CN112152441A - 具有断续导电模式和连续导电模式的功率因数校正器电路 - Google Patents

具有断续导电模式和连续导电模式的功率因数校正器电路 Download PDF

Info

Publication number
CN112152441A
CN112152441A CN202010600841.1A CN202010600841A CN112152441A CN 112152441 A CN112152441 A CN 112152441A CN 202010600841 A CN202010600841 A CN 202010600841A CN 112152441 A CN112152441 A CN 112152441A
Authority
CN
China
Prior art keywords
power factor
peak current
factor corrector
current
input
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202010600841.1A
Other languages
English (en)
Inventor
汉斯·哈尔贝施塔特
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
NXP BV
Original Assignee
NXP BV
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by NXP BV filed Critical NXP BV
Publication of CN112152441A publication Critical patent/CN112152441A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4225—Arrangements for improving power factor of AC input using a non-isolated boost converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0025—Arrangements for modifying reference values, feedback values or error values in the control loop of a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
    • H02M1/0085—Partially controlled bridges
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • H02M3/1586—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel switched with a phase shift, i.e. interleaved
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

一种功率因数校正器电路和操作所述功率因数校正器电路的方法可以包括功率因数校正器，其中可以对所述功率因数校正器定义两个或更多个输入变量，所述两个或更多个输入变量包括峰值电流和输入电流。处理器可以关于对所述功率因数校正器定义的所述两个或更多个输入变量选择所述功率因数校正器中的对应变量，并且所述对应变量可以包括峰值电流和输入电流。所述功率因数校正器中的所述对应变量可以调整为所述两个或更多个输入变量以允许所述功率因数校正器在导电模式下操作。

