CN112803782B - 串行混合功率变换器装置 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种串行混合功率变换器装置，有益效果如下：1、本发明提出的串行混合功率变换器装置，大部分功率通过输出滤波器到达负载，一部分功率通过DC/DC变换器进行电压转化到达负载。即仅一部分通过DC/DC变换器进行调压。因此，与常规两级功率变换器（隔离式功率变换器和DC/DC变换器级联）相比，可以实现更高的效率。2、而且，串行混合功率变换器中的DC/DC变换器中的开关器件的电压应力是常规两级功率变换器中的DC/DC变换器中的开关器件的电压应力的一半。因此，将更具价格优势。
Description
技术领域
本发明属于变换器技术领域，尤其涉及一种串行混合功率变换器装置。
背景技术
目前，由于LLC谐振直流变换器所有开关管均可以实现软开关，所以其被广泛的应用在高频高效率的场合。为了获得负载调节能力，变频控制被广泛地应用于传统LLC变换器中。但是，变频控制带来了磁性器件优化困难、无功功率增加、同步整流驱动逻辑困难和系统电磁兼容滤波器设计复杂的问题。然而，LLC变换器工作在串联谐振频率时不仅具有最高的工作效率，同步驱动逻辑简单的优点，而且电压传输比变成完全独立于实际负载，呈现直流变压器(DCX)特性。因此，两级架构成为一种流行的解决方案。两级架构使得每一级都可以很容易进行优化，从而在宽输入电压大电流输出场合相比于传统单级方案能够获得更高的效率。然而，由于LLC级和DC/DC调节级都需要处理全负载功率，所以导致了系统效率和功率密度的牺牲。而且，当采用分比式两级功率架构时，采用光耦的隔离反馈环路会使得控制系统复杂，并且降低系统可靠性。
因此，现有技术有待于改善。
发明内容
本发明的主要目的在于提出一种串行混合功率变换器装置，旨在解决背景技术中所提及的被广泛使用的两级架构中系统效率较低和开关器件成本高的问题。
本发明的一种串行混合功率变换器装置，包括输入直流源、隔离功率变换器、DC/DC变换器、输出滤波器和负载，隔离功率变换器包括开关网络、谐振腔、变压器和整流器，开关网络、谐振腔、变压器和整流器依先后顺序连接，DC/DC变换器、输出滤波器和隔离功率变换器设置于输入直流源和负载之间。
优选地，输入直流源的输出端连接到开关网络，整流器的输出端分别与DC/DC变换器输入端和输出滤波器输入端连接，DC/DC变换器输出端和输出滤波器输出端均连接于负载。
优选地，输入直流源的输出端分别连接至DC/DC变换器输入端和输出滤波器输入端，DC/DC变换器输出端和输出滤波器输出端均连接至开关网络，整流器的输出端与负载连接。
优选地，输入直流电源输出的功率，经隔离功率变换器后形成第一部分功率和第二部分功率，第一部分功率输出滤波器到达负载，第二部分功率通过DC/DC变换器进行电压转化到达负载。
优选地，开关网络包括第一开关元件、第二开关元件、第三开关元件和第四开关元件，第一开关元件和第三开关元件串联连接，第二开关元件和第四开关元件串联连接。
优选地，谐振腔包括串联谐振电感器、串联谐振电容器和并联电感。
优选地，变压器包括初级变压器绕组，第一次级变压器绕组和第二次级变压器绕组。
优选地，整流器包括第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管，第一二极管的阳极与第二二极管的阴极连接，第一二极管的阴极与第三二极管的阴极连接，第三二极管的阳极与第四二极管的阴极连接，第四二极管的阳极与第二二极管的阳极连接。
