JP2015061379A - 電力変換装置、および、これを用いた電動パワーステアリング装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】電流波形の歪みを低減可能な電力変換装置、および、これを用いた電動パワーステアリング装置を提供する。
【解決手段】シャント抵抗４０は、インバータ部２０とバッテリ８０の負側との間に接続される。制御部６０は、ＰＷＭ基準信号Ｐの１以上の所定倍周期の前半期間および後半期間において有効電圧ベクトル区間が所定期間以上となるようにする。また、Ｖ０電圧ベクトル区間およびＶ７電圧ベクトル区間がデッドタイム期間から決定される最小時間Ｔｍ以上となり、かつ、前半期間および後半期間の少なくとも一方にＶ０電圧ベクトル区間およびＶ７電圧ベクトル区間が含まれるようにデューティ指令値Ｄｕ＿ａ、Ｄｖ＿ａ、Ｄｗ＿ａ、Ｄｕ＿ｂ、Ｄｖ＿ｂ、Ｄｗ＿ｂを演算する。これにより、デッドタイムの影響による電流波形の歪みを低減できる。
【選択図】 図２

Description

本発明は、電力変換装置、および、これを用いた電動パワーステアリング装置に関する。
従来、インバータの直流部に設けられる電流検出手段により電流を検出するインバータ装置が知られている。例えば特許文献１では、一定のタイミングにて電流を検出するため、周期の前半期間および後半期間で、それぞれ１種類の無効電圧ベクトルが発生するように制御している。
特許第３６１０８９７公報
しかしながら、特許文献１のように、ＰＷＭ周期の前半期間と後半期間でそれぞれ１種類の無効電圧ベクトルが発生するようにした場合、例えばデューティが０％に近い場合、または、１００％に近い場合、デッドタイムの影響により指令電圧とデューティとが一致しないため、電流波形が歪み、トルクリップルや音や振動等が発生する。
本発明は、上述の課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、電流波形の歪みを低減可能な電力変換装置、および、これを用いた電動パワーステアリング装置を提供することにある。
本発明の電力変換装置は、インバータ部と、電流検出部と、制御部と、を備える。インバータ部は、回転電機の巻線の各相に対応し、高電位側に配置される高電位側スイッチング素子および低電位側に配置される低電位側スイッチング素子を有する。電流検出部は、インバータ部と直流電源の正側または負側との間に接続される。制御部は、ＰＷＭ基準信号およびデューティ指令値に基づき、高電位側スイッチング素子および低電位側スイッチング素子のオンオフ作動を制御する。
制御部は、相電流演算手段と、電圧指令値演算手段と、を有する。
相電流演算手段は、電流検出部により検出される電流検出値に基づき、巻線の各相に通電される各相電流を演算する。電圧指令値演算手段は、各相電流に基づき、巻線に印加する電圧に係る電圧指令値を演算する。
制御部は、ＰＷＭ基準信号の１以上の所定倍周期における前半期間および後半期間において、電流検出値を検出する有効電圧ベクトル区間が所定期間以上となるようにするとともに、全相の低電位側スイッチング素子がオンとなるＶ０電圧ベクトル区間、および、全相の高電位側スイッチング素子がオンとなるＶ７電圧ベクトル区間が、高電位側スイッチング素子および高電位側スイッチング素子と対応して設けられる低電位側スイッチング素子が共にオフとなるデッドタイム期間から決定される最小時間以上となり、かつ、前半期間および後半期間の少なくとも一方に、Ｖ７電圧ベクトル区間およびＶ０電圧ベクトル区間が含まれるように、デューティ指令値である前半デューティ指令値および後半デューティ指令値を演算する。
本発明では、無効電圧ベクトルであるＶ０電圧ベクトル区間およびＶ７電圧ベクトル区間が、デッドタイム期間から決定される最小時間以上となるように調整される。すなわち本発明では、デッドタイムの影響により、指令電圧とデューティとが一致しない範囲のデューティを用いずにＰＷＭ制御を行っている。
また、前半期間および後半期間の少なくとも一方には、Ｖ０電圧ベクトル区間およびＶ７電圧ベクトル区間の両方が含まれるようにデューティを調整している。そのため、ＰＷＭ１周期の前半期間と後半期間とでデューティを変更しても、デューティの切り替えに伴ってパルスが削られることがない。
これにより、デッドタイムの影響による電圧指令とデューティとの不一致が生じず、電流波形が歪まないので、トルクリップルや、音、振動を低減することができる。
また、電流検出を行う有効電圧ベクトル区間が、所定期間以上となるようにデューティ換算値を補正しているので、適切に電流検出値を検出することができる。
本発明の第１実施形態による電動パワーステアリング装置を示す模式図である。 本発明の第１実施形態による電力変換装置の構成を示す模式図である。 本発明の第１実施形態による制御部の構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態によるデューティ変換部の構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態によるＰＷＭ基準信号を説明する説明図である。 本発明の第１実施形態によるデューティ指令とスイッチング素子のオン／オフを説明する説明図である。 本発明の第１実施形態によるデューティ指令値とスイッチング素子のオン／オフを説明する説明図である。 本発明の第１実施形態によるデューティ指令値とスイッチング素子がオンされるデューティ、および、印加電圧との関係を説明する説明図である。 ＰＷＭ１周期の前半と後半とでデューティを切り替えた場合のデッドタイムを説明する説明図である。 オンされているスイッチング素子と電圧ベクトルパターンとの関係を説明する説明図である。 本発明の第１実施形態による電圧指令値と電圧ベクトルパターンとの関係を説明する説明図である。 本発明の第１実施形態による電圧指令値と電圧ベクトルパターンとの関係を説明する説明図である。 本発明の第１実施形態による電圧指令値と電圧ベクトルパターンとの関係を説明する説明図である。 本発明の第１実施形態による補正処理を説明するフローチャートである。 本発明の第１実施形態による補正処理を説明するフローチャートである。 本発明の第１実施形態による補正処理（１−１）を説明する説明図である。 本発明の第１実施形態による補正処理（１−２）を説明する説明図である。 本発明の第１実施形態による補正処理（１−３）を説明する説明図である。 本発明の第１実施形態による補正処理（１−４）を説明する説明図である。 本発明の第１実施形態による調整処理を説明するフローチャートである。 本発明の第１実施形態による電圧指令値の振幅が所定値未満である場合の補正処理および調整処理を説明する説明図である。 本発明の第１実施形態による電圧指令値の振幅が所定値以上である場合の補正処理および調整処理を説明する説明図である。 本発明の第２実施形態による補正処理を説明するフローチャートである。 本発明の第２実施形態による補正処理を説明するフローチャートである。 本発明の第２実施形態による補正処理（２−１）を説明する説明図である。 本発明の第２実施形態による補正処理（２−２）を説明する説明図である。 本発明の第２実施形態による補正処理（２−３）を説明する説明図である。 本発明の第２実施形態による補正処理（２−４）を説明する説明図である。 本発明の第２実施形態による調整処理を説明するフローチャートである。 本発明の第２実施形態による電圧指令値の振幅が所定値未満である場合の補正処理および調整処理を説明する説明図である。 本発明の第２実施形態による電圧指令値の振幅が所定値以上である場合の補正処理および調整処理を説明する説明図である。 本発明の第３実施形態による電力変換装置の構成を示す模式図である。 本発明の第３実施形態による調整処理を説明する説明図である。 本発明の第４実施形態による調整処理を説明する説明図である。 本発明の第５実施形態による調整処理を説明する説明図である。
以下、本発明による電力変換装置、および、これを用いた電動パワーステアリング装置を図面に基づいて説明する。
（第１実施形態）
本発明の第１実施形態による電力変換装置、および、これを用いた電動パワーステアリング装置を図１〜図２２に示す。以下、複数の実施形態において、実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
図１に示すように、電力変換装置１は、回転電機としてのモータ１０とともに、例えば車両のステアリング操作をアシストするための電動パワーステアリング装置１００に適用される。
図１は、電動パワーステアリング装置１００を備えるステアリングシステム９０の全体構成を示すものである。ステアリングシステム９０は、ハンドル（ステアリングホイール）９１、ステアリングシャフト９２、ピニオンギア９６、ラック軸９７、車輪１０８、および、電動パワーステアリング装置１００等から構成される。
ハンドル９１は、ステアリングシャフト９２と接続される。ステアリングシャフト９２には、運転者がハンドル９１を操作することにより入力される操舵トルクを検出するトルクセンサ９４が設けられる。ステアリングシャフト９２の先端にはピニオンギア９６が設けられ、ピニオンギア９６はラック軸９７に噛み合っている。ラック軸９７の両端には、タイロッド等を介して一対の車輪９８が連結される。
これにより、運転者がハンドル９１を回転させると、ハンドル９１に接続されたステアリングシャフト９２が回転する。ステアリングシャフト９２の回転運動は、ピニオンギア９６によってラック軸９７の直線運動に変換され、ラック軸９７の変位量に応じた角度に一対の車輪９８が操舵される。
電動パワーステアリング装置１００は、運転者によるハンドル９１の操舵を補助する補助トルクを出力するモータ１０、当該モータ１０の駆動制御に用いられる電力変換装置１、モータ１０の回転を減速してステアリングシャフト９２またはラック軸９７に伝える減速ギア８９等を備える。
モータ１０は、バッテリ８０（図２参照）から電力が供給されることにより駆動し、減速ギア８９を正逆回転させる。
電動パワーステアリング装置１００は、トルクセンサ９４や、車速を検出する車速センサ等からの信号に基づき、ハンドル９１の操舵を補助するための補助トルクをモータ１０から出力し、ステアリングシャフト９２またはラック軸１０７に伝達する。
モータ１０は、３相ブラシレスモータであり、いずれも図示しないロータおよびステータを有している。ロータは、円筒状の部材であり、その表面に永久磁石が貼り付けられ、磁極を有している。ステータは、内部にロータを相対回転可能に収容している。ステータは、径内方向へ所定角度毎に突出する突出部を有し、この突出部に図２に示すＵ相コイル１１、Ｖ相コイル１２、および、Ｗ相コイル１３が巻回される。Ｕ相コイル１１、Ｖ相コイル１２、および、Ｗ相コイル１３が巻線１５を構成している。
また、モータ１０には、ロータの回転位置である電気角θを検出する位置センサ１４が設けられる。
図２に示すように、電力変換装置１は、パルス幅変調（以下、「ＰＷＭ」という。）により、モータ１０を駆動制御するものであり、インバータ部２０、電流検出部としてのシャント抵抗４０、電流取得部としてのＡＤ変換器４２、コンデンサ５０、チョークコイル５５、制御部６０、および、直流電源としてのバッテリ８０等を備える。
インバータ部２０は、３相インバータであり、Ｕ相コイル１１、Ｖ相コイル１２、および、Ｗ相コイル１３のそれぞれへの通電を切り替えるべく、６つのスイッチング素子２１〜２６がブリッジ接続されている。本実施形態のスイッチング素子２１〜２６は、電界効果トランジスタの一種であるＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）であるが、その他のトランジスタ等を用いてもよい。以下、スイッチング素子２１〜２６を「ＳＷ２１〜２６」という。
３つのＳＷ２１〜２３は、ドレインがバッテリ８０の正極側に接続される。また、ＳＷ２１〜２３のソースがそれぞれＳＷ２４〜２６のドレインに接続される。ＳＷ２４〜２６のソースは、シャント抵抗４０を介してバッテリ８０の負極側に接続される。
対になっているＳＷ２１とＳＷ２４との接続点は、Ｕ相コイル１１の一端に接続する。対になっているＳＷ２２とＳＷ２５との接続点は、Ｖ相コイル１２の一端に接続する。対になっているＳＷ２３とＳＷ２６との接続点は、Ｗ相コイル１３の一体に接続する。
以下適宜、高電位側に配置されるＳＷ２１〜２３を「上ＳＷ」、低電位側に配置されるＳＷ２４〜２６を「下ＳＷ」という。また、必要に応じ、「Ｕ上ＳＷ２１」といった具合に、対応する相を併せて記載する。本実施形態では、上ＳＷ２１〜２３が「高電位側スイッチング素子」に対応し、下ＳＷ２４〜２６が「低電位側スイッチング素子」に対応する。
シャント抵抗４０は、インバータ部２０の低電位側とバッテリ８０の負極との間に設けられ、インバータ部２０の母線電流を検出する。シャント抵抗４０の両端電圧は、増幅回路４１により増幅され、ＡＤ変換器４２へ出力される。ＡＤ変換器４２では、所定のサンプリング間隔でサンプルホールドし、ＡＤ変換した電流検出値Ｉｃを制御部６０へ出力する。
コンデンサ５０およびチョークコイル５５は、バッテリ８０とインバータ部２０との間に設けられ、パワーフィルタを構成する。これにより、バッテリ８０を共有する他の装置から伝わるノイズを低減する。また、インバータ部２０側からバッテリ８０を共有する他の装置へ伝わるノイズを低減する。コンデンサ５０は、電荷を蓄えることで、ＳＷ２１〜２６への電力供給を補助したり、サージ電流などのノイズ成分を抑制したりする。コンデンサ５０の電圧Ｖｃｏｎは、制御部６０により取得される。
制御部６０は、電力変換装置１全体の制御を司るものであり、各種演算を実行するマイクロコンピュータにより構成される。
図３に示すように、制御部６０は、相電流演算部６１、３相２相変換部６２、制御器６３、２相３相変換部６４、デューティ変換部７０、デューティ更新部６５、三角波比較部６６等を有する。
相電流演算部６１では、電流検出値Ｉｃに基づき、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを演算する。以下適宜、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗという。
３相２相変換部６２は、３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗおよび電気角θに基づくｄｑ変換により、ｄ軸電流検出値Ｉｄおよびｑ軸電流検出値Ｉｑを演算する。
制御器６３では、ｄ軸電流指令値Ｉｄ*およびｑ軸電流指令値Ｉｑ*と、ｄ軸電流検出値Ｉｄおよびｑ軸電流検出値Ｉｑとから、電流フィードバック演算を行い、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ*およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ*を演算する。詳細には、ｄ軸電流指令値Ｉｄ*とｄ軸電流検出値Ｉｄとの電流偏差ΔＩｄ、および、ｑ軸電流指令値Ｉｑ*とｑ軸電流検出値Ｉｑとの電流偏差ΔＩｑを算出し、電流検出値Ｉｄ、Ｉｑを電流指令値Ｉｄ*、Ｉｑ*に追従させるべく、電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑが０に収束するように電圧指令値Ｖｄ*、Ｖｑ*を演算する。
２相３相変換部６４では、電圧指令値Ｖｄ*、Ｖｑ*および電気角θに基づき、逆ｄｑ変換により、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ*、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ*およびＷ相電圧指令値Ｖｗ*を演算する。以下適宜、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ*、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ*およびＷ相電圧指令値Ｖｗ*を、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*という。
デューティ変換部７０では、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*を、Ｕ相デューティ指令値Ｄ＿Ｕ、Ｖ相デューティ指令値Ｄ＿ＶおよびＷ相デューティＤ＿Ｗ指令値に変換する。以下適宜、Ｕ相デューティ指令値Ｄ＿Ｕ、Ｖ相デューティ指令値Ｄ＿ＶおよびＷ相デューティ指令値Ｄ＿Ｗを、「デューティ指令値Ｄ＿Ｕ、Ｄ＿Ｖ、Ｄ＿Ｗ」、または、単に「デューティ」という。
図４に示すように、デューティ変換部７０は、デッドタイム補償部７１、デューティ換算部７２、電流検出期間確保演算部７３、および、電流検出タイミング調整演算部７４から構成される。
デッドタイム補償部７１では、対になる上ＳＷ２１〜２３と下ＳＷ２４〜２６とが同時オンになることを避けるべく、デッドタイムの影響により、コイル１１〜１３に印加される電圧が変化する変化量を打ち消すように、デッドタイム補償量に基づいて、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*を補正し、デッドタイム補償値Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃを演算する。
デューティ換算部７２では、デッドタイム補償値Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃを、デューティ換算値Ｄｕ＿ｒ、Ｄｖ＿ｒ、Ｄｗ＿ｒに換算する。
電流検出期間確保演算部７３では、電流検出値Ｉｃを取得可能な期間を確保すべく、デューティ換算値Ｄｕ＿ｒ、Ｄｖ＿ｒ、Ｄｗ＿ｒを補正し、前半デューティ一時値Ｄｕ＿ａｔ、Ｄｖ＿ａｔ、Ｄｗ＿ａｔ、および、後半デューティ一時値Ｄｕ＿ｂｔ、Ｄｖ＿ｂｔ、Ｄｗ＿ｂｔを演算する。
