JPH09201044A - 共振型スイッチング電源装置 - Google Patents
共振型スイッチング電源装置Info
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- JPH09201044A JPH09201044A JP2348396A JP2348396A JPH09201044A JP H09201044 A JPH09201044 A JP H09201044A JP 2348396 A JP2348396 A JP 2348396A JP 2348396 A JP2348396 A JP 2348396A JP H09201044 A JPH09201044 A JP H09201044A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 負荷変動に対して周波数が変化するため、
ＥＭＩ対策が困難になったり、周波数が一定でないた
め、電力伝達部分であるトランスの設計の最適化が困難
となり、電源効率を低下させる。また、スイッチング電
源装置では一般的なパルス幅変調制御を用いることがで
きないため、専用の高価なＰＷＭ制御ＩＣが必要にな
る。 【解決手段】 誘導性素子を可変とし、スイッチング周
波数を固定とした。
ＥＭＩ対策が困難になったり、周波数が一定でないた
め、電力伝達部分であるトランスの設計の最適化が困難
となり、電源効率を低下させる。また、スイッチング電
源装置では一般的なパルス幅変調制御を用いることがで
きないため、専用の高価なＰＷＭ制御ＩＣが必要にな
る。 【解決手段】 誘導性素子を可変とし、スイッチング周
波数を固定とした。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング回路
に誘導性素子と容量性素子を付加することにより、電流
波形または電圧波形を共振させることで、低損失及び低
ノイズ化を図れる共振型スイッチング電源装置に関す
る。
に誘導性素子と容量性素子を付加することにより、電流
波形または電圧波形を共振させることで、低損失及び低
ノイズ化を図れる共振型スイッチング電源装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】従来の共振型スイッチング電源装置は、
誘導性素子と容量性素子による共振現象を利用するた
め、電源装置設計時において、スイッチング周波数の設
定と、それに合わせた共振回路の周波数を設定し、コン
デンサ容量や、コイルのインダクタンス値を求めること
が行われていた。
誘導性素子と容量性素子による共振現象を利用するた
め、電源装置設計時において、スイッチング周波数の設
定と、それに合わせた共振回路の周波数を設定し、コン
デンサ容量や、コイルのインダクタンス値を求めること
が行われていた。
【０００３】図７は、従来の電流共振型スイッチング電
源装置の構成を示すブロック図である。同図において、
７０１は共振回路、７０２はＦＭ制御回路、７０３は電
圧検出回路である。共振回路７０１は、出力端子Ｏａ，
Ｏｂ間に並列に配設されたコンデンサＣｒと、一方の出
力端子Ｏａと直列に配設された単一巻線よりなるコイル
Ｌｒとからなる。共振回路７０１の出力側に位置して出
力端子Ｏａ，Ｏｂ間には還流ダイオードＤ１と平滑コン
デンサＣｏ１が配設されている。還流ダイオードＤ１と
平滑コンデンサＣｏ１との間に位置して一方の出力端子
Ｏａと直列にコイルＬｏが配設されている。共振回路７
０１のコイルＬｒにはスイッチング素子Ｓ１、ダイオー
ドＤ２及び直流電源Ｖｉｎが順次直列に配設され、この
直流電源Ｖｉｎは、共振回路７０１のコンデンサＣｒに
接続されている。スイッチング素子Ｓ１はＦＭ制御回路
７０２に接続され、このＦＭ制御回路７０２は、電圧検
出回路７０３に接続され、この電圧検出回路７０３は、
共振回路７０１の出力端子Ｏａ，Ｏｂに接続されてい
る。
源装置の構成を示すブロック図である。同図において、