优选地，DC/DC变换器包括第一开关器、第二开关器、第三开关器、第四开关器、第一电容器、第二电容器和第一电感器，第一开关器的源极同时与第一电感器一端和第二开关器的漏极连接，第一开关器的漏极与第一电容器一端连接，第一电容器另一端同时与第二开关器的源极、第三开关器的源极和第二电容器的一端连接，第二电容器的另一端与第四开关器的漏极连接，第四开关器的源极同时与第一电感器另一端和第三开关器的漏极连接。
优选地，输出滤波器包括第三电容器。
本发明的串行混合功率变换器装置，有益效果如下：
1、本发明提出的串行混合功率变换器装置，大部分功率通过输出滤波器到达负载，一部分功率通过DC/DC变换器进行电压转化到达负载。即仅一部分通过DC/DC变换器进行调压。因此，与常规两级功率变换器(隔离式功率变换器和DC/DC变换器级联)相比，可以实现更高的效率。
2、而且，串行混合功率变换器中的DC/DC变换器中的开关器件的电压应力是常规两级功率变换器中的DC/DC变换器中的开关器件的电压应力的一半。因此，将更具价格优势。
附图说明
图1为本发明串行混合功率变换器装置的第一实施例的电路原理框图；
图2为本发明串行混合功率变换器装置的第二实施例的电路原理框图；
图3为本发明第一实施例所对应的电路连接示意图；
图4为本发明中隔离式功率变换器的初级侧的第一实施方式；
图5为本发明中隔离式功率变换器的初级侧的第二实施方式；
图6为本发明中隔离式功率变换器的次级侧的第一实施方式；
图7为本发明中隔离式功率变换器的次级侧的第二实施方式；
图8为本发明中DC/DC变换器的第一实施方式；
图9为本发明中DC/DC变换器的第二实施方式。
本发明目的的实现、功能特点及优点将结合实施例，参照附图做进一步说明。
具体实施方式
应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。需要注意的是，相关术语如“第一”、“第二”等可以用于描述各种组件，但是这些术语并不限制该组件。这些术语仅用于区分一个组件和另一组件。例如，不脱离本发明的范围，第一组件可以被称为第二组件，并且第二组件类似地也可以被称为第一组件。术语“和/或”是指相关项和描述项的任何一个或多个的组合。
如图1、图2所示，本发明的一种串行混合功率变换器装置100，包括输入直流源101、隔离功率变换器200、DC/DC变换器103、输出滤波器116和负载111，隔离功率变换器包括开关网络102、谐振腔104、变压器105和整流器106，开关网络、谐振腔、变压器和整流器依先后顺序连接，DC/DC变换器、输出滤波器和隔离功率变换器设置于输入直流源101和负载111之间。
其中，本发明的一种串行混合功率变换器装置100具有两种连接形式；如图1所示表示第一种连接形式：输入直流源101的输出端连接到开关网络102，整流器106的输出端分别与DC/DC变换器103输入端和输出滤波器116输入端连接，DC/DC变换器103输出端和输出滤波器116输出端均连接于负载111。如图2所示表示第二种连接形式：输入直流源101的输出端分别连接至DC/DC变换器103输入端和输出滤波器116输入端，DC/DC变换器103输出端和输出滤波器116输出端均连接至开关网络102，整流器106的输出端与负载111连接。
在一些实施例中，隔离式功率变换器200可以是谐振变换器，诸如电感器-电感器-电容器(LLC)谐振变换器和/或类似物。特别地，隔离式功率变换器200可以是以固定开关频率操作的未调节的LLC谐振变换器。在整个说明书中，隔离式功率变换器200可以替代地称为LLC谐振变换器。
在一些实施例中，DC/DC变换器103是非隔离型可调节的功率变换器。例如，DC/DC变换器103可以被实现为各种非隔离的功率变换器，例如降压变换器，升压变换器，降压-升压变换器，四开关降压-升压变换器及其任何组合等等。