Description

具有断续导电模式和连续导电模式的功率因数校正器电路
技术领域
本发明涉及具有基于期望峰值和输入电流的断续导电模式和连续导电模式的功率因数校正器电路。
背景技术
一般的交流(AC)电(“市电(mains power或mains electricity或简称为mains)”)可能需要转换成直流(DC)电，以供各种消费者装置使用。电源管理系统可以使用例如电感器、二极管、电容器、变压器和其它开关(例如，结型栅场效应晶体管、金属氧化物半导体场效应晶体管等)等在功率耗散方面的损耗很低的组件将来自市电电源的AC电转换成DC电。市电电源的损耗可以通过关注从市电电源汲取的电流的谐波和市电电压与从市电电源汲取的电流之间的相位关系来减少。市电电源的效率可以通过功率因数测量。AC到DC电力系统的功率因数可以被定义为从市电电源汲取的实际电力与均方根(rms)电压“Vrms”和rms电流“Irms”的乘积之比。
可以包括桥式整流器、开关模式电源(SMPS)和控制电路的功率因数校正器(PFC)可以用于帮助使电源管理系统中的功率因数最大化并且还可以用于对个人计算机、适配器、照明等进行电源管理。因此，功率因数可以是评估PFC的整体性能的重要参数。
PFC电路可以用于如电力转换器等应用中以控制输入电流的相位并帮助使电源管理系统中的功率最大化。对于功率电平在例如75瓦特之上的SMPS来说，PFC电路(也可以被简称为“PFC”)可能是需要的。对于约300瓦特以上的功率电平，CCM(连续导电模式)操作变得有吸引力，因为这可以允许使用可用于小EMI(电磁干扰)滤波器。
一些PFC电路可以在CCM应用中使用固定频率。然而，接近于市电过零点时，CCM无法维持，并且从BCM(边界导电模式)到DCM(断续导电模式)的切换的发生可能与频率上升相关联。不幸的是，此特征可能会导致接近于市电过零点时的效率降低。
对于最优效率，大约为市电电源的峰值电压的较高功率电平下使用CCM，然后在其它情形下使用DCM可能是有利的。
一些DCM应用可以采用涉及对PFC开关进行“Ton”(“接通时间”)控制的拓扑。Ton控制可以为BCM提供针对高功率因数自动校正市电电流形状的优势。这是因为di/dt＝Vmains/Lind，其中Lind为市电电感器值并且Vmains表示市电电压。因此，在“Ton”固定的情况下，初级峰值电流可以与瞬时市电电压成比例。对于CCM，初级电流可能取决于前一个切换周期结束时的电流和开关导电间隔Ton。因此，以在DCM下使用的方式进行的接通时间控制无法用于CCM操作。
一些CCM操作技术使用被称为“平均电流控制”的方法。此方法可以基于以下事实：次级冲击(stroke)的占空比等于Vin/Vout，其中Vin表示PFC的输入电压并且Vout表示输出电压。图1描绘了波形图100，所述波形图100示出了平均电流控制CCM的概念。图1中示出的波形表明，当占空比变得比平衡值小时，次级冲击的持续时间也可能变得更小。这种情形使电感器电流的减少较小，并且因此与切换周期开始时的电流相比，使电流增加(例如，参见图1中的波形102)。
当占空比高于平衡时，电感器电流减少的程度可能会增加，并且因此与切换周期开始时的电流相比，电流也减少(例如，参见图1中的波形106)。指示占空信号的信号可以由斜坡信号108(用于PWM(脉冲宽度调制)的斜坡)和控制信号110生成。斜坡信号108和控制信号110可以经受由比较器进行的比较操作，所述比较器操作可以生成指示占空比的信号。这意味着当控制信号110与Vin/Vout成正比时会出现平衡。因为输出电压“Vout”通常可以调节为固定值，所以结果可能是控制信号可以与Vin成比例。通过使控制信号110与感测到的电流成比例，系统可以生成与可以满足功率因数要求的瞬时市电电压成比例的输入电流。
图2描绘了应用平均电流控制原理的PFC电路130的示意图。图2所示的电路130可以包括一对二极管132、124和另一对二级管136、138。二极管134和138可以连接到接地140。电感器144可以连接到二极管132和138，并且也可以连接到接地140。
电路130可以另外包括振荡器146，所述振荡器146可以连接到提供可以供应到晶体管150的PWM波形的放大器148的负输入。电感器144还可以连接到晶体管140和二极管152。输出电容器154可以连接到二极管152的输出和接地141。输出电容器154可以定位在接地输出(“Out Gnd”)与二极管152的输出之间。
电路130可以另外包括可以耦接到并联电阻器156(“Rshunt”)、接地140以及二极管138和134的电阻器158(“Rop”)。并联电阻器156可以另外连接到电阻器160，所述电阻器160进而可以耦接到电容器164和电流放大器162。电容器164可以另外耦接到电容器166和电阻器168，所述电容器166和电阻器168也可以连接到电流放大器162的输出。电容器166和电阻器168可以彼此并联连接并且可以另外连接到放大器148的正输入连同电流放大器162的输出。也就是说，电流放大器输出(即，“Vca”)可以连接到放大器148的正输入。
图3描绘了利用倍增器方法的控制电路180的示意图。电路180通常包括可以通过二极管184偏移的AC电压源182。AC电压源182可以向电阻器186(“RIAC”)和电感器212供应电压VAC。电阻器186可以耦接到倍增器188，所述倍增器188进而可以连接到电阻器190和放大器192的正输入，所述放大器192的输出可以连接到锁存器194。锁存器194进而可以耦接到栅极驱动器逻辑组件200，所述栅极驱动器逻辑组件200进而可以连接到晶体管219。
电阻器198可以另外连接到晶体管214和接地196。晶体管214可以另外耦接到电感器212和二极管216。电容器218可以连接到二极管216和电阻器198(并且还可以连接到接地196)。电容器218还可以与负载220并联布置。电阻器210可以连接到电容器218和二极管216并且还可以连接到电阻器208以及可以输出电压VEA的误差放大器202的负输入。电阻器208还可以耦接到接地206。参考电压204(“VREF”)可以连接到误差放大器202的正输入。误差放大器202的输出可以耦接到倍增器188。
在电路180的配置中，可以从误差放大器202输出的控制电压VEA可以设置期望功率电平使得PFC输出电压在向负载220递送电力的同时可以等于期望电平。然后，倍增器188可以对具有市电电压形状的控制输出信号进行倍增以提供期望电流电平，然后所述期望电流电平可以与感测到的电流电平进行比较并且用于复位锁存器194以便定义初级电流峰值电平。切换周期可以从Zcd(零电流检测)信号开始以便使系统保持处于BCM。
对于处于BCM操作的系统，从市电汲取的输入电流可以与初级峰值电流成比例并且还可以与PFC开关的“接通时间”成比例。这种布置使得易于产生令人满意的功率因数。当系统进入DCM时，因为振铃间隔会在不从市电汲取电流的次级冲击结束之后出现，所以对于同一初级峰值电流，平均电流可能较低。一些配置可以使用PFC，其中这种效应可以通过基于以下比率对初级峰值电流进行另外调整来补偿：Tper/(Ton+Tsec)。
图4描绘了可以用于定义PFC电路的因数的一组等式230。提供高功率因数意味着由PFC汲取的输入电流可以与瞬时市电电压成比例。理想地，这种情形可以通过根据如图4所示的等式230定义因数k2来表示。
也就是说：
Iin＝k2·Vmains
Pin＝Vmains·Iin
Pin＝Vmains·(k2·Vmains)
Pin＝Vmains2.k2
因此，瞬时输入电流可以等于瞬时市电电压乘以因数k2。这意味着瞬时输入功率可以与瞬时输入电压的平方成比例。
图5描绘了曲线图240和曲线图250，所述曲线图240和曲线图250根据图4所示的等式230展示了瞬时电流电压与PFC电路的功率之间的关系。曲线图240和曲线242基于等式Pin(t，K2)：＝Vmains(t)2·k2描绘了指示关于时间t的Vmains(t)的数据，其中k2b：＝0.002。曲线图250分别描绘了Pin(t，k2b)和Pin(T，k2Aa)的曲线252和254，其中k2a＝1×10-3并且k2b＝2×10-3。
图6描绘了曲线图260，所述曲线图260描绘了在PFC电路的市电半周期内的平均功率。曲线图260中的曲线262和曲线264表明，对于市电半周期内的平均功率，功率的平均值是正弦波的平方的峰值的一半：
Figure BDA0002558028510000051
因此，固定“k2”可能意味着功率电平可以与市电电压幅度的平方成比例。因此，闭合回路的增益可以与市电电压幅度的平方成比例。在一些情况下，可能令人期望的是，整个控制回路具有固定增益。恒定增益可以防止闭合回路偏移的0db回路增益频率。以这种方式，对于通用市电电压来说，可以实现最优动态响应，同时维持回路的最优稳定性。