７０１は共振回路、７０２はＦＭ制御回路、７０３は電
圧検出回路である。共振回路７０１は、出力端子Ｏａ，
Ｏｂ間に並列に配設されたコンデンサＣｒと、一方の出
力端子Ｏａと直列に配設された単一巻線よりなるコイル
Ｌｒとからなる。共振回路７０１の出力側に位置して出
力端子Ｏａ，Ｏｂ間には還流ダイオードＤ１と平滑コン
デンサＣｏ１が配設されている。還流ダイオードＤ１と
平滑コンデンサＣｏ１との間に位置して一方の出力端子
Ｏａと直列にコイルＬｏが配設されている。共振回路７
０１のコイルＬｒにはスイッチング素子Ｓ１、ダイオー
ドＤ２及び直流電源Ｖｉｎが順次直列に配設され、この
直流電源Ｖｉｎは、共振回路７０１のコンデンサＣｒに
接続されている。スイッチング素子Ｓ１はＦＭ制御回路
７０２に接続され、このＦＭ制御回路７０２は、電圧検
出回路７０３に接続され、この電圧検出回路７０３は、
共振回路７０１の出力端子Ｏａ，Ｏｂに接続されてい
る。
【０００４】また、図９は、従来の電圧共振型スイッチ
ング電源装置の構成を示すブロック図である。同図にお
いて、上述した図７と同一部分には同一符号が付してあ
る。図９において図７と異なる点は、共振回路７０１の
構成である。即ち、図９の共振回路７０１は、出力端子
Ｏａ，Ｏｂ間に並列に配設された単一巻線よりなるコイ
ルＬｒと、このコイルＬｒに直列に接続されたダイオー
ドＤ２と、スイッチング素子Ｓ１に並列に配設されたコ
ンデンサＣｒとからなる。
ング電源装置の構成を示すブロック図である。同図にお
いて、上述した図７と同一部分には同一符号が付してあ
る。図９において図７と異なる点は、共振回路７０１の
構成である。即ち、図９の共振回路７０１は、出力端子
Ｏａ，Ｏｂ間に並列に配設された単一巻線よりなるコイ
ルＬｒと、このコイルＬｒに直列に接続されたダイオー
ドＤ２と、スイッチング素子Ｓ１に並列に配設されたコ
ンデンサＣｒとからなる。
【０００５】そして、従来の共振型スイッチング電源装
置は、誘導性素子と容量性素子による共振現象を利用す
るため、電源装置設計時において、スイッチング周波数
の設定と、それに合わせた共振回路７０１の周波数を設
定し、コンデンサ容量や、コイルのインダクタンス値を
求めることが行われていた。
置は、誘導性素子と容量性素子による共振現象を利用す
るため、電源装置設計時において、スイッチング周波数
の設定と、それに合わせた共振回路７０１の周波数を設
定し、コンデンサ容量や、コイルのインダクタンス値を
求めることが行われていた。
【０００６】これら従来の共振型スイッチング電源装置
は、一般的に図７に示す電流共振型の場合は、図８に示
すようにオン幅（Ｔｏｎ）一定、図９に示す電圧共振型
の場合は、図１０に示すようにオフ幅（Ｔｏｆｆ）一定
というように、どちらか一方を固定したＦＭ制御回路７
０２による周波数変調制御（ＦＭ制御）によって、安定
出力電圧を得られる構成となっていた。
は、一般的に図７に示す電流共振型の場合は、図８に示
すようにオン幅（Ｔｏｎ）一定、図９に示す電圧共振型
の場合は、図１０に示すようにオフ幅（Ｔｏｆｆ）一定
というように、どちらか一方を固定したＦＭ制御回路７
０２による周波数変調制御（ＦＭ制御）によって、安定
出力電圧を得られる構成となっていた。
【０００７】なお、図８及び図１０において、Ｖｓ１は
出力電圧Ｖｏの検出電圧、Ｉｓ１はスイッチング素子Ｓ
１の電流、Ｔｓはスイッチング周期である。
出力電圧Ｖｏの検出電圧、Ｉｓ１はスイッチング素子Ｓ
１の電流、Ｔｓはスイッチング周期である。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た従来例にあっては、負荷変動に対して周波数が変化す
るため、ＥＭＩ対策が困難になったり、周波数が一定で
ないため、電力伝達部分であるトランスの設計の最適化
が困難となり、電源効率を低下させるという問題点があ
った。。
た従来例にあっては、負荷変動に対して周波数が変化す
るため、ＥＭＩ対策が困難になったり、周波数が一定で