应当注意，如图1所示，从输入直流电源101输送的功率部分地通过DC/DC变换器103进行调节。结果，串行混合功率变换器100与常规的两级功率变换器不同。实际上，串行混合功率变换器100是一级半功率变换器。
上述系统配置的一个有利特征是串行混合功率变换器100能够实现高效率以及严格的输出电压调节。特别地，隔离式功率变换器200可以被实现为以固定的开关频率(例如，LLC变换器的谐振频率)运行的不调节的LLC谐振变换器。因此，LLC谐振变换器可以通过初级开关的零电压开关和次级开关的零电压开关和/或零电流开关来实现高效率。另一方面，通过调节DC/DC变换器103的占空比来严格地调节串行混合功率变换器100的输出电压。
此外，串行混合功率变换器100的总功率的仅一部分通过DC/DC变换器103进行调压。因此，与常规两级功率变换器(隔离式功率变换器和DC/DC变换器级联)相比，串行混合功率变换器100可以实现更高的效率。
而且，串行混合功率变换器100中的DC/DC变换器103中的开关器件的电压应力是常规两级功率变换器中的DC/DC变换器中的开关器件的电压应力的一半。因此，将更具价格优势。
下面将对于涉及到的各结构的具体电路组成进行说明、阐述：如图3所示，开关网络包括第一开关元件Q1、第二开关元件Q2、第三开关元件Q3和第四开关元件Q4，第一开关元件Q1和第三开关元件Q3串联连接，并且进一步耦合在输入直流电源101的正端子和负端子之间。第二开关元件Q2和第四开关元件Q4串联连接，并进一步耦合在输入直流电源101的正端和负端之间。第一开关元件Q1和第三开关元件Q3的公共节点耦合到谐振腔104的第一输入端子T1。同样，第二开关元件Q2和第四开关元件Q4的公共节点耦合到谐振腔104的第二输入端子T2。四个开关元件Q1，Q2，Q3和Q4形成全桥谐振变换器的初级侧开关网络。根据一些实施例，开关元件Q1，Q2，Q3和Q4可以为MOSFET或并联连接的多个MOSFET。
根据替代实施例，主开关(例如第一开关元件Q1)可以是绝缘栅双极晶体管(IGBT)器件。此外，主开关也可以是其他任何可控开关，例如集成的栅极换向晶闸管(IGCT)器件，栅极关断晶闸管(GTO)器件，可控硅(SCR)器件，结栅场效应晶体管(JFET)器件，MOS控制晶闸管(MCT)器件，氮化镓(GaN)器件等。
还应该注意的是，尽管图3示出了四个开关元件Q1，Q2，Q3和Q4，但是本公开的各种实施例可以包括其他变形例和替代例。例如，可以将单独的电容器与初级侧开关网络的每个开关并联连接。这种单独的电容器有助于更好地控制LLC谐振变换器200的谐振过程的时序。
比如，图4示出了隔离式功率变换器的初级侧的第一实施方式。除了分别用电容器Cin1和Cin2代替开关元件Q2和Q4之外，图4中所示的隔离式功率变换器200的初级侧与图3中所示的相似。本领域技术人员将认识到图4所示的初级侧形成了半桥隔离变换器。半桥隔离变换器的操作原理在本领域中是众所周知的。因此在此不再进一步讨论。
比如，图5示出了隔离功率变换器的初级侧的第二实施方式。除了分别用电容器Cr1和Cr2代替开关元件Q2和Q4之外,由于Cr1和Cr2可以用作阻塞电容器，所以可以省略图3中所示的隔直电容器。本领域技术人员将认识到图4所示的初级侧形成了半桥隔离变换器。半桥隔离变换器的操作原理在本领域中是众所周知的。因此在此不再进一步讨论。