因此，K2可以包括可以通过1/Vmains^2补偿的市电电压，所述1/Vmains^2可以允许针对市电电压幅度补偿来自控制到输出功率的增益。
在实际的PFC应用中，不容易根据此期望因数K2定义行为。DCM控制器例如可以使用具有BCM或固定频率DCM的接通时间控制。在BCM中，因数K2可以或多或少被定义为固定接通时间，所述固定接通时间可以使峰值电流“Ipeak”与瞬时市电电压成正比，并且因此在BCM中，输入电流可以与“Ipeak/2”成正比，所述“Ipeak/2”也可以与市电电压成正比。在具有固定频率的DCM下，因为“初级+次级”冲击与周期时间之比发生变化，所以平均电流可以不再是“Ipeak/2”。
利用如以上所讨论的常规技术和电路，可以配置CCM PFC电路或DCM PFC电路。至今，DCM和CCM尚未以允许PFC电路在市电半周期内对DCM和CCM进行操作的方式组合。另外，回路增益和动态行为在PFC电路中的CCM应用和DCM应用中是不同的，这可能使得定义闭合回路和获得动态性能更加复杂。PFC电路的另一个问题与在CCM下对大于50％的占空比可能发生的潜在不稳定性(例如，短的长周期)有关。另外，BCM下的操作频率会在市电半周期的一部分期间导致大频率。
因此，长期需要电源管理系统中采用的AC/DC电力转换器来解决上述问题。
发明内容
公开了一种方法和装置的实施例。
在一个实施例中，一种功率因数校正器电路可以包括功率因数校正器，其中对所述功率因数校正器定义了至少两个输入变量，其中所述至少两个输入变量包括峰值电流和输入电流；以及处理器，所述处理器关于对所述功率因数校正器定义的所述至少两个输入变量选择所述功率因数校正器中的对应变量，并且其中所述对应变量包括峰值电流和输入电流，并且其中所述功率因数校正器中的所述对应变量调整为所述至少两个输入变量以允许所述功率因数校正器在导电模式下操作。
在一个实施例中，所述导电模式可以包括DCM(断续导电模式)。
在一个实施例中，所述导电模式可以包括CCM(连续导电模式)。
在一个实施例中，所述导电模式可以包括以下中的至少一个：DCM(断续导电模式)和CCM(连续导电模式)。
在一个实施例中，所述功率因数校正器电路可以另外包括开关转换器单元，所述开关转换器单元与所述处理器通信，其中：根据所述峰值电流施加第一峰值电流，基于所述第一峰值电流和所述输入电流计算第二峰值电流；基于所述第一峰值电流和所述第二峰值电流计算因数；并且使用所述所施加第一峰值电流和所述计算出的第二峰值电流驱动所述开关转换器。
在一个实施例中，所测量操作频率和频率上限可以确定可操作以将所述第一峰值电流调整为产生符合频率上限的切换频率的值的校正因数。
在一个实施例中，可以使用最小操作频率来确定所述校正因数。
在一个实施例中，所述开关转换器单元包括以下中的至少一种：升压转换器电路、无桥式功率因数校正器电路和交错式升压转换器电路。
在一个实施例中，一种功率因数校正器电路可以包括功率因数校正器，其中对所述功率因数校正器定义了至少两个输入变量，其中所述至少两个输入变量包括峰值电流和输入电流；以及处理器，所述处理器关于对所述功率因数校正器定义的所述至少两个输入变量选择所述功率因数校正器中的对应变量，并且其中所述对应变量包括峰值电流和输入电流，并且其中所述功率因数校正器中的所述对应变量调整为所述至少两个输入变量以允许所述功率因数校正器在导电模式下操作，所述导电模式包括以下中的至少一种：DCM(断续导电模式)和CCM(连续导电模式)中的至少一种。
在一个实施例中，所述功率因数校正可以包括开关转换器单元，所述开关转换器单元与所述处理器通信，其中：根据所述峰值电流施加第一峰值电流，基于所述第一峰值电流和所述输入电流计算第二峰值电流；基于所述第一峰值电流和所述第二峰值电流计算因数；并且在下一初级冲击开始时基于初级和次级冲击的所测量持续时间以及所述因数使用所述第一峰值电流和所述第二峰值电流驱动所述开关转换器单元。
在一个实施例中，所测量操作频率和频率上限可以确定可操作以将所述第一峰值电流调整为产生符合频率上限的切换频率的值的校正因数，并且可以使用最小操作频率来确定所述校正因数。
在一个实施例中，所述开关转换器单元可以包括以下中的至少一种：升压转换器电路、无桥式功率因数校正器电路和交错式升压转换器电路。
在一个实施例中，一种操作功率因数校正器电路的方法可以涉及：对功率因数校正器定义至少两个输入变量，其中所述至少两个输入变量包括峰值电流和输入电流；关于对所述功率因数校正器定义的所述至少两个输入变量选择所述功率因数校正器中的对应变量，其中所述对应变量包括峰值电流和输入电流；并且将所述功率因数校正器中的所述对应变量调整为所述至少两个输入变量以允许所述功率因数校正器在导电模式下操作。
在所述方法的一个实施例中，所述导电模式可以包括DCM(断续导电模式)。
在所述方法的一个实施例中，所述导电模式可以包括CCM(连续导电模式)。
在所述方法的一个实施例中，所述导电模式可以包括以下中的至少一个：DCM(断续导电模式)和CCM(连续导电模式)。
所述方法的一个实施例可以另外涉及：根据所述峰值电流施加第一峰值电流；基于所述第一峰值电流和所述输入电流计算第二峰值电流；基于所述第一峰值电流和所述第二峰值电流计算因数；并且在下一初级冲击开始时基于初级和次级冲击的所测量持续时间以及所述因数使用所述第一峰值电流和所述第二峰值电流驱动所述开关转换器单元。
在所述方法的一个实施例中，所测量操作频率和频率上限可以确定可操作以将所述第一峰值电流调整为产生符合频率上限的切换频率的值的校正因数。
在所述方法的一个实施例中，可以使用最小操作频率来确定所述校正因数。
在所述方法的一个实施例中，通过本地回路将电流峰值限制为最小量，所述本地回路检测所述开关转换器单元在所述导电模式下如何操作并且增加峰值电流，直到保持所述导电模式的特定量。
附图说明
图1描绘了波形图，所述波形图示出了平均电流控制CCM的概念。
图2描绘了使用平均电流控制原理的PFC电路的示意图。
图3描绘了使用倍增器方法的控制电路的示意图。
图4描绘了定义PFC电路的因数的一组等式。
图5描绘了示例曲线图，所述示例曲线图表明了PFC电路的瞬时电流电压与功率之间的关系。
图6描绘了示例曲线图，所述示例曲线图描绘了PFC电路的在市电半周期内的平均功率。
图7描绘了PFC系统的框图，其中可以满足期望输入电流和期望频率。
图8描绘了表示在DCM下操作的PFC的输入电流(忽略寄生振铃效应)的波形。
图9描绘了PFC的示例波形，其中切换频率的同一等式能够用于DCM操作和CCM操作。
图10描绘了遵循期望峰值电流的PFC系统的框图。
图11描绘了曲线图，所述曲线图描绘了指示对于Ipeakh＝1安培、2安培、3安培、4安培、5安培的a＝F(lav_in，Ipeakh)的计算出的结果的数据。
图12描绘了曲线图，所述曲线图描绘了指示Ipeakl＝F(a，Ipeakh)的数据，其中根据图11a＝F(Iav_in，Ipeakh)。
图13描绘了数据的曲线图，所述数据指示切换频率下降到可听限制以下的点。
图14描绘了PFC系统的框图，所述PFC系统包括相对于处理单元和开关转换器单元的校正元件。
图15描绘了PFC系统的框图，所述PFC系统包括相对于处理单元和开关转换器单元的包括使用最大切换频率的校正元件。
图16描绘了PFC系统的框图，所述PFC系统包括相对于处理单元和开关转换器单元的包括使用最小切换频率的校正元件。
图17描绘了数据的曲线图，所述数据指示对包括频率限制和最小频率的实施例的模拟。
图18描绘了交错式PFC电路的示意图。
图19描绘了无桥式升压PFC的示意图。
在整个说明书中，类似附图标记可以用于标识类似元件。
具体实施方式
应当容易理解的是，如本文通常描述的并且在附图中示出的实施例的组件可以以各种各样的不同配置进行布置和设计。因此，如附图中所表示的，以下对各个实施例的更详细描述并非旨在限制本公开的范围，而是仅表示各个实施例。虽然附图中呈现了实施例的各个方面，但除非特别指出，否则附图不一定按比例绘制。
在不脱离本发明的精神或必要特征的情况下，可以以其它具体形式具体化本发明。所描述实施例应当在所有方面都仅被视为是说明性的而不是限制性的。因此，本发明的范围由所附权利要求而非此详细描述来指示。落入权利要求的等同物的含义和范围内的所有改变均要包含在权利要求的范围内。
在整个本说明书中对特征、优点或类似语言的提及并不暗示可以用本发明实现的所有特征和优点应当处于或处于本发明的任何单个实施例中。相反，提及特征和优点的语言应被理解成意味着结合实施例描述的特定特征、优点或特性包括在本发明的至少一个实施例中。因此，在整个本说明书中对特征和优点以及类似语言的讨论可以但不一定指代同一实施例。
