JP3495295B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- JP3495295B2 JP3495295B2 JP19264499A JP19264499A JP3495295B2 JP 3495295 B2 JP3495295 B2 JP 3495295B2 JP 19264499 A JP19264499 A JP 19264499A JP 19264499 A JP19264499 A JP 19264499A JP 3495295 B2 JP3495295 B2 JP 3495295B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は，ＤＣ−ＤＣコンバ
ータに関し，特にスイッチング時の損失を低減するもの
に関する。
ータに関し，特にスイッチング時の損失を低減するもの
に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＤＣ−ＤＣコンバータは，例えば電子回
路駆動用，通信用電源，バッテリ充電装置，アーク溶接
機，プラズマ切断機，プロジェクタ用直流電源，めっき
用直流電源などに使用される。従来，この種のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータには図９に示すものがあった。
路駆動用，通信用電源，バッテリ充電装置，アーク溶接
機，プラズマ切断機，プロジェクタ用直流電源，めっき
用直流電源などに使用される。従来，この種のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータには図９に示すものがあった。
【０００３】Ｅは直流電源で通常，商用電源を整流し平
滑して形成される。直流電源Ｅの出力には直列回路１
１，１３が並列に接続されている。直列回路１１は，ス
イッチング素子，例えばＩＧＢＴＳ１１と，高周波変圧
器Ｔ１１の一次巻線Ｔ１１ｐと，スイッチング素子，例
えばＩＧＢＴＳ１２とが直列に接続されている。さら
に，１次巻線Ｔ１１ｐとＩＧＢＴＳ１２のコレクタの接
続点にアノードが，また，直流電源Ｅの＋端子Ａにカソ
ードが接続されたダイオードＤ１１が設けられ，ＩＧＢ
ＴＳ１１のエミッタと１次巻線Ｔ１１ｐとの接続点にカ
ソードが，直流電源Ｅの−端子Ｂにアノードが接続され
たダイオードＤ１２が設けられている。
滑して形成される。直流電源Ｅの出力には直列回路１
１，１３が並列に接続されている。直列回路１１は，ス
イッチング素子，例えばＩＧＢＴＳ１１と，高周波変圧
器Ｔ１１の一次巻線Ｔ１１ｐと，スイッチング素子，例
えばＩＧＢＴＳ１２とが直列に接続されている。さら
に，１次巻線Ｔ１１ｐとＩＧＢＴＳ１２のコレクタの接
続点にアノードが，また，直流電源Ｅの＋端子Ａにカソ
ードが接続されたダイオードＤ１１が設けられ，ＩＧＢ
ＴＳ１１のエミッタと１次巻線Ｔ１１ｐとの接続点にカ
ソードが，直流電源Ｅの−端子Ｂにアノードが接続され
たダイオードＤ１２が設けられている。
【０００４】直列回路１３はスイッチング素子，例えば
ＩＧＢＴＳ１３と，高周波変圧器Ｔ１３の１次巻線Ｔ１
３ｐと，スイッチング素子，例えばＩＧＢＴＳ１４が直
列に接続されている。さらに１次巻線Ｔ１３ｐとＩＧＢ
Ｔ１４のコレクタの接続点にアノードが、また，直流電
源Ｅの＋端子Ａにカソードが接続されたダイオードＤ１
３が設けられ，ＩＧＢＴＳ１３のエミッタと１次巻線Ｔ
１３ｐの接続点にカソードが，直流電源Ｅの−端子Ｂに
アノードが接続されたダイオードＤ１４が設けられてい
る。
ＩＧＢＴＳ１３と，高周波変圧器Ｔ１３の１次巻線Ｔ１
３ｐと，スイッチング素子，例えばＩＧＢＴＳ１４が直
列に接続されている。さらに１次巻線Ｔ１３ｐとＩＧＢ
Ｔ１４のコレクタの接続点にアノードが、また，直流電
源Ｅの＋端子Ａにカソードが接続されたダイオードＤ１
３が設けられ，ＩＧＢＴＳ１３のエミッタと１次巻線Ｔ
１３ｐの接続点にカソードが，直流電源Ｅの−端子Ｂに
アノードが接続されたダイオードＤ１４が設けられてい
る。
【０００５】高周波変圧器Ｔ１１の２次巻線Ｔ１１ｓの
一方の端子には，高周波電圧を整流するダイオードＤ１
５のアノードが接続され，高周波変圧器Ｔ１３の２次巻
線Ｔ１３ｓの一方の端子には高周波電圧を整流するダイ
オードＤ１６のアノードが接続されている。両ダイオー
ドＤ１５，Ｄ１６のカソードは相互に接続され，さらに
平滑用リアクトルＬ１１の一方の端子に接続されてい
る。リアクトルＬ１１の他方の端子は平滑用コンデンサ
Ｃ１１の一方の端子に接続されるとともに，負荷Ｌｏに
接続されている。また，両高周波変圧器Ｔ１１，Ｔ１３
の２次巻線Ｔ１１ｓ，Ｔ１３ｓの他方の端子は相互に接
続されるとともに，コンデンサＣ１１の他方の端子と負
荷Ｌｏに接続されている。さらに、ダイオードＤ１５の
カソードと２次巻線Ｔ１１ｓの他方の端子との間には環
流ダイオードＤ１７が接続されている。
一方の端子には，高周波電圧を整流するダイオードＤ１
５のアノードが接続され，高周波変圧器Ｔ１３の２次巻
線Ｔ１３ｓの一方の端子には高周波電圧を整流するダイ
オードＤ１６のアノードが接続されている。両ダイオー
ドＤ１５，Ｄ１６のカソードは相互に接続され，さらに
平滑用リアクトルＬ１１の一方の端子に接続されてい
る。リアクトルＬ１１の他方の端子は平滑用コンデンサ
Ｃ１１の一方の端子に接続されるとともに，負荷Ｌｏに
接続されている。また，両高周波変圧器Ｔ１１，Ｔ１３
の２次巻線Ｔ１１ｓ，Ｔ１３ｓの他方の端子は相互に接
続されるとともに，コンデンサＣ１１の他方の端子と負
荷Ｌｏに接続されている。さらに、ダイオードＤ１５の
カソードと２次巻線Ｔ１１ｓの他方の端子との間には環
流ダイオードＤ１７が接続されている。