ないため、電力伝達部分であるトランスの設計の最適化
が困難となり、電源効率を低下させるという問題点があ
った。。
【０００９】また、スイッチング電源装置では一般的な
パルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）を用いることができな
いため、安価なＰＷＭ制御ＩＣ（集積回路）を使用する
ことができず、専用の高価なＰＷＭ制御ＩＣが必要にな
るという問題点があった。
パルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）を用いることができな
いため、安価なＰＷＭ制御ＩＣ（集積回路）を使用する
ことができず、専用の高価なＰＷＭ制御ＩＣが必要にな
るという問題点があった。
【００１０】本発明は上述した従来の技術の有するこの
ような問題点に鑑みてなされたものであり、その目的と
するところは、安価なＰＷＭ制御ＩＣを用いて出力電圧
の安定化制御を行うことができる共振型スイッチング電
源装置を提供しようとするものである。
ような問題点に鑑みてなされたものであり、その目的と
するところは、安価なＰＷＭ制御ＩＣを用いて出力電圧
の安定化制御を行うことができる共振型スイッチング電
源装置を提供しようとするものである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に請求項１記載の共振型スイッチング電源装置は、スイ
ッチング回路に誘導性素子と容量性素子を付加すること
により、電流波形または電圧波形を共振させる共振型ス
イッチング電源装置において、前記誘導性素子を可変と
し、スイッチング周波数を固定としたことを特徴とする
ものである。
に請求項１記載の共振型スイッチング電源装置は、スイ
ッチング回路に誘導性素子と容量性素子を付加すること
により、電流波形または電圧波形を共振させる共振型ス
イッチング電源装置において、前記誘導性素子を可変と
し、スイッチング周波数を固定としたことを特徴とする
ものである。
【００１２】また、上記目的を達成するために請求項２
記載の共振型スイッチング電源装置は、請求項１記載の
共振型スイッチング電源装置において、前記誘導性素子
を複数巻線構造とし、その複数の巻線を共振用とインダ
クタンス可変制御用とに分け、インダクタンス可変制御
用の巻線を前記スイッチング周波数に対して十分速いス
イッチング周波数で駆動するようにしたことを特徴とす
るものである。
記載の共振型スイッチング電源装置は、請求項１記載の
共振型スイッチング電源装置において、前記誘導性素子
を複数巻線構造とし、その複数の巻線を共振用とインダ
クタンス可変制御用とに分け、インダクタンス可変制御
用の巻線を前記スイッチング周波数に対して十分速いス
イッチング周波数で駆動するようにしたことを特徴とす
るものである。
【００１３】更に、上記目的を達成するために請求項３
記載の共振型スイッチング電源装置は、請求項１記載の
共振型スイッチング電源装置において、前記誘導性素子
のパルス幅変調制御と出力電圧制御用のパルス幅変調制
御の発振回路を１つの分周回路で構成したことを特徴と
するものである。
記載の共振型スイッチング電源装置は、請求項１記載の
共振型スイッチング電源装置において、前記誘導性素子
のパルス幅変調制御と出力電圧制御用のパルス幅変調制
御の発振回路を１つの分周回路で構成したことを特徴と
するものである。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図１
〜図６に基づき説明する。
〜図６に基づき説明する。
【００１５】（第１の実施の形態）まず、本発明の第１
の実施の形態を図１〜図４に基づき説明する。図１は、
本発明の第１の実施の形態に係る共振型スイッチング電
源装置の構成を示すブロック図であり、同図において、
上述した従来の図６と同一部分には同一符号が付してあ
る。図１に示す本実施の形態に係る共振型スイッチング
電源装置は電流共振型であり、同図中、１は共振回路、
２は出力電圧制御用ＰＷＭ回路、３は共振周波数制御用
ＰＷＭ回路である。
の実施の形態を図１〜図４に基づき説明する。図１は、
本発明の第１の実施の形態に係る共振型スイッチング電
源装置の構成を示すブロック図であり、同図において、
上述した従来の図６と同一部分には同一符号が付してあ
る。図１に示す本実施の形態に係る共振型スイッチング
電源装置は電流共振型であり、同図中、１は共振回路、
２は出力電圧制御用ＰＷＭ回路、３は共振周波数制御用
ＰＷＭ回路である。
【００１６】共振回路１は、コンデンサＣｒと、共振コ
イル（トランス）Ｔｒと、スイッチ回路Ｓｒとからな
り、共振制御回路を通常のＰＷＭ制御方式のスイッチン
グ電源（ここでは、簡略化のため降圧チョッパとした）
に付加される構成にしてある。共振コイルＴｒは、主巻
線Ｌｒと、制御巻線Ｌｃとを有し、制御巻線Ｌｃにスイ
ッチ回路Ｓｒが接続されている。
イル（トランス）Ｔｒと、スイッチ回路Ｓｒとからな
り、共振制御回路を通常のＰＷＭ制御方式のスイッチン
グ電源（ここでは、簡略化のため降圧チョッパとした）
に付加される構成にしてある。共振コイルＴｒは、主巻
線Ｌｒと、制御巻線Ｌｃとを有し、制御巻線Ｌｃにスイ
ッチ回路Ｓｒが接続されている。
【００１７】出力電圧制御用ＰＷＭ回路２は、ＰＷＭ−
１回路２０１と、発振回路２０２と、誤差増幅器Ｅ１
と、基準電圧源Ｖｒｅｆ１とからなる。ＰＷＭ−１回路
２０１に発振回路２０２と誤差増幅器Ｅ１とが接続され
ている。ＰＷＭ−１回路２０１は、スイッチング素子Ｓ
１に接続されている。誤差増幅器Ｅ１の（＋）端子は、
抵抗Ｒ１を介して一方の出力端子Ｏａに、抵抗Ｒ２を介
して他方の出力端子Ｏｂにそれぞれ接続されている。ま
た、誤差増幅器Ｅ１の（−）端子は、基準電圧源Ｖｒｅ
ｆ１を介して他方の出力端子Ｏｂに、抵抗Ｒ２，Ｒ１を
介して一方の出力端子Ｏｂにそれぞれ接続されている。
１回路２０１と、発振回路２０２と、誤差増幅器Ｅ１
と、基準電圧源Ｖｒｅｆ１とからなる。ＰＷＭ−１回路
２０１に発振回路２０２と誤差増幅器Ｅ１とが接続され
ている。ＰＷＭ−１回路２０１は、スイッチング素子Ｓ
１に接続されている。誤差増幅器Ｅ１の（＋）端子は、
抵抗Ｒ１を介して一方の出力端子Ｏａに、抵抗Ｒ２を介
して他方の出力端子Ｏｂにそれぞれ接続されている。ま
た、誤差増幅器Ｅ１の（−）端子は、基準電圧源Ｖｒｅ
ｆ１を介して他方の出力端子Ｏｂに、抵抗Ｒ２，Ｒ１を
介して一方の出力端子Ｏｂにそれぞれ接続されている。
【００１８】共振周波数制御用ＰＷＭ回路３は、ＰＷＭ
−２回路３０１と、発振回路３０２と、誤差増幅器Ｅ２
と、基準電圧源Ｖｒｅｆ２とからなる。ＰＷＭ−２回路
３０１に発振回路３０２と誤差増幅器Ｅ２とが接続され
ている。ＰＷＭ−２回路３０１は、スイッチ回路Ｓｒに
接続されている。誤差増幅器Ｅ２の（＋）端子は、抵抗
Ｒ１を介して一方の出力端子Ｏａに、抵抗Ｒ２を介して
他方の出力端子Ｏｂにそれぞれ接続されている。また、
誤差増幅器Ｅ２の（−）端子は、基準電圧源Ｖｒｅｆ２
を介して他方の出力端子Ｏｂに、抵抗Ｒ２，Ｒ１を介し
て一方の出力端子Ｏｂにそれぞれ接続されている。
−２回路３０１と、発振回路３０２と、誤差増幅器Ｅ２
と、基準電圧源Ｖｒｅｆ２とからなる。ＰＷＭ−２回路
３０１に発振回路３０２と誤差増幅器Ｅ２とが接続され
ている。ＰＷＭ−２回路３０１は、スイッチ回路Ｓｒに
接続されている。誤差増幅器Ｅ２の（＋）端子は、抵抗
Ｒ１を介して一方の出力端子Ｏａに、抵抗Ｒ２を介して
他方の出力端子Ｏｂにそれぞれ接続されている。また、
誤差増幅器Ｅ２の（−）端子は、基準電圧源Ｖｒｅｆ２
を介して他方の出力端子Ｏｂに、抵抗Ｒ２，Ｒ１を介し
て一方の出力端子Ｏｂにそれぞれ接続されている。
【００１９】次に、上記構成になる共振型スイッチング
電源装置の動作を、図２〜図４を用いて説明する。図２
は、トランスである共振コイルＴｒを示す図、図３は、
図２に示す共振コイルＴｒの等価回路を示す図である。
電源装置の動作を、図２〜図４を用いて説明する。図２
は、トランスである共振コイルＴｒを示す図、図３は、
図２に示す共振コイルＴｒの等価回路を示す図である。
【００２０】まず、この共振条件を制御するためのイン
ダクタンス可変制御は、以下のようにして行われる。
ダクタンス可変制御は、以下のようにして行われる。
【００２１】図２（ｂ）に示すリーケージインダクタン
ス分を考慮した共振コイルＴｒの場合は、スイッチング
素子Ｓ１がオフのとき、つまり制御巻線Ｌｃが解放状態
の場合には、コイルＬｏのインダクタンス値は、図３
（ａ）に示す等価回路から、主巻線Ｌｒのインダクタン
ス分とリーケージインダクタンス分の和となるため、主
巻線Ｌｒと制御巻線Ｌｃの巻線間結合係数をｋとした図
２（ａ）に示す共振コイルＴｒの場合、回路上に見える
コイルＬｏのインダクタンスＬｏは、下記（１）式に示
すように、主巻線Ｌｒのインダクタンスとなる。
ス分を考慮した共振コイルＴｒの場合は、スイッチング
素子Ｓ１がオフのとき、つまり制御巻線Ｌｃが解放状態
の場合には、コイルＬｏのインダクタンス値は、図３
（ａ）に示す等価回路から、主巻線Ｌｒのインダクタン
ス分とリーケージインダクタンス分の和となるため、主
巻線Ｌｒと制御巻線Ｌｃの巻線間結合係数をｋとした図
２（ａ）に示す共振コイルＴｒの場合、回路上に見える
コイルＬｏのインダクタンスＬｏは、下記（１）式に示
すように、主巻線Ｌｒのインダクタンスとなる。
【００２２】
【数１】 Ｌｏ＝（１−ｋ）Ｌｒ＋ｋＬｒ＝Ｌｒ ……（１） これとコンデンサＣｒとにより決定される共振周波数ｆ
ｒは、下記（２）式及び（３）式で表わされ、スイッチ
回路Ｓｒがオフしたときの電流波形に、図４（ａ）に示
すような共振現象が生じる。
ｒは、下記（２）式及び（３）式で表わされ、スイッチ
回路Ｓｒがオフしたときの電流波形に、図４（ａ）に示
すような共振現象が生じる。
【００２３】
【数２】
【００２４】
【数３】 また、スイッチ回路Ｓｒがオンしている場合には、コイ
ルＬｏのインダクタンス値は、図３（ｂ）に示す等価回
路から、ほぼリーケージインダクタンス分のみとなるた
め、主巻線Ｌｒと制御巻線Ｌｃの巻線間結合係数をｋと
した図２（ａ）に示す共振コイルＴｒの場合、回路上に
見えるコイルＬｏのインダクタンスＬｏは、下記（４）
式となる。
ルＬｏのインダクタンス値は、図３（ｂ）に示す等価回
路から、ほぼリーケージインダクタンス分のみとなるた
め、主巻線Ｌｒと制御巻線Ｌｃの巻線間結合係数をｋと
した図２（ａ）に示す共振コイルＴｒの場合、回路上に
見えるコイルＬｏのインダクタンスＬｏは、下記（４）
式となる。
【００２５】
【数４】Ｌｏ≒（１−ｋ）Ｌｒ ……（４） これとコンデンサＣｒとにより決定される共振周波数ｆ
ｒは、下記（５）式及び（６）式で表わされ、スイッチ
回路Ｓｒがオフしたときの電流波形に、図４（ａ）に示
すような共振現象が生じる。
ｒは、下記（５）式及び（６）式で表わされ、スイッチ
回路Ｓｒがオフしたときの電流波形に、図４（ａ）に示
すような共振現象が生じる。
【００２６】
【数５】
【００２７】
【数６】 となる。
【００２８】ここで、主巻線Ｌｒと制御巻線Ｌｃの巻線
間結合係数ｋは、０．９以上であるため、スイッチ回路
Ｓｒがオフの場合に比して、共振時間を短くすることが
できる。つまり、これによってスイッチング素子Ｓ１の
最大オン時間に合わせて、コンデンサＣｒの容量と主巻
線Ｌｒのインダクタンス値を設定しておき、負荷変動に
よるスイッチングのデューティー比の変化に応じて、ス
イッチ回路Ｓｒのオン時間またはオンデューティーを変
化させることで、等価インダクタンス値を変化させ、共
振周波数を変化させることが可能となる。
間結合係数ｋは、０．９以上であるため、スイッチ回路
Ｓｒがオフの場合に比して、共振時間を短くすることが
できる。つまり、これによってスイッチング素子Ｓ１の
最大オン時間に合わせて、コンデンサＣｒの容量と主巻
線Ｌｒのインダクタンス値を設定しておき、負荷変動に
よるスイッチングのデューティー比の変化に応じて、ス
イッチ回路Ｓｒのオン時間またはオンデューティーを変
化させることで、等価インダクタンス値を変化させ、共
振周波数を変化させることが可能となる。
【００２９】次に、可変インダクタ制御のためのスイッ
チ回路Ｓｒの駆動信号の生成方法につて説明する。
チ回路Ｓｒの駆動信号の生成方法につて説明する。
【００３０】可変インダクタ制御には、出力電圧制御用
ＰＷＭ回路２のＰＷＭ制御信号（Ｖｐｗｍ信号）と同様
に、出力電圧Ｖｏの検出電圧Ｖｓと基準電圧源Ｖｒｅｆ
２との差分を、出力電圧制御用ＰＷＭ回路２とは独立し
た可変インダクタ制御回路である共振周波数制御回路３
専用の発振回路３０２による鋸波との比較から、インダ
クタ制御用ＰＷＭ制御信号（Ｌｐｗｍ信号）を生成す
る。
ＰＷＭ回路２のＰＷＭ制御信号（Ｖｐｗｍ信号）と同様
に、出力電圧Ｖｏの検出電圧Ｖｓと基準電圧源Ｖｒｅｆ
２との差分を、出力電圧制御用ＰＷＭ回路２とは独立し
た可変インダクタ制御回路である共振周波数制御回路３
専用の発振回路３０２による鋸波との比較から、インダ
クタ制御用ＰＷＭ制御信号（Ｌｐｗｍ信号）を生成す
る。
【００３１】このＬｐｗｍ信号は、出力電圧制御側の最
大オン幅と最小オン幅に合わせて、誤差増幅器Ｅ１によ
る検出電圧と基準電圧との誤差増幅時の増幅率設定を行
う。つまり、Ｖｐｗｍ信号が最大デューティーとなる場
合に、Ｌｐｗｍ信号は最小オン幅となるように設定し且
つＶｐｗｍ信号が最小デューティーとなる場合に、Ｌｐ
ｗｍ信号は最大オン幅となるように設定する。
大オン幅と最小オン幅に合わせて、誤差増幅器Ｅ１によ
る検出電圧と基準電圧との誤差増幅時の増幅率設定を行
う。つまり、Ｖｐｗｍ信号が最大デューティーとなる場
合に、Ｌｐｗｍ信号は最小オン幅となるように設定し且
つＶｐｗｍ信号が最小デューティーとなる場合に、Ｌｐ
ｗｍ信号は最大オン幅となるように設定する。
【００３２】このように設定した場合は、図５に示すよ
うに、電圧変動に伴いＶｐｗｍ信号のデューティー比が
変化すると、それに合わせてＬｐｗｍ信号のデューティ
ー比も変化し、共振条件をスイッチング素子Ｓ１のオン
時間に応じて制御可能となる。
うに、電圧変動に伴いＶｐｗｍ信号のデューティー比が
変化すると、それに合わせてＬｐｗｍ信号のデューティ
ー比も変化し、共振条件をスイッチング素子Ｓ１のオン
時間に応じて制御可能となる。
【００３３】これにより、スイッチング周波数の固定化
が可能となり、ＥＭＩ対策時の負荷の軽減を実現するこ
とができる。図５（ａ）は、スイッチ回路Ｓｒがオフの
場合の共振波形を、図５（ｂ）は、インダクタ制御時の
共振波形をそれぞれ示す。
が可能となり、ＥＭＩ対策時の負荷の軽減を実現するこ
とができる。図５（ａ）は、スイッチ回路Ｓｒがオフの
場合の共振波形を、図５（ｂ）は、インダクタ制御時の
共振波形をそれぞれ示す。
【００３４】なお、本実施の形態は、チョッパ回路の場
合について説明したが、絶縁型のスイッチング電源（フ
ォワードコンバータ、フライバックコンバータ等）にも
適用可能である。
合について説明したが、絶縁型のスイッチング電源（フ
ォワードコンバータ、フライバックコンバータ等）にも
適用可能である。
【００３５】（第２の実施の形態）次に、本発明の第２
の実施の形態を図６に基づき説明する。図６は、本発明
の第２の実施の形態に係る共振型スイッチング電源装置
の構成を示すブロック図であり、同図において、上述し
た第１の実施の形態の図１と同一部分には同一符号が付
してある。図６において図１と異なる点は、図１の構成
の出力電圧制御用ＰＷＭ回路２の発振回路２０２に代え
て分周回路２０３を設け、発振回路を１つにまとめ、出
力電圧制御用ＰＷＭ回路２側の発振周波数を、分周回路
２０３を通すことで生成するようにしたものである。
の実施の形態を図６に基づき説明する。図６は、本発明
の第２の実施の形態に係る共振型スイッチング電源装置
の構成を示すブロック図であり、同図において、上述し
た第１の実施の形態の図１と同一部分には同一符号が付
してある。図６において図１と異なる点は、図１の構成
の出力電圧制御用ＰＷＭ回路２の発振回路２０２に代え
て分周回路２０３を設け、発振回路を１つにまとめ、出
力電圧制御用ＰＷＭ回路２側の発振周波数を、分周回路
２０３を通すことで生成するようにしたものである。
【００３６】なお、本実施の形態のその他の構成及び動
作は、上述した第１の実施の形態と同一であるから、そ
の説明を省略する。
作は、上述した第１の実施の形態と同一であるから、そ
の説明を省略する。
【００３７】
【発明の効果】以上詳述したように本発明の共振型スイ
ッチング電源装置によれば、誘導性素子を可変とし、ス
イッチング周波数を固定としたから、一般的なＰＷＭ制
御ＩＣにより制御回路を構成することができ、コストダ
ウンを図ることができ、また、トランス設計の最適化及
びノイズ対策時の負荷の軽減が可能となる。更に、負荷
電流による電源の効率の変動も抑制することができると
いう効果を奏する。
ッチング電源装置によれば、誘導性素子を可変とし、ス
イッチング周波数を固定としたから、一般的なＰＷＭ制
御ＩＣにより制御回路を構成することができ、コストダ
ウンを図ることができ、また、トランス設計の最適化及
びノイズ対策時の負荷の軽減が可能となる。更に、負荷
電流による電源の効率の変動も抑制することができると
いう効果を奏する。
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る共振型スイッ
チング電源装置の構成を示すブロック図である。
チング電源装置の構成を示すブロック図である。
【図２】同共振型スイッチング電源装置におけるトラン
スの構成を示す図である。
スの構成を示す図である。
【図３】同共振型スイッチング電源装置におけるトラン
スの等価回路を示す図である。
スの等価回路を示す図である。
【図４】同共振型スイッチング電源装置の共振現象を示
す図である。
す図である。
【図５】同共振型スイッチング電源装置の共振波形を示
す図である。
す図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態に係る共振型スイッ
チング電源装置の構成を示すブロック図である。
チング電源装置の構成を示すブロック図である。
【図７】従来の電流共振型スイッチング電源装置の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図８】図７に示す電流共振型スイッチング電源装置の
周波数変調制御を説明するための図である。
周波数変調制御を説明するための図である。
【図９】従来の電圧共振型スイッチング電源装置の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図１０】図９に示す電流共振型スイッチング電源装置
の周波数変調制御を説明するための図である。
の周波数変調制御を説明するための図である。
１ 共振回路 ２ 出力電圧制御用ＰＷＭ回路 ２０１ ＰＷＭ−１回路 ２０２ 発振回路 ３ 共振周波数制御用ＰＷＭ回路 ３０１ ＰＷＭ−２回路 ３０２ 発振回路 Ｅ１ 誤差増幅器 Ｅ２ 誤差増幅器 Ｃｒ 共振用コンデンサ Ｔｒ 共振コイル（共振用可変インダクタ，トラン
ス） Ｓｒ スイッチ回路 Ｃｏ１ 平滑コンデンサ Ｃｏ２ コンデンサ Ｃｏ３ コンデンサ Ｃｏ４ コンデンサ Ｄ１ 還流ダイオード Ｄ２ ダイオード Ｓ１ スイッチング素子 Ｌｏ コイル Ｌｒ 主巻線 Ｌｃ 制御用巻線
ス） Ｓｒ スイッチ回路 Ｃｏ１ 平滑コンデンサ Ｃｏ２ コンデンサ Ｃｏ３ コンデンサ Ｃｏ４ コンデンサ Ｄ１ 還流ダイオード Ｄ２ ダイオード Ｓ１ スイッチング素子 Ｌｏ コイル Ｌｒ 主巻線 Ｌｃ 制御用巻線
Claims (3)
- 【請求項１】 スイッチング回路に誘導性素子と容量性
素子を付加することにより、電流波形または電圧波形を
共振させる共振型スイッチング電源装置において、前記
誘導性素子を可変とし、スイッチング周波数を固定とし
たことを特徴とする共振型スイッチング電源装置。 - 【請求項２】 前記誘導性素子を複数巻線構造とし、そ
の複数の巻線を共振用とインダクタンス可変制御用とに
分け、インダクタンス可変制御用の巻線を前記スイッチ
ング周波数に対して十分速いスイッチング周波数で駆動
するようにしたことを特徴とする請求項１記載の共振型
スイッチング電源装置。 - 【請求項３】 前記誘導性素子のパルス幅変調制御と出
力電圧制御用のパルス幅変調制御の発振回路を１つの分
周回路で構成したことを特徴とする請求項１記載の共振
型スイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2348396A JPH09201044A (ja) | 1996-01-18 | 1996-01-18 | 共振型スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2348396A JPH09201044A (ja) | 1996-01-18 | 1996-01-18 | 共振型スイッチング電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09201044A true JPH09201044A (ja) | 1997-07-31 |
Family
ID=12111783
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2348396A Pending JPH09201044A (ja) | 1996-01-18 | 1996-01-18 | 共振型スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09201044A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1175724A1 (en) * | 2000-02-07 | 2002-01-30 | University Of Hong Kong | Power converter |
| US7394084B2 (en) | 2004-06-30 | 2008-07-01 | Omron Corporation | Method of generating image and illumination device for inspecting substrate |
| US9461542B2 (en) | 2013-09-20 | 2016-10-04 | Fujitsu Limited | Power supply apparatus |
-
1996
- 1996-01-18 JP JP2348396A patent/JPH09201044A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1175724A1 (en) * | 2000-02-07 | 2002-01-30 | University Of Hong Kong | Power converter |
| EP1175724A4 (en) * | 2000-02-07 | 2004-07-21 | Univ Hong Kong | POWER CONVERTER |
| US7394084B2 (en) | 2004-06-30 | 2008-07-01 | Omron Corporation | Method of generating image and illumination device for inspecting substrate |
| US9461542B2 (en) | 2013-09-20 | 2016-10-04 | Fujitsu Limited | Power supply apparatus |
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