此外，本发明的所描述特征、优点和特性可以以任何适当的方式组合在一个或多个实施例中。相关领域的技术人员将认识到，鉴于本文中的描述，可以在没有具体实施例的特定特征或优点中的一个或多个的情况下实践本发明。在其它情况下，在某些实施例中可以认识到可能并不存在于在本发明的所有实施例中的另外特征和优点。
在整个本说明书中对“一个实施例”、“实施例”或类似语言的提及意味着结合所指示实施例描述的特定特征、结构或特性包括在本发明的至少一个实施例中。因此，在整个本说明书中出现的短语“在一个实施例中”、“在实施例中”以及类似语言可以但不一定全都指代同一实施例。
参考各种系统、方法和装置呈现了所公开的实施例的若干个方面。这些系统、方法和装置在以下详细描述中进行描述，并且在附图中通过各种框、模块、组件、电路、步骤、操作、过程、算法、引擎、应用等(其可以单独地或统称为“要素”)示出。这些要素可以使用电子硬件、计算机软件或其任何组合来实施。此类要素被实施为硬件还是软件取决于特定的应用和施加到整个系统上的设计约束。
所公开的实施例涉及能够在DCM或CCM下操作的PFC，其中可以定义两个或更多个期望输入变量并且可以实施算法，所述算法可以调整PFC中的对应变量以调整为期望输入变量。在一个实施例中，所述两个(或更多个)输入变量优选地是期望操作频率和期望输入电流并且所述两个对应变量优选地是操作频率和输入电流。
如将在本文中更详细讨论的，PFC可以被配置成至少部分地根据基于对偏导数的估计的算法操作，所述算法可以使用偏导数求解一组等式。此类算法可以另外涉及用于使用可以根据以下等式确定的第一峰值电流“Ipeakh”、比率“a”和第二峰值电流“Ipeakl”来驱动开关转换器单元的步骤或操作：Ipeakl＝F(a，Ipeakh)。
另外，处理单元可以接收两个误差信号：第一误差信号，所述第一误差信号是期望切换频率与所测量切换频率之差；第二误差信号，所述第二误差信号是期望平均输入电流与所测量平均输入电流之差。然后处理单元可以基于接收到的误差信号输出第一峰值电流“Ipeakh”和比率“a”。还公开了元件，所述元件可以通过计算BCM(＝CCM/DCM边界)的频率将操作模式限制为DCM并且可以另外限制期望切换频率。另外，PFC可以包括例如升压转换器、无桥式PFC和交错式升压转换器等元件。注意，如本文所使用的，术语PFC、“PFC电路”、功率因数校正器和功率因数校正器电路可以互换使用，以指代相同或类似的未来。
因此，图7示出了流程图，所述流程图描绘了PFC电路的控制方法的逻辑操作，其中可以满足期望输入电流(例如，切换周期内的平均电流)和期望频率。在图7中描绘的实施例中，这两个参数可以彼此独立地设置。然后，期望输入电流可以使用例如如在本文更详细地讨论的倍增器方法来定义。
如图7所示，可以通过市电调节回路(图7中未示出)提供“控制”信号282，以生成信号“k2”作为倍增器的输入。瞬时电压284(“Vmains”)与控制信号282一起可以经受如框286处所指示的电压补偿操作(即，“Vbus”补偿框)，结果可以是如箭头288所指示的“k2”信号的输出。注意，参数“k2”(在一些例子中也称为“K2”)涉及输入控制电平。
从控制到“k2”的变换可以包括在框286处所描绘的市电电压补偿操作。然后，从框286输出的参数“k2”可以如在框292处所描绘的通过由箭头290表示的瞬时“Vmains”电压而倍增，以获得如在箭头296处指示的PFC的期望输入电流形状“Idesired”。在框300处描绘了PFC。“Idesired”输入可以具有适当的形状，以满足功率因数要求。
注意，PFC还可以接收如在箭头298处示出的期望开关频率(“Fswitch_desired”)和如由箭头294所指示的市电峰值电压(“Vmainspeak2”)作为输入。所产生的输出302可以是市电半周期内的平均值。图7中示出的等式304描述了平均输出电流(“Iout_av”)。
注意，如本文所利用的术语“市电(mains、mains power、mains electricity)”等可以涉及通用AC电力供应。这是可以递送到例如家庭和企业的电功率的形式，并且可以呈消费者在将家用电器、电视和电灯等插入到壁式插座中时使用的电功率的形式。在英国和加拿大，通常使用术语“市电(mains electricity)”，而美国则用如电网电力、壁式电力和家庭电力等术语来指代市电(main)、市电(mains power)、市电电压或市电(mainselectricity)。
图8描绘了表示在DCM下操作的PFC的输入电流(忽略寄生振铃效应)的波形320。在初级冲击期间达到期望电流“Ipeakh”之后，电流可以在次级冲击结束时降回到零。注意，在图8所示的波形320中，“初级+次级”冲击的持续时间可以缩放到为1的值。然后，因数“a”可以被定义为“初级+次级”冲击与总周期时间之比(＝1/Fswitch)。
频率Fbcm(即，BCM频率)可以被定义为将会在以下情况下发生的频率：在给定“Ipeakh”处，系统将会被迫在BCM(边界导电模式)下操作。
Figure BDA0002558028510000121
然而可以如等式(2)所示计算出切换周期内的平均电流“Iav_in”：
Figure BDA0002558028510000122
基于切换频率“Fswitch”的等式，此概念可以对如图9所示的CCM操作扩展，图9描绘了PFC的示例波形330，其中切换频率的同一等式可以用于DCM操作和CCM操作。采用所提出的“Ipeakh”、“Ipeakl”和“a”之间的关系，切换频率的同一等式可以用于DCM操作和CCM操作。例如，如果a＝0.5，则可能需要Ipeakl＝Ipeakh(0.5)，这可以使得Fswitch＝Fbcm/0.5。一般来说，对于a＜1，在CCM下等式(3)、等式(4)和等式(5)可以如下得出：
Ipeakl＝Ipeakh-(1-a) (3)
Figure BDA0002558028510000131
Figure BDA0002558028510000132
图10描绘了可以遵循期望峰值电流的PFC系统340的框图。PFC系统340通常包括处理单元342，所述处理单元342接收如箭头346处所示的峰值电流“Ipeakh”连同如箭头348所指示的期望电流“Iin_desired”作为输入。处理单元342可以输出如箭头350处所示的峰值电流“ipeakl”和如箭头352处所示的“a”，所述峰值电流“ipeakl”和“a”然后可以作为输入馈送到开关转换器单元344，所述开关转换器单元344进而可以输出如箭头356处所示的切换频率“Fswitch”。箭头346处所示的输入峰值电流“ipeakh”与箭头352和350处分别示出的“a”和峰值电流“ipeakl”一起还可以是到开关转换器单元344的输入。
因此，在图10所示的实施例中，PFC系统340可以遵循期望峰值电流。也就是说，“Ipeakh”和“Iin_desired”可以表示期望输入。在此情况下，“Ipeakh”可以直接施加并且基于期望输入电流“Iin_desired”。可以计算“Ipeakl”和“a”的值，以获得“Iin_desired”值。然后，箭头处356指示的切换频率“Fswitch”可以产生于由开关转换器单元344执行的处理操作。
对于DCM操作，根据等式(2)(即，切换周期内的平均电流)，可以如以下等式(6)所示计算“a”的值：
Figure BDA0002558028510000141
其中等式(6)只对a＞＝1有效。在CCM中，等式(4)可以成立。这意味着“a”可以如等式(7)所示的来计算：
Figure BDA0002558028510000142
注意，等式(7)可以只对a＜＝1有效。
对于Iav_in＝0.5×Ipeakh，等式(6)和等式(7)可以提供相同的结果a＝1。因此，例如，基于期望电流“Ipeakh”和“Iav_in”值，可以计算出第一“adcm”。如果adcm＞1，则可以取adcm，否则可以计算“accm”并用作结果。图11描绘了曲线图360，所述曲线图360示出了指示对于Ipeakh＝1安培、2安培、3安培、4安培、5安培的a＝F(lav_in，Ipeakh)的计算出的结果的数据。
除了比率“a”，还可能需要计算峰值电流“Ipeakl”。对于Ipeakl＝F(a，Ipeakh)，以下等式成立：
Ipeakl＝0
如果a＞＝1
Ipeakl＝Ipeakh·(1-a)
如果0＜a＜1
图12描绘了曲线图370，所述曲线图370描绘了指示Ipeakl＝F(a，Ipeakh)的数据，其中根据图11可以确定a＝F(Iav_in，Ipeakh)。在此实施例中，切换频率可以是结果而非期望值。在PFC应用中，由于可听噪声产生，可能不允许可听范围内的切换频率。因此，当切换频率变得过低时，并不总是可能满足期望“Ipeakh”值。在此情况下，“Ipeakh”可以减小到切换频率的值可以仅在可听限制之上的值。