【０００６】これによりＩＧＢＴＳ１１，Ｓ１２，高周
波変圧器Ｔ１１，ダイオードＤ１１，Ｄ１２により２石
フォワードコンバータが形成され，ＩＧＢＴＳ１３，Ｓ
１４，高周波変圧器Ｔ１３，ダイオードＤ１３，Ｄ１４
により２石フォワードコンバータが形成される。
波変圧器Ｔ１１，ダイオードＤ１１，Ｄ１２により２石
フォワードコンバータが形成され，ＩＧＢＴＳ１３，Ｓ
１４，高周波変圧器Ｔ１３，ダイオードＤ１３，Ｄ１４
により２石フォワードコンバータが形成される。
【０００７】そして，ＩＧＢＴＳ１１とＳ１２とを同時
に，また，ＩＧＢＴＳ１３とＳ１４とを同時にオンさせ
る。この時ＩＧＢＴＳ１１とＳ１２がオン・オフするタ
イミングと，ＩＧＢＴＳ１３とＳ１４がオン・オフする
タイミングは電気角で１８０度ずらせている。ＩＧＢＴ
Ｓ１１とＩＧＢＴＳ１２がオンする期間に，また，ＩＧ
ＢＴＳ１３とＳ１４がオンする期間に，それぞれ高周波
変圧器Ｔ１１，Ｔ１３の１次巻線Ｔ１１ｐ，Ｔ１３ｐに
電圧を印加し，２次巻線Ｔ１１ｓ，Ｔ１３ｓに発生した
電圧をダイオードＤ１５，Ｄ１６によりそれぞれ整流
し，リアクトルＬ１１，コンデンサＣ１１によりリップ
ル成分を除去して，所望の直流電圧又は電流を得て，負
荷Ｌｏに印加している。
に，また，ＩＧＢＴＳ１３とＳ１４とを同時にオンさせ
る。この時ＩＧＢＴＳ１１とＳ１２がオン・オフするタ
イミングと，ＩＧＢＴＳ１３とＳ１４がオン・オフする
タイミングは電気角で１８０度ずらせている。ＩＧＢＴ
Ｓ１１とＩＧＢＴＳ１２がオンする期間に，また，ＩＧ
ＢＴＳ１３とＳ１４がオンする期間に，それぞれ高周波
変圧器Ｔ１１，Ｔ１３の１次巻線Ｔ１１ｐ，Ｔ１３ｐに
電圧を印加し，２次巻線Ｔ１１ｓ，Ｔ１３ｓに発生した
電圧をダイオードＤ１５，Ｄ１６によりそれぞれ整流
し，リアクトルＬ１１，コンデンサＣ１１によりリップ
ル成分を除去して，所望の直流電圧又は電流を得て，負
荷Ｌｏに印加している。
【０００８】ＩＧＢＴＳ１１ないしＳ１４を高周波でス
イッチングすることにより，高周波変圧器Ｔ１１，Ｔ１
３やリアクトルＬ１１，コンデンサＣ１１が小型になる
とともに，出力制御の応答性が高くなる。
イッチングすることにより，高周波変圧器Ｔ１１，Ｔ１
３やリアクトルＬ１１，コンデンサＣ１１が小型になる
とともに，出力制御の応答性が高くなる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかし，ＩＧＢＴＳ１
１，Ｓ１２，及びＩＧＢＴＳ１３，Ｓ１４のスイッチン
グ時，ＩＧＢＴに固有するスイッチング時間に起因した
スイッチング時の電圧，電流の重なりによる損失や，Ｉ
ＧＢＴの容量の充放電に伴う電力損失，変圧器の漏れイ
ンダクタンスに蓄積されたエネルギーの放出に伴う損失
がスイッチング損失となる。そして，ＩＧＢＴがＳ１１
ないしＳ１４を高周波でスイッチングすればするほどス
イッチング損失は増加し，装置の効率が著しく低下す
る。また，スイッチング素子の放熱に用いる放熱ファン
は大型になる。さらにスイッチング時，ノイズの発生が
大きくなりノイズフィルタを大きくする必要があった。
１，Ｓ１２，及びＩＧＢＴＳ１３，Ｓ１４のスイッチン
グ時，ＩＧＢＴに固有するスイッチング時間に起因した
スイッチング時の電圧，電流の重なりによる損失や，Ｉ
ＧＢＴの容量の充放電に伴う電力損失，変圧器の漏れイ
ンダクタンスに蓄積されたエネルギーの放出に伴う損失
がスイッチング損失となる。そして，ＩＧＢＴがＳ１１
ないしＳ１４を高周波でスイッチングすればするほどス
イッチング損失は増加し，装置の効率が著しく低下す
る。また，スイッチング素子の放熱に用いる放熱ファン
は大型になる。さらにスイッチング時，ノイズの発生が
大きくなりノイズフィルタを大きくする必要があった。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
めに，請求項１記載の発明は，直流電源の出力に直列接
続され高周波スイッチングする第１スイッチング素子及
び第２スイッチング素子と，上記第１スイッチング素子
と並列に接続され高周波スイッチングする第３スイッチ
ング素子と第１高周波変圧器との第１直列回路と，上記
第２スイッチング素子と並列に接続され第２高周波変圧
器と高周波スイッチングする第４スイッチング素子との
第２直列回路と，上記第１スイッチング素子の導電路と
逆並列に接続された第１環流素子と第１コンデンサと，
上記第２スイッチング素子の導電路と逆並列に接続され
た第２環流素子と第２コンデンサと，上記第３スイッチ
ング素子と第１高周波変圧器の１次巻線との接続点と，
上記直流電源の−端子間に接続された第３環流素子と，
第２高周波変圧器の１次巻線と上記第４スイッチング素
子との接続点と，上記直流電源の＋端子間に接続された
第４環流素子と，上記両高周波変圧器の２次巻線に発生
した電圧の整流出力が接続されるタップを有し，一方の
端子が負荷に接続される平滑リアクトルと，上記平滑リ
アクトルの他方の端子と負荷との間に接続される第７環
流素子とを備えたものである。
めに，請求項１記載の発明は，直流電源の出力に直列接
続され高周波スイッチングする第１スイッチング素子及
び第２スイッチング素子と，上記第１スイッチング素子
と並列に接続され高周波スイッチングする第３スイッチ
ング素子と第１高周波変圧器との第１直列回路と，上記
第２スイッチング素子と並列に接続され第２高周波変圧
器と高周波スイッチングする第４スイッチング素子との
第２直列回路と，上記第１スイッチング素子の導電路と
逆並列に接続された第１環流素子と第１コンデンサと，
上記第２スイッチング素子の導電路と逆並列に接続され
た第２環流素子と第２コンデンサと，上記第３スイッチ
ング素子と第１高周波変圧器の１次巻線との接続点と，
上記直流電源の−端子間に接続された第３環流素子と，
