CN114221552B - 一种基于pwm和改进准谐振控制器的pmsm谐波抑制控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种基于PWM和改进准谐振控制器的PMSM谐波抑制控制方法，其特征在于，对PMSM的SVPWM部分，采用分段PWM同步调制，保证三相系统的三相PWM波的对称性；采用改进的准谐振控制器对6k±1次谐波进行进一步消除；对经过改进的准谐振控制器调制的三相系统进行谐振频率修正；采用多个改进的准谐振控制器并联的方式，对不同阶次的谐波同时进行抑制。与现有技术相比，本发明具有实现电机全转速范围内的谐波消除、具有更好的控制性能等优点。

Description

一种基于PWM和改进准谐振控制器的PMSM谐波抑制控制方法

技术领域

本发明涉及电机驱动与控制技术领域，尤其是涉及一种基于PWM和改进准谐振控制器的PMSM谐波抑制控制方法。

背景技术

永磁同步电机(Permanent Magnet Synchronous Motor，PMSM)具有功率密度大、工作效率高、体积小、噪声小、无磨损以及响应速度快等特点，因此其被广泛应用于各行各业。通常，永磁同步电机控制中的SVPWM一般采用异步调制，这种方法不仅易于实现，而且能够在低频段保持较高的载波比，从而实现对于电流谐波的抑制，减少谐波损耗，提高电机寿命。

然而由于载波信号的频率保持不变，对于三相PWM来说很难使载波比保持3的整数倍，这就难以保证PWM脉冲的不对称性，而这种不对称性在电机频率较高时体现得更为明显，也会显著提升电机的谐波分量。而如果仅仅采用同步调制，在高频低载波比时确实能够保持波形的对称性，一旦进入低频状态，产生的谐波就会对输出基波的波形产生严重影响，导致电机损耗过大，甚至会出现损坏电机的情况。当电机中的谐波含量过大时，就很容易造成转子过热，从而对电机的运行产生不利影响，甚至会影响到电机的寿命。

为解决上述问题，研究学者提出了多种永磁同步电机谐波抑制算法，包括电压补偿法、多旋转PI控制法、比例谐振控制等。但是这些方法或是实现起来较为复杂，或是高度依赖电机参数。考虑到当电机转速范围较宽时，如果采用传统的异步调制方法，随着转速的升高，载波比逐渐减小且无法保证3的倍数，因此三相PWM波的对称性便难以保证。

发明内容

本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种基于PWM和改进准谐振控制器的PMSM谐波抑制控制方法。

本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：

一种基于PWM和改进准谐振控制器的PMSM谐波抑制控制方法，该方法包括：

对PMSM的SVPWM部分，采用分段PWM同步调制，保证三相系统的三相PWM波的对称性；

采用改进的准谐振控制器对6k±1次谐波进行进一步消除；

对经过改进的准谐振控制器调制的三相系统进行谐振频率修正；

采用多个改进的准谐振控制器并联的方式，对不同阶次的谐波同时进行抑制。

进一步地，采用分段PWM同步调制的具体内容为：

将最大调速范围内的调制波频率分为六段，第一段采用固定载波频率的异步调制，其他五段采用固定载波比的同步调制，在每段频率范围之间的过渡阶段采用滞环过渡策略，在十个运行周期内逐步完成切换。

进一步地，采用分段PWM同步调制的约束条件包括：

1)异步调制和同步调制之间进行切换时保证切换频率处载波的频率最接近；

2)在对同步调制区间的载波比进行选择时，对于三相系统，载波比选为3的奇数倍；

3)在每一个同步调制区间段内，开关频率的最大值在当前工况的约束范围内。

进一步地，改进的准谐振控制器的具体内容为：

将准谐振器与PI控制器并联，采用双后向欧拉法对准谐振器进行离散，并对离散后的准谐振器采用相角补偿的方法进行补偿。

进一步地，改进的准谐振控制器的传递函数为：

式中，K_P为比例系数，K_I为积分系数，K_R为谐振系数，ω_c为谐振带宽，ω₀为谐振角频率，s为拉氏变换到复频域而引入的参数，z^-1为从复频域变换到z域后引入的参数，T_s为离散周期，为补偿角度，/>满足：