電流検出タイミング調整演算部７４では、一定間隔にて電流検出値Ｉｃを検出可能となるように、中性点電圧を変更し、前半デューティ指令値Ｄｕ＿ａ、Ｄｖ＿ａ、Ｄｗ＿ａ、および、後半デューティ指令値Ｄｕ＿ｂ、Ｄｖ＿ｂ、Ｄｗ＿ｂを演算する。本実施形態では、前半デューティ指令値Ｄｕ＿ａ、Ｄｖ＿ａ、Ｄｗ＿ａ、および、後半デューティ指令値Ｄｕ＿ｂ、Ｄｖ＿ｂ、Ｄｗ＿ｂが、「デューティ指令値Ｄ＿Ｕ、Ｄ＿Ｖ、Ｄ＿Ｗ」に対応する。
電流検出期間確保演算部７３および電流検出タイミング調整演算部７４における演算の詳細は後述する。
図３に戻り、デューティ更新部６５では、デューティ変換部７０にて演算されたデューティ指令値Ｄ＿Ｕ、Ｄ＿Ｖ、Ｄ＿Ｗを設定、更新する。
三角波比較部６６では、デューティ指令値Ｄ＿Ｕ、Ｄ＿Ｖ、Ｄ＿Ｗと三角波のキャリア信号であるＰＷＭ基準信号Ｐとを比較し、ＳＷ２１〜２６のオン／オフを切り替える信号を駆動回路６８（図２参照）に出力する。Ｕ＿ＭＯＳ＿Ｈ信号が出力されると、上ＳＷ２１がオンされ、下ＳＷ２４がオフされる。また、Ｕ＿ＭＯＳ＿Ｌ信号が出力されると、上ＳＷ２１がオフされ、下ＳＷ２４がオンされる。Ｖ＿ＭＯＳ＿Ｈ信号が出力されると、上ＳＷ２２がオンされ、下ＳＷ２５がオフされる。Ｖ＿ＭＯＳ＿Ｌ信号が出力されると、上ＳＷ２２がオフされ、下ＳＷ２５がオンされる。Ｗ＿ＭＯＳ＿Ｈ信号が出力されると、上ＳＷ２３がオンされ、下ＳＷ２６がオフされる。Ｗ＿ＭＯＳ＿Ｌ信号が出力されると、上ＳＷ２３がオフされ、下ＳＷ２６がオンされる。
本実施形態では、対になる上ＳＷ２１と下ＳＷ２４、上ＳＷ２２と下ＳＷ２５、上ＳＷ２３と下ＳＷ２６とが同時にオンされることによる短絡を避けるべく、対になる上ＳＷ２１と下ＳＷ２４、上ＳＷ２２と下ＳＷ２５、上ＳＷ２３と下ＳＷ２６とが共にオフとなるデッドタイム期間を設けている。
ここで、デッドタイムの設定方法を図５に示す。図５の横軸は時間であるが、図中においては省略した。本実施形態では、三角波比較方式を採用し、制御部６０にて算出されるデューティ指令値Ｄ＿Ｕ、Ｄ＿Ｖ、Ｄ＿ＷとＰＷＭ基準信号Ｐとを比較することにより、ＳＷ２１〜２６のオン／オフ作動を制御している。具体的には、デューティがＰＷＭ基準信号Ｐを上回ったとき、上ＳＷ２１〜２３がオンされ、ＰＷＭ基準信号Ｐがデューティを上回ったとき、下ＳＷ２４〜２６がオンされる。
本実施形態では、デューティ０％〜１００％の振幅のＰＷＭ基準信号Ｐを上方向にシフトした上ＳＷ用ＰＷＭ基準信号Ｐ１、および、ＰＷＭ基準信号Ｐを下方向にシフトした下ＳＷ用ＰＷＭ基準信号Ｐ２を作成する。そして、上ＳＷ用ＰＷＭ基準信号Ｐ１とデューティとに基づいて上ＳＷ２１〜２３のオン／オフを制御し、下ＳＷ用ＰＷＭ基準信号Ｐ２とデューティとに基づいて下ＳＷ２４〜２６のオン／オフを制御することにより、デッドタイム期間を確保している。
本実施形態では、上ＳＷ用ＰＷＭ基準信号Ｐ１は、ＰＷＭ基準信号Ｐから上方向に２％分シフトされる。また、下ＳＷ用ＰＷＭ基準信号Ｐ２は、ＰＷＭ基準信号Ｐから下方向に２％分シフトされる。そのため、本実施形態では、便宜上、デューティの範囲は−２％〜１０２％となっている。また、上ＳＷ２１〜２３側のデッドタイムに相当するデューティが２％分であり、下ＳＷ２４〜２６側のデッドタイムに相当するデューティが２％分であり、合計するとデッドタイムに相当するデューティは４％である。以下適宜、デッドタイムに相当するデューティを単に「デッドタイム」という。デッドタイムの大きさは、有効パルス幅やその他要因を考慮し、適宜設定可能である。
図５に示すように、２つのＰＷＭ基準信号Ｐ１およびＰ２を用いてデッドタイムを設ける場合、デッドタイムより小さなパルスを出力することができない。そのため、デューティの下限である−２％から所定範囲内、および、デューティの上限である１０２％から所定範囲内では、出力時のデッドタイムがデューティによって変わってしまう。
具体例を図６および図７に基づいて説明する。図６および図７の説明において、ＰＷＭ基準信号Ｐの１周期において、上ＳＷ２１〜２３がオンとなる割合を上ＳＷオンデューティとし、下ＳＷ２４〜２６がオンとなる割合を下ＳＷオンデューティとする。図中において、オンデューティを「ＯＤ」、デッドタイムを「ＤＴ」と記す。
まず、設定通りのデッドタイムとなる場合の例を図６に示す。例えば、デューティが３％のとき、上ＳＷオンデューティは３％から上ＳＷ側のデッドタイム分の２％を減じた１％となる。また、下ＳＷオンデューティは、９７％（＝１００％−３％）から下ＳＷ側のデッドタイム分の２％を減じた９５％となる。すなわち、デューティが３％のとき、上ＳＷオンデューティが１％、下ＳＷオンデューティが９５％であるので、デッドタイムは設定通りの４％となる。
図６（ｂ）に示すように、デューティが９７％の場合も同様である。
次に、設定通りのデッドタイムとならない場合の例を図７に示す。デューティが２％以上のとき、上ＳＷオンデューティは、デューティから上ＳＷ側のデッドタイム分の２％を減じて算出される。一方、デューティが２％の未満のとき、上ＳＷオンデューティを０％より小さくすることができない。そのため例えばデューティが１％のとき、上ＳＷ側のデッドタイムを１％とし、デューティ１％のときの上ＳＷオンデューティを０％とするので、上ＳＷはオンされない。また、下ＳＷオンデューティは、９９％（＝１００％−１％）から下ＳＷ側のデッドタイム分の２％を減じた９７％となる。すなわち、デューティが１％のとき、上ＳＷオンデューティが０％、下ＳＷオンデューティが９７％であり、デッドタイムは３％となるので、設定の４％とは異なる値となる。
図７（ｂ）に示すように、デューティが９９％の場合も同様である。
すなわち、デューティが２〜９８％の範囲では、デッドタイムは設定通りの４％となるが、デューティの下限から所定範囲内であるデューティ−２％〜２％、および、デューティの上限から所定範囲内である９８％〜１０２％では、設定よりも小さいデッドタイムとなる。また、デューティによってデッドタイムの大きさが変化する。そのため、デッドタイム補償部７１にて、一律４％分のデッドタイム補償を行った場合、本来補償すべき量よりも多く補償を行っている状態となるため、デューティ−２％〜デューティ２％の範囲、および、デューティ９８％〜１０２％の範囲では、線間電圧に歪みが生じる。
ここで、デューティ指令値Ｄ＿Ｕ、Ｄ＿Ｖ、Ｄ＿Ｗと、上ＳＷオンデューティおよび下ＳＷオンデューティとの関係を図８（ａ）、デューティ指令値Ｄ＿Ｕ、Ｄ＿Ｖ、Ｄ＿Ｗと印加電圧との関係を図８（ｂ）に示す。
本実施形態では、上ＳＷ２１〜２３のオンオフ制御に係る上ＳＷ用ＰＷＭ基準信号Ｐ１は２％分上側にシフトされているので、図８（ａ）に実線で示すように、上ＳＷオンデューティにおける０％〜１００％は、デューティ指令値Ｄ＿Ｕ、Ｄ＿Ｖ、Ｄ＿Ｗの２％〜１０２％に対応する。また、下ＳＷ２４〜２６のオンオフ制御に係る下ＳＷ用ＰＷＭ基準信号Ｐ２は２％分下側にシフトされているので、図８（ａ）に破線で示すように、下ＳＷオンデューティにおける０％〜１００％は、デューティ指令の９８％〜−２％に対応する。
また、図８（ｂ）に示すように、各相の端子電圧は、相電流が負のとき、実線Ｌ１で示すように、デューティ指令値が２％以下では所定の値となり、デューティ指令値が１００％以上でバッテリ電圧Ｖｂとなる。また、各相の端子電圧は、相電流が正のとき、実線Ｌ２で示すように、デューティ指令値が２％以下では０Ｖとなり、デューティ指令値が１０２％でバッテリ電圧Ｖｂとなる。
以上説明したように、三角波比較方式にてＳＷ２１〜２６のオン／オフ作動を切り替える場合、デューティの上限から所定範囲内、または、デューティの下限から所定範囲内のデューティを出力すると、指令電圧とデューティとが一致せず、電流波形が歪む。
そこで本実施形態では、デッドタイムの影響により、指令電圧とデューティとが一致しない範囲、すなわちデューティの下限である−２％から所定範囲内、または、デューティの上限である１０２％から所定範囲内のデューティを出力回避デューティとし、当該範囲内のデューティを用いずにＰＷＭ制御を行う。
出力回避デューティを設けると、ＰＷＭ基準信号Ｐ１、Ｐ２の下端または上端を含む出力回避デューティに対応する期間は、上ＳＷ２１〜２３が全オン、または、下ＳＷ２４〜２６が全オンとなる「無効電圧ベクトル」となる。また、ＰＷＭ基準信号の前半期間および後半期間に、それぞれ２回の無効電圧ベクトル区間を設ける、ということもできる。
また、三角波比較方式において、ＰＷＭ周期の１周期中にデューティを変更する場合を、図９に基づいて説明する。図９では、Ｕ相を例に説明するが、他の相についても同様である。本実施形態では、ＰＷＭ基準信号の下端から下端を「ＰＷＭ１周期」とし、下端から上端を「前半期間」、上端から下端を「後半期間」とする。
図９に示すように、ＰＷＭ１周期のデューティを５０％とすると、設定通りのデッドタイムが確保できる。
また、前半期間と後半期間とでデューティを切り替え、例えば前半期間を１０２％、後半期間を−２％としても、ＰＷＭ１周期で見た場合、理論的にはデューティ５０％で制御する場合と同等の電圧が印加される。
しかしながら、前半期間を１０２％、後半期間を−２％といった具合に、ＰＷＭ基準信号Ｐ１、Ｐ２を超えてデューティを切り替える場合、デューティの切り替えに伴い、上下ＳＷのオンオフを同時に切り替える駆動信号が出力される。この場合、別処理にてオフからオンに切り替えるＳＷのオンタイミングを強制的に遅らせることにより、デッドタイムが確保され、上下ＳＷが同時にオンされることによる短絡を回避している。そのため、オフからオンに切り替えるＳＷの駆動信号のパルスは、デッドタイム分、削られる。
具体的には、デューティを１０２％から−２％に切り替える場合、下ＳＷ２４の駆動信号が削られ、デューティを−２％から１０２％に切り替える場合、上ＳＷ２１の駆動信号が削られる。
そのため、ＰＷＭ基準信号Ｐ１、Ｐ２を超えてデューティを切り替えると、設定通りの電圧を出力することができず、線間電圧に歪みが生じる。
なお、例えば、上ＳＷ用ＰＷＭ基準信号Ｐ１の上側にて、例えばデューティを５０％から１００％に切り替える場合、デューティの切り替えに伴うオンオフの切り替えが生じず、駆動信号のパルスへの影響はない。
同様に、下ＳＷ用ＰＷＭ基準信号Ｐ２の下側にて、例えばデューティを５０％から０％に切り替える場合、デューティの切り替えに伴うオンオフの切り替えが生じず、駆動信号のパルスへの影響はない。
次に、電圧ベクトルパターンについて説明する。
図１０に示すように、ＳＷ２１〜２６のオンオフの組み合わせはＶ０電圧ベクトル〜Ｖ７電圧ベクトルの８種類ある。そのうち、下ＳＷ２４〜２６が全オンであるＶ０電圧ベクトル、および、上ＳＷ２１〜２３が全オンであるＶ７電圧ベクトルは、「無効電圧ベクトル」である。無効電圧ベクトルのとき、線間電圧はゼロであり、コイル１１〜１３に電圧が印加されない。
また、Ｖ１電圧ベクトル〜Ｖ６電圧ベクトルは、「有効電圧ベクトル」である。有効電圧ベクトルでは、上ＳＷがオンの相と下ＳＷがオンの相との間の相間に電圧が発生し、コイル１１〜１３に電圧が印加される。
Ｖ１電圧ベクトル、Ｖ３電圧ベクトルおよびＶ５電圧ベクトルである奇数電圧ベクトルでは、上ＳＷが１つ、下ＳＷが２つオンされている。
Ｖ２電圧ベクトル、Ｖ４電圧ベクトル、Ｖ６電圧ベクトルである偶数電圧ベクトルでは、上ＳＷが２つ、下ＳＷが１つオンされている。
続いて、三角波比較方式における電圧ベクトルパターンについて図１１に基づいて説明する。図１１（ｂ）は、図１１（ａ）の領域ｂについて、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*をデューティに変換した図である。
図１１（ｂ）に示すように、コンデンサ電圧Ｖｃｏｎに基づき、各相電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*をデューティに変換する。ここでは説明を簡略化するため、補正処理、調整処理前のデューティ換算値Ｖｕ＿ｒ、Ｖｖ＿ｒ、Ｖｗ＿ｒ、および、デッドタイムを考慮しないシフト前のＰＷＭ基準信号Ｐに基づいてＳＷ２１〜２６のオン／オフを制御する例を説明する。以下の図面においても同様である。
図１１（ｂ）に示すＰＷＭ１周期では、Ｖ７→Ｖ６→Ｖ１→Ｖ０→Ｖ１→Ｖ６→Ｖ７の順に電圧ベクトルが切り替わる。このように、ＰＷＭ１周期では、Ｖ７電圧ベクトル→偶数電圧ベクトル→奇数電圧ベクトル→Ｖ０電圧ベクトル→奇数電圧ベクトル→偶数電圧ベクトル→Ｖ７電圧ベクトルの順に電圧ベクトルが切り替わる。
奇数電圧ベクトルであるＶ１電圧ベクトル区間は、当該期間において最も大きいデューティであるＵ相デューティと真ん中のデューティであるＷ相デューティとの差に対応している。
偶数電圧ベクトルであるＶ６電圧ベクトル区間は、当該期間において真ん中のデューティであるＷ相デューティと最も小さいデューティであるＶ相デューティとの差に対応している。
有効電圧ベクトルであるＶ１電圧ベクトル区間とＶ６電圧ベクトル区間との和は、最も大きいデューティであるＵ相デューティと最も小さいデューティであるＶ相デューティとの差に対応している。
すなわち、奇数電圧ベクトル区間、偶数電圧ベクトル区間、および、有効電圧ベクトル区間は、対応するデューティの差に応じた長さとなる。以下、奇数電圧ベクトル区間に対応するデューティの差を「奇数電圧デューティＤｏ」、偶数電圧ベクトル区間に対応するデューティの差を「偶数電圧デューティＤｅ」、有効電圧ベクトル区間に対応するデューティの差を「有効電圧デューティＤａ」とする。
本実施形態では、直流母線に設けられるシャント抵抗４０にて電流を検出する。この場合、有効電圧ベクトル区間にて電流を検出する。有効電圧ベクトル区間にて検出される電流検出値Ｉｃは、オンされているＳＷのアームが他の２相と異なる相の電流に相当する。
すなわち、Ｖ１電圧ベクトルで検出される電流検出値ＩｃはＵ相電流Ｉｕに相当し、Ｖ２電圧ベクトルで検出される電流検出値ＩｃはＷ相電流Ｉｗに相当し、Ｖ３電圧ベクトルで検出される電流検出値ＩｃはＶ相電流Ｉｖに相当する。また、Ｖ４電圧ベクトルで検出される電流検出値ＩｃはＵ相電流Ｉｕに相当し、Ｖ５電圧ベクトルで検出される電流検出値ＩｃはＷ相電流Ｉｗに相当し、Ｖ６電圧ベクトルで検出される電流検出値ＩｃはＶ相電流Ｉｖに相当する。
本実施形態では、ＰＷＭ１周期において、異なる相の電流を検出可能な２つの有効電圧ベクトルのタイミングにて電流検出値Ｉｃを検出する。そして、相電流演算部６１では、電流検出値Ｉｃと、当該電流検出値Ｉｃを検出したときの電圧ベクトルとに基づき、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを演算する
図１１（ｂ）に示す例で説明すると、例えば前半期間のＶ６電圧ベクトルのタイミングにて１回目の電流検出値Ｉｃを検出し、後半期間のＶ１電圧ベクトルのタイミングにて１回目の電流検出値Ｉｃを検出するとする。相電流演算部６１では、１回目の電流検出値Ｉｃに基づいてＶ相電流Ｉｖを演算し、２回目の電流検出値Ｉｃに基づいてＵ相電流Ｉｕを演算する。また、３相和＝０より、Ｗ相電流Ｉｗを演算する。
ところで、シャント抵抗４０にて電流検出値Ｉｃを検出する場合、リンギングが収束する時間（例えば４．５μ秒）、ＳＷ２１〜２６のオン／オフの切り替えを行わないホールド時間を確保する必要がある。本実施形態では、有効電圧ベクトルにて電流検出を行うので、電流検出を行う有効電圧ベクトル区間の長さを所定期間以上とする必要がある。
例えば、図１１（ｂ）のように、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*が比較的離間している場合、有効電圧ベクトル区間が長いので、有効電圧ベクトルのタイミングにて電流を検出することができる。
一方、図１２に示すように、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が小さいと、有効電圧ベクトル区間が短いので、電流を検出することができない。
また、図１３に示すように、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が大きくても、２相の電圧指令値が近い場合、１相分の電流しか検出することができず、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを演算することができない。
なお、図１２および図１３においては、下ＳＷ２４〜２６のオンオフ信号については省略した。
上述の通り、有効電圧ベクトルの各区間は、対応するデューティの差に応じた長さとなる。そこで本実施形態では、電流検出期間確保演算部７３にて、デューティ換算値Ｄｕ＿ｒ、Ｄｖ＿ｒ、Ｄｗ＿ｒを補正することにより、電流検出タイミングの有効電圧ベクトル区間が所定期間以上となるようにしている。具体的には、電流検出を行う有効電圧ベクトル区間に対応するデューティの差が、所定期間に対応する電流検出デューティ下限値Ｄｍとなるように、デューティ換算値Ｄｕ＿ｒ、Ｄｖ＿ｒ、Ｄｗ＿ｒを補正する。換言すると、デューティの差が電流検出デューティ下限値Ｄｍ以上であれば、当該デューティの差に対応する有効電圧ベクトル区間にて、電流検出可能である、ということである。
ここで、電流検出期間確保演算部７３における補正処理を、図１４〜図１９に基づいて説明する。
電流検出期間確保演算部７３における補正処理を、図１４および図１５に示すフローチャートに基づいて説明する。
最初のステップＳ１０１（以下、「ステップ」を省略し、単に記号「Ｓ」で示す。）では、デューティ換算値Ｄｕ＿ｒ、Ｄｖ＿ｒ、Ｄｗ＿ｒの大小関係を判定し、デューティ換算値Ｄｕ＿ｒ、Ｄｖ＿ｒ、Ｄｗ＿ｒに基づき、補正前の奇数電圧デューティＤｏ、偶数電圧デューティＤｅ、および、有効電圧デューティＤａを特定する。
デューティ換算値Ｄｕ＿ｒ、Ｄｖ＿ｒ、Ｄｗ＿ｒのうち、補正処理前において、最も大きいデューティを第１デューティＤ１、次に大きいデューティを第２デューティＤ２、最も小さいデューティを第３デューティＤ３とすると、奇数電圧デューティＤｏ、偶数電圧デューティＤｅ、および、有効電圧デューティＤａは、式（１）〜（３）で表される。
Ｄｏ＝Ｄ１−Ｄ２ ・・・（１）
Ｄｅ＝Ｄ２−Ｄ３ ・・・（２）
Ｄａ＝Ｄ１−Ｄ３ ・・・（３）
Ｓ１０２では、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ未満であるか否かを判断する。電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ以上であると判断された場合（Ｓ１０２：ＮＯ）、図１５中のＳ１１０へ移行する。電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ未満であると判断された場合（Ｓ１０２：ＹＥＳ）、Ｓ１０３へ移行する。
Ｓ１０３では、第１デューティＤ１の補正値である第１デューティ補正値Ｃ１１を０とする。すなわち、第１デューティ補正値Ｃ１１は、式（４）で表される。
Ｃ１１＝０ ・・・（４）
Ｓ１０４では、奇数電圧デューティＤｏが、電流検出デューティ下限値Ｄｍから奇数電圧デューティＤｏを減算した値未満であるか否かを判断する。奇数電圧デューティＤｏが、電流検出デューティ下限値Ｄｍから奇数電圧デューティＤｏを減算した値未満であると判断された場合（Ｓ１０４：ＹＥＳ）、Ｓ１０５へ移行する。奇数電圧デューティＤｏが、電流検出デューティ下限値Ｄｍから奇数電圧デューティＤｏを減算した値以上であると判断された場合（Ｓ１０４：ＮＯ）、Ｓ１０６へ移行する。
Ｓ１０５では、第２デューティＤ２の補正値である第２デューティ補正値Ｃ１２を、式（５−１）とする。
Ｃ１２＝Ｄｍ−Ｄｏ ・・・（５−１）
Ｓ１０６では、第２デューティ補正値Ｃ１２を、奇数電圧デューティＤｏとする（式（５−２））。
Ｃ２＝Ｄｏ ・・・（５−２）
本実施形態では、奇数電圧デューティＤｏと電流検出デューティ下限値Ｄｍから奇数電圧デューティＤｏを減算した値とを比較し、大きい方の値を第２デューティ補正値Ｃ１２とする。
Ｓ１０５またはＳ１０６に続いて移行するＳ１０７では、有効電圧デューティＤａが、電流検出デューティ下限値Ｄｍから有効電圧デューティＤａを減算した値未満であるか否かを判断する。有効電圧デューティＤａが、電流検出デューティ下限値Ｄｍから有効電圧デューティＤａを減算した値未満であると判断された場合（Ｓ１０７：ＹＥＳ）、Ｓ１０８へ移行する。有効電圧デューティＤａが、電流検出デューティ下限値Ｄｍから有効電圧デューティＤａを減算した値以上であると判断された場合（Ｓ１０７：ＮＯ）、Ｓ１０９へ移行する。
Ｓ１０８では、第３デューティＤ３の補正値である第３デューティ補正値Ｃ１３を、式（６−１）とする。
Ｃ１３＝−（Ｄｍ−Ｄａ） ・・・（６−１）
Ｓ１０９では、第３デューティ補正値Ｃ１３を、式（６−２）とする。
Ｃ１３＝−Ｄａ ・・・（６−２）
本実施形態では、有効電圧デューティＤａと電流検出デューティ下限値Ｄｍから有効電圧デューティＤａを減算した値とを比較し、大きい方の値に−１を乗じた値を第３デューティ補正値Ｃ１３とする。
Ｓ１０８またはＳ１０９の処理後は、図１５中のＳ１１７へ移行する。
電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ以上であると判断された場合（Ｓ１０２：ＮＯ）に移行する図１５中のＳ１１０では、奇数電圧デューティＤｏおよび偶数電圧デューティＤｅがともに電流検出デューティ下限値Ｄｍ未満であるか否かを判断する。奇数電圧デューティＤｏおよび偶数電圧デューティＤｅの少なくとも一方が電流検出デューティ下限値Ｄｍ以上であると判断された場合（Ｓ１１０：ＮＯ）、Ｓ１１２へ移行する。奇数電圧デューティＤｏおよび偶数電圧デューティＤｅがともに電流検出デューティ下限値Ｄｍ未満であると判断された場合（Ｓ１１０：ＹＥＳ）、Ｓ１１１へ移行する。
Ｓ１１１では、第１デューティ補正値Ｃ１１を式（７）、第２デューティ補正値Ｃ１２を式（８）、第３デューティ補正値Ｃ１３を式（９）とする。
Ｃ１１＝−Ｄｍ＋Ｄｏ ・・・（７）
Ｃ１２＝０ ・・・（８）
Ｃ１３＝−Ｄｍ＋Ｄｅ ・・・（９）
奇数電圧デューティＤｏまたは偶数電圧デューティＤｅが電流検出デューティ下限値Ｄｍ以上であると判断された場合（Ｓ１１０：ＮＯ）に移行するＳ１１２では、奇数電圧デューティＤｏが電流検出デューティ下限値Ｄｍ未満であるか否かを判断する。奇数電圧デューティＤｏが電流検出デューティ下限値Ｄｍ以上であると判断された場合（Ｓ１１２：ＮＯ）、Ｓ１１４へ移行する。奇数電圧デューティＤｏが電流検出デューティ下限値Ｄｍ未満であると判断された場合（Ｓ１１２：ＹＥＳ）、Ｓ１１３へ移行する。
Ｓ１１３では、第１デューティ補正値Ｃ１１を式（１０）、第２デューティ補正値Ｃ１２を式（１１）、第３デューティ補正値Ｃ１３を式（１２）とする。
Ｃ１１＝−（Ｄｍ−Ｄｏ）×０．５ ・・・（１０）
Ｃ１２＝（Ｄｍ−Ｄｏ）×０．５ ・・・（１１）
Ｃ１３＝０ ・・・（１２）
奇数電圧デューティＤｏが電流検出デューティ下限値Ｄｍ以上であると判断された場合（Ｓ１１２：ＮＯ）に移行するＳ１１４では、偶数電圧デューティＤｅが電流検出デューティ下限値Ｄｍ未満であるか否かを判断する。偶数電圧デューティＤｅが電流検出デューティ下限値Ｄｍ以上であると判断された場合（Ｓ１１４：ＮＯ）、Ｓ１１６へ移行する。偶数電圧デューティＤｅが電流検出デューティ下限値Ｄｍ未満であると判断された場合（Ｓ１１４：ＹＥＳ）、Ｓ１１５へ移行する。
Ｓ１１５では、第１デューティ補正値Ｃ１１を式（１３）、第２デューティ補正値Ｃ１２を式（１４）、第３デューティ補正値Ｃ１３を式（１５）とする。
Ｃ１１＝０ ・・・（１３）
Ｃ１２＝（Ｄｍ−Ｄｅ）×０．５ ・・・・（１４）
Ｃ１３＝−（Ｄｍ−Ｄｅ）×０．５ ・・・（１５）
奇数電圧デューティＤｏおよび偶数電圧デューティＤｅがともに電流検出デューティ下限値Ｄｍ以上である場合（Ｓ１１２：ＹＥＳかつＳ１１４：ＹＥＳ）に移行するＳ１１６では、第１デューティ補正値Ｃ１１、第２デューティ補正値Ｃ１２および第３デューティ補正値Ｃ１３を０とする（式（１６））。
Ｃ１１＝Ｃ１２＝Ｃ１３＝０ ・・・（１６）
図１４中のＳ１０８、Ｓ１０９、図１５中のＳ１１１、Ｓ１１３、Ｓ１１５またはＳ１１６に続いて移行するＳ１１７では、第１デューティ補正値Ｃ１１、第２デューティ補正値Ｃ１２および第３デューティ補正値Ｃ１３に基づき、第１デューティＤ１、第２デューティＤ２、および、第３デューティＤ３を補正し、前半デューティ一時値Ｄ１＿ａｔ、Ｄ２＿ａｔ、Ｄ３＿ａｔ（式（１７）、（１８）、（１９））、および、後半デューティ一時値Ｄ１＿ｂｔ、Ｄ２＿ｂｔ、Ｄ３＿ｂｔを演算する（式（２０）、（２１）、（２２））。
Ｄ１＿ａｔ＝Ｄ１＋Ｃ１１ ・・・（１７）
Ｄ２＿ａｔ＝Ｄ２＋Ｃ１２ ・・・（１８）
Ｄ３＿ａｔ＝Ｄ３＋Ｃ１３ ・・・（１９）
Ｄ１＿ｂｔ＝Ｄ１−Ｃ１１ ・・・（２０）
Ｄ２＿ｂｔ＝Ｄ２−Ｃ１２ ・・・（２１）
Ｄ３＿ｂｔ＝Ｄ３−Ｃ１３ ・・・（２２）
例えば、デューティ換算値Ｄｕ＿ｒ、Ｄｖ＿ｒ、Ｄｗ＿ｒが、Ｄｕ＿ｒ＞Ｄｖ＿ｒ＞Ｄｗ＿ｒとすると、前半デューティ一時値Ｄｕ＿ａｔ、Ｄｖ＿ａｔ、Ｄｗ＿ａｔ、および、後半デューティ一時値Ｄｕ＿ｂｔ、Ｄｖ＿ｂｔ、Ｄｗ＿ｂｔは、式（２３）〜（２８）となる。
Ｄｕ＿ａｔ＝Ｄｕ＿ｒ＋Ｃ１１ ・・・（２３）
Ｄｖ＿ａｔ＝Ｄｖ＿ｒ＋Ｃ１２ ・・・（２４）
Ｄｗ＿ａｔ＝Ｄｗ＿ｒ＋Ｃ１３ ・・・（２５）
Ｄｕ＿ｂｔ＝Ｄｕ＿ｒ−Ｃ１１ ・・・（２６）
Ｄｖ＿ｂｔ＝Ｄｖ＿ｒ−Ｃ１２ ・・・（２７）
Ｄｗ＿ｂｔ＝Ｄｗ＿ｒ−Ｃ１３ ・・・（２８）
これにより、電流検出を行う有効電圧ベクトル区間が所定期間以上となる。また、本実施形態では、前半期間にて補正値Ｃ１１〜Ｃ１３を加算し、後半期間にて補正値Ｃ１１〜Ｃ１３を減算しているので、ＰＷＭ１周期でみたとき、補正値Ｃ１１〜Ｃ１３は相殺される。
ここで、補正処理の詳細について、図１６〜図１９に基づいて説明する。図１６〜図１９においては、第１デューティＤ１を実線、第２デューティＤ２を破線、第３デューティＤ３を一点鎖線で示した。また、図１６〜図１９においては、（ｉ）が補正前、（ｉｉ）が前半期間、（ｉｉｉ）が後半期間に対応している。
電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ未満である場合（Ｓ１０２：ＹＥＳ）の処理（１−１）を図１６に基づいて説明する。処理（１−１）における補正値は、Ｓ１０３、Ｓ１０５またはＳ１０６、Ｓ１０８またはＳ１０９にて決定される値である。
処理（１−１）では、前半期間にて、第３デューティＤ３の相電流を検出すべく、第３デューティＤ３と第１デューティＤ１との差ｄ１１＿ａが電流検出デューティ下限値Ｄｍ以上となるように第３デューティＤ３を下方向に補正するとともに、第２デューティＤ２が第１デューティＤ１より大きくなるように第２デューティＤ２を上方向に補正する。
また、後半期間にて、第２デューティＤ２の相電流を検出すべく、第２デューティＤ２と第１デューティＤ１との差ｄ１１＿ｂが電流検出デューティ下限値Ｄｍ以上となるように第２デューティＤ２を下方向に補正するとともに、第３デューティＤ３が第１デューティＤ１より大きくなるように第３デューティＤ３を上方向に補正する。
処理（１−１）では、電流検出を行う有効電圧ベクトル区間が所定期間を下回らないように、前半期間では第２デューティＤ２が第１デューティＤ１より大きくなり、後半期間では第３デューティＤ３が第１デューティＤ１より大きくなるような補正値Ｃ１２、Ｃ１３とする。
電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ以上であり（Ｓ１０２：ＮＯ）、奇数電圧デューティＤｏおよび偶数電圧デューティＤｅがともに電流検出デューティ下限値Ｄｍ未満である場合（Ｓ１１０：ＹＥＳ）の処理（１−２）を図１７に基づいて説明する。処理（１−２）における補正値は、Ｓ１１１にて決定される値である。
処理（１−２）では、前半期間にて、第３デューティＤ３の相電流を検出すべく、第３デューティＤ３と第２デューティＤ２との差ｄ１２＿ａが電流検出デューティ下限値Ｄｍとなるように、第３デューティＤ３を下方向に補正する。
また、後半期間にて第１デューティＤ１の相電流を検出すべく、第１デューティＤ１と第２デューティＤ２との差ｄ１２＿ｂが電流検出デューティ下限値Ｄｍとなるように、第１デューティＤ１を上方向に補正する。
なお、補正量を相殺すべく、前半期間において、第１デューティＤ１を下方向に補正し、後半期間において、第３デューティＤ３を上方向に補正する。
電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ以上であり（Ｓ１０２：ＮＯ）、奇数電圧デューティＤｏが電流検出デューティ下限値Ｄｍ未満である場合（Ｓ１１２：ＹＥＳ）の処理（１−３）を図１８に基づいて説明する。
処理（１−３）では、後半期間にて第１デューティＤ１の相電流を検出すべく、第１デューティＤ１と第２デューティＤ２との差ｄ１３＿ｂが電流検出デューティ下限値Ｄｍとなるように、第１デューティＤ１を上方向に補正し、第２デューティＤ２を下方向に補正する。
また、補正量を相殺すべく、前半期間において、第１デューティＤ１を下方向に補正し、第２デューティＤ２を上方向に補正する。処理（１−３）では、第２デューティＤ２と第３デューティＤ３との差である偶数電圧デューティＤｅが電流検出デューティ下限値Ｄｍ以上であり、第３デューティＤ３の相電流を検出可能なデューティは確保されているので、前半期間において、第３デューティＤ３の相電流を検出する。すなわち、図１８の例では、第１デューティＤ１と第３デューティＤ３との差ｄ１３＿ａは、電流検出デューティ下限値Ｄｍ以上である。なお、第１デューティＤ１、第２デューティＤ２、および、補正値Ｃ１１、Ｃ１２によっては、第２デューティＤ２が第１デューティＤ１より小さいこともある。この場合、第２デューティＤ２と第３デューティＤ３との差が、電流検出デューティ下限値Ｄｍ以上であり、第３デューティＤ３の相電流を検出可能である。
電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ以上であり（Ｓ１０２：ＮＯ）、偶数電圧デューティＤｅが電流検出デューティ下限値Ｄｍ未満である場合（Ｓ１１４：ＹＥＳ）の処理（１−４）を図１９に基づいて説明する。
処理（１−４）では、前半期間にて第３デューティＤ３の相電流を検出すべく、第３デューティＤ３と第２デューティＤ２との差ｄ１４＿ａが電流検出デューティ下限値Ｄｍとなるように、第２デューティＤ２を上方向に補正し、第３デューティＤ３を下方向に補正する。
また、補正量を相殺すべく、後半期間において、第２デューティＤ２を下方向に補正し、第３デューティＤ３を上方向に補正する。処理（１−４）では、第１デューティＤ１と第２デューティＤ２との差である奇数電圧デューティＤｏが電流検出デューティ下限値Ｄｍ以上であり、第１デューティＤ１の相電流を検出可能なデューティは確保されているので、後半期間において、第１デューティＤ１の相電流を検出する。すなわち、図１９の例では、第１デューティＤ１と第３デューティＤ３との差ｄ１４＿ｂは、電流検出デューティ下限値Ｄｍ以上である。なお、第２デューティＤ２、第３デューティＤ３、および、補正値Ｃ１２、Ｃ１３によっては、第２デューティＤ２が第３デューティＤ３より大きいこともある。この場合、第１デューティＤ１と第２デューティＤ２との差が、電流検出デューティ下限値Ｄｍ以上であり、第１デューティＤ１の相電流を検出可能である。
電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ以上であり（Ｓ１０２：ＮＯ）、奇数電圧デューティＤｏおよび偶数電圧デューティＤｅがともに電流検出デューティ下限値Ｄｍ以上である場合（Ｓ１１０：ＮＯ、Ｓ１１２：ＮＯ、かつ、Ｓ１１４：ＮＯ）、デューティを補正することなく、第１デューティＤ１および第３デューティＤ３の相電流を検出可能である。
次に、電流検出タイミング調整演算部７４における調整処理について説明する。
本実施形態では、ＡＤ変換器４２にて電流検出値Ｉｃを検出するタイミングが一定間隔となるように、電流検出タイミング調整演算部７４にて有効電圧ベクトルが発生するタイミングを調整している。なお、ＡＤ変換器４２にて電流検出値Ｉｃを検出するタイミングは、有効電圧ベクトル区間内であって、リンギングが収束するための時間が経過した後のタイミングとする。
ＡＤ変換器４２は、ＰＷＭ１周期において、シャント抵抗４０の両端電圧を所定間隔で４回サンプリングする。ＡＤ変換器４２におけるサンプリングタイミングは、ＰＷＭ基準信号Ｐの中心（下端、上端）から検出シフト時間ｔ１（例えば数μｓ）後のタイミング、および、その中間のタイミングとする。ここで、ＰＷＭ１周期における１回目のサンプリングタイミングをｔ１１、２回目のサンプリングタイミングをｔ１２、３回目のサンプリングタイミングをｔ１３、４回目のサンプリングタイミングをｔ１４とする。
電流検出タイミング調整演算部７４では、ｔ１１およびｔ１２の少なくとも一方と、ｔ１３およびｔ１４の少なくとも一方とが、有効電圧ベクトル区間内であってリンギングが収束するための時間が経過した後のタイミングとなるように、コイル１１〜１３に印加される電圧の平均値である中性点電圧を変更し、電流検出を行う有効電流ベクトルが発生するタイミングを調整している。なお、中性点電圧を変更しても、コイル１１、１２、１３に印加される線間電圧は変わらない。
電流検出タイミング調整演算部７４における調整処理を、図２０に示すフローチャートに基づいて説明する。
Ｓ１５１では、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ未満であるか否かを判断する。この処理は、図１４のＳ１０２と同様の処理である。電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ未満であると判断された場合（Ｓ１５１：ＹＥＳ）、Ｓ１５２へ移行する。電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ以上であると判断された場合（Ｓ１５１：ＮＯ）、Ｓ１５３へ移行する。
Ｓ１５２では、前半期間において、最も小さい相のデューティがデューティ下限値ｘ１１となるように変調する。また、後半期間において、最も小さい相のデューティが下側デューティ設定値ｘ１２となるように変調する。以下、最も小さい相のデューティが所定の値となるように変調する変調方法を「下べた変調」という。デューティ下限値ｘ１１は、デッドタイムに応じた値であり、本実施形態では、デューティ下限値ｘ１１を４％とする。これにより、無効電圧ベクトルであるＶ７電圧ベクトル区間は、デッドタイムから決定される最小時間Ｔｍとなる。また、下側デューティ設定値ｘ１２は、デューティ下限値ｘ１１より大きい値であって、電流検出を行う有効電圧ベクトル区間が所望のタイミングとなるように適宜設定される。本実施形態では、例えば下側デューティ設定値ｘ１２を３０％とする。ここでの処理は、電流検出タイミングが有効電圧ベクトル区間の所望のタイミングとなればよいので、後半期間において、最も小さい相のデューティが下側デューティ設定値ｘ１２となるような下べた変調に替えて、例えば真ん中のデューティが中間デューティ設定値ｘ１３（例えば４６％）となるように変調してもよい。
Ｓ１５２では、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ未満であり、ＰＷＭ１周期を通して下べた変調しているので、ＰＷＭ基準信号Ｐの上端にて、最小時間Ｔｍ以上のＶ０電圧ベクトル区間が確保される。
例えば、前半期間にて、前半デューティ一時値Ｄｕ＿ａｔ、Ｄｖ＿ａｔ、Ｄｗ＿ａｔが、Ｄｕ＿ａｔ＞Ｄｖ＿ａｔ＞Ｄｗ＿ａｔとすると、前半デューティ指令値Ｄｕ＿ａ、Ｄｖ＿ａ、Ｄｗ＿ａは、式（３１）〜（３３）となる。
Ｄｕ＿ａ［％］＝Ｄｕ＿ａｔ−Ｄｗ＿ａｔ＋ｘ１１ ・・・（３１）
Ｄｖ＿ａ［％］＝Ｄｖ＿ａｔ−Ｄｗ＿ａｔ＋ｘ１１ ・・・（３２）
Ｄｗ＿ａ［％］＝Ｄｗ＿ａｔ−Ｄｗ＿ａｔ＋ｘ１１ ・・・（３３）
また、後半期間にて、後半デューティ一時値Ｄｕ＿ｂｔ、Ｄｖ＿ｂｔ、Ｄｗ＿ｂｔが、Ｄｕ＿ｂｔ＞Ｄｖ＿ｂｔ＞Ｄｗ＿ｂｔとすると、後半デューティ指令値Ｄｕ＿ｂ、Ｄｖ＿ｂ、Ｄｗ＿ｂは、式（３４−１）、（３５−１）、（３６−１）となる。
Ｄｕ＿ｂ［％］＝Ｄｕ＿ｂｔ−Ｄｗ＿ｂｔ＋ｘ１２ ・・・（３４−１）
Ｄｖ＿ｂ［％］＝Ｄｖ＿ｂｔ−Ｄｗ＿ｂｔ＋ｘ１２ ・・・（３５−１）
Ｄｗ＿ｂ［％］＝Ｄｗ＿ｂｔ−Ｄｗ＿ｂｔ＋ｘ１２ ・・・（３６−１）
また例えば、後半期間にて、後半デューティ一時値Ｄｕ＿ｂｔ、Ｄｖ＿ｂｔ、Ｄｗ＿ｂｔが、Ｄｕ＿ｂｔ＞Ｄｖ＿ｂｔ＞Ｄｗ＿ｂｔであり、真ん中のデューティが中間デューティ設定値ｘ１３となるように変調する場合の後半デューティ指令値Ｄｕ＿ｂ、Ｄｖ＿ｂ、Ｄｗ＿ｂは、式（３４−２）、（３５−２）、（３６−２）となる。
Ｄｕ＿ｂ［％］＝Ｄｕ＿ｂｔ−Ｄｖ＿ｂｔ＋ｘ１３ ・・・（３４−２）
Ｄｖ＿ｂ［％］＝Ｄｖ＿ｂｔ−Ｄｖ＿ｂｔ＋ｘ１３ ・・・（３５−２）
Ｄｗ＿ｂ［％］＝Ｄｗ＿ｂｔ−Ｄｖ＿ｂｔ＋ｘ１３ ・・・（３６−２）
電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ以上であると判断された場合（Ｓ１５１：ＮＯ）に移行するＳ１５３では、前半期間において、最も小さい相のデューティがデューティ下限値ｘ１１となるように下べた変調する。また、後半期間において、最も大きい相のデューティがデューティ上限値ｘ２１となるように変調する。以下、最も大きい相のデューティが所定の値となるように変調する変調方法を「上べた変調」という。デューティ上限値ｘ２１は、デッドタイムに応じた値であり、本実施形態では、デューティ上限値ｘ２１を９６％とする。これにより、前半期間におけるＶ７電圧ベクトル区間、および、後半期間におけるＶ０電圧ベクトル区間は、最小時間Ｔｍとなる。また、前半期間におけるＶ０電圧ベクトル区間、および、後半期間におけるＶ７電圧ベクトル区間は、最小時間Ｔｍ以上となる。
例えば、後半期間にて、後半デューティ一時値Ｄｕ＿ｂｔ、Ｄｖ＿ｂｔ、Ｄｗ＿ｂｔが、Ｄｕ＿ｂｔ＞Ｄｖ＿ｂｔ＞Ｄｗ＿ｂｔとすると、後半デューティ指令値Ｄｕ＿ｂ、Ｄｖ＿ｂ、Ｄｗ＿ｂは、式（３７）〜（３９）となる。なお、前半デューティ指令値Ｄｕ＿ａ、Ｄｖ＿ａ、Ｄｗ＿ａは、Ｓ１５２の式（３１）〜（３４）と同様である。
Ｄｕ＿ｂ［％］＝Ｄｕ＿ｂｔ−Ｄｕ＿ｂｔ＋ｘ２１ ・・・（３７）
Ｄｖ＿ｂ［％］＝Ｄｖ＿ｂｔ−Ｄｕ＿ｂｔ＋ｘ２１ ・・・（３８）
Ｄｗ＿ｂ［％］＝Ｄｗ＿ｂｔ−Ｄｕ＿ｂｔ＋ｘ２１ ・・・（３９）
前半デューティ指令値Ｄｕ＿ａ、Ｄｖ＿ａ、Ｄｗ＿ａ、および、後半デューティ指令値Ｄｕ＿ｂ、Ｄｖ＿ｂ、Ｄｗ＿ｂが、デューティ指令値Ｄ＿Ｕ、Ｄ＿Ｖ、Ｄ＿Ｗを構成する。
本実施形態の補正処理および調整処理の具体例を図２１および図２２に基づいて説明する。図２１は電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ未満である場合の例であり、図２２は電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ以上である場合の例である。図２１および図２２では、Ｖｕ*＞Ｖｖ*＞Ｖｗ*として説明する。また、以降の図では、主に上ＳＷ２１〜２３のオン／オフ作動を中心に説明するが、説明を簡略化するため、ＰＷＭ基準信号を図５に示すシフト前のＰＷＭ基準信号Ｐとし、デューティの範囲が０％〜１００％であるものとして説明する。
図２１（ａ）に示すように、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ未満である場合、補正前のデューティ換算値Ｄｕ＿ｒ、Ｄｖ＿ｒ、Ｄｗ＿ｒに基づいてＳＷ２１〜２６のオン／オフを制御すると、有効電圧ベクトル区間が短く、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出することができない。
そこで本実施形態では、図２１（ｂ）に示すように、電流検出可能な有効電圧ベクトル区間を確保すべく、デューティ換算値Ｄｕ＿ｒ、Ｄｖ＿ｒ、Ｄｗ＿ｒを補正している。詳細には、前半期間において、電流検出を行うＶ２電圧ベクトルが電流検出可能な期間以上となるように、デューティ換算値が最も小さい相であるＷ相のデューティを下方向に補正し、Ｗ相の前半デューティ一時値Ｄｗ＿ａｔとする。このとき、電流検出を行うＶ２電圧ベクトル区間が短くならないよう、Ｖ相の前半デューティ一時値Ｄｖ＿ａｔがＵ相の前半デューティ一時値Ｄｕ＿ａｔより大きくなるように、Ｖ相のデューティを上方向に補正する。
また、後半期間において、電流検出を行うＶ６電圧ベクトルが電流検出可能な期間以上となるように、デューティ換算値が真ん中であるＶ相のデューティを下方向に補正し、Ｖ相の後半デューティ一時値Ｄｖ＿ａｔとする。このとき、電流検出を行うＶ６電圧ベクトル区間が短くならないよう、Ｗ相の後半デューティ一時値Ｄｗ＿ｂｔがＵ相の後半デューティ一時値Ｄｕ＿ｂｔより大きくなるように、デューティ換算値Ｄｗ＿ｒを上方向に補正する。
電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ未満である場合、デューティ換算値が最も大きい相であるＵ相のデューティは補正しないので、Ｕ相の前半デューティ換算値Ｄｕ＿ａｔおよび後半デューティ換算値Ｄｕ＿ｂｔは、デューティ換算値Ｄｕ＿ｒと等しい。
これにより、Ｖ上ＳＷ２２をオンからオフに切り替えるタイミング、および、オフからオンに切り替えるタイミングが後ろにシフトされる。また、Ｗ上ＳＷ２３をオンからオフに切り替えるタイミング、および、オフからオンに切り替えるタイミングが前にシフトされる。このとき、Ｖ上ＳＷ２２およびＷ上ＳＷ２３がオンされる期間は、補正の前後で変わらない。
また、前半期間と後半期間とで、大きさが等しく補正方向が反対となるようにＶ相およびＷ相のデューティを補正しており、補正による印加電圧の変化が前半期間と後半期間とで相殺されるので、ＰＷＭ１周期でみたとき、印加電圧は補正の前後で変わらない。
図２１（ｃ）に示すように、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅によらず、ＡＤ変換器４２にて所定間隔のサンプリングタイミングｔ１１、ｔ１２、ｔ１３、１４にてサンプルホールドされる値に基づいて各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを演算可能なように、調整処理を行う。詳細には、前半期間において、最も小さいデューティであるＷ相の前半デューティ指令値Ｄｗ＿ａがデューティ下限値ｘ１１となるように下べた変調する。また、後半期間において、最も小さい相のデューティであるＶ相の後半デューティ指令値Ｄｖ＿ｂが下側デューティ設定値ｘ１２となるように下べた変調する。これにより、前半期間におけるＶ７電圧ベクトル区間が最小時間Ｔｍとなる。また、前半期間におけるＶ０電圧ベクトル区間、後半期間におけるＶ０電圧ベクトル区間、および、Ｖ７電圧ベクトル区間が最小時間Ｔｍ以上となる。
上述の通り、ＰＷＭ１周期におけるサンプリングタイミングをｔ１１〜ｔ１４とし、ｔ１１にてサンプリングされる電流検出値をＩｃ１１、ｔ１２にてサンプリングされる電流検出値をＩｃ１２、ｔ１３にてサンプリングされる電流検出値をＩｃ１３、ｔ１４にてサンプリングされる電流検出値をＩｃ１４とする。
図２１（ｃ）では、１回目のサンプリングタイミングｔ１１にて検出される電流検出値Ｉｃ１１は、Ｖ２電圧ベクトル区間に検出される値であるので、相電流演算部６１にて、電流検出値Ｉｃ１１に基づいてＷ相電流Ｉｗが演算される。また、４回目のサンプリングタイミングｔ１４にて検出される電流検出値Ｉｃ１４は、Ｖ６電圧ベクトル区間に検出される値であるので、相電流演算部６１にて、電流検出値Ｉｃ１４に基づいてＶ相電流Ｉｖが演算される。Ｕ相電流Ｉｕは、Ｖ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗに基づいて演算される。
なお、２回目のサンプリングタイミングｔ１２にて検出される電流検出値Ｉｃ１２および３回目のサンプリングタイミングｔ１３にて検出される電流検出値Ｉｃ１３は、オフセット補正に用いられる。
図２１（ｃ）では、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの演算に用いるサンプリングタイミングを示す矢印を丸印で囲んで示している。他の図面においても同様である。
図２２は、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ以上であり、Ｕ相デューティ換算値Ｄｕ＿ｒが最も大きく、Ｖ相デューティ換算値Ｄｖ＿ｒとＷ相デューティ換算値Ｄｗ＿ｒとが略等しく、偶数電圧デューティＤｅが電流検出デューティ下限値Ｄｍ以下である処理（１−４）の例である。
図２２（ａ）に示すように、補正前のデューティ換算値Ｄｕ＿ｒ、Ｄｖ＿ｒ、Ｄｗ＿ｒに基づいてＳＷ２１〜２６のオン／オフを制御した場合、Ｖ１電圧ベクトル区間にてＵ相電流Ｉｕを検出可能であるものの、Ｖ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを検出することができない。
そこで本実施形態では、図２２（ｂ）に示すように、電流検出可能な有効電圧ベクトル区間を確保すべく、デューティ換算値Ｄｕ＿ｒ、Ｄｖ＿ｒ、Ｄｗ＿ｒを補正している。詳細には、前半期間において、電流検出を行うＶ２電圧ベクトルが電流検出可能な期間となるように、デューティ換算値が真ん中であるＶ相のデューティを上方向に補正し、Ｖ相の前半デューティ一時値Ｄｖ＿ａｔとする。また、デューティ換算値が最も小さい相であるＷ相のデューティを下方向に補正し、Ｗ相の前半デューティ一時値Ｄｗ＿ａｔとする。
また、後半期間において、後半期間の補正分を相殺すべく、Ｖ相のデューティを下方向に補正し、Ｖ相の後半デューティ一時値Ｄｖ＿ｂｔとする。また、Ｗ相のデューティを上方向に補正し、Ｗ相の後半デューティ一時値Ｄｗ＿ｂｔとする。
この例では、デューティ換算値が最も大きい相であるＵ相のデューティは補正しないので、Ｕ相の前半デューティ換算値Ｄｕ＿ａｔおよび後半デューティ換算値Ｄｕ＿ｂｔは、デューティ換算値Ｄｕ＿ｒと等しい。
これにより、Ｖ上ＳＷ２２をオンからオフに切り替えるタイミング、および、オフからオンに切り替えるタイミングが後ろにシフトされる。また、Ｗ上ＳＷ２３をオンからオフに切り替えるタイミング、および、オフからオンに切り替えるタイミングが前にシフトされる。このとき、Ｖ上ＳＷ２２およびＷ上ＳＷ２３がオンされる期間は、補正の前後で変わらない。
また、前半期間と後半期間とで、大きさが等しく補正方向が反対となるようにＶ相およびＷ相のデューティを補正しており、補正による印加電圧の変化が前半期間と後半期間とで相殺されるので、ＰＷＭ１周期でみたとき、印加電圧は補正の前後で変わらない。
図２２（ｃ）に示すように、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅によらず、ＡＤ変換器４２にて所定間隔のサンプリングタイミングｔ１１、ｔ１２、ｔ１３、１４にてサンプルホールドされる値に基づいて各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを演算可能なように、調整処理を行う。詳細には、前半期間において、最も小さいデューティであるＷ相の前半デューティ指令値Ｄｗ＿ａがデューティ下限値ｘ１１となるように下べた変調する。また、後半期間において、最も大きい相のデューティであるＵ相の後半デューティ指令値Ｄｕ＿ｂがデューティ上限値ｘ２１となるように上べた変調する。これにより、前半期間におけるＶ７電圧ベクトル区間、および、後半期間におけるＶ０電圧ベクトル区間が最小時間Ｔｍとなる。また、前半期間におけるＶ０電圧ベクトル区間、および、後半期間におけるＶ７電圧ベクトル区間が最小時間Ｔｍ以上となる。
図２２（ｃ）では、１回目のサンプリングタイミングｔ１１にて検出される電流検出値Ｉｃ１１は、Ｖ２電圧ベクトル区間に検出される値であるので、相電流演算部６１にて、電流検出値Ｉｃ１１に基づいてＷ相電流Ｉｗが演算される。また、３回目のサンプリングタイミングｔ１３にて検出される電流検出値Ｉｃ１３は、Ｖ１電圧ベクトル区間に検出される値であるので、相電流演算部６１にて、電流検出値Ｉｃ１３に基づいてＵ相電流Ｉｕが演算される。また、Ｖ相電流Ｉｖは、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗに基づいて演算される。
なお、２回目のサンプリングタイミングｔ１２にて検出されるＩｃ１２および４回目のサンプリングタイミングｔ１４にて検出される電流検出値Ｉｃ１４は、オフセット補正に用いられる。
ここで、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの演算に用いる電流検出値と電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅との関係について言及しておく。
本実施形態では、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅によらず、ＡＤ変換器４２によるサンプリングタイミングｔ１１、ｔ１２、ｔ１３、ｔ１４を変更することなく検出された電流検出値に基づき、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを演算可能である。
また、図２１（ｃ）にて説明したように、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ未満である場合、相電流演算部６１は、１回目のサンプリングタイミングｔ１１にて検出される電流検出値Ｉｃ１１、および、４回目のサンプリングタイミングｔ１４にて検出される電流検出値Ｉｃ１４に基づき、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを演算する。
また、図２２（ｃ）にて説明したように、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ以上である場合、相電流演算部６１は、１回目のサンプリングタイミングｔ１１にて検出される電流検出値Ｉｃ１１、および、３回目のサンプリングタイミングｔ１３にて検出される電流検出値Ｉｃ１３に基づき、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを演算する。
すなわち本実施形態では、所定間隔のサンプリングタイミングにて検出された電流検出値Ｉｃ１１〜Ｉｃ１４のうち、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの演算に用いる値を、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅に応じて切り替えている。
本実施形態では、デッドタイムの大きさが変化するデューティの上限または下限を含む所定範囲を出力回避デューティとしている。具体的には、デューティ下限値ｘ１１（例えば４％）未満であるデューティ、および、デューティ上限値ｘ２１（例えば９６％）より大きいデューティを出力回避デューティとしている。そのためＰＷＭ基準信号Ｐの下端および上端を含む出力回避デューティに対応する期間は、上ＳＷ２１〜２３が全オン、または、下ＳＷ２４〜２６が全オンとなる無効電圧ベクトルとなるように調整処理を行っている。換言すると、前半期間および後半期間に、それぞれ２回の無効電圧ベクトル区間を設けている。これにより、デッドタイムの大きさが変化する出力回避デューティを出力しないので、デッドタイムの大きさの変化に伴う電流の歪みを防ぐことができ、トルクリップル、および、音や振動を低減することができる。
以上詳述したように、本実施形態の電力変換装置１は、インバータ部２０と、シャント抵抗４０と、制御部６０と、を備える。
インバータ部２０は、モータ１０の巻線１５の各相に対応し、高電位側に配置される上ＳＷ２１〜２３、および、低電位側に配置される下ＳＷ２４〜２６を有する。シャント抵抗４０は、インバータ部２０とバッテリ８０の負側との間に接続される。
制御部６０は、ＰＷＭ基準信号Ｐおよびデューティ指令値Ｄｕ＿ａ、Ｄｖ＿ａ、Ｄｗ＿ａ、Ｄｕ＿ｂ、Ｄｖ＿ｂ、Ｄｗ＿ｂに基づき、上ＳＷ２１〜２３および下ＳＷ２４〜２６のオンオフ作動を制御する。
制御部６０は、相電流演算部６１と、制御器６３および２相３相変換部６４とを有する。
相電流演算部６１は、シャント抵抗４０により検出される電流検出値Ｉｃに基づき、巻線１５の各相に通電される各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを演算する。
制御器６３は、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づき、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ*およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ*を演算する。また、２相３相変換部６４は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ*およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ*に基づき、Ｕ相コイル１１、Ｖ相コイル１２およびＷ相コイル１３に印加する電圧に係る電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*を演算する。
制御部６０は、ＰＷＭ基準信号Ｐの１以上の所定倍周期における前半期間および後半期間において、電流検出値Ｉｃを検出する有効電圧ベクトル区間が所定期間以上となるようにするとともに、全相の下ＳＷ２４〜２６がオンとなるＶ０電圧ベクトル区間および全相の上ＳＷ２１〜２３がオンとなるＶ７電圧ベクトル区間が、上ＳＷ２１〜２３および当該上ＳＷ２１〜２３と対応して設けられる下ＳＷ２４〜２６が共にオフとなるデッドタイム期間から決定される最小時間Ｔｍ以上となり、かつ、前半期間および後半期間の少なくとも一方にＶ０電圧ベクトル区間およびＶ７電圧ベクトル区間が含まれるように、前半デューティ指令値Ｄｕ＿ａ、Ｄｖ＿ａ、Ｄｗ＿ａ、および、後半デューティ指令値Ｄｕ＿ｂ、Ｄｖ＿ｂ、Ｄｗ＿ｂを演算する。
本実施形態では、ＰＷＭ基準信号Ｐの１周期における前半期間および後半期間において、電流検出値Ｉｃを検出する有効電圧ベクトル区間が所定時間以上となるようにしている。
本実施形態では、無効電圧ベクトルであるＶ０電圧ベクトル区間およびＶ７電圧ベクトル区間が、デッドタイム期間から決定される最小時間以上となるように調整される。すなわち本実施形態では、デッドタイムの影響により、指令電圧とデューティとが一致しない範囲のデューティを用いずにＰＷＭ制御を行っている。
また、前半期間および後半期間の少なくとも一方には、最小時間以上であるＶ０電圧ベクトル区間およびＶ７電圧ベクトル区間の両方が含まれるようにデューティを調整している。そのため、ＰＷＭ１周期の前半期間と後半期間とでデューティを変更しても、デューティの切り替えに伴ってパルスが削られることがない。
なお、ＰＷＭ基準信号Ｐの上端において、最も大きい相のデューティがデューティの上限（例えば１０２％）未満であり、かつ、ＰＷＭ基準信号Ｐの下端において、最も小さい相のデューティがデューティの下限（例えば−２％）より大きい場合、前半期間および後半期間にＶ０電圧ベクトル区間およびＶ７電圧ベクトル区間の両方が含まれる。特に、本実施形態では、Ｖ０電圧ベクトル区間およびＶ７電圧ベクトル区間が最小時間以上となるように、デューティ下限値ｘ１１およびデューティ上限値ｘ２１を設定している。
これにより、デッドタイムの影響による電圧指令とデューティとの不一致が生じず、電流波形の歪みを低減できるので、トルクリップルや、音、振動を低減することができる。
また、電流検出を行う有効電圧ベクトル区間が、所定期間以上となるようにデューティ換算値Ｄｕ＿ｒ、Ｄｖ＿ｒ、Ｄｗ＿ｒを補正しているので、適切に電流検出値Ｉｃを検出することができる。
制御部６０は、デューティ換算部７２と、電流検出期間確保演算部７３と、電流検出タイミング調整演算部７４と、を有する。
デューティ換算部７２は、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*をデューティ換算値Ｄｕ＿ｒ、Ｄｖ＿ｒ、Ｄｗ＿ｒに換算する。
電流検出期間確保演算部７３では、電流検出値Ｉｃを検出する有効電圧ベクトル区間が所定期間以上となるように、デューティ換算値Ｄｕ＿ｒ、Ｄｖ＿ｒ、Ｄｗ＿ｒに基づき、前半デューティ一時値Ｄｕ＿ａｔ、Ｄｖ＿ａｔ、Ｄｗ＿ａｔ、および、後半デューティ一時値Ｄｕ＿ｂｔ、Ｄｖ＿ｂｔ、Ｄｗ＿ｂｔを演算する。
電流検出タイミング調整演算部７４は、前半期間および後半期間の少なくとも一方に、最小時間Ｔｍ以上であるＶ７電圧ベクトル区間およびＶ０電圧ベクトル区間が含まれるように、前半デューティ一時値Ｄｕ＿ａｔ、Ｄｖ＿ａｔ、Ｄｗ＿ａｔおよび後半デューティ一時値Ｄｕ＿ｂｔ、Ｄｖ＿ｂｔ、Ｄｗ＿ｂｔを調整し、前半デューティ指令値Ｄｕ＿ａ、Ｄｖ＿ａ、Ｄｗ＿ａおよび後半デューティ指令値Ｄｕ＿ｂ、Ｄｖ＿ｂ、Ｄｗ＿ｂを演算する。
これにより、前半デューティ指令値Ｄｕ＿ａ、Ｄｖ＿ａ、Ｄｗ＿ａおよび後半デューティ指令値Ｄｕ＿ｂ、Ｄｖ＿ｂ、Ｄｗ＿ｂを適切に演算することができる。
また、電力変換装置１は、所定間隔であるサンプリングタイミングｔ１１、ｔ１２、ｔ１３、ｔ１４で電流検出値Ｉｃ１１、Ｉｃ１２、Ｉｃ１３、Ｉｃ１４をサンプルホールドするＡＤ変換器４２をさらに備える。本実施形態では、ＰＷＭ１周期において、等間隔で４回サンプリングする。
また、制御部６０の電流検出タイミング調整演算部７４は、サンプリングタイミングｔ１１、ｔ１２、ｔ１３、ｔ１４にて電流検出値を検出可能なように、前半デューティ指令値Ｄｕ＿ａ、Ｄｖ＿ａ、Ｄｗ＿ａおよび後半デューティ指令値Ｄｕ＿ｂ、Ｄｖ＿ｂ、Ｄｗ＿ｂを調整する。
これにより、ＡＤ変換器４２にて電流検出値を所定間隔にてサンプリング可能となるので、構成を簡素化することができる。
また、本実施形態では、ＡＤ変換器４２にてサンプリングされた電流検出値のうち、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの演算に用いる値を、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅に応じて切り替える。これにより、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅に応じ、適切なタイミングで検出された電流検出値に基づいて各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを演算することができる。
また、電動パワーステアリング装置１００は、電力変換装置１と、運転者による操舵を補助する補助トルクを出力するモータ１０と、を備える。電力変換装置１では、デッドタイムの影響による電圧指令とデューティとの不一致が生じず、電流波形の歪みを低減できるので、トルクリップルや、音、振動を低減することができる。
本実施形態では、相電流演算部６１が「相電流演算手段」を構成し、制御器６３および２相３相変換部６４が「電圧指令値演算手段」を構成し、デューティ換算部７２が「デューティ換算手段」を構成し、電流検出期間確保演算部７３が「補正手段」を構成し、電流検出タイミング調整演算部７４が「調整手段」を構成する。
（第２実施形態）
本発明の第２実施形態による電力変換装置を図２３〜図３１に基づいて説明する。
本実施形態は、補正処理および調整処理が第１実施形態と異なっているので、この点を中心に説明し、構成等の説明は省略する。
電流検出期間確保演算部７３における補正処理を、図２３および図２４に基づいて説明する。
Ｓ２０１およびＳ２０２の処理は、図１４中のＳ１０１およびＳ１０２の処理と同様である。
電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ以上であると判断された場合（Ｓ２０２：ＮＯ）、図２４中のＳ２１０へ移行する。電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ未満であると判断された場合（Ｓ２０２：ＹＥＳ）、Ｓ２０３へ移行する。
Ｓ２０３では、第３デューティＤ３の補正値である第３デューティ補正値Ｃ２３を０とする。すなわち、第３デューティ補正値Ｃ２３は、式（４１）で表される。
Ｃ２３＝０ ・・・（４１）
Ｓ２０４では、偶数電圧デューティＤｅが、電流検出デューティ下限値Ｄｍから偶数電圧デューティＤｅを減算した値未満であるか否かを判断する。偶数電圧デューティＤｅが、電流検出デューティ下限値Ｄｍから偶数電圧デューティＤｅを減算した値未満であると判断された場合（Ｓ２０４：ＹＥＳ）、Ｓ２０５へ移行する。電流検出デューティ下限値Ｄｍから偶数電圧デューティＤｅを減算した値以上であると判断された場合（Ｓ２０４：ＮＯ）、Ｓ２０６へ移行する。
Ｓ２０５では、第２デューティＤ２の補正値である第２デューティ補正値Ｃ２２を、式（４０）とする。
Ｃ２２＝−（Ｄｍ−Ｄｅ） ・・・（４２−１）
Ｓ２０６では、第２デューティ補正値Ｃ２２を、偶数電圧デューティ−Ｄｅとする（式（４２−２））。
Ｃ２２＝−Ｄｅ ・・・（４２−２）
本実施形態では、偶数電圧デューティＤｅと電流検出デューティ下限値Ｄｍから偶数電圧デューティＤｅを減算した値とを比較し、大きい方の値に−１を乗じた値を第２デューティ補正値Ｃ２２とする。
Ｓ２０５またはＳ２０６に続いて移行するＳ２０７の処理は、図１４中のＳ１０７の処理と同様である。有効電圧デューティＤａが、電流検出デューティ下限値Ｄｍから有効電圧デューティＤａを減算した値未満であると判断された場合（Ｓ２０７：ＹＥＳ）、Ｓ２０８へ移行する。有効電圧デューティＤａが、電流検出デューティ下限値Ｄｍから有効電圧デューティＤａを減算した値以上であると判断された場合（Ｓ２０７：ＮＯ）、Ｓ２０９へ移行する。
Ｓ２０８では、第１デューティＤ１の補正値である第１デューティ補正値Ｃ２１を、式（４３−１）とする。
Ｃ２１＝Ｄｍ−Ｄａ ・・・（４３−１）
Ｓ２０９では、第１デューティ補正値Ｃ２１を、有効電圧デューティＤａとする（式（４３−２））。
Ｃ２１＝Ｄａ ・・・（４３−２）
本実施形態では、有効電圧デューティＤａと電流検出デューティ下限値Ｄｍから有効電圧デューティＤａを減算した値とを比較し、大きい方の値を第１デューティ補正値Ｃ２１とする。
Ｓ２０８またはＳ２０９の処理後は、図２４中のＳ２１７へ移行する。
電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ以上であると判断された場合（Ｓ２０２：ＮＯ）に移行する図２４中のＳ２１０の処理は、図１５中のＳ１１０の処理と同様である。奇数電圧デューティＤｏおよび偶数電圧デューティＤｅの少なくとも一方が電流検出デューティ下限値Ｄｍ以上であると判断された場合（Ｓ２１０：ＮＯ）、Ｓ２１２へ移行する。奇数電圧デューティＤｏおよび偶数電圧デューティＤｅがともに電流検出デューティ下限値Ｄｍ未満であると判断された場合（Ｓ２１０：ＹＥＳ）、Ｓ２１１へ移行する。
Ｓ２１１では、第１デューティ補正値Ｃ２１を式（４４）、第２デューティ補正値Ｃ２２を式（４５）、第３デューティ補正値Ｃ２３を式（４６）とする。
Ｃ２１＝Ｄｍ−Ｄｏ ・・・（４４）
Ｃ２２＝０ ・・・（４５）
Ｃ２３＝Ｄｍ−Ｄｅ ・・・（４６）
奇数電圧デューティＤｏまたは偶数電圧デューティＤｅが電流検出デューティ下限値Ｄｍ以上であると判断された場合（Ｓ２１０：ＮＯ）に移行するＳ２１２の処理は、図１５中のＳ１１２の処理と同様である。奇数電圧デューティＤｏが電流検出デューティ下限値Ｄｍ以上であると判断された場合（Ｓ２１２：ＮＯ）、Ｓ２１４へ移行する。奇数電圧デューティＤｏが電流検出デューティ下限値Ｄｍ未満であると判断された場合（Ｓ２１２：ＹＥＳ）、Ｓ２１３へ移行する。
Ｓ２１３では、第１デューティ補正値Ｃ２１を式（４７）、第２デューティ補正値Ｃ２２を式（４８）、第３デューティ補正値Ｃ２３を式（４９）とする。
Ｃ２１＝（Ｄｍ−Ｄｏ）×０．５ ・・・（４７）
Ｃ２２＝−（Ｄｍ−Ｄｏ）×０．５ ・・・（４８）
Ｃ２３＝０ ・・・（４９）
奇数電圧デューティＤｏが電流検出デューティ下限値Ｄｍ以上であると判断された場合（Ｓ２１２：ＮＯ）に移行するＳ２１４の処理は、図１５中のＳ１１４の処理と同様である。偶数電圧デューティＤｅが電流検出デューティ下限値Ｄｍ以上であると判断された場合（Ｓ２１４：ＮＯ）、Ｓ２１６へ移行する。偶数電圧デューティＤｅが電流検出デューティ下限値Ｄｍ未満であると判断された場合（Ｓ２１４：ＹＥＳ）、Ｓ２１５へ移行する。
Ｓ２１５では、第１デューティ補正値Ｃ２１を式（５０）、第２デューティ補正値Ｃ２２を式（５１）、第３デューティ補正値Ｃ２３を式（５２）とする。
Ｃ２１＝０ ・・・（５０）
Ｃ２２＝−（Ｄｍ−Ｄｅ）×０．５ ・・・（５１）
Ｃ２３＝（Ｄｍ−Ｄｅ）×０．５ ・・・（５２）
奇数電圧デューティＤｏおよび偶数電圧デューティＤｅがともに電流検出デューティ下限値Ｄｍ以上である場合（Ｓ１１２：ＹＥＳかつＳ１１４：ＹＥＳ）に移行するＳ２１６の処理は、図１５中のＳ１１６の処理と同様であり、第１デューティ補正値Ｃ２１、第２デューティ補正値Ｃ２２および第３デューティ補正値Ｃ２３を０とする（式（５３））。
Ｃ２１＝Ｃ２２＝Ｃ２３＝０ ・・・（５３）
図２３中のＳ２０８、２０９、図２４中のＳ２１１、Ｓ２１３、Ｓ２１５またはＳ２１６に続いて移行するＳ２１７の処理は、図１５中のＳ２１７の処理と同様であり、第１デューティ補正値Ｃ２１、第２デューティ補正値Ｃ２２および第３デューティ補正値Ｃ２３に基づき、第１デューティＤ１、第２デューティＤ２および第３デューティＤ３を補正し、前半デューティ一時値Ｄ１＿ａｔ、Ｄ２＿ａｔ、Ｄ３＿ａｔ（式（５４）、（５５）、（５６））、および、後半デューティ一時値Ｄ１＿ｂｔ、Ｄ２＿ｂｔ、Ｄ３＿ｂｔを演算する（式（５７）、（５８）、（５９））。
Ｄ１＿ａｔ＝Ｄ１＋Ｃ２１ ・・・（５４）
Ｄ２＿ａｔ＝Ｄ２＋Ｃ２２ ・・・（５５）
Ｄ３＿ａｔ＝Ｄ３＋Ｃ２３ ・・・（５６）
Ｄ１＿ｂｔ＝Ｄ１−Ｃ２１ ・・・（５７）
Ｄ２＿ｂｔ＝Ｄ２−Ｃ２２ ・・・（５８）
Ｄ３＿ｂｔ＝Ｄ３＋Ｃ２３ ・・・（５９）
ここで、補正処理の詳細について、図２５〜図２８に基づいて説明する。図２５〜図２９においては、図１６等と同様、第１デューティＤ１を実線、第２デューティＤ２を破線、第３デューティＤ３を一点鎖線で示した。
電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ未満である場合（Ｓ２０２：ＹＥＳ）の処理（２−１）を図２５に基づいて説明する。処理（２−１）における補正値は、Ｓ２０３、Ｓ２０５またはＳ２０６、Ｓ２０８またはＳ２０９にて決定される値である。
処理（２−１）では、前半期間にて第１デューティＤ１の相電流を検出すべく、第１デューティＤ１と第３デューティＤ３との差ｄ２１＿ａが電流検出デューティ下限値Ｄｍ以上となるように第１デューティＤ１を上方向に補正するとともに、第２デューティＤ２が第１デューティＤ１より小さくなるように第２デューティＤ２を下方向に補正する。
また、後半期間にて、第２デューティＤ２の相電流を検出すべく、第２デューティＤ２と第３デューティＤ３との差ｄ２１＿ｂが電流検出デューティ下限値Ｄｍ以上となるように第２デューティＤ２を上方向に補正するとともに、第１デューティＤ１が第３デューティＤ３より小さくなるように第１デューティＤ１を下方向に補正する。
処理（２−１）では、電流検出を行う有効電圧ベクトル区間が所定期間を下回らないように、前半期間では第２デューティＤ２が第３デューティＤ３より小さくなり、後半期間では第１デューティＤ１が第３デューティＤ３より小さくなるような補正値Ｃ２１、Ｃ２２とする。
電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ以上であり（Ｓ２０２：ＮＯ）、奇数電圧デューティＤｏおよび偶数電圧デューティＤｅがともに電流検出デューティ下限値Ｄｍ未満である場合（Ｓ２１０：ＹＥＳ）の処理（２−２）を図２６に基づいて説明する。処理（２−２）における補正値は、Ｓ２１１にて決定される値である。
処理（２−２）では、前半期間にて、第１デューティＤ１の相電流を検出すべく、第１デューティＤ１と第２デューティＤ２との差ｄ２２＿ａが電流検出デューティ下限値Ｄｍとなるように、第１デューティＤ１を上方向に補正する。
また、後半期間にて第３デューティＤ３の相電流を検出すべく、第３デューティＤ３と第２デューティＤ２との差ｄ２２＿ｂが電流検出デューティ下限値Ｄｍとなるように、第３デューティＤ３を下方向に補正する。
なお、補正量を相殺すべく、前半期間において、第３デューティＤ３を上方向に補正し、後半期間において、第１デューティＤ１を下方向に補正する。
電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ以上であり（Ｓ２０２：ＮＯ）、奇数電圧デューティＤｏが電流検出デューティ下限値Ｄｍ未満である場合（Ｓ２１２：ＹＥＳ）の処理（２−３）を図２７に基づいて説明する。
処理（２−３）では、前半期間にて第１デューティＤ１の相電流を検出すべく、第１デューティＤ１と第２デューティＤ２との差ｄ２３＿ａが電流検出デューティ下限値Ｄｍとなるように、第１デューティＤ１を上方向に補正し、第２デューティＤ２を下方向に補正する。
また、補正量を相殺すべく、後半期間において、第１デューティＤ１を下方向に補正し、第２デューティＤ２を上方向に補正する。処理（２−３）では、第２デューティＤ２と第３デューティＤ３との差である偶数電圧デューティＤｅが電流検出デューティ下限値Ｄｍ以上であり、第３デューティＤ３の相電流を検出可能なデューティは確保されているので、後半期間において、第３デューティＤ３の相電流を検出する。すなわち、図２７の例では、第１デューティＤ１と第３デューティＤ３との差ｄ２３＿ｂは、電流検出デューティ下限値Ｄｍ以上である。なお、第１デューティＤ１、第２デューティＤ２、および、補正値Ｃ２１、Ｃ２２によっては、第２デューティＤ２が第１デューティＤ１より小さいこともある。この場合、第２デューティＤ２と第３デューティＤ３との差が、電流検出デューティ下限値Ｄｍ以上であり、第３デューティＤ３の相電流を検出可能である。
電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ以上であり（Ｓ２０２：ＮＯ）、偶数電圧デューティＤｅが電流検出デューティ下限値Ｄｍ未満である場合（Ｓ２１４：ＹＥＳ）の処理（２−４）を図２８に基づいて説明する。
処理（２−４）では、後半期間にて第３デューティＤ３の相電流を検出すべく、第３デューティＤ３と第２デューティＤ２との差ｄ２４＿ｂが電流検出デューティ下限値Ｄｍとなるように、第２デューティＤ２を上方向に補正し、第３デューティＤ３を下方向に補正する。
また、補正量を相殺すべく、前半期間において、第２デューティＤ２を下方向に補正し、第３デューティＤ３を上方向に補正する。処理（２−４）では、第１デューティＤ１と第２デューティＤ２との差である奇数電圧デューティＤｏが電流検出デューティ下限値Ｄｍ以上であり、第１デューティＤ１の相電流を検出可能なデューティは確保されているので、前半期間において、第１デューティＤ１の相電流を検出する。すなわち、図２８の例では、第１デューティＤ１と第３デューティＤ３との差ｄ２４＿ａは、電流検出デューティ下限値Ｄｍ以上である。なお、第２デューティＤ２、第３デューティＤ３、および、補正値Ｃ２２、Ｃ２３によっては、第２デューティＤ２が第３デューティＤ３より大きいこともある。この場合、第１デューティＤ１と第２デューティＤ２との差が、電流検出デューティ下限値Ｄｍ以上であり、第１デューティＤ１の相電流を検出可能である。
電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ以上であり（Ｓ２０２：ＮＯ）、奇数電圧デューティＤｏおよび偶数電圧デューティＤｅがともに電流検出デューティ下限値Ｄｍ以上である（Ｓ２１０：ＮＯ、Ｓ２１２：ＮＯ、かつ、Ｓ２１４：ＮＯ）、デューティを補正することなく、第１デューティＤ１および第３デューティＤ３の相電流を検出可能である。
次に、電流検出タイミング調整演算部７４における調整処理について説明する。
本実施形態では、ＡＤ変換器４２におけるサンプリングタイミングは、ＰＷＭ基準信号Ｐの中心（下端、上端）から検出シフト時間ｔ２（例えば数μｓ）手前のタイミング、および、その中間タイミングとする。ここで、ＰＷＭ１周期における１回目のサンプリングタイミングをｔ２１、２回目のサンプリングタイミングをｔ２２、３回目のサンプリングタイミングをｔ２３、４回目のサンプリングタイミングをｔ２４とする。なお、検出シフト時間ｔ２は、第１実施形態の検出シフト時間ｔ１と等しくてもよいし、異なっていてもよい。
電流検出タイミング調整演算部７４では、ｔ２１およびｔ２２の少なくとも一方と、ｔ２３およびｔ２４の少なくとも一方とが、有効電圧ベクトル区間内であってリンギングが収束するための時間が経過した後のタイミングとなるように、コイル１１〜１３に印加される電圧の平均値である中性点電圧を変更し、電流検出を行う有効電流ベクトルが発生するタイミングを調整している。
電流検出タイミング調整演算部７４における調整処理を、図２９に示すフローチャートに基づいて説明する。
Ｓ２５１の処理は、図２０中のＳ１５１の処理と同様である。電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ未満であると判断された場合（Ｓ２５１：ＹＥＳ）、Ｓ２５２へ移行する。電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ以上であると判断された場合（Ｓ２５１：ＮＯ）、Ｓ２５３へ移行する。
Ｓ２５２では、前半期間において、最も大きい相のデューティがデューティ上限値ｘ２１となるように上べた変調する。また、後半期間において、最も大きい相のデューティが上側デューティ設定値ｘ２２となるように上べた変調する。デューティ上限値ｘ２１は、デッドタイムに応じた値であり、本実施形態では、デューティ上限値ｘ２１を９６％とする。これにより、Ｖ０電圧ベクトル区間は、デッドタイムから決定される最小時間Ｔｍとなる。また、上側デューティ設定値ｘ２２は、デューティ上限値ｘ２１より小さい値であって、電流検出を行う有効電圧ベクトル区間が所望のタイミングとなるように適宜設定される。本実施形態では、例えば上側デューティ設定値ｘ２２を７０％とする。ここでの処理は、電流検出タイミングが有効電圧ベクトル区間の所望のタイミングとなればよいにで、後半期間において、最も大きい相のデューティが上側デューティ設定値ｘ２２となるような上べた変調に替えて、例えば真ん中のデューティが中間デューティ設定値ｘ２３（例えば５４％）となるように変調してもよい。
Ｓ２５２では、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ未満であり、ＰＷＭ１周期を通して上べた変調しているので、ＰＷＭ基準信号Ｐの下端にて、最小時間Ｔｍ以上のＶ７電圧ベクトル区間が確保される。
例えば、前半期間にて、前半デューティ一時値Ｄｕ＿ａｔ、Ｄｖ＿ａｔ、Ｄｗ＿ａｔが、Ｄｕ＿ａｔ＞Ｄｖ＿ａｔ＞Ｄｗ＿ａｔとすると、前半デューティ指令値Ｄｕ＿ａ、Ｄｖ＿ａ、Ｄｗ＿ａは、式（６１）〜（６３）となる。
Ｄｕ＿ａ［％］＝Ｄｕ＿ａｔ−Ｄｕ＿ａｔ＋ｘ２１ ・・・（６１）
Ｄｖ＿ａ［％］＝Ｄｖ＿ａｔ−Ｄｕ＿ａｔ＋ｘ２１ ・・・（６２）
Ｄｗ＿ａ［％］＝Ｄｗ＿ａｔ−Ｄｕ＿ａｔ＋ｘ２１ ・・・（６３）
また、後半期間にて、後半デューティ一時値Ｄｕ＿ｂｔ、Ｄｖ＿ｂｔ、Ｄｗ＿ｂｔが、Ｄｕ＿ｂｔ＞Ｄｖ＿ｂｔ＞Ｄｗ＿ｂｔとすると、後半デューティ指令値Ｄｕ＿ｂ、Ｄｖ＿ｂ、Ｄｗ＿ｂは、式（６４−１）、（６５−１）、（６６−１）となる。
Ｄｕ＿ｂ［％］＝Ｄｕ＿ｂｔ−Ｄｕ＿ｂｔ＋ｘ２２ ・・・（６４−１）
Ｄｖ＿ｂ［％］＝Ｄｖ＿ｂｔ−Ｄｕ＿ｂｔ＋ｘ２２ ・・・（６５−１）
Ｄｗ＿ｂ［％］＝Ｄｗ＿ｂｔ−Ｄｕ＿ｂｔ＋ｘ２２ ・・・（６６−１）
また例えば、後半期間にて、後半デューティ一時値Ｄｕ＿ｂｔ、Ｄｖ＿ｂｔ、Ｄｗ＿ｂｔが、Ｄｕ＿ｂｔ＞Ｄｖ＿ｂｔ＞Ｄｗ＿ｂｔであり、真ん中のデューティが中間デューティ設定値ｘ２３となるように変調する場合の後半デューティ指令値Ｄｕ＿ｂ、Ｄｖ＿ｂ、Ｄｗ＿ｂは、式（６４−２）、（６５−２）、（６６−２）となる。
Ｄｕ＿ｂ［％］＝Ｄｕ＿ｂｔ−Ｄｖ＿ｂｔ＋ｘ２３ ・・・（６４−２）
Ｄｖ＿ｂ［％］＝Ｄｖ＿ｂｔ−Ｄｖ＿ｂｔ＋ｘ２３ ・・・（６５−２）
Ｄｗ＿ｂ［％］＝Ｄｗ＿ｂｔ−Ｄｖ＿ｂｔ＋ｘ２３ ・・・（６６−２）
電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ以上であると判断された場合（Ｓ２５１：ＮＯ）に移行するＳ２５３では、前半期間において、最も大きい相のデューティがデューティ上限値ｘ２１となるように上べた変調する。また、後半期間において、最も小さい相のデューティがデューティ下限値ｘ１１となるように下べた変調する。これにより、前半期間におけるＶ０電圧ベクトル区間、および、後半期間におけるＶ７電圧ベクトル区間は、最小時間Ｔｍとなる。また、前半期間におけるＶ７電圧ベクトル区間、および、後半期間におけるＶ０電圧ベクトル区間は、最小時間Ｔｍ以上となる。
例えば、後半期間にて、後半デューティ一時値Ｄｕ＿ｂｔ、Ｄｖ＿ｂｔ、Ｄｗ＿ｂｔが、Ｄｕ＿ｂｔ＞Ｄｖ＿ｂｔ＞Ｄｗ＿ｂｔであり、４％の下べた変調とすると、後半デューティ指令値Ｄｕ＿ｂ、Ｄｖ＿ｂ、Ｄｗ＿ｂは、式（６７）〜（６９）となる。なお、前半デューティ指令値Ｄｕ＿ａ、Ｄｖ＿ａ、Ｄｗ＿ａは、Ｓ２５２の式（６１）〜（６３）と同様である。
Ｄｕ＿ｂ［％］＝Ｄｕ＿ｂｔ−Ｄｗ＿ｂｔ＋４ ・・・（６７）
Ｄｖ＿ｂ［％］＝Ｄｖ＿ｂｔ−Ｄｗ＿ｂｔ＋４ ・・・（６８）
Ｄｗ＿ｂ［％］＝Ｄｗ＿ｂｔ−Ｄｗ＿ｂｔ＋４ ・・・（６９）
本実施形態の補正処理および変調処理の具体例を図３０および図３１に基づいて説明する。図３０は電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ未満である場合の例であり、図３１は電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ以上である場合の例である。図３０および図３１では、Ｖｕ*＞Ｖｖ*＞Ｖｗ*として説明する。
図３０（ａ）は、図２１（ａ）と同様であり、補正前のデューティ換算値Ｄｕ＿ｒ、Ｄｖ＿ｒ、Ｄｗ＿ｒに基づいてＳＷ２１〜２６のオン／オフを制御した場合、有効電圧ベクトル区間が短く、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出することができない。
そこで本実施形態では、図３０（ｂ）に示すように、電流検出可能な有効電圧ベクトル区間を確保すべく、デューティ換算値Ｄｕ＿ｒ、Ｄｖ＿ｒ、Ｄｗ＿ｒを補正している。詳細には、前半期間において、電流検出を行うＶ１電圧ベクトルが電流検出可能な期間以上となるように、デューティ換算値が最も大きい相であるＵ相のデューティを上方向に補正し、Ｕ相の前半デューティ一時値Ｄｕ＿ａｔとする。このとき、電流検出を行うＶ１電圧ベクトル区間が短くならないよう、Ｖ相の前半デューティ一時値Ｄｖ＿ａｔがＷ相の前半デューティ一時値Ｄｗ＿ａｔより小さくなるように、Ｖ相のデューティを下方向に補正する。
また、後半期間において、電流検出を行うＶ３電圧ベクトルが電流検出可能な期間以上となるように、デューティ換算値が真ん中であるＶ相のデューティを上方向に補正する。このとき、電流検出を行うＶ３電圧ベクトル区間が短くならないよう、Ｕ相の後半デューティ一時値Ｄｕ＿ｂｔがＷ相の後半デューティ一時値Ｄｗ＿ｂｔより小さくなるように、デューティ換算値Ｄｕ＿ｒを下方向に補正する。
電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ未満である場合、デューティ換算値が最も小さい相であるＷ相のデューティは補正しないので、Ｗ相の前半デューティ換算値Ｄｗ＿ａｔおよび後半デューティ換算値Ｄｗ＿ｂｔは、デューティ換算値Ｄｗ＿ｒと等しい。
これにより、Ｕ上ＳＷ２１をオンからオフに切り替えるタイミング、および、オフからオンに切り替えるタイミングが後ろにシフトされる。また、Ｖ上ＳＷ２２をオンからオフに切り替えるタイミング、および、オフからオンに切り替えるタイミングが前にシフトされる。このとき、Ｕ上ＳＷ２１およびＷ上ＳＷ２３がオンされる期間は、補正の前後で変わらない。
また、前半期間と後半期間とで、大きさが等しく補正方向が反対となるようにＵ相およびＶ相のデューティを補正しており、補正による印加電圧の変化が前半期間と後半期間とで相殺されるので、ＰＷＭ１周期でみたとき、印加電圧は補正の前後で変わらない。
図３０（ｃ）に示すように、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅によらず、ＡＤ変換器４２にて所定間隔のサンプリングタイミングｔ２１、ｔ２２、ｔ２３、２４にてサンプルホールドされる値に基づいて各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを演算可能なように、調整処理を行う。詳細には、前半期間において、最も大きいデューティであるＵ相の前半デューティ指令値Ｄｕ＿ａがデューティ上限値ｘ２１となるように上べた変調する。また、後半期間において、最も大きい相のデューティであるＶ相の後半デューティ指令値Ｄｖ＿ｂが上側デューティ設定値ｘ２２となるように上べた変調する。これにより、前半期間におけるＶ０電圧ベクトル区間が最小時間Ｔｍとなる。また、前半期間におけるＶ７電圧ベクトル区間、後半期間におけるＶ０電圧ベクトル区間、および、Ｖ７電圧ベクトル区間が最小時間Ｔｍ以上となる。
上述の通り、ＰＷＭ１周期におけるサンプリングタイミングをｔ１２〜ｔ２４とし、ｔ２１にてサンプリングされる電流検出値をＩｃ２１、ｔ１２にてサンプリングされる電流検出値をＩｃ２２、ｔ２３にてサンプリングされる電流検出値をＩｃ２３、ｔ２４にてサンプリングされる電流検出値をＩｃ２４とする。
図３０（ｃ）では、２回目のサンプリングタイミングｔ２２にて検出される電流検出値Ｉｃ２２は、Ｖ１電圧ベクトル区間に検出される値であるので、相電流演算部６１にて、電流検出値Ｉｃ２２に基づいてＵ相電流Ｉｕが演算される。また、３回目のサンプリングタイミングｔ２３にて検出される電流検出値Ｉｃ２３は、Ｖ３電圧ベクトル区間に検出される値であるので、相電流演算部６１にて、電流検出値Ｉｃ２３に基づいてＶ相電流Ｉｖが演算される。また、Ｗ相電流Ｉｗは、Ｕ相電流ＩｕおよびＶ相電流Ｉｖに基づいて演算される。
なお、１回目のサンプリングタイミングｔ１２にて検出される電流検出値Ｉｃ２１および４回目のサンプリングタイミングｔ２４にて検出される電流検出値Ｉｃ２４は、オフセット補正に用いられる。
図３１は、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ以上であり、Ｕ相デューティ換算値Ｄｕ＿ｒが最も大きく、Ｖ相デューティ換算値Ｄｖ＿ｒとＷ相デューティ換算値Ｄｗ＿ｒとが略等しく、偶数電圧デューティＤｅが電流検出デューティ下限値Ｄｍ以下である処理（２−４）の例である。
図３１（ａ）に示すように、補正前のデューティ換算値Ｄｕ＿ｒ、Ｄｖ＿ｒ、Ｄｗ＿ｒに基づいてＳＷ２１〜２６のオン／オフを制御した場合、図２２（ａ）と同様、Ｖ１電圧ベクトル区間にてＵ相電流Ｉｕを検出可能であるものの、Ｖ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを検出することができない。
そこで本実施形態では、図３１（ｂ）に示すように、電流検出可能な有効電圧ベクトル区間を確保すべく、デューティ換算値Ｄｕ＿ｒ、Ｄｖ＿ｒ、Ｄｗ＿ｒを補正している。詳細には、後半期間において、電流検出を行うＶ６電圧ベクトルが電流検出可能な期間となるように、デューティが真ん中であるＶ相のデューティを上方向に補正し、Ｖ相の後半デューティ一時値Ｄｖ＿ｂｔとする。また、デューティ換算値が最も小さい相であるＷ相のデューティを下方向に補正し、Ｗ相の後半デューティ一時値Ｄｗ＿ｂｔとする。
また、前半期間において、後半期間の補正分を相殺すべく、Ｖ相のデューティを下方向に補正し、Ｖ相の前半デューティ一時値Ｄｖ＿ａｔとする。また、Ｗ相のデューティを上方向に補正し、Ｗ相の前半デューティ一時値Ｄｗ＿ａｔとする。
この例では、デューティ換算値が最も大きい相であるＵ相のデューティは補正しないので、Ｕ相の前半デューティ換算値Ｄｕ＿ａｔおよび後半デューティ換算値Ｄｕ＿ｂｔは、デューティ換算値Ｄｕ＿ｒと等しい。
これにより、Ｖ上ＳＷ２２をオンからオフに切り替えるタイミング、および、オフからオンに切り替えるタイミングが前にシフトされる。また、Ｗ上ＳＷ２３をオンからオフに切り替えるタイミング、および、オフからオンに切り替えるタイミングが後ろにシフトされる。このとき、Ｖ上ＳＷ２２およびＷ上ＳＷ２３がオンされる期間は、補正の前後でかわらない。
また、前半期間と後半期間とで、大きさが等しく補正方向が反対となるようにＶ相およびＷ相のデューティを補正しており、補正による印加電圧の変化が前半期間と後半期間とで相殺されるので、ＰＷＭ１周期でみたとき、印加電圧は補正の前後で変わらない。
図３１（ｃ）に示すように、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅によらず、ＡＤ変換器４２にて所定間隔のサンプリングタイミングｔ２１、ｔ２２、ｔ２３、２４にてサンプルホールドされる値に基づいて各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを演算可能なように、調整処理を行う。詳細には、前半期間において、最も大きいデューティであるＵ相の前半デューティ指令値Ｄｕ＿ａがデューティ上限値ｘ２１となるように上べた変調する。また、後半期間において、最も小さい相のデューティであるＷ相の後半デューティ指令値Ｄｗ＿ｂがデューティ下限値ｘ１１となるように下べた変調する。これにより、前半期間におけるＶ０電圧ベクトル区間、および、後半期間におけるＶ７電圧ベクトル区間が最小時間Ｔｍとなる。また、前半期間におけるＶ７電圧ベクトル区間、および、後半期間におけるＶ０電圧ベクトル区間が最小時間Ｔｍ以上となる。
図３１（ｃ）では、２回目のサンプリングタイミングｔ２２にて検出される電流検出値Ｉｃ２２は、Ｖ１電圧ベクトル区間に検出される値であるので、相電流演算部６１にて、電流検出値Ｉｃ２２に基づいてＵ相電流Ｉｕが演算される。また、４回目のサンプリングタイミングｔ２４にて検出される電流検出値Ｉｃ２４は、Ｖ６電圧ベクトル区間に検出される値であるので、相電流演算部６１にて、電流検出値Ｉｃ２４に基づいてＶ相電流Ｉｖが演算される。また、Ｗ相電流Ｉｗは、Ｕ相電流ＩｕおよびＶ相電流Ｉｖに基づいて演算される。
なお、１回目のサンプリングにて検出されるＩｃ２１および３回目のサンプリングにて検出される電流検出値Ｉｃ２３は、オフセット補正に用いられる。
ここで、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの演算に用いる電流検出値と電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅との関係について言及しておく。
本実施形態では、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅によらず、ＡＤ変換器４２によるサンプリングタイミングｔ２１、ｔ２２、ｔ２３、ｔ２４を変更することなく検出された電流検出値に基づき、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを演算可能である。
本実施形態では、図３０（ｃ）にて説明したように、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ未満である場合、相電流演算部６１は、２回目のサンプリングタイミングｔ２２にて検出される電流検出値Ｉｃ２２、および、３回目のサンプリングタイミングｔ２３にて検出される電流検出値Ｉｃ２３に基づき、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを演算する。
また、図３１（ｃ）にて説明したように、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ以上である場合、相電流演算部６１は、２回目のサンプリングタイミングｔ２２にて検出される電流検出値Ｉｃ２２、および、４回目のサンプリングタイミングｔ２４にて検出される電流検出値Ｉｃ２４に基づき、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを演算する。
すなわち、本実施形態も上記実施形態と同様、所定のサンプリング間隔にて検出された電流検出値Ｉｃ２１〜Ｉｃ２４のうち、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの演算に用いる値を、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅に応じて切り替えている。
このように構成しても、上記実施形態と同様の効果を奏する。
（第３実施形態）
本発明の第３実施形態による電力変換装置を図３２および図３３に示す。
本実施形態の電力変換装置２は、モータ１０５を駆動制御するものである。
モータ１０５は、３相ブラシレスモータであり、２組の巻線１１０、１１５を有する。巻線１１０は、Ｕ１コイル１１１、Ｖ１コイル１１２およびＷ１コイル１１３から構成される。巻線１１５は、Ｕ２コイル１１６、Ｖ２コイル１１７およびＷ２コイル１１８から構成される。
電力変換装置２は、第１インバータ部１２０、第２インバータ部１３０、第１電流検出部としての第１シャント抵抗１４０および第２電流検出部としての第２シャント抵抗１４５、第１電流取得部としての第１ＡＤ変換器１４２および第２電流取得部としての第２ＡＤ変換器１４７、コンデンサ５１、５２、チョークコイル５５、制御部６０、および、バッテリ８０等を備える。
本実施形態では、第１インバータ部１２０、第１シャント抵抗１４０、および、コンデンサ５１等が巻線１１０に対応して設けられ、第１系統１０１を構成する。また、第２インバータ部１３０、第２シャント抵抗１４５、および、コンデンサ５２等が巻線１１５に対応して設けられ、第２系統１０２を構成する。
第１インバータ部１２０は、３相インバータであり、Ｕ１コイル１１１、Ｖ１コイル１１２、および、Ｗ１コイル１１３のそれぞれへの通電を切り替えるべく、６つのスイッチング素子１２１〜１２６がブリッジ接続されている。
第２インバータ部１３０は、３相インバータであり、Ｕ２コイル１１６、Ｖ２コイル１１７、および、Ｗ２コイル１１８のそれぞれへの通電を切り替えるべく、６つのスイッチング素子１３１〜１３６がブリッジ接続されている。
第１インバータ部１２０および第２インバータ部１３０の構成は、インバータ部２０と同様である。本実施形態では、スイッチング素子１２１〜１２３、１３１〜１３３が「高電位側スイッチング素子」に対応し、スイッチング素子１２４〜１２６、１３４〜１３６が「低電位側スイッチング素子」に対応する。
第１シャント抵抗１４０は、第１インバータ部１２０の低電位側とバッテリ８０の負極側との間に設けられ、第１インバータ部１２０の母線電流を検出することにより、巻線１１０に通電される電流を検出する。第１シャント抵抗１４０の両端電圧は、増幅回路１４１にて増幅され、第１ＡＤ変換器１４２へ出力される。第１ＡＤ変換器１４２では、所定のサンプリング間隔でサンプルホールドし、ＡＤ変換した第１電流検出値Ｉｃ３１を制御部６０へ出力する。
第２シャント抵抗１４５は、第２インバータ部１３０の低電位側とバッテリ８０の負極側との間に設けられ、第２インバータ部１３０の母線電流を検出することにより、巻線１１５に通電される電流を検出する。第２シャント抵抗１４５の両端電圧は、増幅回路１４６にて増幅され、第２ＡＤ変換器１４７へ出力される。第２ＡＤ変換器１４７では、所定のサンプリング間隔でサンプルホールドし、ＡＤ変換した第２電流検出値Ｉｃ３２を制御部６０へ出力する。
コンデンサ５１は、バッテリ８０と第１インバータ部１２０との間に設けられ、チョークコイル５５とともに、パワーフィルタを構成する。また、コンデンサ５２は、バッテリ８０と第２インバータ部１３０との間に設けられ、チョークコイル５５とともにパワーフィルタを構成する。
本実施形態の制御部６０の電流検出タイミング調整演算部７４では、第１インバータ部１２０および第２インバータ部１３０において、異なる調整処理を行っている。本実施形態における調整処理を図３３に基づいて説明する。なお、本実施形態の補正処理は、第１実施形態と同様とする。
図３３（ａ）は、第１インバータ部１２０の駆動に係る前半デューティ指令値Ｄｕ１＿ａ、Ｄｖ１＿ａ、Ｄｗ１＿ａ、および、後半デューティ指令値Ｄｕ１＿ｂ、Ｄｖ１＿ｂ、Ｄｗ１＿ｂを示している。また、図３３（ｂ）は、第２インバータ部１３０の駆動に係る前半デューティ指令値Ｄｕ２＿ａ、Ｄｖ２＿ａ、Ｄｗ２＿ａ、および、後半デューティ指令値Ｄｕ２＿ｂ、Ｄｖ２＿ｂ、Ｄｗ２＿ｂを示している。
ここでは、補正後の前半デューティは、大きい順にＵ相、Ｗ相、Ｖ相とし、補正後の後半デューティは、大きい順にＵ相、Ｗ相、Ｖ相とする。
図３３（ａ）に示すように、電流検出タイミング調整演算部７４は、第１インバータ部１２０の駆動に係るデューティについて、前半期間において、最も大きい相のデューティであるＵ相の前半デューティ指令値Ｄｕ１＿ａがデューティ上限値ｘ２１となるように、上べた変調する。また、後半期間において、最も小さい相のデューティであるＷ相の後半デューティ指令値Ｄｗ１＿ｂがデューティ下限値ｘ１１となるように下べた変調する。
これにより、前半期間におけるＶ０電圧ベクトル区間、および、後半期間におけるＶ７電圧ベクトル区間が最小時間Ｔｍとなる。また、前半期間におけるＶ７電圧ベクトル区間、および、後半期間におけるＶ０電圧ベクトル区間が最小時間Ｔｍ以上となる。すなわち本実施形態では、デッドタイムの影響により、指令電圧とデューティとが一致しない範囲のデューティを用いずにＰＷＭ制御を行っている。
また、前半期間および後半期間には、Ｖ０電圧ベクトル区間およびＶ７電圧ベクトル区間の両方が含まれるようにデューティを調整している。そのため、ＰＷＭ１周期の前半期間と後半期間とでデューティを変更しても、デューティの切り替えに伴ってパルスが削られることがない。
第１ＡＤ変換器１４２は、ＰＷＭ１周期において、第１シャント抵抗１４０の両端電圧を所定間隔で４回サンプリングする。第１ＡＤ変換器１４２おけるサンプリングタイミングｔ２１、ｔ２２、ｔ２３、ｔ２４は、第２実施形態と同様、ＰＷＭ基準信号Ｐの中心（下端、上端）から検出シフト時間ｔ２手前のタイミング、および、その中間のタイミングである。
図３３（ａ）の例では、２回目のサンプリングタイミングｔ２２にて検出される電流検出値Ｉｃ２２、および、４回目のサンプリングタイミングにて検出される電流検出値Ｉｃ２４に基づき、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを演算する。各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの演算に用いる電流検出値は、上記実施形態と同様、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅に応じて変更される。
図３３（ｂ）に示すように、電流検出タイミング調整演算部７４は、第２インバータ部１３０の駆動に係るデューティについて、前半期間において、最も小さい相のデューティであるＷ相の前半デューティ指令値Ｄｗ２＿ａがデューティ下限値ｘ１１となるように下べた変調する。また、後半期間において、最も大きい相のデューティであるＵ相の後半デューティ指令値Ｄｕ２＿ｂがデューティ上限値ｘ２１となるように上べた変調する。
これにより、前半期間におけるＶ７電圧ベクトル区間、および、後半期間におけるＶ０電圧ベクトル区間が最小時間Ｔｍとなる。また、前半期間におけるＶ０電圧ベクトル区間、および、後半期間におけるＶ７電圧ベクトル区間が最小時間Ｔｍ以上となる。すなわち本実施形態では、デッドタイムの影響により、指令電圧とデューティとが一致しない範囲のデューティを用いずにＰＷＭ制御を行っている。
また、前半期間および後半期間には、Ｖ０電圧ベクトル区間およびＶ７電圧ベクトル区間の両方が含まれるようにデューティを調整している。そのため、ＰＷＭ１周期の前半期間と後半期間とでデューティを変更しても、デューティの切り替えに伴ってパルスが削られることがない。
第２ＡＤ変換器１４７は、ＰＷＭ１周期において、第２シャント抵抗１４５の両端電圧を所定間隔で４回サンプリングする。第２ＡＤ変換器１４７におけるサンプリングタイミングｔ１１、ｔ１２、ｔ１３、ｔ１４は、第１実施形態と同様、ＰＷＭ基準信号Ｐの中心（下端、上端）から検出シフト時間ｔ１後のタイミング、および、その中間のタイミングである。
図３３（ｂ）の例では、１回目のサンプリングタイミングｔ１１にて検出される電流検出値Ｉｃ１１、および、３回目のサンプリングタイミングにて検出される電流検出値Ｉｃ１３に基づき、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ，Ｉｗを演算する。各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの演算に用いる電流検出値は、上記実施形態と同様、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅に応じて変更される。
本実施形態では、第１インバータ部１２０の駆動に係るデューティを、前半期間にて上べた変調し、後半期間にて下べた変調している。一方、第２インバータ部１３０の駆動に係るデューティを、前半期間にて下べた変調し、後半期間にて上べた変調している。
これにより、コンデンサ５１、５２から電荷を持ち出すタイミングが、第１インバータ部１２０と第２インバータ部１３０とでずれるので、コンデンサ５１、５２の発熱および損失を低減可能であり、長寿命化可能であるとともに、コンデンサ５１、５２のサイズを低減可能である。
本実施形態では、インバータ部が、第１インバータ部１２０および第２インバータ部１３０から構成される。また、電流検出部は、第１インバータ部１２０とバッテリ８０の負極との間に接続される第１シャント抵抗１４０、および、第２インバータ部１３０とバッテリ８０の負極との接続される第２シャント抵抗１４５から構成される。
制御部６０の電流検出タイミング調整演算部７４は、前半期間におけるＶ０電圧ベクトル区間、および、後半期間におけるＶ７電圧ベクトル区間が最小時間となるように、第１インバータ部１２０の駆動に係る前半デューティ指令値Ｄｕ１＿ａ、Ｄｖ１＿ａ、Ｄｗ１＿ａ、および、後半デューティ指令値Ｄｕ１＿ｂ、Ｄｖ１＿ａ、Ｄｗ１＿ａを演算する。
また、電流検出タイミング調整演算部７４は、前半期間におけるＶ７電圧ベクトル区間、および、後半期間におけるＶ０電圧ベクトル区間が最小時間となるように、第２インバータ部１３０の駆動に係る前半デューティ指令値Ｄｕ２＿ａ、Ｄｖ２＿ａ、Ｄｗ２＿ａ、および、後半デューティ指令値Ｄｕ２＿ｂ、Ｄｖ２＿ｂ、Ｄｗ２＿ｂを演算する。
これにより、２つのインバータ部１２０、１３０が、コンデンサ５１、５２から電荷を持ち出すタイミングがずれるので、コンデンサの発熱、損失を低減することができる。これに伴い、コンデンサ５１を小型化することが可能であるとともに、長寿命化することができる。
電力変換装置２は、第１シャント抵抗１４０の電流検出値である第１電流検出値Ｉｃ３１を所定間隔であるサンプリングタイミングにてサンプルホールドする第１ＡＤ変換器１４２と、第２シャント抵抗１４５の電流検出値である第２電流検出値Ｉｃ３２を所定間隔であるサンプリングタイミングにてサンプルホールドする第２ＡＤ変換器１４７と、を備える。本実施形態では、第１ＡＤ変換器１４２におけるサンプリングタイミングと、第２ＡＤ変換器１４７におけるサンプリングタイミングとは、異なる。
これにより、系統毎に、適切なタイミングにて電流検出値を検出することができる。
（第４実施形態）
本発明の第４実施形態による電力変換装置を図３４に基づいて説明する。
本実施形態は、第３実施形態と構成等は同様であり、調整処理が異なっているので、この点を中心に説明する。
図３４（ａ）は、第１インバータ部１２０の駆動に係る前半デューティ指令値Ｄｕ１＿ａ、Ｄｖ１＿ａ、Ｄｗ１＿ａ、および、後半デューティ指令値Ｄｕ１＿ｂ、Ｄｖ１＿ｂ、Ｄｗ１＿ｂを示している。また、図３４（ｂ）は、第２インバータ部１３０の駆動に係る前半デューティ指令値Ｄｕ２＿ａ、Ｄｖ２＿ａ、Ｄｗ２＿ａ、および、後半デューティ指令値Ｄｕ２＿ｂ、Ｄｖ２＿ｂ、Ｄｗ２＿ｂを示している。
また、前半デューティは、大きい順にＵ相、Ｖ相、Ｗ相とし、後半デューティは、大きい順にＵ相、Ｗ相、Ｖ相とする。
図３４（ａ）に示すように、本実施形態の第１インバータ部１２０の駆動に係るデューティおよびＰＷＭ基準信号Ｐは、第３実施形態と同様であり、前半期間において、最も大きい相のデューティであるＵ相の前半デューティ指令値Ｄｕ１＿ａがデューティ上限値ｘ２１となるように、上べた変調する。また、後半期間において、最も小さい相のデューティであるＷ相の後半デューティ指令値Ｄｗ１＿ｂがデューティ下限値ｘ１１となるように下べた変調する。
図３４（ｂ）に示すように、第２インバータ部１３０の駆動に係るデューティは、第１インバータ部１２０の駆動に係るデューティと同様であり、前半期間において、最も大きい相のデューティであるＵ相の前半デューティ指令値Ｄｕ１＿ａがデューティ上限値ｘ２１となるように、上べた変調する。また、後半期間において、最も小さい相のデューティであるＷ相の後半デューティ指令値Ｄｗ１＿ｂがデューティ下限値ｘ１１となるように下べた変調する。
本実施形態では、第２インバータ部１３０の駆動に係るＰＷＭ基準信号ＰＲを、第１インバータ部１２０の駆動に係るＰＷＭ基準信号Ｐと位相を１８０度ずらしている。換言すると、ＰＷＭ基準信号Ｐ１と、ＰＷＭ基準信号ＰＲとは、位相が反転している。
第１ＡＤ変換器１４２におけるサンプリングタイミング、および、第１ＡＤ変換器１４２にて検出された電流検出値に基づく各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの演算は、第３実施形態と同様である。また、第２ＡＤ変換器１４７におけるサンプリングタイミング、および、第２ＡＤ変換器１４７にて検出された電流検出値に基づく各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの演算は、第３実施形態と同様である。
このように構成しても、第１インバータ部１２０および第２インバータ部１３０において、前半期間におけるＶ０電圧ベクトル区間、および、後半期間におけるＶ７電圧ベクトル区間が最小時間Ｔｍとなる。また、前半期間におけるＶ７電圧ベクトル区間、および、後半期間におけるＶ０電圧ベクトル区間が最小時間Ｔｍ以上となる。すなわち本実施形態では、デッドタイムの影響により、指令電圧とデューティとが一致しない範囲のデューティを用いずにＰＷＭ制御を行っている。
また、第１インバータ部１２０および第２インバータ部１３０において、前半期間および後半期間には、Ｖ０電圧ベクトル区間およびＶ７電圧ベクトル区間の両方が含まれるようにデューティを調整している。そのため、ＰＷＭ１周期の前半期間と後半期間とでデューティを変更しても、デューティの切り替えに伴ってパルスが削られることがない。
さらにまた、第１インバータ部１２０と、第２インバータ部１３０とで、有効電圧ベクトル区間がずれている。
本実施形態では、第１系統１０１において、ＰＷＭ基準信号Ｐの１周期において、ＰＷＭ基準信号Ｐの下端から上端までを前半期間とし、上端から下端までを後半期間としている。また、第２系統１０２において、ＰＷＭ基準信号ＰＲの１周期において、ＰＷＭ基準信号ＰＲの上端から下端までを前半期間とし、下端から上端までを後半期間としている。
本実施形態では、第２インバータ部１３０の駆動に係るＰＷＭ基準信号ＰＲは、第１インバータ部１２０の駆動に係るＰＷＭ基準信号Ｐと位相が反転されている。
また、制御部６０の電流検出タイミング調整演算部７４は、前半期間におけるＶ０電圧ベクトル区間、または、後半期間におけるＶ０電圧ベクトル区間またはＶ７電圧ベクトル区間の他方が最小時間になるように、第１インバータ部１２０および第２インバータ部１３０の駆動に係る前半デューティ指令値Ｄｕ１＿ａ、Ｄｖ１＿ａ、Ｄｗ１＿ａ、Ｄｕ２＿ａ、Ｄｖ２＿ａ、Ｄｗ２＿ａ、および、後半デューティ指令値Ｄｕ１＿ｂ、Ｄｖ１＿ｂ、Ｄｗ１＿ｂ、Ｄｕ２＿ｂ、Ｄｖ２＿ｂ、Ｄｗ２＿ｂを演算する。
本実施形態では、第１インバータ部１２０の駆動に係るデューティ指令値Ｄｕ１＿ａ、Ｄｖ１＿ａ、Ｄｗ１＿ａ、Ｄｕ１＿ｂ、Ｄｖ１＿ｂ、Ｄｗ１＿ｂと、第２インバータ部１３０の駆動に係るデューティ指令値Ｄｕ２＿ａ、Ｄｖ２＿ａ、Ｄｗ２＿ａ、Ｄｕ２＿ｂ、Ｄｖ２＿ｂ、Ｄｗ２＿ｂとが等しいので、電流検出タイミング調整演算部７４における演算負荷を低減できる。
また、上記実施形態と同様の効果を奏する。
（第５実施形態）
本発明の第５実施形態による電力変換装置を図３５に基づいて説明する。
本実施形態は、第３実施形態と構成等は同様であり、補正処理および調整処理が異なっているので、この点を中心に説明する。
本実施形態で説明する補正処理および調整処理は、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ未満である場合に適用される。電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ以上である場合、例えば第３実施形態にて説明した補正処理および調整処理とする。
本実施形態では、第１系統１０１と第２系統１０２とで、異なる補正処理を行っている。第１系統１０１では、第２実施形態と同様の補正処理を行っている（式（５４）〜（５９）参照）。
また、第２系統１０２では、補正値は第１実施形態と同様とし、例えば、デューティ換算値Ｄｕ＿ｒ、Ｄｖ＿ｒおよびＤｗ＿ｒが、Ｄｕ＿ｒ＞Ｄｖ＿ｒ＞Ｄｗ＿ｒとすると、前半デューティ一時値Ｄｕ２＿ａｔ、Ｄｖ２＿ａｔ、Ｄｗ２＿ａｔ、および、後半デューティ一時値Ｄｕ２＿ｂｔ、Ｄｖ２＿ｂｔ、Ｄｗ２＿ｂｔは、式（７１）〜（７７）となる。
Ｄｕ２＿ａｔ＝Ｄｕ＿ｒ−Ｃ１１ ・・・（７１）
Ｄｖ２＿ａｔ＝Ｄｖ＿ｒ−Ｃ１２ ・・・（７２）
Ｄｗ２＿ａｔ＝Ｄｗ＿ｒ−Ｃ１３ ・・・（７３）
Ｄｕ２＿ｂｔ＝Ｄｕ＿ｒ＋Ｃ１１ ・・・（７４）
Ｄｖ２＿ｂｔ＝Ｄｖ＿ｒ＋Ｃ１２ ・・・（７５）
Ｄｗ２＿ｂｔ＝Ｄｗ＿ｒ＋Ｃ１３ ・・・（７６）
すなわち、本実施形態では、第１系統１０１では、前半期間にて補正値Ｃ２１、Ｃ２２、Ｃ２３を加算し、後半期間にて補正値Ｃ２１、Ｃ２２、Ｃ２３を減算している。一方、第２系統１０２では、前半期間にて補正値Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ１３を減算し、後半期間にて補正値Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ１３を加算している。すなわち、本実施形態では、第１系統１０１と第２系統１０２とで、補正処理における加算、減算を、逆の順番で行っている。
本実施形態の調整処理を図３５に基づいて説明する。
図３５（ａ）は、第１インバータ部１２０の駆動に係る前半デューティ指令値Ｄｕ１＿ａ、Ｄｖ１＿ａ、Ｄｗ１＿ａ、および、後半デューティ指令値Ｄｕ１＿ｂ、Ｄｖ１＿ｂ、Ｄｗ１＿ｂを示している。また、図３５（ｂ）は、第２インバータ部１３０の駆動に係る前半デューティ指令値Ｄｕ２＿ａ、Ｄｖ２＿ａ、Ｄｗ２＿ａ、および、後半デューティ指令値Ｄｕ２＿ｂ、Ｄｖ２＿ｂ、Ｄｗ２＿ｂを示している。
本実施形態では、第１インバータ部１２０の駆動に係るデューティ指令値Ｄｕ１＿ａ、Ｄｖ１＿ａ、Ｄｗ１＿ａ、Ｄｕ１＿ｂ、Ｄｖ１＿ｂ、Ｄｗ１＿ｂは、第２実施形態と同様である。すなわち、図３５（ａ）に示すように、電流検出タイミング調整演算部７４は、前半期間において、最も大きい相のデューティである前半デューティ指令値Ｄｕ１＿ａがデューティ上限値ｘ２１となるように、上べた変調する。また、後半期間において、最も大きい相のデューティである後半デューティ指令値Ｄｖ１＿ｂが上側デューティ設定値となるように、上べた変調する。
また、第２インバータ部１３０の駆動に係る前半デューティ指令値Ｄｕ２＿ａ、Ｄｖ２＿ａ、Ｄｗ２＿ａは、第１実施形態の後半デューティ指令値Ｄｕ＿ｂ、Ｄｖ＿ｂ、Ｄｗ＿ｂと同様である。また、第２インバータ部１３０の駆動に係る後半デューティ指令値Ｄｕ２＿ｂ、Ｄｖ２＿ｂ、Ｄｗ２＿ｂは、第１実施形態の前半デューティ指令値Ｄｕ＿ａ、Ｄｖ＿ａ、Ｄｗ＿ａと同様である。
すなわち、図３５（ｂ）に示すように、電流検出タイミング調整演算部７４は、前半期間において、最も小さい相のデューティである前半デューティ指令値Ｄｖ２＿ａが下側デューティ設定値ｘ１２となるように、下べた変調する。また、後半期間において、最も小さい相のデューティである後半デューティ指令値Ｄｗ２＿ｂがデューティ下限値ｘ１１となるように、下べた変調する。
第１ＡＤ変換器１４２、および、第２ＡＤ変換器１４７におけるサンプリングタイミングは、第２実施形態と同様である。第１ＡＤ変換器１４２では、２回目のサンプリングタイミングｔ２２にて検出される電流検出値Ｉｃ２２、および、３回目のサンプリングタイミングｔ２３にて検出される電流検出値Ｉｃ２３に基づき、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを演算する。また、第２ＡＤ変換器１４７では、１回目のサンプリングタイミングｔ２１にて検出される電流検出値Ｉｃ２１、および、４回目のサンプリングタイミングｔ２４にて検出される電流検出値Ｉｃ２４に基づき、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを演算する。
本実施形態では、第１ＡＤ変換器１４２におけるサンプリングタイミングと、第２ＡＤ変換器１４７におけるサンプリングタイミングとが等しい。
このように構成しても、第１インバータ部１２０の前半期間におけるＶ０電圧ベクトル区間、および、第２インバータ部１３０の後半期間におけるＶ７電圧ベクトル区間が最小時間Ｔｍとなる。また、他の無効電圧ベクトル区間が最小時間以上となる。すなわち本実施形態では、デッドタイムの影響により、指令電圧とデューティとが一致しない範囲のデューティを用いずにＰＷＭ制御を行っている。
また、第１インバータ部１２０および第２インバータ部１３０において、前半期間および後半期間には、Ｖ０電圧ベクトル区間およびＶ７電圧ベクトル区間の両方が含まれるようにデューティを調整している。そのため、ＰＷＭ１周期の前半期間と後半期間とでデューティを変更しても、デューティの切り替えに伴ってパルスが削られることがない。
さらにまた、第１インバータ部１２０と、第２インバータ部１３０とで、有効電圧ベクトル区間がずれている。
本実施形態では、制御部６０の電流検出タイミング調整演算部７４は、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅が所定値ＴＨａ未満、前半期間におけるＶ０電圧ベクトル区間またはＶ７電圧ベクトル区間の一方が最小時間Ｔｍとなるように第１インバータ部１２０の駆動に係る前半デューティ指令値Ｄｕ１＿ａ、Ｄｖ１＿ａ、Ｄｗ１＿ａ、および、後半デューティ指令値Ｄｕ１＿ｂ、Ｄｖ１＿ｂ、Ｄｗ１＿ｂを演算する。また、後半期間におけるＶ０電圧ベクトル区間またはＶ７電圧ベクトル区間の他方が最小時間Ｔｍとなるように、第２インバータ部１３０の駆動に係る前半デューティ指令値Ｄｕ２＿ａ、Ｄｖ２＿ａ、Ｄｗ２＿ａ、および、後半デューティ指令値Ｄｕ２＿ｂ、Ｄｖ２＿ｂ、Ｄｗ２＿ｂを演算する。
このように構成しても、上記実施形態と同様の効果を奏する。
また、補正処理における加算、減算を、逆の順番で行っているので、補正による音が高周波化されて聞こえにくくなるので、騒音を低減可能である。
（他の実施形態）
（ア）上記実施形態では、前半期間および後半期間の両方にＶ０電圧ベクトルおよびＶ７電圧ベクトルが含まれる。ここで、デューティが最も小さい相の下ＳＷを前半期間または後半期間を通して常にオンとすることにより、デューティ０％は出力可能である。また、デューティが最も大きい相の上ＳＷを前半期間または後半期間を通して常にオンとすることにより、デューティ１００％は出力可能である。そこで他の実施形態では、デューティ下限値ｘ１１を０％とする、または、デューティ上限値ｘ２１を１００％としてもよい。この場合、前半期間または後半期間の一方に、Ｖ７電圧ベクトル区間およびＶ０電圧ベクトル区間が含まれ、前半期間または後半期間の一方の他方には、Ｖ７電圧ベクトル区間またはＶ０電圧ベクトル区間の一方が含まれる。
また、電圧指令値に応じ、デューティ下限値ｘ１１またはデューティ上限値ｘ２１を変更してもよい。具体的には、電圧指令値が所定値以下である場合、デューティ下限値ｘ１１またはデューティ上限値ｘ２１をデッドタイムに応じた値とすることにより、前半期間および後半期間の両方にＶ０電圧ベクトル区間およびＶ７電圧ベクトル区間が含まれるようにする。また、電圧指令値が所定値以上である場合、デューティ下限値ｘ１１を０％とする、または、デューティ上限値ｘ２１を１００％とすることにより、前半期間または後半期間の一方には、Ｖ０電圧ベクトル区間およびＶ７電圧ベクトル区間の両方が含まれ、前半期間または後半期間の他方には、Ｖ０電圧ベクトル区間またはＶ７電圧ベクトル区間の一方が含まれるようにする。これにより、より広い範囲の電圧を印加可能となる。
電力変換装置を電動パワーステアリング装置に適用する場合、電圧指令値に替えて、操舵速度に応じ、デューティ下限値ｘ１１またはデューティ上限値ｘ２１を変更し、操舵速度が所定速度以下である場合、前半期間および後半期間の両方にＶ０電圧ベクトルおよびＶ７電圧ベクトルの両方が含まれるようにし、操舵速度が所定速度より大きい場合、前半期間または後半期間の一方にＶ０電圧ベクトル区間およびＶ７電圧ベクトル区間の両方が含まれ、前半期間または後半期間の他方にＶ０電圧ベクトル区間またはＶ７電圧ベクトル区間の一方が含まれるようにしてもよい。
（イ）上記実施形態では、ＰＷＭ１周期の前半期間と後半期間にて、異なる補正処理および調整処理とした。他の実施形態では、補正手段は、前半期間と後半期間とで補正したデューティが相殺されるような処理であれば、例えば前半期間と後半期間とを入れ替える等、どのように補正してもよい。また、調整手段は、前半期間または後半期間の少なくとも一方に、Ｖ０電圧ベクトル区間およびＶ７電圧ベクトル区間の両方が含まれれば、例えば前半期間と後半期間とを入れ替える等、どのように調整してもよい。
また、第３実施形態〜第５実施形態における第１インバータ部と第２インバータ部とを入れ替えてもよい。
（ウ）上記実施形態では、ＡＤ変換器により、所定間隔にて電流検出値が検出された。他の実施形態では、電流検出値のサンプリングタイミングは、所定間隔でなくてもよい。また、電流検出回数は、ＰＷＭ１周期に４回に限らず、何回であってもよい。また、第１ＡＤ変換器と第２ＡＤ変換器とで、間隔が異なっていてもよいし、サンプリング回数が異なっていてもよい。
（エ）上記実施形態では、電流検出部は、インバータ部と直流電源の負側との間に設けられる。他の実施形態では、電流検出部は、インバータ部と直流電源の正側との間に設けてもよい。
（オ）上記実施形態では、ＰＷＭ基準信号である搬送波を三角波としたが、他の実施形態では、ＰＷＭ基準信号は、三角波に限らず、例えば鋸波等であってもよい。例えば搬送波を鋸波とした場合は２つのＰＷＭ周期に対して１つ目の周期を前半期間、２つ目の周期を後半期間と考えて処理を行えば同様の効果が得られる。
また、上記実施形態では、ＰＷＭ基準信号の１周期を前半期間と後半期間とに分け、補正処理および調整処理を行う。他の実施形態では、ＰＷＭ基準信号の１以上の所定倍周期を前半期間と後半期間とに分け、補正処理および調整処理を行ってもよい。
（カ）第５実施形態では、第１系統と第２系統とで、加算、減算を逆の順番で行う。第３実施形態および第４実施形態でも同様に、第１系統と第２系統とで、加算、減算を逆の順番で行ってもよい。これにより、補正による音が高周波化されて聞こえにくくなるので、騒音を低減可能である。
また、第５実施形態において、第１系統と第２系統とで、加算、減算を逆の順番で行わないようにしてもよい。
（キ）上記実施形態では、回転電機は、電動パワーステアリング装置に適用される。他の実施形態では、例えば車載用の電動モータであって、電動ファン、オイルポンプ、ウォーターポンプ等に用いてもよい。車載用以外の電動モータとしてもよい。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。
１・・・電力変換装置
１０・・・モータ（回転電機）
１５・・・巻線
２０・・・インバータ部
２１〜２３・・・上ＳＷ（高電位側スイッチング素子）
２４〜２６・・・下ＳＷ（低電位側スイッチング素子）
４０・・・シャント抵抗（電流検出部）
４２・・・ＡＤ変換器（電流取得部）
６０・・・制御部
１００・・・電動パワーステアリング装置

Claims (14)

  1. 回転電機（１０、１０５）の巻線（１５、１１０、１１５）の各相に対応し、高電位側に配置される高電位側スイッチング素子（２１〜２３、３１〜３３）および低電位側に配置される低電位側スイッチング素子（２４〜２６、３４〜３６）を有するインバータ部（２０、１２０、１３０）と、
    前記インバータ部と直流電源（８０）の正側または負側との間に接続される電流検出部（４０、１４０、１４５）と、
    ＰＷＭ基準信号およびデューティ指令値に基づき、前記高電位側スイッチング素子および前記低電位側スイッチング素子のオンオフ作動を制御する制御部（６０）と、
    を備え、
    前記制御部は、
    前記電流検出部により検出される電流検出値に基づき、前記巻線の各相に通電される各相電流を演算する相電流演算手段（６１）と、
    前記各相電流に基づき、前記巻線に印加する電圧に係る電圧指令値を演算する電圧指令値演算手段（６３、６４）と、
    を有し、
    前記ＰＷＭ基準信号の１以上の所定倍周期における前半期間および後半期間において、前記電流検出値を検出する有効電圧ベクトル区間が所定期間以上となるようにするとともに、
    全相の前記低電位側スイッチング素子がオンとなるＶ０電圧ベクトル区間および全相の前記高電位側スイッチング素子がオンとなるＶ７電圧ベクトル区間が、前記高電位側スイッチング素子および当該高電位側スイッチング素子と対応して設けられる前記低電位側スイッチング素子が共にオフとなるデッドタイム期間から決定される最小時間以上となり、かつ、前記前半期間および前記後半期間の少なくとも一方に、前記Ｖ０電圧ベクトル区間および前記Ｖ７電圧ベクトル区間が含まれるように、前記電圧指令値に基づいて前記デューティ指令値である前半デューティ指令値および後半デューティ指令値を演算することを特徴とする電力変換装置（１、２）。
  2. 前記ＰＷＭ基準信号の１周期における前半期間および後半期間において、前記電流検出値を検出する有効電圧ベクトル区間が前記所定期間以上となるようにすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記制御部は、
    前記電圧指令値をデューティ換算値に換算するデューティ換算手段（７２）と、
    前記電流検出値を検出する有効電圧ベクトル区間が前記所定期間以上となるように、前記デューティ換算値を補正し、前半デューティ一時値および後半デューティ一時値を演算する補正手段（７３）と、
    前記前半期間および前記後半期間の少なくとも一方に、前記最小時間以上である前記Ｖ７電圧ベクトル区間および前記Ｖ０電圧ベクトル区間が含まれるように、前記前半デューティ一時値および前記後半デューティ一時値を調整し、前記前半デューティ指令値および前記後半デューティ指令値を演算する調整手段（７４）と、
    を有することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
  4. 所定間隔であるサンプリングタイミングで前記電流検出値をサンプルホールドする電流取得部（４２）をさらに備え、
    前記制御部は、前記サンプリングタイミングにて前記電流検出値を検出可能なように前記前半デューティ指令値および前記後半デューティ指令値を演算することを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  5. 前記電流取得部にてサンプリングされた前記電流検出値のうち、前記各相電流の演算に用いる値を、前記電圧指令値の振幅に応じて切り替えることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 前記インバータ部は、第１インバータ部（１２０）および第２インバータ部（１３０）から構成され、
    前記電流検出部は、前記第１インバータ部と前記直流電源の正側または負側との間に接続される第１電流検出部（１４０）、および、前記第２インバータ部と前記直流電源の正側または負側との間に接続される第２電流検出部（１４５）から構成されることを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  7. 前記制御部は、
    前記前半期間における前記Ｖ０電圧ベクトル区間、および、前記後半期間における前記Ｖ７電圧ベクトル区間が前記最小時間となるように、前記第１インバータ部の駆動に係る前記前半デューティ指令値および前記後半デューティ指令値を演算し、
    前記前半期間における前記Ｖ７電圧ベクトル区間、および、前記後半期間における前記Ｖ０電圧ベクトル区間が前記最小時間となるように、前記第２インバータ部の駆動に係る前記前半デューティ指令値および前記後半デューティ指令値を演算することを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
  8. 前記第２インバータ部の駆動に係る前記ＰＷＭ基準信号は、前記第１インバータ部の駆動に係る前記ＰＷＭ基準信号と位相が反転され、
    前記制御部は、
    前記前半期間における前記Ｖ０電圧ベクトル区間または前記Ｖ７電圧ベクトル区間の一方、および、前記後半期間における前記Ｖ０電圧ベクトル区間または前記Ｖ７電圧ベクトル区間の他方が前記最小時間となるように、前記第１インバータ部および前記第２インバータ部の駆動に係る前記前半デューティ指令値および前記後半デューティ指令値を演算することを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
  9. 前記制御部は、
    前記電圧指令値の振幅が所定値未満である場合、
    前記前半期間における前記Ｖ０電圧ベクトル区間または前記Ｖ７電圧ベクトル区間の一方が前記最小時間となるように、前記第１インバータ部の駆動に係る前記前半デューティ指令値および前記後半デューティ指令値を演算し、
    前記後半期間における前記Ｖ０電圧ベクトル区間または前記Ｖ７電圧ベクトル区間の他方が前記最小時間となるように、前記第２インバータ部の駆動に係る前記前半デューティ指令値および前記後半デューティ指令値を演算することを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
  10. 前記第１電流検出部の前記電流検出値である第１電流検出値を所定間隔であるサンプリングタイミングにてサンプルホールドする第１電流取得部（１４２）と、
    前記第２電流検出部の前記電流検出値である第２電流検出値を所定間隔であるサンプリングタイミングにてサンプルホールドする第２電流取得部（１４７）と、
    をさらに備えることを特徴とする請求項６〜９のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  11. 前記第１電流取得部におけるサンプリングタイミングと、前記第２電流取得部におけるサンプリングタイミングとは、異なることを特徴とする請求項１０に記載の電力変換装置。
  12. 前記制御部は、
    前記電圧指令値が所定値以下である場合、前記前半期間および前記後半期間の両方に前記Ｖ０電圧ベクトル区間および前記Ｖ７電圧ベクトル区間が含まれるようにし、
    前記電圧指令値が前記所定値より大きい場合、前記前半期間または前記後半期間の一方に前記Ｖ０電圧ベクトル区間および前記Ｖ７電圧ベクトル区間の両方が含まれ、前記前半期間または前記後半期間の他方に前記Ｖ０電圧ベクトル区間または前記Ｖ７電圧ベクトル区間の一方が含まれるようにすることを特徴とする請求項１〜１１のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  13. 請求項１〜１２のいずれか一項に記載の電力変換装置と、
    運転者による操舵を補助する補助トルクを出力する前記回転電機と、
    を備える電動パワーステアリング装置（１００）。
  14. 前記制御部は、
    操舵速度が所定速度以下である場合、前記前半期間および後半期間の両方に前記Ｖ０電圧ベクトル区間およびＶ７電圧ベクトル区間の両方が含まれるようにし、
    前記操舵速度が所定速度より大きい場合、前記前半期間または前記後半期間の一方に前記Ｖ０電圧ベクトル区間および前記Ｖ７電圧ベクトル区間の両方が含まれ、前記前半期間または前記後半期間の他方に前記Ｖ０電圧ベクトル区間または前記Ｖ７電圧ベクトル期間の一方が含まれるようにすることを特徴とする請求項１３に記載の電動パワーステアリング装置。
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