根据等式(1)，切换频率可以给定为：
Figure BDA0002558028510000143
对于Fbcm，可以得出等式(8)：
Figure BDA0002558028510000151
因此，基于等式(1)和等式(8)，可以推断出，“Fswitch”可以与“a”和“Ipeakh”成反比。因此，如果处于期望“Ipeakh”和“Iav_desired”处，则所产生的“Fswitch”低于可听限制，并且“Ipeakh”可以减小到使“Fswitch”保持在可听限制之上的值，如等式(9)所示：
Figure BDA0002558028510000152
然后，使用a＝F(Iav_in，Ipeakh)的等式(参见等式(6)和等式(7))，可以得出用于CCM操作和DCM操作的切换频率的等式，如以下等式(10)和等式(11)所示。
Figure BDA0002558028510000153
Figure BDA0002558028510000154
基于还在图11的曲线图360和“Ipeakh”的背景下描绘的公式a＝F(Iav_in，Ipeakh)，可以绘制图13中所示的曲线图380。也就是说，图13中的曲线图380描绘了“Iav_in”的水平，所述水平可以是切换频率下降到例如20khz的可听限制以下的水平。对于Ipeakh＝5A，在Iav_in＝1.5A时可能会越过此可听极限，而在2.5A时会出现CCM边界。另外，对于Ipeak＝4A，在Iav_in＝0.95A时可能会越过此可听极限，而在2A时会出现CCM边界。而且，对于Ipeak＝2A，在Iav_in＝0.24A时可能会越过此可听极限，而在1A时会出现CCM边界。
因此，在DCM模式下可能会出现可听限制。这意味着可以将等式(12)用于DCM操作：
Figure BDA0002558028510000161
根据等式(12)，清楚的是，切换频率可以取决于输入电压Vin和Vout以及电感Lind，并且可以取决于经过平方的平均输入电流“Iav_in”和平均峰值电流“Ipeakh”。这意味着“Ipeakh/sqrt(Iav_in)”可以是几乎恒定的。因此，当在给定的“Ipeakh水平”下减小平均输入电流“Iav_in”时，切换频率可以与平均输入电流“Iav_in”成正比，并且在一定水平下，切换频率可以变得可听。然后，通过降低“Ipeakh”，可以将切换频率保持在仅在可听限制之上的值，使得“Iav_in/Ipeakh2”保持恒定。因此，可以实施其中可以基于“Fswitch”与“Fswitch_lim”的比率将期望“Ipeakh”值乘以校正因数(参见图14)的一个实施例。
图14描绘了PFC系统390的框图，所述PFC系统390可以包括相对于处理单元342和开关转换器单元344的校正元件392。注意，在图14和图10中，相同或相似的部件或元件通常由相同的附图标记指示。因此，图14所示的实施例是图10中描绘的实施例的替代版本。
如图14所示，如箭头348处所示的期望输入电流“lin_desired”可以输入到处理单元342。PFC系统390还可以包括倍增器392，所述倍增器392可以将如箭头396处所示的从校正元件398输出的数据乘以如箭头391处所示的期望峰值电流“ipeakh_desired”。倍增器392的输出可以作为输入提供给如箭头346处所示的处理单元342。另外，此峰值电流“ipeakh”可以输入到开关转换器单元344。
处理单元的输出可以包括如箭头352处所示的“a”和如箭头350处描绘的“ipeakl”。因此，“ipeakh”、“a”和“ipeakl”可以如由箭头346、352和350分别指示的输入到开关转换器单元344。切换频率“Fswitch”可以从如箭头356处所示的开关转换器单元356输出，并且然后馈送作为校正元件392的输入。另外，切换频率“Fswitch_lim”可以作为如箭头394处所示的校正元件392的输入提供。因此，可以基于“Fswitch”与“Fswitch_lim”的比率将期望“Ipeakh”值乘以校正因数。
对于Fswitch＞Fswitch_lim，校正因数为1。对于低于Fswitch_limit的Fswitch，校正电路可以输出校正因数(例如，校正信号)，以减小期望峰值电流“Ipeakh_desired”的值，使得切换频率变得更接近频率开关限制——Fswitch_limit值。因此，可以如以下等式(13)所示对校正因数进行定义：
Figure BDA0002558028510000171
其中参数α可以表示0与1之间的常数。校正因数的优选值等于α＝0.5，给出校正＝0.5×(1+Fswitch/Fswitch_lim)。与平均输入电流“Iav_in”的线性影响相比，可以将比率Fswitch_lim/Fswitch的影响减小因数0.5，以将峰值电流“Ipeakh”对切换频率的二次影响考虑在内。
因此，例如，如果处于峰值电流“Ipeakh”时，会出现19kHz的期望频率，而Fswitch_lim＝20kHz，比率Fswitch/Fswitch_lim＝19/20＝0.95。然后，校正元件392的输出可以为0.5×(1+0.95)＝0.975。因此，经过调整的“Ipeakh”可以为原始值的0.975倍。这意味着根据等式(12)，下一周期的切换频率可以为1/0.9752×19kHz＝19.99kHz。因此，此过程可以几乎用无差拍反应(deadbeat response)会聚。
除了将切换频率限制到最小值之外，可以使用图14的原理将切换频率限制到最大值。在此情况下，可以基于以类似方式由“Fswitch”和最大切换频率“Fswitch_max”得出的校正信号通过倍增将“Ipeakh”水平增加到期望水平之上(参见图15)。
图15描绘了PFC系统400的框图，所述PFC系统400可以包括相对于处理单元342和开关转换器单元344的校正元件392，所述校正元件392可以使用如箭头395处所示的最大切换频率“Fswitch_max”。注意，在图14-15和图10中，相同的部件或元件可以用相同的附图标记指示。图15所示的配置与图14所示的布置之间的主要差别在于包括了由箭头395指示的最大切换频率“Fswitch_max”。在图5所示的配置中，可以将最大切换频率“Fswitch_max”输入到校正元件392。
图16描绘了PFC系统401的框图，所述PFC系统可以包括相对于处理单元342和开关转换器单元344的校正元件392。PFC系统401可以包括使用最小切换频率。
注意，在图14-16和图10中，相同或相似的部件或元件通常由相同的附图标记指示。因此，图14-16所示的实施例是图10中描绘的实施例的替代版本。为了简洁起见，图14和15中所示的所有元件例如在此将不再重复。图16中所示的PFC系统401与图15中所示的PFC系统401之间的一个差别例如可以是包括了如箭头397处所示的最小切换频率Fswitch_min。
当出现最大切换频率时，系统可以处于DCM操作或CCM操作中。在CCM操作中，根据等式(11)，“Fswitch”与平均输入电流“Iav_in”之间的关系可能变得更加复杂。通过将“Vin”、“Vout”和“Lind”置于常数k1下，可以针对CCM操作实施等式(14)：
Figure BDA0002558028510000181
所述等式(14)可以被简化为等式(15)：
Figure BDA0002558028510000182
在此，用于提供校正项的相同原理可以任选地与不同的α一起使用，但是并非在可以实现无差拍反应的所有情况下均可以使用。
根据等式(12)，“Ipeak”与“Fswitch”之间的关系还可以包括可以包含输入电压“Vin”和输出电压“Vout”的因数。特别是在接近市电电压的过零点时，“Vin”的相对变化会从周期到周期而变得更大。这意味着，当市电电压降低时，计算出的校正因数可以促进低于期望切换频率。
在图16所示的实施例中，开关转换器单元344可以以最小硬频率限制或受限硬频率限制(见箭头397)操作，以防止切换频率变得低于最小频率，即使在输入(即，Ipeakh、Ipeakl、a)可能导致较低频率时。
对于某些应用，可能期望将PFC保持在DCM操作中。图17描绘了数据的曲线图410，所述数据指示对包括为25khz的示例频率限制和20kHz的示例硬最小频率的实施例的模拟。
期望峰值电流“Ipeakh_desired”可以适时减小到频率能够增加到最小频率之上的值。通过另外降低期望峰值电流“Ipeak_desired”，系统可以继续产生期望输入电流。这意味着，在低于“Ipeak_desired”的某个值时，“Ipeakl”可以变得大于0，以实现期望输入电流。这也意味着因数“a”可以变得小于1。