进一步地，对经过改进的准谐振控制器调制的三相系统进行谐振频率修正的具体内容为：

对系统反馈通道中的ω₀ ²T_s ²项进行修正，定义修正变量Y满足：

式中，n为系统进行谐振频率修正的阶数，当上式中的n取1时，则有：

Y＝ω₀ ²T_s ²

取n为3时，修正后的传递函数为：

式中，K_P为比例系数，K_I为积分系数，K_R为谐振系数，ω_c为谐振带宽，ω₀为谐振角频率，s为拉氏变换到复频域而引入的参数，z为原连续系统中的传递函数的z变换结果，T_s为离散周期。

优选地，系统进行谐振频率修正的阶数n取值为3。

本发明提供的基于PWM和改进准谐振控制器的PMSM谐波抑制控制方法，相较于现有技术至少包括如下有益效果：

1)本发明采用分段PWM同步调制的方法，根据基波频率的不同而选用不同的调制方法，综合了同步调制和异步调制的优势，使得电机能够在全转速范围内保证三相PWM波的对称性。在此基础上，采用改进后的准谐振控制器对谐波进行进一步消除，可以实现电机全转速范围内的谐波消除。

2)本发明对传统的谐振控制器进行改进，采用具有一定谐振带宽的准谐振控制器，并针对其相位裕度和谐振频率等参数进行了修正，使得改进后的准谐振控制器相比于传统的准谐振控制器能够具有更好的控制性能。

附图说明

图1为本发明的装置结构示意图；

图2为实施例中分段PWM同步调制的频率关系；

图3为实施例中分段PWM同步调制滞环过渡策略示意图；

图4为实施例中准谐振控制器双积分结构框图；

图5为实施例中不同离散方法对应的相频特性；

图6为实施例中采用相角补偿的准谐振控制器结构框图；

图7为实施例中偏移修正前后准谐振控制器幅频特性；

图8为采用分段PWM同步调制以及改进双准谐振控制器的永磁同步电机控制框图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都应属于本发明保护的范围。

实施例

本发明涉及一种基于PWM和改进准谐振控制器的PMSM谐波抑制控制方法，该方法首先采用分段PWM同步调制，在电机全转速范围内保证三相PWM的对称性，从而使得电机内3的倍数次以及偶数次谐波被尽可能消除。对于剩下的6k±1次谐波(在三相交流电中，一般不含偶次谐波，也不含3的整数倍的谐波，把这两项去掉，剩下的就是6k±1次(k＝1，2，3，4，5，…))，采用改进后的准谐振控制器对其进行抑制，主要流程如图1所示。

具体的做法为基于传递函数对传统的谐振控制器进行改进。在对特定次谐波进行抑制的基础上，采用准谐振控制器来代替原先的谐振控制器，同时采用双后向欧拉法对传递函数进行离散，从而获得更小的相位滞后。除此以外，还需要对准谐振控制器进行相角补偿和频率修正，从而达到更好的控制效果。这样结合分段PWM同步调制以及改进准谐振控制器，就可以实现电机全转速范围内的谐波消除。

具体地，本发明方法包括以下步骤：

(1)对于SVPWM部分，采用分段PWM同步调制，当电机转速较低时，采用载波频率固定的异步调制；当电机转速升高时，将整个高频部分分为若干个频段，在不同的频段内分别采用不同载波比来进行同步调制。其图像如图2所示，图2中，f_c为载波频率，f_r为调制波频率，N为载波比。

对于电机转速的判定范围，需要根据具体应用的电机来进行设计。例如，对于一般额定转速为3000转每分的电机，可以设定为转速1000转每分以下时采用异步调制，而对于额定转速为几万转每分的高速电机来说，采用异步调制的转速范围甚至可以高达5000转每分。此部分为根据本领域技术场景的实际需要使本领域技术人员可以进行的设定，无具体限定要求。

根据分段同步调制的理论，将最大调速范围内的调制波频率分为六段，第一段采用固定载波频率的异步调制，其他五段采用固定载波比的同步调制，在每段频率范围之间的过渡阶段采用滞环过渡策略，在十个运行周期内逐步完成切换，如图3所示。

在进行分段同步PWM调制时，需要注意以下几点：

1、为了保证在切换时的稳定性，异步调制和同步调制之间进行切换时应当保证切换频率处载波的频率尽量接近，如图1中f_c1所示。

2、在对同步调制区间的载波比进行选择时，对于三相系统，为了保持三相之间的对称，载波比应当取3的倍数，而为了保证双极性调制时每相波形的正负半波对称，载波比应当取奇数。因此综合来看，载波比应当选为3的奇数倍。

