング動作を行うように整流電流経路
   に挿入されるスイッチング用素子と、整流電流経路に挿
   入されるインダクタと、を少なくとも備えている、 ことを特徴とするスイッチング電源回路。