如图3所示，谐振腔104包括串联谐振电感器Lr，串联谐振电容器Cr和并联电感Lm；串联谐振电感器Lr和串联谐振电容器Cr串联连接，并且进一步耦合到变压器105的初级绕组。应当注意的是，图3示出了串联谐振电感器Lr是独立的组件，该串联谐振电感器Lr可以由变压器105的漏电感代替。换句话说，漏电感(未示出)可以用作串联谐振电感器Lr。串联谐振电容器Cr可以用作隔直电容器。在整个说明书中，串联谐振电容器Cr可以可替代地称为隔直电容器Cr。应当进一步注意，串联谐振电感器Lr可以具有低Q值。这种低Q值设计帮助串行混合功率变换器100实现高效率以及高功率密度。
如图3所示，优选地，变压器包括初级绕组Np、第一次级变压器绕组NS1、第二次级变压器绕组NS2和次级绕组中的等效漏感Ls；初级绕组耦合到谐振腔104的端子T3和T4，次级绕组耦合到整流器106。
如图3所示，优选地，整流器包括第一二极管SR1、第二二极管SR2、第三二极管SR3和第四二极管SR4，第一二极管SR1的阳极与第三二极管SR3的阴极连接，第一二极管SR1的阴极与第二二极管SR2的阴极连接，第二二极管SR2的阳极与第四二极管SR4的阴极连接，第四二极管SR4的阳极与第三二极管SR3的阳极连接。
根据一些实施例，二极管SR1，SR2，SR3和SR4可以替换为MOSFET或并联连接的多个MOSFET。此外，二极管SR1，SR2，SR3和SR4也可以是其他任何可控开关，例如绝缘栅双极晶体管(IGBT)器件、集成的栅极换向晶闸管(IGCT)器件、栅极关断晶闸管(GTO)器件、可控硅(SCR)器件、结栅场效应晶体管(JFET)器件、MOS控制晶闸管(MCT)器件和氮化镓(GaN)器件等。
在一些实施例中，LLC谐振变换器可以是以大约等于谐振腔104的谐振频率的开关频率运行的非稳压功率变换器。因此，初级开关管(例如Q1，Q2，Q3和Q4)就可以实现零电压开关，而次级开关(例如SR1，SR2，SR3和SR4)可以实现零电流开关。通过采用合适的控制机制，DC/DC变换器103中的开关(例如S1，S2，S3和S4)可以实现零电压开关。
在一些实施例中，LLC谐振变换器可以是隔离且不调节级。LLC谐振变换器200的开关器件(例如Q1，Q2，Q3和Q4)可以以大约50％的占空比工作。DC/DC变换器103可以是四开关降压-升压变换器，起到电压调节的功能。
如图3所示，优选地，DC/DC变换器103包括第一开关器S1、第二开关器S2、第三开关器S3、第四开关器S4、第一电容器Co1、第二电容器Co3和第一电感器L1，第一开关器S1的源极同时与第一电感器L1一端和第二开关器S2的漏极连接，第一开关器S1的漏极与第一电容器Co1一端连接，第一电容器Co1另一端同时与第二开关器S2的源极、第三开关器S3的源极和第二电容器Co3的一端连接，第二电容器Co3的另一端与第四开关器S4的漏极连接，第四开关器S4的源极同时与第一电感器L1另一端和第三开关器S3的漏极连接。即第一开关器S1和第二开关器S2串联连接，并且进一步耦合在第一电容器Co1的正端子和负端子之间。第三开关器S3和第四开关器S4串联连接，并且进一步耦合在电容器Co3的正端子和负端子之间。在一些实施例中，四个开关器S1-S4和第一电感器L1形成四开关降压-升压变换器。
根据不同的应用和设计需求，DC/DC变换器103可以被配置为降压(buck)功率变换器或升压(boost)功率变换器。在一些实施例中，当开关元件S1总是导通而开关元件S2总是截止时，开关元件S3-S4和电感器L1形成升压变换器。电容器Co1两端的电压低于电容器Co3两端的电压。结果，DC/DC变换器103进入升压变换器工作模式。升压功率变换器的操作原理在本领域中是众所周知的。因此在此不再详细讨论以避免重复。
另一方面，当开关元件S4总是导通而开关元件S3总是截止时，开关元件S1-S2和电感器L1形成降压变换器。电容器Co3两端的电压低于电容器Col两端的电压。结果，DC/DC变换器103进入降压变换器工作模式。降压功率变换器的操作原理在本领域中是众所周知的。因此这里不再详细讨论。