根据一个示例实施例，可以通过本地回路将“Ipeakh”值限制到最小值，所述本地回路感测“a”的实际值并且增加“Ipeakh”直到a＜b的情况出现，其中b为常数，所述常数优选地选择为大约1.1。这确保了系统可以以一定的裕度保持处于DCM操作中，从而保持谷值切换。
除了标准PFC之外，实施例还可以与其它PFC拓扑，例如，交错式PFC或无桥式升压PFC结合使用。
图18描绘了可以根据实施例实施的交错式PFC电路480的示意图。PFC电路480可以包括两个可以彼此并联布置的电感器482(LB1)和电感器484(LB2)。电感器482可以耦接到二极管498(DB1)和晶体管494(Q1)。电感器484可以连接到晶体管496(Q2)和二极管500(DB2)。二极管498和二极管500可以另外耦接到电容器502。晶体管494和496还可以连接到电容器502。PFC电路480可以另外包括二极管486(D1)和二极管490(D4)以及二极管488(D2)和492(D3)。
二极管486和490可以耦接到电感器482和电感器484。二极管488和492可以分别连接到二极管486和490，并且还可以彼此连接并且连接到晶体管494和496以及电容器502。可以在如图18所示的二极管486、488与490、492之间的接口处输入AC电压VAC。可以在电容器502处进行PFC电路480的输出。
图19描绘了可以根据另一实施例实施的无桥式升压PFC电路510的示意图。图19所示的无桥式升压PFC电路510可以包括两个二极管516(D1)和518(D2)，所述两个二极管516(D1)和518(D2)彼此耦接并且耦接到电容器528(Co)和电阻器530(Ro)。电容器528和电阻器530可以彼此并联布置。晶体管520(Q1)可以与二极管521并联实施，并且晶体管524(Q2)可以与二极管523并联布置。二极管516可以耦接到晶体管520和二极管521，而二极管518可以耦接到晶体管524和二极管523。无桥式升压PFC电路510可以另外包括可以连接到二极管516和晶体管520以及二极管521并且还可以连接到AC电压源514(“AC线路”)的电感器512(“Lo”)。二极管518可以另外耦接到晶体管524和二极管523，并且还可以耦接到AC电压源516。对于PFC电路480和无桥式升压PFC电路510，可以感测电感器电流并且控制功率。
所公开实施例可以提供许多独特特征和优点。例如，所公开方法可以用于实施PFC和所使用的方法，所述PFC在定义了两个或更多个期望输入变量的DCM或CCM操作中操作，所述方法负责调整PFC中的对应变量以调整为期望输入变量。在一些示例实施例中，所述两个输入变量组成期望峰值电流和期望输入电流并且所述两个对应变量是峰值电流和输入电流。
另外，如本文所讨论的，一种方法可以基于对偏导数的估计并使用偏导数对一组两个等式求解而使用。此方法可以另外涉及根据期望峰值电流施加第一峰值电流(“Ipeakh”)、基于第一峰值电流和期望输入电流(“Iin_desired”)计算第二峰值电流(“Ipeakl”)、计算比率(“a”)以及使用所述所应用和计算出的值驱动开关转换器单元。
另外，在一些实施例中，可以使用所测量操作频率和频率下限确定校正因数，所述校正因数用于将期望第一峰值电流调整为使得所产生的切换频率更好地符合频率下限的值。
还可以使用所测量操作频率和频率上限来确定校正因数。所述校正因数可以用于将期望第一峰值电流调整为使得所产生的切换频率更好地符合频率上限的值。
另外，在一些实施例中，可以使用硬最小操作频率。而且，可以通过本地回路将峰值电流值Ipeakh限制到最小值，所述本地回路感测转换器在DCM下操作了多远并且增加Ipeakh，直到一定量的DCM操作得以保持的情况出现。在一些实施例中，开关转换器单元344可以包括例如升压转换器、无桥式PFC或交错式升压转换器。
因此，所公开方法可以使用偏导数来对方程组求解。基于图10可以理解的是，“Ipeakh”和“I_desired”可以是输入，并且处理单元342可以计算所产生的因数“a”，以满足“Ipeakh”和“I_desired”。可以采用两个等式来计算“a”。等式(6)可以用于DCM操作，并且等式(7)可以用于CCM操作。如果“a”是基于CCM等式计算的，那么所产生的“a”应为＜1，并且对于DCM等式，a＞1。如果使用CCM等式时a＞1，那么这意味着所述等式可能无效，并且应当使用另一个等式。这同样适用于DCM等式。因此，在此基础上，可以计算所产生的“a”和“Ipeakl”水平。对于DCM操作，Ipealk＝0，并且对于CCM，Ipeakl＝Ipeakl×(1-a)。这基本上是图10所描绘的处理单元342的功能。以上描述基本上覆盖了所公开方法的第一部分。
可以参考图14、图15和图16对所公开方法的第二部分进行解释，所述图14、图15和图16指示当操作频率太大或太小时，可以采取另外的措施来降低或增加“Ipeakh”。在仍保持“Iin_desired”的同时降低或增加“Ipeakh”可以保持期望输入电流，同时将切换频率移位到期望较低值或较高值。
除了在切换频率在范围之外(例如，图15太大或图16太小)时起作用之外，可以将切换频率调节到期望值(例如，图14)。因此，可以使用校正项校正＝0.5×(1+Fswitch/Fswitch_lim)。例如，当Fswitch与期望值偏离2％时，此校正将Ipeakh调整1％。
为了弄清楚为什么可以使用此因数0.5×(1+Fswitch/Fswitch_lim)而非例如因数Fswitch/Fswitch_lim(当Fswitch与期望值偏离1％时，这会给定ipeakh 1％的变化)，可以使用等式(12)和等式(14)来描述在CCM和DCM下在升压转换器模型的给定期望输入电流处频率与峰值电流之间的关系。这些等式可以表明，在DCM下，在频率与Ipeakh(等式12)之间存在二次关系。当“Ipeakh”改变1％时，例如，频率可以改变2％，这可以解释对使用具有相反行为的校正项的需要，所述校正项可以防止过度反应和不稳定性。
所公开实施例提供了优于常规方法的许多优点。例如，使用常规方法，虽然可以配置CCM PFC或DCM PFC，但不能将所述常规方法组合以在相同市电半周期内针对DCM操作和CCM操作两者对PFC进行配置。所公开方法解决了此问题。
通过所公开实施例可以克服的其它问题或缺点包括以下事实：回路增益和动态行为在CCM和DCM下对于PFC可以不同。这使得定义封闭回路并获得动态性能变得更加复杂。所公开实施例可以提供此问题的解决方案。另外，所公开实施例可以提供对于占空比＞50％可能在CCM下发生的潜在不稳定性(短的长周期)的解决方案。
所公开实施例另外可以提供一种对源自以下事实的问题的解决方案：BCM下的操作频率在市电半周期的一部分期间可能导致不期望的大频率。这些问题可以通过使用因数“a”和峰值电流“Ipeak”的组合结合用于计算所产生的“Ipeak”的方法来克服，从而使期望解决方案符合与PFC的切换周期的定时相关的计算。
所公开实施例可以在如电源等功率电平超过大约300瓦、电压负载的范围介于低百分比电压负载到满负载之间的应用中实施，其中可能需要结合THD要求的PFC功能。此些应用的例子包括用于游戏控制台的电源以及具有较高功率的PC台式机。
尽管以特定顺序说明和描述了本文中的一种和多种方法的操作，但是可以改变每种方法的操作的顺序，使得某些操作可以以相反的顺序执行，或者使得某些操作可以至少部分地与其它操作同时执行。在另一个实施例中，不同操作的指令或子操作可以以间歇性和/或交替的方式实施。
还应当指出的是，本文中描述的方法的操作和元素中的至少一些操作和元件可以使用存储在计算机可用存储介质上供计算机执行的软件指令来实施。例如，计算机程序产品的实施例包括用于存储计算机可读程序的计算机可用存储介质。
计算机可用或计算机可读存储介质可以是电子、磁性、光学、电磁、红外或半导体系统(或设备或装置)。非暂时性计算机可用和计算机可读存储介质的例子包括半导体或固态存储器、磁带、可移除计算机磁盘、随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、刚性磁盘和光盘。光盘的当前例子包括压缩盘只读存储器(CD-ROM)、压缩盘读/写(CD-R/W)和数字视盘(DVD)。
可替换的是，本发明的实施例和其元件可以完全以硬件或以含有硬件元件和软件元件的实施方案实施。在使用软件的实施例中，软件可以包括但不限于固件、常驻软件、微代码等。
尽管已经描述和说明了本发明的具体实施例，但是本发明不应限于如此描述和说明的具体部件形式或布置。本发明的范围将由在此所附权利要求及其等效物限定。