3、在每一个同步调制区间段内，开关频率的最大值必须在当前工况的约束范围内，从而保证开关器件能够稳定工作。

(2)当转速升高后，由于载波比保持为3的奇数倍，因此系统内不会存在3的倍数次谐波以及偶数次谐波。在此基础上，只需要对6k±1次谐波进行进一步消除即可。对此，采用谐振控制器进行谐波抑制。由于理想的谐振控制器只对单一的谐振角频率起作用，而实际应用过程中由于采样等因素会使得实际频率与目标频率存在偏差，因此需要采用准谐振控制器。传统的准谐振控制器与PI控制器并联，其传递函数为：

其中，K_P为比例系数，K_I为积分系数，K_R为谐振系数，ω_c为谐振带宽，ω₀为谐振角频率，s为拉氏变换到复频域而引入的参数。

基于上述公式，为了便于将其进行离散化，将其变换为双积分形式，其系统结构框图如图4所示，图4为传递函数公式中的第三部分，即准谐振环节的双积分形式。具体的，图中x(s)为从电机采集到的dq轴电流反馈值与电流指令值的误差，经过谐振系数放大后进入双积分环节，两个反馈通道分别引入谐振带宽和谐振角频率，最终通过该双积分环节构成整个准谐振控制器的传递函数。输出y(s)为dq轴电压的指令值。对应传递函数为：

(3)由于双线性变换法准确度较高且相对简单，因此过去通常采用双线性变换法对系统进行离散。对于此系统，通过Bode图分析可知，采用两个后向欧拉法对该双积分形式进行离散，得到的离散系统与原先的连续系统更为接近，并且高频处相位滞后更小，如图5所示。

因此，本发明采用双后向欧拉法进行离散，离散后系统的传递函数为：

其中，公式中z是由原先连续系统中的传递函数通过z变换得到的，与之前连续系统下的传递函数同理，采用双积分的形式对系统进行表示，将分子分母中的z进行化简，写成z^-1的形式。z^-2对应原连续系统中的T_s为离散周期。

(4)由于在对准谐振控制器进行离散以后，当谐振频率较高时会出现一定程度的高频相位滞后的问题，为此在系统中加入相角补偿，此时系统的结构图如图6所示。图6为在传递函数公式中加入相角补偿后，公式的第三部分的离散结构图。图中x(s)为从电机采集到的dq轴电流反馈值与电流指令值的误差，经过谐振系数放大后进入双积分环节，图中部分对应连续系统中的/>即为双积分环节采用双后向欧拉法进行离散后的形式。原本的输出通过引入/>和/>来进行相角补偿，最后输出的y(s)为dq轴电压的指令值。

传递函数可被改写为：

其中为补偿角度，且满足：

(5)在对准谐振控制器进行离散以后，系统传递函数的极点发生了改变，导致谐振频率产生了一定的偏移，因此需要对谐振频率进行修正。具体的修正方法为对系统反馈通道中的ω₀ ²T_s ²项进行修正。定义修正变量Y满足：

式中，n为系统进行谐振频率修正的阶数，当n为1时可以视为未对系统进行谐振频率的修正，当n越大时，说明系统修正后与原先的传递函数越接近，但是相应的，系统的计算复杂度也会显著提升。因此，综合考虑系统修正效果和计算复杂度这两个因素，通常取n为3。

进一步地，当式中的n取1时，则有：

Y＝ω₀ ²T_s ²

此时可以视为未对系统进行谐振频率的修正。在同时考虑修正效果与系统计算复杂度的基础上，通常取n为3，则修正后的传递函数可以被改写为：

修正前后的准谐振控制器的幅频特性如图7所示。以谐振频率为1000Hz为例，可以看出在进行修正前，连续系统下的幅频特性曲线与采用双后向欧拉法进行离散后的幅频特性曲线存在一定的谐振频率偏移，这是由于进行离散后系统的极点发生改变导致的。如果不对其进行修正的话，那么准谐振控制器的控制效果会由于谐振频率的偏移而受到影响。在采用修正变量Y进行修正后，可以发现修正后的幅频特性曲线与连续系统下的幅频特性曲线几乎没有差别。