具有DC/DC变换器103的一个有利特征是DC/DC变换器103通过调节电容Co3两端的电压来帮助串行混合功率变换器100实现严格的总电压调节。由于串行混合功率变换器100的调节是通过DC/DC变换器103获得的，因此LLC谐振变换器200可被配置为以诸如谐振腔104的谐振频率之类的固定开关频率工作的非稳压功率变换器。这样的固定开关频率帮助LLC谐振变换器200实现更高的效率。
如图3所示，优选地，输出滤波器116包括第三电容器Co2；输出滤波器116用于衰减LLC谐振变换器的开关纹波。根据LLC谐振变换器的操作原理，第三电容器Co2形成输出滤波器。
下面具体阐述，效率高的原因：
串行混合功率变换器100的第二电容器Co3两端的电压可以基于不同的操作模式而变化。当直流/直流变换器103工作在降压变换器模式时，串行混合功率变换器100的第二电容器Co3两端的电压由下式给出：
Vout-Vo2 ＝ D1*(Vin1-Vo2) (1)
其中D1是第一开关器S1的占空比。D1在0到1的范围内，Vout为输出电压；Vo2为第二电容器Co3两端电压；Vin1为整流器输出电压。因此当DC/DC变换器103以降压变换器模式操作时，第二电容器Co3两端的电压可以低于电容器Co l两端的电压。第一开关器S1和第二开关器S2承受的电压应力为Vin1-Vo2。
另一方面，当DC/DC变换器103在升压变换器模式下运行时，串行混合功率变换器100的电容器Co3两端的电压由下式给出：
Vout-Vo2 ＝(Vin1-Vo2)/(1-D2) (2)
其中D2是第三开关器S3的占空比。D2在0到1的范围内。因此当DC/DC变换器103以升变换器模式操作时，第二电容器Co3两端的电压可以高于第一电容器Col两端的电压。第三开关器S3和第四开关器S4承受的电压应力为Vout-Vo2。
总之，第二电容器Co3两端的电压和第一电容器Col两端的电压之间的电压关系可由下式表示：
Vout-Vo2 ＝G3*(Vin1-Vo2) (3)
其中G3是DC/DC变换器103的电压增益。
在一些实施例中，串行混合功率变换器100的输入电压由以下方程式给出：
(Vin1-Vo2)＝G1*Vin*Ns1/Np (4)
Vo2＝G2*Vin*Ns2/Np (5)
其中G1是LLC谐振变换器的输入电压与第一电容器Co1两端电压间的增益，G2是LLC谐振变换器的输入电压与第三电容器Co2两端电压间的增益，Vin为输入电压；Ns1为变压器第一次级变压器绕组；NP为变压器初级绕组匝数；Ns2为变压器第二次级变压器绕组。
在一些实施例中，LLC谐振变换器是在接近其谐振频率的开关频率下操作的未调节的LLC谐振变换器。结果，G1和G2均近似等于1。而且，由于次级绕组等效漏感很小且Ns1和Ns2相等。因此，可以得到如下简化地等式：
Vin1/2≈Vo2≈Vin*Ns1/Np(6)
结合等式(6)和等式(3)，串行混合功率变换器100的输出电压由如下等式给出。
Vout＝(1+G3)*Vin*Ns1/Np (7)
在一些实施例中，当Vin从180V到330V内变化，Np＝12*Ns1＝12*Ns2时，通过采用上述的降压变换器模式和升压变换器模式，就可以控制输出电压Vout在28V到36V内变化。即使负载和线路发生变化也可以通过调节DC/DC变换器103的增益(例如G3)实现对串行混合功率变换器100输出电压的调节。