Claims (10)

1.一种功率因数校正器电路，其特征在于，包括：
功率因数校正器，其中对所述功率因数校正器定义了至少两个输入变量，其中所述至少两个输入变量包括峰值电流和期望输入电流；
处理器，所述处理器关于对所述功率因数校正器定义的所述至少两个输入变量选择所述功率因数校正器中的对应变量，并且其中所述对应变量包括峰值电流和输入电流，并且其中所述功率因数校正器中的所述对应变量调整为所述至少两个输入变量以允许所述功率因数校正器在导电模式下操作。
2.根据权利要求1所述的功率因数校正器电路，其特征在于，所述导电模式包括以下中的至少一种：DCM(断续导电模式)和CCM(连续导电模式)。
3.根据权利要求1所述的功率因数校正器电路，其特征在于，另外包括开关转换器单元，所述开关转换器单元与所述处理器通信，其中：
根据所述峰值电流施加第一峰值电流；
基于所述第一峰值电流和所述输入电流计算第二峰值电流；
基于所述第一峰值电流和所述第二峰值电流计算因数；并且
在下一初级冲击开始时基于初级和次级冲击的所测量持续时间以及所述因数使用所述第一峰值电流和所述第二峰值电流驱动所述开关转换器单元。
4.根据权利要求3所述的功率因数校正器，其特征在于，所测量操作频率和频率上限确定能操作以将所述第一峰值电流调整为产生符合频率上限的切换频率的值的校正因数。
5.根据权利要求4所述的功率因数校正器，其特征在于，使用最小操作频率来确定所述校正因数。
6.根据权利要求3所述的功率因数校正器，其特征在于，所述开关转换器单元包括以下中的至少一种：升压转换器电路、无桥式功率因数校正器电路和交错式升压转换器电路。
7.一种功率因数校正器电路，其特征在于，包括：
功率因数校正器，其中对所述功率因数校正器定义了至少两个输入变量，其中所述至少两个输入变量包括峰值电流和输入电流；
处理器，所述处理器关于对所述功率因数校正器定义的所述至少两个输入变量选择所述功率因数校正器中的对应变量，并且其中所述对应变量包括峰值电流和输入电流，并且其中所述功率因数校正器中的所述对应变量调整为所述至少两个输入变量以允许所述功率因数校正器在导电模式下操作，所述导电模式包括DCM(断续导电模式)和CCM(连续导电模式)中的至少一种。
8.一种操作功率因数校正器电路的方法，其特征在于，所述方法包括：
对功率因数校正器定义至少两个输入变量，其中所述至少两个输入变量包括峰值电流和输入电流；
关于对所述功率因数校正器定义的所述至少两个输入变量选择所述功率因数校正器中的对应变量，其中所述对应变量包括峰值电流和输入电流；以及
将所述功率因数校正器中的所述对应变量调整为所述至少两个输入变量以允许所述功率因数校正器在导电模式下操作。
9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述导电模式包括以下中的至少一种：DCM(断续导电模式)和CCM(连续导电模式)。
10.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，另外包括：
根据所述峰值电流施加第一峰值电流；
基于所述第一峰值电流和所述输入电流计算第二峰值电流；
基于所述第一峰值电流和所述第二峰值电流计算因数；以及
在下一初级冲击开始时基于初级和次级冲击的所测量持续时间以及所述因数使用所述第一峰值电流和所述第二峰值电流驱动所述开关转换器单元。
CN202010600841.1A 2019-06-28 2020-06-28 具有断续导电模式和连续导电模式的功率因数校正器电路 Pending CN112152441A (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US16/457,819 2019-06-28
US16/457,819 US10734888B1 (en) 2019-06-28 2019-06-28 Power factor corrector circuit with discontinuous and continuous conduction modes based on desired peak and input currents