第２高周波変圧器の１次巻線と上記第４スイッチング素
子との接続点と，上記直流電源の＋端子間に接続された
第４環流素子と，上記両高周波変圧器の２次巻線に発生
した電圧の整流出力が接続されるタップを有し，一方の
端子が負荷に接続される平滑リアクトルと，上記平滑リ
アクトルの他方の端子と負荷との間に接続される第７環
流素子とを備えたものである。
【００１１】すなわち，請求項１の発明では，第１スイ
ッチング素子，第４スイッチング素子，第２高周波変圧
器，第２環流素子，第４環流素子とにより第１のフォワ
ードコンバータを動作させる。また，第２スイッチング
素子，第３スイッチング素子，第１高周波変圧器，第１
環流素子，第３環流素子とにより上記第１のフォワード
コンバータとほぼ１８０゜の位相差を持つ第２のフォワ
ードコンバータを動作させる。第１及び第２環流素子
は，それぞれ第１スイッチング素子と第２スイッチング
素子を０電圧でスイッチングさせる際の環流素子として
動作する。これにより第１及び第２スイッチング素子の
スイッチング時の損失は極めて小さい。
ッチング素子，第４スイッチング素子，第２高周波変圧
器，第２環流素子，第４環流素子とにより第１のフォワ
ードコンバータを動作させる。また，第２スイッチング
素子，第３スイッチング素子，第１高周波変圧器，第１
環流素子，第３環流素子とにより上記第１のフォワード
コンバータとほぼ１８０゜の位相差を持つ第２のフォワ
ードコンバータを動作させる。第１及び第２環流素子
は，それぞれ第１スイッチング素子と第２スイッチング
素子を０電圧でスイッチングさせる際の環流素子として
動作する。これにより第１及び第２スイッチング素子の
スイッチング時の損失は極めて小さい。
【００１２】また，タップを有する平滑リアクトルが，
高周波交流を整流した直流を平滑するとともに，第７環
流素子を介して負荷電流のエネルギーを環流させ，高周
波変圧器の１次電流を励磁電流のみの小さい値とし，第
３及び第４スイッチング素子を０電流でスイッチングさ
せ，これにより第３及び第４スイッチング時の損失は極
めて小さくなる。
高周波交流を整流した直流を平滑するとともに，第７環
流素子を介して負荷電流のエネルギーを環流させ，高周
波変圧器の１次電流を励磁電流のみの小さい値とし，第
３及び第４スイッチング素子を０電流でスイッチングさ
せ，これにより第３及び第４スイッチング時の損失は極
めて小さくなる。
【００１３】請求項２記載の発明は，上記第１及び第２
の高周波変圧器が漏洩インダクタンスを有するものであ
る。
の高周波変圧器が漏洩インダクタンスを有するものであ
る。
【００１４】また，請求項３記載の発明は，第１，第２
の高周波変圧器の１次側又は２次側に小容量のリアクト
ルを有するものである。
の高周波変圧器の１次側又は２次側に小容量のリアクト
ルを有するものである。
【００１５】すなわち，請求項２及び請求項３では，第
３，第４スイッチング素子のターンオンは漏洩インダク
タンス，又は高周波変圧器の１次側又は２次側に設けら
れる小容量のリアクトルによって立ち上がりが長くな
り，０電流でターンオンする。これによって第３，第４
スイッチング素子のターンオン時のスイッチング損失は
低減される。
３，第４スイッチング素子のターンオンは漏洩インダク
タンス，又は高周波変圧器の１次側又は２次側に設けら
れる小容量のリアクトルによって立ち上がりが長くな
り，０電流でターンオンする。これによって第３，第４
スイッチング素子のターンオン時のスイッチング損失は
低減される。
【００１６】請求項４記載の発明は，上記両高周波変圧
器の２次巻線に発生した電圧をそれぞれ整流し，その出
力が加算されるように接続されたものである。
器の２次巻線に発生した電圧をそれぞれ整流し，その出
力が加算されるように接続されたものである。
【００１７】すなわち２つのフォワードコンバータの出
力電流を加算することにより，負荷に所望の電流を供給
することができる。
力電流を加算することにより，負荷に所望の電流を供給
することができる。
【００１８】請求項５記載の発明は，上記第４，第３ス
イッチング素子がオン，又はオフするタイミングを，そ
れぞれ第１，第２スイッチング素子がオン，又はオフす
るタイミングより遅らせるとともに，第１スイッチング
素子と第２スイッチング素子を相補的にオンオフ，スイ
ッチングさせ，第１スイッチング素子と第２スイッチン
グ素子のオンオフ切換時に第１，第２スイッチング素子
をともに短時間オフさせたものである。
イッチング素子がオン，又はオフするタイミングを，そ
れぞれ第１，第２スイッチング素子がオン，又はオフす
るタイミングより遅らせるとともに，第１スイッチング
素子と第２スイッチング素子を相補的にオンオフ，スイ
ッチングさせ，第１スイッチング素子と第２スイッチン
グ素子のオンオフ切換時に第１，第２スイッチング素子
をともに短時間オフさせたものである。
【００１９】第１スイッチング素子と第２スイッチング
素子が同時にオンすることがなく，直流電源の出力短絡
によるスイッチング素子の損傷を防止できる。
素子が同時にオンすることがなく，直流電源の出力短絡
によるスイッチング素子の損傷を防止できる。
【００２０】
【発明の実施の形態】本発明の１実施の形態のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータは図１に示すように構成されている。図１
においてＥは直流電源で通常商用電源を整流し，平滑し
て形成される。直流電源Ｅの出力端子Ａ，Ｂには第１及
び第２スイッチング素子，例えばＩＧＢＴＳ１とＩＧＢ
ＴＳ２とが直列に接続されている。また，ＩＧＢＴＳ１
及びＩＧＢＴＳ２にはそれぞれ第１，第２の直列回路
１，２が並列に接続されている。第１の直列回路１は第
３のスイッチング素子，例えばＩＧＢＴＳ３と第１の高
周波変圧器Ｔ１の１次巻線Ｔ１ｐとが直列に接続されて
いる。また，第２の直列回路２は第２の高周波変圧器Ｔ
２の１次巻線Ｔ２ｐと，第４のスイッチング素子，例え
ばＩＧＢＴＳ４とが直列に接続されている。
Ｃコンバータは図１に示すように構成されている。図１
においてＥは直流電源で通常商用電源を整流し，平滑し
て形成される。直流電源Ｅの出力端子Ａ，Ｂには第１及
び第２スイッチング素子，例えばＩＧＢＴＳ１とＩＧＢ
ＴＳ２とが直列に接続されている。また，ＩＧＢＴＳ１
及びＩＧＢＴＳ２にはそれぞれ第１，第２の直列回路
１，２が並列に接続されている。第１の直列回路１は第
３のスイッチング素子，例えばＩＧＢＴＳ３と第１の高
周波変圧器Ｔ１の１次巻線Ｔ１ｐとが直列に接続されて
いる。また，第２の直列回路２は第２の高周波変圧器Ｔ
２の１次巻線Ｔ２ｐと，第４のスイッチング素子，例え
ばＩＧＢＴＳ４とが直列に接続されている。
【００２１】上記ＩＧＢＴＳ１及びＳ２のコレクタ・エ
ミッタ導電路に逆並列に第１及び第２環流素子，例えば
ダイオードＤ１及びダイオードＤ２が接続され，さらに
第１及び第２コンデンサＣ１及びＣ２が並列に接続され
ている。また，ＩＧＢＴＳ３のエミッタと高周波変圧器
Ｔ１の１次巻線Ｔ１ｐとの接続点に，第３の環流素子，
例えばダイオードＤ３のカソードが接続され，直流電源
Ｅの−端子ＢにダイオードＤ３のアノードが接続されて
いる。高周波変圧器Ｔ２の１次巻線Ｔ２ｐとＩＧＢＴＳ
４のコレクタとの接続点に第４の環流素子，例えばダイ
オードＤ４のアノードが接続され，直流電源Ｅの＋端子
ＡにダイオードＤ４のカソードが接続されている。
ミッタ導電路に逆並列に第１及び第２環流素子，例えば
ダイオードＤ１及びダイオードＤ２が接続され，さらに
第１及び第２コンデンサＣ１及びＣ２が並列に接続され
ている。また，ＩＧＢＴＳ３のエミッタと高周波変圧器
Ｔ１の１次巻線Ｔ１ｐとの接続点に，第３の環流素子，
例えばダイオードＤ３のカソードが接続され，直流電源
Ｅの−端子ＢにダイオードＤ３のアノードが接続されて
いる。高周波変圧器Ｔ２の１次巻線Ｔ２ｐとＩＧＢＴＳ
４のコレクタとの接続点に第４の環流素子，例えばダイ
オードＤ４のアノードが接続され，直流電源Ｅの＋端子
ＡにダイオードＤ４のカソードが接続されている。
【００２２】高周波変圧器Ｔ１及びＴ２の２次巻線Ｔ１
ｓ及びＴ２ｓの一方の端子には，高周波電圧を整流する
第５及び第６のダイオードＤ５及びＤ６のアノードが接
続され，そのカソードは相互に接続されている。両ダイ
オードＤ５，Ｄ６のカソードは，タップを有する平滑用
第１リアクトルＬｄのタップＣに接続されている。リア
クトルＬｄの一方の端子は平滑用コンデンサＣｄの一方
の端子に接続されるとともに，負荷Ｌｏに接続されてい
る。また，上記リアクトルＬｄの他方の端子は第７の環
流素子，例えばダイオードＤ７のカソードに接続されて
いる。高周波変圧器Ｔ１及びＴ２の２次巻線Ｔ１ｓとＴ
２ｓの他方の端子は相互に接続され，上記ダイオードＤ
７のアノードに接続され，さらに平滑用コンデンサＣｄ
の他方の端子，負荷Ｌｏに接続されている。
ｓ及びＴ２ｓの一方の端子には，高周波電圧を整流する
第５及び第６のダイオードＤ５及びＤ６のアノードが接
続され，そのカソードは相互に接続されている。両ダイ
オードＤ５，Ｄ６のカソードは，タップを有する平滑用
第１リアクトルＬｄのタップＣに接続されている。リア
クトルＬｄの一方の端子は平滑用コンデンサＣｄの一方
の端子に接続されるとともに，負荷Ｌｏに接続されてい
る。また，上記リアクトルＬｄの他方の端子は第７の環
流素子，例えばダイオードＤ７のカソードに接続されて
いる。高周波変圧器Ｔ１及びＴ２の２次巻線Ｔ１ｓとＴ
２ｓの他方の端子は相互に接続され，上記ダイオードＤ
７のアノードに接続され，さらに平滑用コンデンサＣｄ
の他方の端子，負荷Ｌｏに接続されている。
【００２３】なお，図中２次巻線Ｔ１ｓ，Ｔ２ｓと直列
に接続されたＬｓ１，Ｌｓ２は，高周波変圧器Ｔ１，Ｔ
２の漏れインダクタンスである。高周波変圧器Ｔ１，Ｔ
２の漏れインダクタンスに代えて外付けに高周波変圧器
Ｔ１，Ｔ２の１次側又は２次側に挿入してもよい。
に接続されたＬｓ１，Ｌｓ２は，高周波変圧器Ｔ１，Ｔ
２の漏れインダクタンスである。高周波変圧器Ｔ１，Ｔ
２の漏れインダクタンスに代えて外付けに高周波変圧器
Ｔ１，Ｔ２の１次側又は２次側に挿入してもよい。
【００２４】次に，このＤＣ−ＤＣコンバータの動作に
ついて図２に基づいて説明する。図２に示す時刻ｔ０の
直前では，ＩＧＢＴＳ１，Ｓ４及びダイオードＤ６がオ
ンしており，ＩＧＢＴＳ４には図２（ｉ）に示す電流が
流れている。ＩＧＢＴＳ２，ＩＧＢＴＳ３及びダイオー
ドＤ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ７はオフの状態にある。
ついて図２に基づいて説明する。図２に示す時刻ｔ０の
直前では，ＩＧＢＴＳ１，Ｓ４及びダイオードＤ６がオ
ンしており，ＩＧＢＴＳ４には図２（ｉ）に示す電流が
流れている。ＩＧＢＴＳ２，ＩＧＢＴＳ３及びダイオー
ドＤ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ７はオフの状態にある。
【００２５】時刻ｔ０でＩＧＢＴＳ１に入力した駆動信
号が図２（ａ）で示すようにオフし，ＩＧＢＴＳ１がオ
フすると，高周波変圧器Ｔ２の１次巻線Ｔ２ｐに流れて
いた電流は直流電源Ｅ，コンデンサＣ１，１次巻線Ｔ２
ｐのルートと，１次巻線Ｔ２ｐ，ＩＧＢＴＳ４，コンデ
ンサＣ２，１次巻線Ｔ２ｐのルートに流れ，コンデンサ
Ｃ１は充電され，コンデンサＣ２は放電していく。コン
デンサＣ１の電圧Ｖｓ１は図２（ｅ）に示すように緩や
かに上昇し，コンデンサＣ２の電圧Ｖｓ２は図２（ｆ）
に示すように緩やかに減少する。コンデンサＣ１の電圧
Ｖｓ１が０から直流電源Ｅの電圧Ｅｉに達するまでの時
間を十分長くなるようにコンデンサＣ１とＣ２の値を選
定すると，ＩＧＢＴＳ１は０電圧でターンオフし，ＩＧ
ＢＴＳ１のターンオフ損失は極めて小さくなる。そして
高周波変圧器Ｔ２の２次巻線Ｔ２ｓに発生した電圧はダ
イオードＤ６により図２（ｌ）に示すように整流され，
リアクトルＬｄ，コンデンサＣｄを介して負荷Ｌｏに直
流電圧を印加する。
号が図２（ａ）で示すようにオフし，ＩＧＢＴＳ１がオ
フすると，高周波変圧器Ｔ２の１次巻線Ｔ２ｐに流れて
いた電流は直流電源Ｅ，コンデンサＣ１，１次巻線Ｔ２
ｐのルートと，１次巻線Ｔ２ｐ，ＩＧＢＴＳ４，コンデ
ンサＣ２，１次巻線Ｔ２ｐのルートに流れ，コンデンサ
Ｃ１は充電され，コンデンサＣ２は放電していく。コン
デンサＣ１の電圧Ｖｓ１は図２（ｅ）に示すように緩や
かに上昇し，コンデンサＣ２の電圧Ｖｓ２は図２（ｆ）
に示すように緩やかに減少する。コンデンサＣ１の電圧
Ｖｓ１が０から直流電源Ｅの電圧Ｅｉに達するまでの時
間を十分長くなるようにコンデンサＣ１とＣ２の値を選
定すると，ＩＧＢＴＳ１は０電圧でターンオフし，ＩＧ
ＢＴＳ１のターンオフ損失は極めて小さくなる。そして
高周波変圧器Ｔ２の２次巻線Ｔ２ｓに発生した電圧はダ
イオードＤ６により図２（ｌ）に示すように整流され，
リアクトルＬｄ，コンデンサＣｄを介して負荷Ｌｏに直
流電圧を印加する。
【００２６】コンデンサＣ１の電圧Ｖｓ１が図２（ｅ）
に示すように直流電源Ｅの電圧Ｅｉに達する時刻ｔ１に
なると，ダイオードＤ２がオンし，高周波変圧器Ｔ２の
１次巻線Ｔ２ｐ，ＩＧＢＴＳ４，ダイオードＤ２，１次
巻線Ｔ２ｐのルートに電流が流れる。このダイオードＤ
２がオンしている期間に図２（ｂ）に示すようにＩＧＢ
ＴＳ２に駆動信号を印加させる。
に示すように直流電源Ｅの電圧Ｅｉに達する時刻ｔ１に
なると，ダイオードＤ２がオンし，高周波変圧器Ｔ２の
１次巻線Ｔ２ｐ，ＩＧＢＴＳ４，ダイオードＤ２，１次
巻線Ｔ２ｐのルートに電流が流れる。このダイオードＤ
２がオンしている期間に図２（ｂ）に示すようにＩＧＢ
ＴＳ２に駆動信号を印加させる。
【００２７】今，高周波変圧器Ｔ２の２次巻線Ｔ２ｓに
発生する電圧をダイオードＤ６で整流した出力電圧Ｖｄ
は，Ｖｄ＝Ｎｌ・Ｅｏ，ここでＥｏは負荷Ｌｏに印加す
る電圧で，Ｎｌは平滑リアクトルＬｄのタップ比であ
り，Ｎｌ＝ｎ２／（ｎ１＋ｎ２）（ｎ１：一方の巻線Ｌ
ｄ１の巻数，ｎ２：他方の巻線Ｌｄ２の巻数）となるの
で，高周波変圧器Ｔ２の２次電流ｉ２はＮｌ・Ｅｏ／Ｌ
ｓ２と，時間との関数となる。漏れインダクタンスＬｓ
２は小さい値であり，その分２次電流ｉ２が０になるま
での時間は短い。２次電流が０になると，ダイオードＤ
６はオフになる。
発生する電圧をダイオードＤ６で整流した出力電圧Ｖｄ
は，Ｖｄ＝Ｎｌ・Ｅｏ，ここでＥｏは負荷Ｌｏに印加す
る電圧で，Ｎｌは平滑リアクトルＬｄのタップ比であ
り，Ｎｌ＝ｎ２／（ｎ１＋ｎ２）（ｎ１：一方の巻線Ｌ
ｄ１の巻数，ｎ２：他方の巻線Ｌｄ２の巻数）となるの
で，高周波変圧器Ｔ２の２次電流ｉ２はＮｌ・Ｅｏ／Ｌ
ｓ２と，時間との関数となる。漏れインダクタンスＬｓ
２は小さい値であり，その分２次電流ｉ２が０になるま
での時間は短い。２次電流が０になると，ダイオードＤ
６はオフになる。
【００２８】そして，ＩＧＢＴＳ４に流れる電流は，高
周波変圧器Ｔ２の励磁電流のみの小さな値となる。一方
平滑リアクトルＬｄにはタップＣが設けられており，負
荷Ｌｏに流れている電流は環流素子Ｄ７，平滑リアクト
ルＬｄの他方の巻数Ｌｄ２，一方の巻数Ｌｄ１を介して
環流する。
周波変圧器Ｔ２の励磁電流のみの小さな値となる。一方
平滑リアクトルＬｄにはタップＣが設けられており，負
荷Ｌｏに流れている電流は環流素子Ｄ７，平滑リアクト
ルＬｄの他方の巻数Ｌｄ２，一方の巻数Ｌｄ１を介して
環流する。
【００２９】次に時刻ｔ３においてＩＧＢＴＳ４の駆動
信号を図２（ｄ）に示すようにオフすると，ＩＧＢＴＳ
４は励磁電流のみの値のほぼ０電流でターンオフし，タ
ーンオフによるスイッチング損失は極めて小さくなる。
図２（ｈ）に示すようにＩＧＢＴＳ４がターンオフする
と，高周波変圧器Ｔ２の励磁電流はダイオードＤ４，直
流電源Ｅ，ダイオードＤ２を介して流れ，直流電源側に
帰還しながら減少する。
信号を図２（ｄ）に示すようにオフすると，ＩＧＢＴＳ
４は励磁電流のみの値のほぼ０電流でターンオフし，タ
ーンオフによるスイッチング損失は極めて小さくなる。
図２（ｈ）に示すようにＩＧＢＴＳ４がターンオフする
と，高周波変圧器Ｔ２の励磁電流はダイオードＤ４，直
流電源Ｅ，ダイオードＤ２を介して流れ，直流電源側に
帰還しながら減少する。
【００３０】時刻ｔ４でＩＧＢＴＳ３の駆動信号を図２
（ｃ）に示すようにオンすると，すでにＩＧＢＴＳ２に
は図２（ｂ）に示す駆動信号が入力されており，ＩＧＢ
ＴＳ３，ＩＧＢＴＳ２はオンし，直流電源Ｅ，ＩＧＢＴ
Ｓ３，高周波変圧器Ｔ１，ＩＧＢＴＳ２，直流電源Ｅに
電流が図２（ｊ）及び（ｋ）に示すように流れる。な
お，図２（ｊ）はＩＧＢＴＳ３に流れる電流で，図２
（ｋ）はＩＧＢＴＳ１とＩＧＢＴＳ２との接続点Ｆと，
第１の高周波変圧器Ｔ１の１次巻線Ｔ１ｐと第２の高周
波変圧器Ｔ２の１次巻線Ｔ２ｐとの接続点Ｇとを橋絡す
る電路に流れる電流である。
（ｃ）に示すようにオンすると，すでにＩＧＢＴＳ２に
は図２（ｂ）に示す駆動信号が入力されており，ＩＧＢ
ＴＳ３，ＩＧＢＴＳ２はオンし，直流電源Ｅ，ＩＧＢＴ
Ｓ３，高周波変圧器Ｔ１，ＩＧＢＴＳ２，直流電源Ｅに
電流が図２（ｊ）及び（ｋ）に示すように流れる。な
お，図２（ｊ）はＩＧＢＴＳ３に流れる電流で，図２
（ｋ）はＩＧＢＴＳ１とＩＧＢＴＳ２との接続点Ｆと，
第１の高周波変圧器Ｔ１の１次巻線Ｔ１ｐと第２の高周
波変圧器Ｔ２の１次巻線Ｔ２ｐとの接続点Ｇとを橋絡す
る電路に流れる電流である。
【００３１】時刻ｔ４でＩＧＢＴＳ３がターンオンする
と，第１の高周波変圧器Ｔ１の１次巻線Ｔ１ｐに直流電
源Ｅの電圧Ｅｉが印加される。高周波変圧器Ｔ１の一次
巻線Ｔ１ｐに流れる１次電流ｉ１（図２（ｊ）に示すＩ
ＧＢＴＳ３に流れる電流に対応する）は，（Ｅｉ−Ｎｔ
・Ｎｌ・Ｅｏ／Ｎｔ2・Ｌｓ１）と，時間との関数で示
される。ここでＮｔは高周波変圧器Ｔ１の１次巻線Ｔ１
ｐと２次巻線Ｔ１ｓの巻数比である。そして，１次電流
ｉ１の立ち上がり時間が長くなるように漏れインダクタ
ンスＬｓ１を選択すると，ＩＧＢＴＳ３は０電流でター
ンオンし，ターンオン時の損失を極めて小さくすること
ができる。なお，ＩＧＢＴＳ２の電圧は図２（ｆ）に示
すように０電圧であり，このとき電流が流れるためＩＧ
ＢＴＳ２のターンオン時の損失は極めて小さい。
と，第１の高周波変圧器Ｔ１の１次巻線Ｔ１ｐに直流電
源Ｅの電圧Ｅｉが印加される。高周波変圧器Ｔ１の一次
巻線Ｔ１ｐに流れる１次電流ｉ１（図２（ｊ）に示すＩ
ＧＢＴＳ３に流れる電流に対応する）は，（Ｅｉ−Ｎｔ
・Ｎｌ・Ｅｏ／Ｎｔ2・Ｌｓ１）と，時間との関数で示
される。ここでＮｔは高周波変圧器Ｔ１の１次巻線Ｔ１
ｐと２次巻線Ｔ１ｓの巻数比である。そして，１次電流
ｉ１の立ち上がり時間が長くなるように漏れインダクタ
ンスＬｓ１を選択すると，ＩＧＢＴＳ３は０電流でター
ンオンし，ターンオン時の損失を極めて小さくすること
ができる。なお，ＩＧＢＴＳ２の電圧は図２（ｆ）に示
すように０電圧であり，このとき電流が流れるためＩＧ
ＢＴＳ２のターンオン時の損失は極めて小さい。
【００３２】１次電流ｉ１の増加とともに，環流ダイオ
ードＤ７の電流は減少し０になった時点でオフし，その
出力には図２（ｌ）に示す電圧が出力する。そして，高
周波変圧器Ｔ１の２次巻線Ｔ１ｓに発生した電圧がダイ
オードＤ５，平滑リアクトルＬｄの一方の巻線Ｌｄ１，
コンデンサＣｄを介して負荷Ｌｏに印加する。
ードＤ７の電流は減少し０になった時点でオフし，その
出力には図２（ｌ）に示す電圧が出力する。そして，高
周波変圧器Ｔ１の２次巻線Ｔ１ｓに発生した電圧がダイ
オードＤ５，平滑リアクトルＬｄの一方の巻線Ｌｄ１，
コンデンサＣｄを介して負荷Ｌｏに印加する。
【００３３】ＩＧＢＴＳ１とＩＧＢＴＳ２，また，ＩＧ
ＢＴＳ３とＩＧＢＴＳ４の動作は，それぞれ位相が１８
０゜異なって動作させると，ＩＧＢＴＳ１とＩＧＢＴＳ
２はターンオン時，ターンオフ時とも０電圧スイッチン
グで動作する。ＩＧＢＴＳ３とＩＧＢＴＳ４はターンオ
ン時，ターンオフ時とも０電流スイッチングで動作する
のでスイッチング時の損失を極めて小さくすることがで
きる。その結果，効率が向上するとともに，ＤＣ−ＤＣ
コンバータの小型化が実現でき，コストも安価にでき
る。
ＢＴＳ３とＩＧＢＴＳ４の動作は，それぞれ位相が１８
０゜異なって動作させると，ＩＧＢＴＳ１とＩＧＢＴＳ
２はターンオン時，ターンオフ時とも０電圧スイッチン
グで動作する。ＩＧＢＴＳ３とＩＧＢＴＳ４はターンオ
ン時，ターンオフ時とも０電流スイッチングで動作する
のでスイッチング時の損失を極めて小さくすることがで
きる。その結果，効率が向上するとともに，ＤＣ−ＤＣ
コンバータの小型化が実現でき，コストも安価にでき
る。
【００３４】なお，ＩＧＢＴＳ１とＩＧＢＴＳ２は，図
２に示すようにスイッチング周期Ｔｓより十分短いデッ
ドタイムｔｄをもたせて交互にオンさせており，このデ
ッドタイムｔｄによりＩＧＢＴＳ１，ＩＧＢＴＳ２が同
時にオンすることがなく，直流電源の出力を短絡するこ
とがなく，ＩＧＢＴＳ１，２の損傷を防止できる。ま
た，出力電圧Ｅｏは，ＰＷＭ制御により制御される。
２に示すようにスイッチング周期Ｔｓより十分短いデッ
ドタイムｔｄをもたせて交互にオンさせており，このデ
ッドタイムｔｄによりＩＧＢＴＳ１，ＩＧＢＴＳ２が同
時にオンすることがなく，直流電源の出力を短絡するこ
とがなく，ＩＧＢＴＳ１，２の損傷を防止できる。ま
た，出力電圧Ｅｏは，ＰＷＭ制御により制御される。
【００３５】次に，他の実施の形態を図３ないし図８に
示す。図３は第１，第２の高周波変圧器の２次巻線に発
生した高周波交流をそれぞれダイオードＤ５，Ｄ６によ
り整流し，それぞれ整流した直流はタップを有する平滑
リアクトルＬｄａ，Ｌｄｂにより平滑し，それぞれの出
力に個別の負荷Ｌｏａ，Ｌｏｂに直流を供給するもの
で，他の構成は図１のものと同じである。
示す。図３は第１，第２の高周波変圧器の２次巻線に発
生した高周波交流をそれぞれダイオードＤ５，Ｄ６によ
り整流し，それぞれ整流した直流はタップを有する平滑
リアクトルＬｄａ，Ｌｄｂにより平滑し，それぞれの出
力に個別の負荷Ｌｏａ，Ｌｏｂに直流を供給するもの
で，他の構成は図１のものと同じである。
【００３６】図４のものは平滑リアクトルＬｄａ，Ｌｄ
ｂの出力を加算するように接続し，共通の負荷Ｌｏに直
流を供給するもので，他の構成作用は図３のものと同じ
である。
ｂの出力を加算するように接続し，共通の負荷Ｌｏに直
流を供給するもので，他の構成作用は図３のものと同じ
である。
【００３７】図５のものは高周波変圧器の２次巻線に発
生する高周波交流をダイオードＤ５，Ｄ６により整流し
た後，タップを有しない平滑リアクトルＬｄにより平滑
するものである。この場合，Ｎｌ＝ｎ２／（ｎ１＋ｎ
２）＝０で，リアクトルＬｄ，負荷Ｌｏ，整流素子Ｄ６
を介して環流電流が流れることとなり，漏洩インダクタ
ンスＬｓにより高周波変圧器Ｔ２の２次電流は流れて，
励磁電流になるまでの時間が掛かり，このため，ＩＧＢ
ＴＳ４のターンオフ時には，ＩＧＢＴＳ４の電流Ｉｓ４
の減少時に，ＩＧＢＴＳ４の電圧Ｖｓ４が上昇すること
があり，スイッチング損失が図１のものより増加するこ
とがある。しかし，従来の図９に示すＤＣ−ＤＣコンバ
ータに比較し，ＩＧＢＴＳ１，Ｓ２のターンオンとター
ンオフ時，スイッチング損失の減少及びＩＧＢＴＳ３，
Ｓ４のターンオン時のスイッチング損失の減少によって
総合的に減少する。
生する高周波交流をダイオードＤ５，Ｄ６により整流し
た後，タップを有しない平滑リアクトルＬｄにより平滑
するものである。この場合，Ｎｌ＝ｎ２／（ｎ１＋ｎ
２）＝０で，リアクトルＬｄ，負荷Ｌｏ，整流素子Ｄ６
を介して環流電流が流れることとなり，漏洩インダクタ
ンスＬｓにより高周波変圧器Ｔ２の２次電流は流れて，
励磁電流になるまでの時間が掛かり，このため，ＩＧＢ
ＴＳ４のターンオフ時には，ＩＧＢＴＳ４の電流Ｉｓ４
の減少時に，ＩＧＢＴＳ４の電圧Ｖｓ４が上昇すること
があり，スイッチング損失が図１のものより増加するこ
とがある。しかし，従来の図９に示すＤＣ−ＤＣコンバ
ータに比較し，ＩＧＢＴＳ１，Ｓ２のターンオンとター
ンオフ時，スイッチング損失の減少及びＩＧＢＴＳ３，
Ｓ４のターンオン時のスイッチング損失の減少によって
総合的に減少する。
【００３８】図６のものは，第１，第２高周波変圧器の
２次巻線に発生した高周波交流をそれぞれダイオードＤ
５，Ｄ６により整流し，それぞれ整流した直流をタップ
を有しない平滑リアクトルＬｄａ，Ｌｄｂにより平滑し
その出力を加算するように接続し，共通の負荷Ｌｏに直
流を供給するもので，他の構成は図５のものと同じであ
る。そして図５のものと同じようにＩＧＢＴＳ３，ＩＧ
ＢＴＳ４のターンオフ時のスイッチング損失は増加する
が，総合的にスイッチング損失は低減する。
２次巻線に発生した高周波交流をそれぞれダイオードＤ
５，Ｄ６により整流し，それぞれ整流した直流をタップ
を有しない平滑リアクトルＬｄａ，Ｌｄｂにより平滑し
その出力を加算するように接続し，共通の負荷Ｌｏに直
流を供給するもので，他の構成は図５のものと同じであ
る。そして図５のものと同じようにＩＧＢＴＳ３，ＩＧ
ＢＴＳ４のターンオフ時のスイッチング損失は増加する
が，総合的にスイッチング損失は低減する。
【００３９】図７のものは，図５のＤＣ−ＤＣコンバー
タがＩＧＢＴＳ３，Ｓ４のターンオフ時のスイッチング
損失が増加するという課題を解決するために提案するも
のであり，環流素子７と並列に，コンデンサＣ３と環流
素子Ｄ７ｃの直列回路を設け，コンデンサＣ３と環流素
子Ｄ７ｃとの接続点と，平滑リアクトルＬｄａの出力端
子間に限流用の小さなリアクトルＬｄｃとダイオードＤ
７ｅとの直列回路を設けたものである。
タがＩＧＢＴＳ３，Ｓ４のターンオフ時のスイッチング
損失が増加するという課題を解決するために提案するも
のであり，環流素子７と並列に，コンデンサＣ３と環流
素子Ｄ７ｃの直列回路を設け，コンデンサＣ３と環流素
子Ｄ７ｃとの接続点と，平滑リアクトルＬｄａの出力端
子間に限流用の小さなリアクトルＬｄｃとダイオードＤ
７ｅとの直列回路を設けたものである。
【００４０】すなわち，ＩＧＢＴＳ１，ＩＧＢＴＳ４が
オンしているときには，高周波変圧器Ｔ２の２次巻線Ｔ
２ｓ，ダイオードＤ６，コンデンサＣ３，リアクトルＬ
ｄｃ，ダイオードＤ７ｅ，負荷Ｌｏを介して電流が流
れ，コンデンサＣ３には図７に示す極性に充電する。そ
して，ＩＧＢＴＳ１がオフすると，コンデンサＣ３の充
電電荷によって，高周波変圧器Ｔ２の２次巻線Ｔ２ｓに
環流電流が流れることなく平滑リアクトルＬｄａ，負荷
Ｌｏ，環流素子Ｄ７ｃ，コンデンサＣ３を介して環流電
流が流れる。このため，高周波変圧器Ｔ２は直ちに励磁
電流になり，ＩＧＢＴＳ４に流れていた電流は０とな
り，ＩＧＢＴＳ４のターンオフ時のスイッチング損失は
小さいものとなる。
オンしているときには，高周波変圧器Ｔ２の２次巻線Ｔ
２ｓ，ダイオードＤ６，コンデンサＣ３，リアクトルＬ
ｄｃ，ダイオードＤ７ｅ，負荷Ｌｏを介して電流が流
れ，コンデンサＣ３には図７に示す極性に充電する。そ
して，ＩＧＢＴＳ１がオフすると，コンデンサＣ３の充
電電荷によって，高周波変圧器Ｔ２の２次巻線Ｔ２ｓに
環流電流が流れることなく平滑リアクトルＬｄａ，負荷
Ｌｏ，環流素子Ｄ７ｃ，コンデンサＣ３を介して環流電
流が流れる。このため，高周波変圧器Ｔ２は直ちに励磁
電流になり，ＩＧＢＴＳ４に流れていた電流は０とな
り，ＩＧＢＴＳ４のターンオフ時のスイッチング損失は
小さいものとなる。
【００４１】図８のものは第１，第２高周波変圧器Ｔ
１，Ｔ２の２次側にそれぞれコンデンサＣ４，ダイオー
ドＤ７ｅの直列回路と，コンデンサＣ５，ダイオードＤ
７ｄの直列回路を設け，さらにリアクトルＬｄｄ，ダイ
オードＤ７ｆと，アリクトルＬｄｅとダイオードＤ７ｇ
の直列回路を設け，それぞれの出力を加算して負荷Ｌｏ
に直流を供給するものであり，他の構成，作用は図７と
同じである。
１，Ｔ２の２次側にそれぞれコンデンサＣ４，ダイオー
ドＤ７ｅの直列回路と，コンデンサＣ５，ダイオードＤ
７ｄの直列回路を設け，さらにリアクトルＬｄｄ，ダイ
オードＤ７ｆと，アリクトルＬｄｅとダイオードＤ７ｇ
の直列回路を設け，それぞれの出力を加算して負荷Ｌｏ
に直流を供給するものであり，他の構成，作用は図７と
同じである。
【００４２】
【発明の効果】請求項１記載の発明では，ＩＧＢＴＳ１
とＩＧＢＴＳ２を０電圧でスイッチングさせており,こ
のときのスイッチング損失は極めて小さい。また，ＩＧ
ＢＴＳ３とＩＧＢＴＳ４は０電流でスイッチングさせて
いるため，このときのスイッチング損失は極めて小さ
い。
とＩＧＢＴＳ２を０電圧でスイッチングさせており,こ
のときのスイッチング損失は極めて小さい。また，ＩＧ
ＢＴＳ３とＩＧＢＴＳ４は０電流でスイッチングさせて
いるため，このときのスイッチング損失は極めて小さ
い。
【００４３】請求項２及び請求項３記載の発明では，Ｉ
ＧＢＴＳ３，ＩＧＢＴＳ４のターンオン時０電流でター
ンオンし，ターンオン時でのスイッチング損失を極めて
小さくすることがてきる。
ＧＢＴＳ３，ＩＧＢＴＳ４のターンオン時０電流でター
ンオンし，ターンオン時でのスイッチング損失を極めて
小さくすることがてきる。
【００４４】請求項４記載の発明では，複雑な構成を加
えることなく負荷に所望の直流を供給することができ
る。
えることなく負荷に所望の直流を供給することができ
る。
【００４５】請求項５記載の発明では，ＩＧＢＴＳ１と
ＩＧＢＴＳ２とが同時にオンすることがなく，直流電源
の出力短絡を防止でき，スイッチング素子の損傷を防止
できる。
ＩＧＢＴＳ２とが同時にオンすることがなく，直流電源
の出力短絡を防止でき，スイッチング素子の損傷を防止
できる。
【図１】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を
示す接続図である。
示す接続図である。
【図２】図１の各部の波形図である。
【図３】本発明の他の実施形態を示す接続図である。
【図４】本発明の他の実施形態を示す接続図である。
【図５】本発明の他の実施形態を示す接続図である。
【図６】本発明の他の実施形態を示す接続図である。
【図７】本発明の他の実施形態を示す接続図である。
【図８】本発明の他の実施形態を示す接続図である。
【図９】従来のＤＣ−ＤＣコンバータを示す接続図であ
る。
る。
Ｅ 直流電源
Ｓ１ 第１スイッチング素子（ＩＧＢＴ）
Ｓ２ 第２スイッチング素子（ＩＧＢＴ）
Ｓ３ 第３スイッチング素子（ＩＧＢＴ）
Ｓ４ 第４スイッチング素子（ＩＧＢＴ）
Ｄ１ 第１環流素子（ダイオード）
Ｄ２ 第２環流素子（ダイオード）
Ｄ３ 第３環流素子（ダイオード）
Ｄ４ 第４環流素子（ダイオード）
Ｄ５，Ｄ６ ダイオード
Ｄ７ 第７環流素子（ダイオード）
Ｃ１ 第１コンデンサ
Ｃ２ 第２コンデンサ
Ｔ１ 第１高周波変圧器
Ｔ２ 第２高周波変圧器
Ｌｄ 平滑用リアクトル
Ｌｓ 漏洩インダクタンス
Claims (5)
- 【請求項１】 直流電源の出力に直列接続され高周波ス
イッチングする第１スイッチング素子及び第２スイッチ
ング素子と，上記第１スイッチング素子と並列に接続さ
れた高周波スイッチングする第３スイッチング素子と第
１高周波変圧器との第１直列回路と，上記第２スイッチ
ング素子と並列に接続された第２高周波変圧器と高周波
スイッチングする第４スイッチング素子との第２直列回
路と，上記第１スイッチング素子の導電路と逆並列に接
続された第１環流素子と第１コンデンサと，上記第２の
スイッチング素子の導電路と逆並列に接続された第２環
流素子と第２コンデンサと，上記第３スイッチング素子
と第１高周波変圧器の１次巻線との接続点と，上記直流
電源の−端子間に接続された第３環流素子と，第２高周
波変圧器の１次巻線と上記第４スイッチング素子との接
続点と，上記直流電源の＋端子間に接続された第４環流
素子と，上記両高周波変圧器の２次巻線に発生した電圧
の整流出力が接続されるタップを有し，一方の端子が負
荷に接続される平滑リアクトルと，上記平滑リアクトル
の他方の端子と負荷との間に接続される第７環流素子と
を備えたＤＣ−ＤCコンバータ。 - 【請求項２】 上記第１及び第２高周波変圧器が漏洩イ
ンダクタンスを有する請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバ
ータ。 - 【請求項３】 上記第１及び第２高周波変圧器の１次側
又は２次側に小容量のリアクトルを有する請求項１記載
のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項４】 上記第１及び第２高周波変圧器の２次巻
線に発生した電圧をそれぞれ整流し，その出力が加算さ
れるように接続された請求項２又は請求項３記載のＤＣ
−ＤＣコンバータ。 - 【請求項５】 上記第４，第３スイッチング素子がオン
又はオフするタイミングを，それぞれ上記第１，第２ス
イッチング素子がオン又はオフするタイミングより遅ら
せるとともに，上記第１スイッチング素子と上記第２ス
イッチング素子を相補的にオンオフスイッチングさせ，
上記第１スイッチング素子と上記第２スイッチング素子
のオンオフ切換時に上記第１，第２スイッチング素子を
ともに短時間オフさせた請求項４記載のＤＣ−ＤＣコン
バータ。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19264499A JP3495295B2 (ja) | 1999-07-07 | 1999-07-07 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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|---|---|---|---|
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|---|---|---|---|---|
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| CN110212775A (zh) * | 2019-06-13 | 2019-09-06 | 北京智芯微电子科技有限公司 | 一种交错并联双管正激变换器 |
-
1999
- 1999-07-07 JP JP19264499A patent/JP3495295B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2001025250A (ja) | 2001-01-26 |
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