DC/DC变换器103和LLC谐振变换器均可将功率传递到串行混合功率变换器100的输出。一部分功率同时通过DC/DC变换器103和LLC谐振变换器。其余功率通过LLC谐振变换器从输入直流电源101传递到负载(即LLC谐振变换器)，而无需再经过DC/DC变换器103处理，从而提高转化效率。因此，传递到负载的功率可以分为两部分，即Pin1和Pin2。第一部分功率Pi n1直接通过LLC谐振变换器传递到负载。第二部分功率Pin2通过LLC谐振变换器和DC/DC变换器103。第一部分功率Pin1和第二部分功率Pin2与它们相应的电压成正比(例如，Vo2和Vout-Vo2)。Pin1和Pin2由以下公式给出:
其中Po表示串行混合功率变换器100的输出功率。
在一些实施例中，LLC谐振变换器的效率等于η1。DC/DC变换器103的效率等于η2。考虑到效率(即ηI和η2)，第一部分功率Pin1和第二部分功率Pin2由以下方程式给出：
串行混合功率变换器100的效率由下式给出：
在一些实施例中，LLC谐振变换器的效率为大约98％。DC/DC变换器103的效率约为92％。在常规的两级功率变换器(例如，LLC谐振变换器和DC/DC变换器级联)中，两级功率变换器的总效率等于LLC谐振变换器的效率乘以DC/DC变换器的效率。常规两级功率变换器的总效率大约等于90％。在相同的工作条件下，公式(12)中的效率高于传统的两级功率变换器的效率。更具体地，为了提高图2所示的串行混合功率变换器100的效率，Vo2/Vout可以设定为9/10。根据等式(12)，图3所示的串联混合动力变换器100的效率约为97％。也就是说，图2所示的串行混合功率变换器100可将效率提高约7％。
以上仅为本发明的优选实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。
Claims (1)
1.一种串行混合功率变换器装置，其特征在于，包括输入直流源、隔离功率变换器、DC/DC变换器、输出滤波器和负载，隔离功率变换器包括开关网络、谐振腔、变压器和整流器，开关网络、谐振腔、变压器和整流器依先后顺序连接，DC/DC变换器、输出滤波器和隔离功率变换器设置于输入直流源和负载之间；输入直流源分两种方式连接，第一种为输入直流源的输出端连接到开关网络，整流器的输出端分别与DC/DC变换器输入端和输出滤波器输入端连接，DC/DC变换器输出端和输出滤波器输出端均连接于负载；第二种为输入直流源的输出端分别连接至DC/DC变换器输入端和输出滤波器输入端，DC/DC变换器输出端和输出滤波器输出端均连接至开关网络，整流器的输出端与负载连接；输入直流电源输出的功率，经隔离功率变换器后形成第一部分功率和第二部分功率，第一部分功率通过输出滤波器到达负载，第二部分功率通过DC/DC变换器进行电压转化到达负载；开关网络包括第一开关元件Q1、第二开关元件Q2、第三开关元件Q3和第四开关元件Q4，第一开关元件Q1和第三开关元件Q3串联连接，第二开关元件Q2和第四开关元件Q4串联连接；谐振腔包括串联谐振电感器、串联谐振电容器和并联电感；变压器包括初级绕组、第一次级变压器绕组、第二次级变压器绕组和次级绕组中的等效漏感；整流器包括第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管，第一二极管的阳极与第二二极管的阴极连接，第一二极管的阴极与第三二极管的阴极连接，第三二极管的阳极与第四二极管的阴极连接，第四二极管的阳极与第二二极管的阳极连接；DC/DC变换器包括第一开关器S1、第二开关器S2、第三开关器S3、第四开关器S4、第一电容器Co1、第二电容器Co3和第一电感器L1，第一开关器S1的源极同时与第一电感器L1一端和第二开关器S2的漏极连接，第一开关器S1的漏极与第一电容器Co1一端连接，第一电容器Co1另一端同时与第二开关器S2的源极、第三开关器S3的源极和第二电容器Co3的一端连接，第二电容器Co3的另一端与第四开关器S4的漏极连接，第四开关器S4的源极同时与第一电感器L1另一端和第三开关器S3的漏极连接；输出滤波器包括第三电容器Co2；串行混合功率变换器的第二电容器Co3两端的电压基于不同的操作模式而变化，当DC/DC变换器工作在降压变换器模式时，串行混合功率变换器的第二电容器Co3两端的电压由下式给出：
Vout-Vo2＝D1*(Vin1-Vo2) (1)
其中D1是第一开关器S1的占空比，D1在0到1的范围内，Vout为输出电压；Vo2为第二电容器Co3两端电压；Vin1为整流器输出电压，因此当DC/DC变换器以降压变换器模式操作时，第二电容器Co3两端的电压低于第一电容器Co1两端的电压，第一开关器S1和第二开关器S2承受的电压应力为Vin1-Vo2；
当DC/DC变换器在升压变换器模式下运行时，串行混合功率变换器的第二电容器Co3两端的电压由下式给出：
Vout-Vo2＝(Vin1-Vo2)/(1-D2) (2)
其中D2是第三开关器S3的占空比，D2在0到1的范围内，因此当DC/DC变换器以升变换器模式操作时，第二电容器Co3两端的电压高于第一电容器Co1两端的电压，第三开关器S3和第四开关器S4承受的电压应力为Vout-Vo2；
第二电容器Co3两端的电压和第一电容器Co1两端的电压之间的电压关系可由下式表示：
Vout-Vo2＝G3*(Vin1-Vo2) (3)
其中G3是DC/DC变换器的电压增益；
串行混合功率变换器的输入电压由以下方程式给出：
(Vin1-Vo2)＝G1*Vin*Ns1/Np (4)
Vo2＝G2*Vin*Ns2/Np (5)
其中G1是LLC谐振变换器的输入电压与第一电容器Co1两端电压间的增益，G2是LLC谐振变换器的输入电压与第三电容器Co2两端电压间的增益，Vin为输入电压；Ns1为变压器第一次级变压器绕组；NP为变压器初级绕组匝数；Ns2为变压器第二次级变压器绕组；
LLC谐振变换器是在接近其谐振频率的开关频率下操作的未调节的LLC谐振变换器；结果，G1和G2均近似等于1；而且，由于次级绕组等效漏感很小且Ns1和Ns2相等；因此，可以得到如下简化地等式：
Vin1/2≈Vo2≈Vin*Ns1/Np(6)
结合等式(6)和等式(3)，串行混合功率变换器的输出电压由如下等式给出；
Vout＝(1+G3)*Vin*Ns1/Np (7)
当Vin从180V到330V内变化，Np＝12*Ns1＝12*Ns2时，通过采用上述的降压变换器模式和升压变换器模式，就能控制输出电压Vout在28V到36V内变化；即使负载和线路发生变化也可以通过调节DC/DC变换器的增益实现对串行混合功率变换器输出电压的调节；
DC/DC变换器和LLC谐振变换器均可将功率传递到串行混合功率变换器的输出；一部分功率同时通过DC/DC变换器和LLC谐振变换器；其余功率仅通过LLC谐振变换器从输入直流电源传递到负载；因此，传递到负载的功率分为两部分，即Pin1和Pin2；第一部分功率Pin1直接通过LLC谐振变换器传递到负载；第二部分功率Pin2通过LLC谐振变换器和DC/DC变换器；第一部分功率Pin1和第二部分功率Pin2与它们相应的电压成正比；Pin1和Pin2由以下公式给出:
其中Po表示串行混合功率变换器的输出功率；
LLC谐振变换器的效率等于η1，DC/DC变换器的效率等于η2，考虑到效率，即ηI和η2，第一部分功率Pin1和第二部分功率Pin2由以下方程式给出：
串行混合功率变换器的效率由下式给出：
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