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN112152441A true CN112152441A (zh) 2020-12-29

Family

ID=71838632

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202010600841.1A Pending CN112152441A (zh) 2019-06-28 2020-06-28 具有断续导电模式和连续导电模式的功率因数校正器电路

Country Status (2)

Country Link
US (1) US10734888B1 (zh)
CN (1) CN112152441A (zh)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113452271B (zh) * 2020-03-25 2022-09-06 台达电子企业管理（上海）有限公司 一种电源控制方法
TWI746259B (zh) * 2020-06-02 2021-11-11 立錡科技股份有限公司 返馳式電源轉換電路及其轉換控制電路與控制方法
US11626794B2 (en) * 2021-03-17 2023-04-11 Nxp Usa, Inc. Frequency compensation gain loss for a power converter supporting CCM , BCM, and DCM

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2330727B1 (en) 2009-11-30 2017-08-02 Nxp B.V. Method of controlling a PFC stage operating in boundary conduction mode
US8351232B2 (en) 2009-12-28 2013-01-08 Nxp B.V. Power factor corrector with high power factor at low load or high mains voltage conditions
US8937469B2 (en) * 2012-10-09 2015-01-20 Delta-Q Technologies Corp. Digital controller based detection methods for adaptive mixed conduction mode power factor correction circuit
US9166485B2 (en) * 2013-03-11 2015-10-20 Cirrus Logic, Inc. Quantization error reduction in constant output current control drivers
CN103151912B (zh) 2013-03-21 2015-05-06 成都芯源系统有限公司 一种功率因数校正电路及其控制电路和控制方法
CN103916004B (zh) * 2014-04-22 2017-03-08 成都芯源系统有限公司 一种功率因数校正电路及其控制电路和控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
US10734888B1 (en) 2020-08-04

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Singh et al. Power factor corrected zeta converter based improved power quality switched mode power supply
Lai et al. A family of continuous-conduction-mode power-factor-correction controllers based on the general pulse-width modulator
Mather et al. A simple digital power-factor correction rectifier controller
US10536068B2 (en) Hybrid feedforward control architecture and related techniques
Ki et al. Implementation of an efficient transformerless single-stage single-switch AC/DC converter
JP2008504800A (ja) 高周波部分ブースト力率補正制御回路およびその方法
WO2011030640A1 (ja) Ｐｆｃコンバータ
CN112152440A (zh) 断续导电模式和连续导电模式的功率因数校正器电路
CN112152441A (zh) 具有断续导电模式和连续导电模式的功率因数校正器电路
JP6217340B2 (ja) 電源装置
Kanaan et al. Design, study, modelling and control of a new single-phase high power factor rectifier based on the single-ended primary inductance converter and the Sheppard–Taylor topology
CN112152443A (zh) 开关模式电力供应器处的电力因子校正
US7088079B2 (en) Active power factor correction
EP2599204A1 (en) Line current waveshaping
US11095206B2 (en) AC-DC converter with boost front end having flat current and active blanking control
Lin et al. Digital control of boost PFC AC/DC converters with low THD and fast dynamic response
Siu et al. Analysis and experimental evaluation of single-switch fast-response switching regulators with unity power factor
CN112152442A (zh) 具有dcm/ccm算法的功率因数校正器电路
CN117501604A (zh) 一种用于宽输入/输出电压调节的充电器
Jayachandran et al. Improved power quality buck boost converter for SMPS
Yu et al. Design of an AC-DC and DC-DC interleaved PWM controller for switching power supply
Fiorentino et al. Improving the light load efficiency and THD of PFC converters using a Line Cycle Skipping method
Rajini A novel control scheme to improve the spectral quality of a single-phase bridgeless boost rectifier
Karaarslan et al. The Comparison of Average and Hysteresis Current Mode Control Technique of Single-Phase Boost Power Factor Correction Converter
Khin et al. Design and Simulation of Power Factor Correction Boost Converter using Hysteresis Control

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination