CN103534924A - 系统互连逆变器装置和具有系统互连逆变器装置的分散型电源系统 - Google Patents

Abstract

提供在系统电压的过零点附近的小电流区域中实现稳定的开关动作，并且损耗较小的系统互连逆变器装置。包括桥式电路、滤波电路和控制桥式电路的控制单元，将从直流电源获得的电力按照桥式电路、滤波电路的顺序供给到市电系统，其中桥式电路由多个开关构成，控制单元具有：以市电系统的电压的过零点为基点，在自规定期间前至经过规定期间后的期间，对开关进行控制以抑制市电系统中流通的电流的畸变的模式1；和在经过规定期间后至下一个规定期间前的期间，对开关进行控制以降低开关的损耗的模式2。

Description

系统互连逆变器装置和具有系统互连逆变器装置的分散型电源系统

技术领域

本发明涉及系统互连逆变器装置，特别涉及降低损耗的技术。

背景技术

近年来，为了防止全球变暖，以燃料电池、太阳光、风力等作为能量源的分散型电源系统开始得到普及。一般情况下，在上述系统中具有系统互连逆变器装置，以能够将从上述能量源得到的电力供给到市电系统（商用电网）。为了促进能量的有效利用和系统的小型化，期望开发出损耗较小的系统互连逆变器装置。

其中，专利文献1中公开了降低逆变器装置的损耗的现有技术。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：特公平7-8145号公报

发明内容

发明要解决的问题

专利文献1中记载了这样一种技术，其检测负载电流，在负载电压的极性与负载电流的极性彼此同为正极或同为负极的情况下，使单相桥式逆变器电路1的2个开关元件（Q1与Q2或Q3与Q4）不进行关断/导通动作，从而降低因开关元件关断/导通而导致的损耗。不过，专利文献1中并未考虑到负载电流即单相桥式逆变器电路1的输出电流中包含的脉动（ripple）的影响。

此处简要介绍系统互连逆变器装置的概要。系统互连逆变器装置从桥式电路输出脉冲状的电力（以下称脉冲电力），将其经滤波电路平滑后输出到市电系统。因此，一般而言，桥式电路的输出电流中包含如图13所示的脉动。

接着，考虑对系统互连逆变器装置应用上述专利文献1的技术的情况。一般来说，系统互连逆变器装置的功率因数为0.95～1.0，系统电压与系统电流间几乎没有相位差。因而，例如在系统电压的过零点附近的小电流区域中，桥式电路的输出电流较小，由于上述脉动的原因可能会导致其输出电流的极性按开关周期在正极与负极间反复。即，在过零点附近的小电流区域中，输出电流的极性判别会变得不稳定，存在桥式电路的开关动作变得不稳定的情况。这种情况下，例如系统电流会发生畸变，可能无法充分降低因开关元件的关断/导通导致的损耗（以下称开关损耗）。

为此，本发明的目的在于，提供一种在系统电压的过零点附近的小电流区域中实现稳定的开关动作，损耗较小的系统互连逆变器装置。

解决问题的方案

本发明提供一种系统互连（并网）逆变器装置，包括桥式电路、滤波电路和控制桥式电路的控制单元，将从直流电源获得的电力按照桥式电路、滤波电路的顺序供给到市电系统，其特征在于：桥式电路由多个开关构成，控制单元具有：以市电系统的电压的过零点为基点，在自规定期间前至经过规定期间后的期间，对开关进行控制以抑制市电系统中流通的电流的畸变的模式1；和在经过规定期间后至下一个规定期间前的期间，对开关进行控制以降低开关的损耗的模式2。

或者，本发明提供一种系统互连逆变器装置，包括桥式电路、滤波电路和控制桥式电路的控制单元，将从直流电源获得的电力按照桥式电路、滤波电路的顺序供给到市电系统，其特征在于：桥式电路由第一开关、第二开关、第三开关和第四开关构成，串联连接的第一开关、第二开关的两端和串联连接的第三开关、第四开关的两端被连接在直流电源的两端，第一开关与第二开关的连接点和第三开关与第四开关的连接点与滤波电路连接，滤波电路与市电系统连接，控制单元具有：以市电系统的电压的过零点为基点，在自规定期间前至经过规定期间后的期间，当市电系统的电压为正时，使第一开关导通、第二开关关断并对第三开关和第四开关进行互补PWM，当市电系统的电压为负时，使第三开关导通、第四开关关断并对第一开关和第二开关进行互补PWM的模式1；和在经过规定期间后至下一个规定期间前的期间，当市电系统的电压为正时，使第一开关导通、第二开关和第三开关关断并对第四开关进行PWM，当市电系统的电压为负时，使第三开关导通、第四开关和第一开关关断并对第二开关进行PWM的模式2。

发明的效果

根据本发明，系统互连逆变器装置包括桥式电路、滤波电路和控制桥式电路的控制单元，将从直流电源获得的电力按照桥式电路、滤波电路的顺序供给到市电系统，桥式电路由多个开关构成，控制单元具有：以市电系统的电压的过零点为基点，在自规定期间前至经过规定期间后的期间，对开关进行控制以抑制市电系统中流通的电流的畸变的模式1；和在经过规定期间后至下一个规定期间前的期间，对开关进行控制以降低开关的损耗的模式2，由此，在系统电压的过零点附近的小电流区域能够实现稳定的开关动作，能够提供损耗小的系统互连逆变器装置。

或者，根据本发明，系统互连逆变器装置包括桥式电路、滤波电路和控制桥式电路的控制单元，将从直流电源获得的电力按照桥式电路、滤波电路的顺序供给到市电系统，桥式电路由第一开关、第二开关、第三开关和第四开关构成，串联连接的第一开关、第二开关的两端和串联连接的第三开关、第四开关的两端被连接在直流电源的两端，第一开关与第二开关的连接点和第三开关与第四开关的连接点与滤波电路连接，滤波电路与市电系统连接，控制单元具有：以市电系统的电压的过零点为基点，在自规定期间前至经过规定期间后的期间，当市电系统的电压为正时，使第一开关导通、第二开关关断并对第三开关和第四开关进行互补PWM，当市电系统的电压为负时，使第三开关导通、第四开关关断并对第一开关和第二开关进行互补PWM的模式1；和在经过规定期间后至下一个规定期间前的期间，当市电系统的电压为正时，使第一开关导通、第二开关和第三开关关断并对第四开关进行PWM，当市电系统的电压为负时，使第三开关导通、第四开关和第一开关关断并对第二开关进行PWM的模式2，由此，在系统电压的过零点附近的小电流区域能够实现稳定的开关动作，能够提供损耗小的系统互连逆变器装置。

此外，根据本发明，具有将串联连接的第一开关与第二开关的两端和串联连接的第三开关和第四开关的两端连接到直流电源的两端的桥式电路，通过使用IGBT和二极管构成第一开关和第三开关来减小导通损耗，通过使用MOSFET和二极管构成第二开关和第四开关而能够进行高速开关，并且能够降低开关损耗。

附图说明

图1是本发明第一实施例的单相系统互连逆变器装置的结构图。

图2是在图1中不使用动作模式切换单元120的情况下的电压电流波形图（基于模式2的PWM信号的动作波形）。

图3是图2的期间（B）和（F）的放大图。

图4是图2的期间（C）和（E）的放大图。

图5是在图1中不使用动作模式切换单元120的情况下的电压电流波形图（基于模式1的PWM信号的动作波形）。

图6是在图1中使用了动作模式切换单元120的情况下的电压电流波形图。

图7是本发明第一实施例的单相系统互连逆变器装置的控制单元。

图8是在图1中使用了动作模式切换单元120的情况下的电压电流波形图（输出电流大于图7的情况）。

图9是本发明第二实施例的单相系统互连逆变器装置的结构图。

图10是本发明第二实施例的电压电流波形图。

图11是图10的开关动作的详细说明图。

图12是本发明第三实施例的分散电源系统的结构图。

图13是系统互连逆变器装置的结构图。

具体实施方式

以下列举实施例对本发明进行说明。

实施例1

图1是本发明第一实施例的单相系统互连（并网，Grid-Connected）逆变器装置1的电路结构图。

下面对单相系统互连逆变器装置1的主电路进行说明。在直流电源10的两端，连接有旁通电容器60，开关元件20与21的串联连接体，和开关元件22与23的串联连接体。在开关元件20～23上，分别并联连接有续流二极管（free wheel diode）40～43。在开关元件20与21的连接点，和开关元件22与23的连接点之间，连接有电感器70、电容器61和电感器71的串联连接体。电容器61的两端与市电系统80连接。本实施例中，开关元件20和22使用IGBT。此外，开关元件21和23使用MOSFET。

上述开关元件20与二极管40，开关元件21与二极管41，开关元件22与二极管42，开关元件23与二极管43，分别构成第一开关、第二开关、第三开关和第四开关。旁通电容器60和第一～四开关构成单相桥式电路，将从直流电源10输出的直流电力转换为交流的脉冲电力。

上述单相桥式电路的输出端是第一开关与第二开关的连接点，和第三开关与第四开关的连接点。另外，电感器70、电容器61和电感器71构成滤波电路，将从上述单相桥式电路输出的交流脉冲电力平滑后向系统输出。上述滤波电路的输入端是由电感器70、电容器61和电感器71构成的串联连接体的两端，输出端是电容器61的两端。

并且，单相系统互连逆变器装置1设置有用于对上述的主电路进行控制的控制单元100。对控制单元100进行说明。为了检测单相系统互连逆变器装置1的输入侧的电压，在旁通电容器60的两端连接有电压检测单元102，为了检测输出侧的电压，在电容器61的两端连接有电压检测单元104。并且，电压检测单元102、104与系统互连控制单元108连接。此外，为了检测输入侧的电流，在直流电源10的正极侧插入有电流传感器90，为了检测输出侧的电流，在作为上述单相桥式电路的输出侧的开关元件20与21的连接点和电感器70之间，插入有电流传感器91。电流传感器90和电流传感器91分别与电流检测单元101和电流检测单元103连接。并且，电流检测单元101和电流检测单元103与系统互连控制单元108连接。系统互连控制单元108上连接有PWM生成单元106和107。PWM生成单元106与切换单元109和脉动检测单元111连接。PWM生成单元107与切换单元109连接。切换单元109与驱动单元105连接。驱动单元105与开关元件20～23的栅极连接。此外，电压检测单元102和104与脉动检测单元111连接。电流检测单元103和脉动检测单元111与比较单元110连接。比较单元110与切换单元109连接。

为了使单相系统互连逆变器装置1对市电系统80输出期望的电力，控制单元100进行以下控制。系统互连控制单元108经电压检测单元102与104和电流检测单元101与103，检测输入侧和输出侧的电压、电流，计算调制率输出到PWM生成单元106和107，以使市电系统80的系统电压Vac与在市电系统80中流动的系统电流Iac为同相位（功率因数0.95～1.0）。PWM生成单元106和107对从系统互连控制单元108输出的调制率与载波信号进行比较，生成用于使开关元件20～23进行开关动作的PWM信号，经切换单元109输出到驱动单元105。驱动单元105将从PWM生成单元106或107输出的PWM信号放大，对开关元件20～23的栅极进行驱动。

此处，上述的切换单元109和比较单元110构成动作模式切换单元120。动作模式切换单元120具有基于后述的方法将由PWM生成单元106和PWM生成单元107生成的PWM信号的任一者传递到驱动单元105的功能。该动作模式切换单元120和脉动检测单元111是涉及本发明的技术思想的单元。

以下对本实施例的动作进行说明。为明确本发明的作用与效果，以下分成不使用本发明的动作模式切换单元120与脉动检测单元111的情况和使用了这二者的情况进行说明。

（不使用动作模式切换单元120和脉动检测单元111的情况下的动作）

首先，图2表示在图1中不使用动作模式切换单元120，利用由PWM生成单元106生成的PWM信号（后文称模式1）使开关元件20～23进行开关动作的情况下的动作波形。Vac是市电系统80的电压（以下称系统电压）。Ii是上述单相桥式电路的输出电流（Ii是图2中自上方起的第二个波形，呈三角波上叠加了正弦波的形状）。Ii（ave）是Ii的平均电流，其大致等于Ii经上述滤波电路平滑后的电流即系统电流Iac。Vg（20）～Vg（23）是开关元件20～23的栅极驱动电压。以下参照图2进行说明。

在Vac为正的半周期的期间，Vg（20）持续为导通，Vg（21）持续为关断。而Vg（22）和Vg（23）彼此交错地互为导通/关断（以下将其称为互补PWM）。另外，在Vac为负的半周期的期间，Vg（20）和Vg（21）为互补PWM。而Vg（22）持续为导通，Vg（23）持续为关断。

另外，为了不会出现串联连接的开关元件20和21、开关元件22和23同为导通的状态，在Vg（20）与Vg（21）之间和Vg（22）与Vg（23）之间设置有死区时间。在不设置上述死区时间的情况下，由于开关元件的导通动作（turn on）时间与关断动作（turn off）时间的差异，可能会出现开关元件20和21或开关元件22和23同为导通的状态。这样，该情况下在直流电源10→开关元件20→开关元件21，或直流电源10→开关元件22→开关元件23的环路上会流通较大的短路电流，开关元件可能受到破坏。

此后，分图中的期间（A）～（F）对动作进行说明。期间（A）是系统电压Vac为正且上述单相桥式电路的输出电流Ii为正的期间。期间（B）和（F）是Vac为正，且由于脉动而导致Ii的上限为正但Ii的下限为负的期间。期间（B）和（F）的差别仅在于Ii的平均电流Ii（ave）随着时间经过是上升还是下降，不存在与上述单相桥式电路的开关动作有关的差别。基于相同的想法，期间（D）是Vac为负且Ii为负的期间。期间（C）和（E）是Vac为负，且由于脉动而导致Ii的上限为正但Ii的下限为负的期间。期间（C）和（E）的差别仅在于Ii的平均电流Ii（ave）随着时间经过是上升还是下降，不存在与上述单相桥式电路的开关动作有关的差别。

首先，对系统电压Vac为正的期间（A）、（B）、（F）进行说明。

在期间（A），当开关元件22关断、开关元件23导通时，电流按照直流电源10→开关元件20→电感器70→电容器61→电感器71→开关元件23的路径流动。接着，当开关元件22导通、开关元件23关断时，电流按照开关元件20→电感器70→电容器61→电感器71→二极管42的路径流动。如上所述，在期间（A）开关元件22上并不流通电流，因此即使不使开关元件22导通也不会产生问题。

为了说明期间（B）和（F）的动作，在图3中表示将该期间放大的动作波形。下面开始参照图3进行说明。图3中，t0是输出电流Ii由负变正的Ii=0时的时刻，t1是输出电流Ii＞0且Ii开始从上升转变为下降时的时刻，t2是输出电流Ii由正变负的Ii=0时的时刻，t3是输出电流Ii＜0且Ii开始从下降转变为上升时的时刻，t4是输出电流Ii由负变正的Ii=0时的时刻。

首先，对上述桥式逆变器电路的输出电流Ii为正的时刻t0至t2的动作进行说明。在时刻t0-t1中，当开关元件22关断、开关元件23导通时，电流按照直流电源10→开关元件20→电感器70→电容器61→电感器71→开关元件23的路径流动。接着，在时刻t1-t2中，当开关元件23关断、开关元件22导通时，电流按照开关元件20→电感器70→电容器61→电感器71→二极管42的路径流动。即，在Ii为正的时刻t0-t2之间，与期间（A）进行同样的动作。

接着，对上述单相桥式电路的输出电流Ii为负的时刻t2至t4的动作进行说明。在t2-t3中，当开关元件22导通、开关元件23关断时，电流按照电容器61→电感器70→二极管40→开关元件22→电感器71的路径流动。然后在时刻t3-t4中，当开关元件22关断、开关元件23导通时，电流按照电容器61→电感器70→二极管40→直流电源10→开关元件23和二极管43的路径流动。即，在Ii为负的时刻t2-t4之间，存在开关元件22上流通电流的期间。

接着回到图2，对系统电压Vac为负的期间（C）～（E）进行说明。

在期间（D），当开关元件20关断、开关元件21导通时，电流按照直流电源10→开关元件22→电感器71→电容器61→电感器70→开关元件21的路径流动。接着，当开关元件20导通、开关元件21关断时，电流按照开关元件22→电感器71→电容器61→电感器70→二极管40的路径流动。如上所述，在期间（D）开关元件20上并不流通电流，因此即使不使开关元件20导通也不会产生问题。

为了说明期间（C）和（E）的动作，在图4中表示将该期间放大的动作波形。下面开始参照图4进行说明。图4中，t0′是输出电流Ii由正变负的Ii=0时的时刻，t1′是输出电流Ii＜0且Ii开始从下降转变为上升时的时刻，t2′是输出电流Ii由负变正的Ii=0时的时刻，t3′是输出电流Ii＞0且Ii开始从上升转变为下降时的时刻，t4′是输出电流Ii由正变负的Ii=0时的时刻。

首先，对上述单相桥式电路的输出电流Ii为负的时刻t0′至t2′的动作进行说明。在时刻t0′-t1′中，当开关元件20关断、开关元件21导通时，电流按照直流电源10→开关元件22→电感器71→电容器61→电感器70→开关元件21的路径流动。接着，在时刻t1′-t2′中，当开关元件21关断、开关元件20导通时，电流按照开关元件22→电感器71→电容器61→电感器70→二极管40的路径流动。即，在Ii为负的时刻t0′-t2′之间，与期间（D）进行同样的动作。

接着，对上述单相桥式电路的输出电流Ii为正的时刻t2′至t4′的动作进行说明。在t2′-t3′中，当开关元件20导通、开关元件21关断时，电流按照电容器61→电感器71→二极管42→开关元件20→电感器70的路径流动。然后在时刻t3′-t4′中，当开关元件20关断、开关元件21导通时，电流按照电容器61→电感器71→二极管42→直流电源10→开关元件21和二极管41的路径流动。即，在Ii为正的时刻t2′-t4′之间，存在开关元件20上流通电流的期间。

如以上所说明的那样，在图1中不使用动作模式切换单元120和脉动检测单元111，利用模式1的PWM信号使开关元件20～23进行开关动作的情况下，由于使不流通电流的开关元件（期间（A）的开关元件22、期间（D）的开关元件20）进行了开关动作，所以会产生额外的开关损耗。

另一方面，图5表示在图1中不使用动作模式切换单元120和脉动检测单元111，利用由PWM生成单元107生成的PWM信号（后文称模式2）使开关元件20～23进行开关动作的情况下的动作波形。以下参照图5进行说明。

在Vac为正的半周期的期间，Vg（20）持续为导通，Vg（21）和Vg（22）持续为关断。而Vg（23）为导通/关断（以下将其称为PWM）。在Vac为负的半周期的期间，Vg（22）持续为导通，Vg（20）和Vg（23）持续为关断。而Vg（21）进行PWM。如上所述，与图2相比，图5未在Vg（20）与Vg（21）之间，Vg（22）与Vg（23）之间进行互补PWM，而仅对Vg（21）或Vg（23）进行PWM。

由于在期间（A）开关元件22上不流通电流，在期间（D）开关元件20上不流通电流，因此即使不使该开关元件导通，上述单相桥式电路的输出电流Ii也与图2相同。不过，在期间（B）、（C）、（E）、（F），Ii可能会产生图5所示的畸变。其原因在于，由于在期间（B）、（F）开关元件22关断，图2所示的Ii的负侧的电流不能在开关元件22上流动，Ii会向正侧增加。另外，在期间（C）、（E）也同样地由于开关元件20关断，图2所示的Ii的正侧的电流不能在开关元件20上流动，Ii会向负侧增加。不过，图5与图2相比，开关元件20和22的开关次数较少，起到了降低开关损耗的效果。

（使用了动作模式切换单元120和脉动检测单元111的情况下的动作）

图6表示在图1中使用了动作模式切换单元120和脉动检测单元111的情况下的动作波形。下面参照图1和图6进行说明。动作模式切换单元120对上述的期间（A）～（F）进行判别，在期间（A）和（D）将PWM生成单元107、切换单元109和驱动单元105连接，以对驱动单元105传递模式2的PWM信号，在期间（B）、（C）、（E）、（F）将PWM生成单元106、切换单元109和驱动单元105连接，以对驱动单元105传递模式1的PWM信号。

接着说明动作模式切换单元120对期间（A）～（F）进行判别的方法。

首先，判别的条件如下所述。动作模式切换单元120对上述单相桥式电路的平均输出电流Ii（ave）的振幅值|Ii（ave）|与Ii的脉动的振幅值Ir进行比较，在Ir大于|Ii（ave）|的情况下，判别为处于在上述单相桥式电路的开关动作中电流的极性存在切换的期间（B）、（C）、（E）、（F）。反过来，动作模式切换单元120在Ir小于|Ii（ave）|的情况下，判别为处于期间（A）、（D）。

这里简单介绍脉动检测单元111检测Ir的方法。例如，在系统电压Vac为正、开关元件20导通且开关元件23从关断向导通转变时，从上述单相桥式电路的输出端输出直流电源10的电压Vpn，施加在构成上述滤波电路的电感器70、电容器61、电感器71上。因而，电感器70和71上被施加了从Vpn减去Vac后的电压，电感器70和71上的电流即上述单相桥式电路的输出电流Ii增大。该增大的电流值的一半的值相当于脉动的振幅Ir。由此，Ir能够基于Vpn、开关元件23的导通时间（Vac为负的情况下为开关元件21的导通时间）、Vac、电感器70与71的合成电感通过运算而求得。因此，对于脉动检测单元111，从电压检测单元102输入Vpn，从PWM生成单元106输入开关元件21和23的导通时间，从电压检测单元104输入系统电压Vac，基于这些值和已存储的电感器70与71的合成电感来通过运算求取Ir。该运算在开关元件21或23每次执行开关动作时进行，将Ir更新。脉动检测单元111在Ir被更新的期间将更新前的Ir保存并输出。

此外，脉动的振幅值Ir的检测也能够使用其它方法。图7表示了其一例。图7中，代替图1中的脉动检测单元111设置有脉动检测单元112。脉动检测单元112的输入与电流检测单元103连接，其输出与比较单元110连接。脉动检测单元112由截去市电系统（50Hz或60Hz）的频率的高通滤波器和包络检波电路构成。一般而言，包络检波电路指的是这样一种电路，即，在目标信息存在于电信号的时间序列的包络线上的情况下，仅提取出包络线。当上述单相桥式电路的输出电流Ii的值从电流检测单元103被输入到脉动检测单元112时，首先，由上述的高通滤波器截去市电系统的频率，成为仅具有脉动成分的信号。当该信号被输入到包络检波电路时，仅提取出脉动成分的包络线，即，仅输出图6所示的Ir的振幅值。另外，还可以通过其它方法来求取Ir，并不限定于本实施例。

如图6所示，通过以上方式求得的脉动的振幅值Ir并不是恒定值，而是在系统电压Vac自零至峰值或自峰值至零的途中取最大值。

下面回到动作模式切换单元的动作说明。对于比较单元110，从电流检测单元103输入上述单相桥式电路的平均输出电流Ii（ave）的振幅值|Ii（ave）|，从脉动检测单元111输入Ii的脉动的振幅值Ir。比较单元110对|Ii（ave）|和Ir进行比较，在|Ii（ave）|大于Ir的情况下，输出Low（低电平信号），相反的情况下输出High（高电平信号）。在比较单元110的输出为Low的情况下，切换单元109将PWM生成单元107、切换单元109和驱动单元105连接，以对驱动单元105传递模式2的PWM信号，在比较单元110的输出为High的情况下，切换单元109将PWM生成单元106、切换单元109和驱动单元105连接，以对驱动单元105传递模式1的PWM信号。

通过这样的动作，在系统电压Vac的过零点附近的小电流区域（期间（B）、（C）、（E）、（F））中，能够利用模式1的互补PWM信号使开关元件20～23进行开关动作，抑制系统电流Iac的畸变。而在大电流区域（期间（A）、（D））中，利用开关次数比模式1少的模式2的PWM信号使开关元件20～23进行开关动作，能够降低开关损耗。

图8表示使系统电流Iac比图6大的情况下的动作波形。如上所述，上述单相桥式电路的脉动的振幅值Ir由Vpn、开关元件21和23的导通时间、Vac、电感器70与71的合成电感所决定，与系统电流Iac无关，因此脉动的振幅值Ir为与图6的情况相同的值。而相对地，Iac增大带来上述单相桥式电路的平均输出电流Ii（ave）增大，因此|Ii（ave）|大于Ir的期间（A）和（D）的时间扩大，相反地，|Ii（ave）|小于Ir的期间（B）、（C）、（E）、（F）变窄。其结果，以模式2动作的期间扩大，而以模式1动作的期间变窄。即，本实施例中，以系统电压的过零点为中心，在上述单相桥式电路的平均输出电流振幅值小于其脉动的振幅值的期间以模式1动作，在上述期间外以模式2动作。并且，上述期间的长短与输出电流的大小成反比例变化。

如以上所说明的那样，本实施例中通过使用本发明的动作模式切换单元120，能够抑制系统电压的过零点附近的系统电流的畸变，并且减少开关元件的开关次数以降低开关损耗。其结果，能够提供损耗较小的单相系统互连逆变器装置。

另外，为了降低开关元件的损耗，开关次数较少的开关元件20和22一般来说优选使用开关速度较慢、导通损耗较低的IGBT。而开关次数较多的开关元件21和23一般来说优选使用可高速开关、开关损耗低的MOSFET。考虑到这一点，本实施例中开关元件20和22使用IGBT，开关元件21和23使用MOSFET。不过，也可以是所有的开关元件使用IGBT或MOSFET，并不仅限定于本实施例。

此外，本实施例中就单相系统互连逆变器进行了说明，但并不限定于此。对于将单相桥式电路替换为三相桥式电路并具有检测三相系统的电压、电流的传感器和与三相对应的PWM生成单元、脉动检测单元的三相系统互连逆变器，通过进行上述控制，预料也能够获得同样的效果。

实施例2

图9是本发明第二实施例的单相系统互连逆变器装置2的结构图。图9中对与图1中相同的结构要素标注同一标记避免重复说明。

下面针对图9与图1的不同点进行说明。在开关元件20～23上，分别并联连接有开关元件30～33。即，本实施例中，开关元件20、二极管40和开关元件30，开关元件21、二极管41和开关元件31，开关元件22、二极管42和开关元件32，和开关元件23、二极管43和开关元件33，分别构成第一开关、第二开关、第三开关和第四开关。并且，开关元件30～33的栅极与控制单元200连接。控制单元200具有实施例1中说明的控制单元100所具有的全部功能，并且还具有对开关元件30～33的栅极进行驱动的功能。开关元件30和32使用MOSFET。此外，开关元件31和33使用IGBT。本实施例中由于具有开关元件30～33，与实施例1相比能够进一步降低损耗。

接着对本实施例的动作进行说明。图10表示各部分的动作波形。Vg（30）和Vg（32）分别是开关元件30和32的栅极驱动电压。开关元件30在期间（C）和（E）进行开关动作。而开关元件32在期间（B）和（F）进行开关动作。即，开关元件30和32在单相系统互连逆变器装置2为模式1时进行开关动作。另外，Vg（31）和Vg（33）分别是开关元件31和33的栅极驱动电压。开关元件31和33分别与开关元件21和23由大致同样的信号驱动，仅关断时刻存在微小差异。

首先，对增加了开关元件31和33的效果进行说明。图11表示开关元件21和31的开关动作的细节。Ic（31）是开关元件31的集电极-发射极之间的电流。Id（21）是开关元件21的漏极-源极之间的电流。当控制单元200在时刻t0″使开关元件21和31同时导通时，各元件中流通电流。一般而言，IGBT与MOSFET相比，IGBT的电阻更低，所以Ic（31）大于Id（21）。即，通过增加开关元件31，能够降低开关元件21的导通损耗，能够降低由开关元件21和31以及二极管41构成的上述第二开关的损耗。

不过，一般而言与MOSFET相比IGBT的关断速度较慢，所以IGBT的关断损耗比MOSFET大。因此，控制单元200先于开关元件21将开关元件31的栅极关断。在开关元件31的栅极的关断时刻t1″之后，Ic（31）降低且Id（21）增大。Ic（31）在时刻t2″成为零。而Id（21）成为与时刻t1″以前的Ic（31）相加而得的电流。在该时刻t1″至t2″的期间中，由于开关元件21导通，所以开关元件31的集电极-发射极之间被施加开关元件21的导通电压。一般来说，该导通电压为数V左右，所以在开关元件31关断时几乎不会发生开关损耗。然后，在时刻t3″将开关元件21的栅极关断。

在时刻t3″至t4″的期间，Id（21）减小而成为零，开关元件21上发生开关损耗。本实施例中开关元件21与实施例1同样地使用MOSFET，因此时刻t3″至t4″的期间产生的开关21的开关损耗与实施例1的情况相当。

如以上所说明的那样，本实施例中，通过增加开关元件31，能够降低开关元件21的导通损耗，与实施例1相比能够降低由开关元件21和31以及二极管41构成的上述第二开关的损耗。

自开关元件31的栅极的关断时刻t1″至开关元件21的栅极的关断时刻t3″的时间，优选为足够使开关元件31关断的时间。例如，控制单元200具有产生脉冲时间约为10n秒～1μ秒的脉冲的振荡器，可利用该脉冲的时间，使其为t1″～t3″的时间。

另外，使开关元件31关断所需的充分且必要的时间与时刻t1″以前开关元件31中流动的电流值成正比，因此，优选使上述振荡器所发生的脉冲宽度按照与开关元件31中流通的电流即上述单相桥式电路的输出电流Ii成正比的方式变化。

或者，也可以在控制单元200中设置检测开关元件31的集电极-发射极之间的电流的电流检测单元，利用该电流检测单元检测开关元件31的电流成为零的时刻而使开关元件21关断，这样也能够获得同样的效果。

另外，本实施例中使开关元件21和31的导通时刻为相同时刻，不过，一般来说IGBT与MOSFET相比的情况下两者的导通速度不会有很大差异，因此也可以使任一方先导通。

此外，开关元件22和23的开关动作相当于将图11中的Vg（21）、Vg（31）、Ic（21）、Id（31）分别替换为Vg（22）、Vg（32）、Ic（23）、Id（33），因此省略其说明。通过增加开关元件33，能够降低开关元件23的导通损耗，能够降低由开关元件23和33以及二极管43构成的上述第四开关的损耗。

接着，对增加了开关元件30和32的效果进行说明。如图10所示，开关元件30仅在期间（C）和（E）中进行开关动作，开关元件32仅在期间（B）和（F）中进行开关动作。

对增加了开关元件32后的期间（B）和（F）的动作，参照之前的图3进行说明。这里将图3中的Vg（22）替换为Vg（32）。

在Vg（32）导通的时刻t1至t3的期间，开关元件32上流通电流。首先，在时刻t1-t2中，当开关元件23和33关断、开关元件32导通时，电流按照开关元件20→电感器70→电容器61→电感器71→二极管42和开关元件32的路径流动。即，由于开关元件32是MOSFET，所以电流能够从源极流通至漏极。由此，二极管42中流通的电流减少，能够降低由开关元件22和32以及二极管42构成的上述第二开关的损耗。

在时刻t2-t3中，当开关元件32导通、开关元件23和33关断时，电流按照电容器61→电感器70→二极管40→开关元件22和32→电感器71的路径流动。即，电流被开关元件22和32分流，能够降低由开关元件22和32以及二极管42构成的上述第二开关的损耗。

接着，对增加了开关元件30后的期间（C）和（E）中的动作，参照之前的图4进行说明。这里将图4中的Vg（20）替换为Vg（30）。

在Vg（30）导通的时刻t1′至t3′的期间，开关元件30上流通电流。首先，在时刻t1′-t2′中，当开关元件21和31关断、开关元件30导通时，电流按照开关元件22→电感器71→电容器61→电感器70→二极管40和开关元件30的路径流动。即，由于开关元件30是MOSFET，所以电流能够从源极流通至漏极。由此，二极管40中流通的电流减少，能够降低由开关元件20和30以及二极管40构成的上述第一开关的损耗。

在时刻t2′-t3′中，当开关元件30导通、开关元件21和31关断时，电流按照电容器61→电感器71→二极管42→开关元件20和30→电感器70的路径流动。即，电流被开关元件20和30分流，能够降低由开关元件20和30以及二极管40构成的上述第一开关的损耗。

如以上所说明的那样，本实施例中由于具有开关元件30～33，与实施例1相比能够进一步降低损耗。尤其是，开关元件31和33降低了在大电流区域（图10的期间（A）、（D））进行开关动作的开关元件21和23的损耗，因此降低损耗的效果较大。其结果是，在本实施例中，也能够提供损耗较小的单相系统互连逆变器装置。

此外，本实施例中就单相系统互连逆变器进行了说明，但并不限定于此。对于将单相桥式电路替换为三相桥式电路并具有检测三相系统的电压、电流的传感器和与三相对应的PWM生成单元、脉动检测单元的三相系统互连逆变器，通过进行上述控制，预料也能够获得同样的效果。

实施例3

图12是本发明第三实施例的分散电源系统的结构图。300是分散电源系统。301是实施例1所示的单相系统互连逆变器装置1或实施例2所示的单相系统互连逆变器装置2。11是太阳能电池面板。

太阳能电池面板11相当于实施例1和2中的直流电源10。11并不限于太阳能电池面板，只要是直流的电压源即可，例如也可以是将燃料电池或风力发电机的交流输出整流成直流而得的电源。

分散电源系统300由于具有实施例1中说明的单相系统互连逆变器装置1或实施例2中说明的单相系统互连逆变器装置2，因此与现有的分散电源系统相比，电力损耗较小，发热量较少。因而，与现有技术相比，能够减小散热器或冷却风扇，能够形成小型且损耗小的分散电源系统。

此外，本发明并不限定于上述的实施例，可以包括各种变形例。例如，上述的实施例仅是为了使本发明易于理解而进行的详细说明，本发明并不限于具有已说明的所有结构。并且，各实施例的结构的一部分可以追加、删除、替换其它结构。

而且，上述各结构和功能的一部分或全部也可以例如通过设计集成电路而由硬件来实现。上述各结构和功能等，也可以由处理器解释并执行供实现各功能的程序而由软件来实现。供实现各功能的程序的信息能够存储在存储器、硬盘、SSD（固态硬盘）等存储装置，或IC卡、SD卡、DVD等记录介质中。

此外，控制线和信息线仅表示了说明上必要的部分，并没有表示出产品上必需的所有控制线和信息线。实际上，也可以认为所有的结构均彼此连接。

附图标记说明

1、2、301  单相系统互连逆变器装置

10  直流电源

11  太阳能电池面板

20～23、30～33  开关元件

40～43  二极管

60 旁通电容器

61 电容器

70、71  电感器

80  市电系统

90、91  电流传感器

100、200  控制单元

101、103  电流检测单元

102、104  电压检测单元

105  驱动单元

106、107  PWM生成单元

108  系统互连控制单元

109  切换单元

110  比较单元

111、112  脉动检测单元

120  动作模式切换单元

300  分散电源系统

Claims (10)

1.一种系统互连逆变器装置，包括桥式电路、滤波电路和控制所述桥式电路的控制单元，将从直流电源获得的电力按照所述桥式电路、所述滤波电路的顺序供给到市电系统，其特征在于：

所述桥式电路由多个开关构成，

所述控制单元具有：以所述市电系统的电压的过零点为基点，在自规定期间前至经过规定期间后的期间，对所述开关进行控制以抑制所述市电系统中流通的电流的畸变的模式1；和在经过规定期间后至下一个规定期间前的期间，对所述开关进行控制以降低所述开关的损耗的模式2。

2.如权利要求1所述的系统互连逆变器装置，其特征在于：

所述桥式电路，通过使串联连接的第一开关、第二开关的两端和串联连接的第三开关、第四开关的两端与直流电源的两端连接而构成，

所述控制单元，在所述模式1中，当所述市电系统的电压为正时，使所述第一开关导通、所述第二开关关断并对所述第三开关和所述第四开关进行互补PWM，当所述市电系统的电压为负时，使所述第三开关导通、所述第四开关关断并对所述第一开关和所述第二开关进行互补PWM，

所述控制单元，在所述模式2中，当所述市电系统的电压为正时，使所述第一开关导通、所述第二开关和所述第三开关关断并对所述第四开关进行PWM，当所述市电系统的电压为负时，使所述第三开关导通、所述第四开关和所述第一开关关断并对所述第二开关进行PWM。

3.一种系统互连逆变器装置，包括桥式电路、滤波电路和控制所述桥式电路的控制单元，将从直流电源获得的电力按照所述桥式电路、所述滤波电路的顺序供给到市电系统，其特征在于：

所述桥式电路由第一开关、第二开关、第三开关和第四开关构成，

串联连接的第一开关、第二开关的两端和串联连接的第三开关、第四开关的两端被连接在所述直流电源的两端，

所述第一开关与所述第二开关的连接点和所述第三开关与所述第四开关的连接点与所述滤波电路连接，

所述滤波电路与所述市电系统连接，

所述控制单元具有：以所述市电系统的电压的过零点为基点，在自规定期间前至经过规定期间后的期间，当所述市电系统的电压为正时，使所述第一开关导通、所述第二开关关断并对所述第三开关和所述第四开关进行互补PWM，当所述市电系统的电压为负时，使所述第三开关导通、所述第四开关关断并对所述第一开关和所述第二开关进行互补PWM的模式1；和在经过规定期间后至下一个规定期间前的期间，当所述市电系统的电压为正时，使所述第一开关导通、所述第二开关和所述第三开关关断并对所述第四开关进行PWM，当所述市电系统的电压为负时，使所述第三开关导通、所述第四开关和所述第一开关关断并对所述第二开关进行PWM的模式2。

4.如权利要求1～3中任一项所述的系统互连逆变器装置，其特征在于，包括：

切换所述模式1和所述模式2的动作模式切换单元；和

检测所述桥式电路的输出电流的脉动的振幅值的脉动检测单元，

将所述桥式电路的输出电流的脉动的振幅值大于所述桥式电路的平均输出电流振幅值的期间，作为以所述市电系统的电压的过零点为基点的自规定期间前至经过规定期间后的期间，

将所述桥式电路的输出电流的脉动的振幅值小于所述桥式电路的平均输出电流振幅值的期间，作为经过所述规定期间后至下一个规定期间前的期间。

5.如权利要求4所述的系统互连逆变器装置，其特征在于：

所述脉动检测单元具有基于所述直流电源的电压、所述市电系统的电压、所述第二开关或所述第四开关的导通时间，来计算所述桥式电路的输出电流的脉动的振幅值的功能。

6.如权利要求4所述的系统互连逆变器装置，其特征于：

所述脉动检测单元包括截去所述市电系统的频率的高通滤波器，和包络检波电路。

7.如权利要求2或3所述的系统互连逆变器装置，其特征在于：

所述第一开关和第三开关由IGBT与二极管构成，所述第二开关和第四开关由MOSFET与二极管构成。

8.如权利要求2或3所述的系统互连逆变器装置，其特征在于：

所述第一开关～第四开关由IGBT、MOSFET和二极管构成，

所述控制装置，以所述市电系统的电压的过零点为基点，在自规定期间前至经过规定期间后的期间，对所述第一开关的MOSFET与所述第二开关进行互补PWM，对所述第三开关的MOSFET与所述第四开关进行互补PWM，并且，

使所述第二开关和第四开关的IGBT比所述第二开关和第四开关的MOSFET早10n～1μ秒关断。

9.一种分散型电源系统，其特征在于：

包括权利要求1～8中任一项所述的系统互连逆变器装置。

10.如权利要求9所述的分散型电源系统，其特征在于：

所述系统互连逆变器装置的所述直流电源是太阳能电池面板。

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