(6)在永磁同步电机的运行过程中，除了存在较多的5，7次谐波以外，11，13次谐波的含量往往也不能忽略不计，然而，单一的准谐振控制器只能对特定频率处的谐波分量起到抑制效果，而无法对一个较宽频率范围内的谐波都起作用。为了实现对于不同阶次谐波的同时抑制，本发明采用双准谐振控制器的方法，通过将不同频率的准谐振控制器并联从而实现对于电机5、7、11、13次电流谐波的同时抑制。最终，结合分段PWM同步调制与改进准谐振控制的电机控制框图如图8所示。对电机采用电流环控制模式，采用id＝0的控制方法，iq的指令值则通过给定转矩来得到。将从电机采集到的dq轴电流真实值和dq轴电流指令值相比较，其误差值通过准比例谐振环节，其中R1和R2分别对应两个准谐振控制器，用来消除系统中的5，7次以及11，13次谐波，随后得到dq轴的电压指令值后，经过反Park变换得到αβ轴的电压指令值。此时经过分段PWM同步调制，根据指令的转速区间来选择对应的载波比区间，从而实现三相PWM波的高对称性。最终输入给电机，控制电机运行。

本发明采用分段PWM同步调制的方法，根据基波频率的不同而选用不同的调制方法，综合了同步调制和异步调制的优势，使得电机能够在全转速范围内保证三相PWM波的对称性。在此基础上，采用改进后的准谐振控制器对谐波进行进一步消除。传统的谐振控制器虽然实现起来较为容易，但是仍然会存在相位裕度不足以及谐振频率偏移等问题。因此，本发明对传统的谐振控制器进行改进，采用具有一定谐振带宽的准谐振控制器，并针对其相位裕度和谐振频率等参数进行了修正，使得改进后的准谐振控制器相比于传统的准谐振控制器能够具有更好的控制性能。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的工作人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到各种等效的修改或替换，这些修改或替换都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以权利要求的保护范围为准。

Claims (2)

1.一种基于PWM和改进准谐振控制器的PMSM谐波抑制控制方法，其特征在于，包括：

对PMSM的SVPWM部分，采用分段PWM同步调制，保证三相系统的三相PWM波的对称性；

采用改进的准谐振控制器对6k±1次谐波进行进一步消除；

对经过改进的准谐振控制器调制的三相系统进行谐振频率修正；

采用多个改进的准谐振控制器并联的方式，对不同阶次的谐波同时进行抑制；

改进的准谐振控制器的具体内容为：

将准谐振器与PI控制器并联，采用双后向欧拉法对准谐振器进行离散，并对离散后的准谐振器采用相角补偿的方法进行补偿；

改进的准谐振控制器的传递函数为：

式中，K_P为比例系数，K_I为积分系数，K_R为谐振系数，ω_c为谐振带宽，ω₀为谐振角频率，s为拉氏变换到复频域而引入的参数，z^-1为从复频域变换到z域后引入的参数，T_s为离散周期，为补偿角度，/>满足：

对经过改进的准谐振控制器调制的三相系统进行谐振频率修正的具体内容为：

对系统反馈通道中的ω₀ ²T_s ²项进行修正，定义修正变量Y满足：

式中，n为系统进行谐振频率修正的阶数，当上式中的n取1时，则有：

Y＝ω₀ ²T_s ²

取n为3时，修正后的传递函数为：

式中，K_P为比例系数，K_I为积分系数，K_R为谐振系数，ω_c为谐振带宽，ω₀为谐振角频率，s为拉氏变换到复频域而引入的参数，z为原连续系统中的传递函数的z变换结果，T_s为离散周期；

系统进行谐振频率修正的阶数n取值为3；

采用分段PWM同步调制的具体内容为：

将最大调速范围内的调制波频率分为六段，第一段采用固定载波频率的异步调制，其余五段采用固定载波比的同步调制，在每段频率范围之间的过渡阶段采用滞环过渡策略，在十个运行周期内逐步完成切换。

2.根据权利要求1所述的基于PWM和改进准谐振控制器的PMSM谐波抑制控制方法，其特征在于，采用分段PWM同步调制的约束条件包括：

1)异步调制和同步调制之间进行切换时保证切换频率处载波的频率最接近；

2)在对同步调制区间的载波比进行选择时，对于三相系统，载波比选为3的奇数倍；

3)在每一个同步调制区间段内，开关频率的最大值在当前工况的约束范围内。