JPH1141912A - インバータ回路 - Google Patents
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- JPH1141912A JPH1141912A JP9186115A JP18611597A JPH1141912A JP H1141912 A JPH1141912 A JP H1141912A JP 9186115 A JP9186115 A JP 9186115A JP 18611597 A JP18611597 A JP 18611597A JP H1141912 A JPH1141912 A JP H1141912A
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
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- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 多重スイッチング方式の利点を維持しつつ、
入力側に対してフィルタが常時作用することとなるイン
バータ回路を提供する。 【解決手段】 多重スイッチング方式の直流−交流変換
回路５と、該回路から得られる交流電力を正弦波の電圧
波形に整形するためのフィルタ回路とを具えたインバー
タ回路において、フィルタ回路は、線間用フィルタ６と
入出力間用フィルタ７を直列に具えている。線間用フィ
ルタ６は、直流−交流変換回路５から伸びる複数本の交
流線路10、11の夫々に介在するリアクトルＬ１、Ｌ２
と、これらの交流線路を互いに連結する線路に介在する
コンデンサＣ１とから構成される。入出力間用フィルタ
７は、複数本の交流線路10、11に介在するコモンモード
リアクトルＬ３と、各交流線路10、11を一定の電圧点に
繋ぐ線路の夫々に介在するコンデンサＣ３、Ｃ４とから
構成される。
入力側に対してフィルタが常時作用することとなるイン
バータ回路を提供する。 【解決手段】 多重スイッチング方式の直流−交流変換
回路５と、該回路から得られる交流電力を正弦波の電圧
波形に整形するためのフィルタ回路とを具えたインバー
タ回路において、フィルタ回路は、線間用フィルタ６と
入出力間用フィルタ７を直列に具えている。線間用フィ
ルタ６は、直流−交流変換回路５から伸びる複数本の交
流線路10、11の夫々に介在するリアクトルＬ１、Ｌ２
と、これらの交流線路を互いに連結する線路に介在する
コンデンサＣ１とから構成される。入出力間用フィルタ
７は、複数本の交流線路10、11に介在するコモンモード
リアクトルＬ３と、各交流線路10、11を一定の電圧点に
繋ぐ線路の夫々に介在するコンデンサＣ３、Ｃ４とから
構成される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、太陽電池等の直流
電源から得られる直流の電力を交流の電力に変換して、
商用電力系統等へ出力する発電用インバータや、直流電
力を受けてモータ等を駆動するための駆動用インバータ
等、各種の用途に用いられるインバータに関するもので
ある。
電源から得られる直流の電力を交流の電力に変換して、
商用電力系統等へ出力する発電用インバータや、直流電
力を受けてモータ等を駆動するための駆動用インバータ
等、各種の用途に用いられるインバータに関するもので
ある。
【０００２】
【従来の技術】図８は、太陽電池を直流電源とする発電
システムに用いられる従来のインバータ回路を表わして
いる。該回路において、プラス入力端子(１)及びマイナ
ス入力端子(２)は図示省略する太陽電池のプラス出力端
子及びマイナス出力端子に夫々接続されて、Ｐ相及びＮ
相の電圧が印加される一方、Ｕ相出力端子(３)及びＶ相
出力端子(４)は、家庭内負荷や商用電力系統に接続され
る。これによって太陽電池から得られる直流電流は、先
ず、直流−交流変換回路(５)を構成するスイッチング素
子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング動作によりＰＷＭ変調され
た後、線間用フィルタ(６)及び対地間用フィルタ(13)を
経て、正弦波の交流波形に整形され、例えば家庭内負荷
へ供給される。
システムに用いられる従来のインバータ回路を表わして
いる。該回路において、プラス入力端子(１)及びマイナ
ス入力端子(２)は図示省略する太陽電池のプラス出力端
子及びマイナス出力端子に夫々接続されて、Ｐ相及びＮ
相の電圧が印加される一方、Ｕ相出力端子(３)及びＶ相
出力端子(４)は、家庭内負荷や商用電力系統に接続され
る。これによって太陽電池から得られる直流電流は、先
ず、直流−交流変換回路(５)を構成するスイッチング素
子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング動作によりＰＷＭ変調され
た後、線間用フィルタ(６)及び対地間用フィルタ(13)を
経て、正弦波の交流波形に整形され、例えば家庭内負荷
へ供給される。
【０００３】線間用フィルタ(６)は、直流−交流変換回
路(５)から伸びるＵ相側交流線路(14)及びＶ相側交流線
路(15)の夫々に介在するリアクトルＬ１、Ｌ２と、両線
路間を繋ぐ線路に介在するコンデンサＣ１とから構成さ
れ、そのカットオフ周波数はスイッチング周波数(通
常、数ｋＨｚ〜２０ｋＨｚ程度)よりも低く設定されて
いる。該線間用フィルタ(６)により、直流−交流変換回
路(５)のスイッチング動作に伴って線間に発生する電圧
波形の凸凹ノイズが吸収される。
路(５)から伸びるＵ相側交流線路(14)及びＶ相側交流線
路(15)の夫々に介在するリアクトルＬ１、Ｌ２と、両線
路間を繋ぐ線路に介在するコンデンサＣ１とから構成さ
れ、そのカットオフ周波数はスイッチング周波数(通
常、数ｋＨｚ〜２０ｋＨｚ程度)よりも低く設定されて
いる。該線間用フィルタ(６)により、直流−交流変換回
路(５)のスイッチング動作に伴って線間に発生する電圧
波形の凸凹ノイズが吸収される。
【０００４】尚、リアクトルＬ１、Ｌ２は、直流−交流
変換回路(５)を流れる大きな電流に対して大きなインダ
クタンス値が必要であり、これによってサイズの大きな
ものとなっている。例えば３ｋｗのインバータ回路にお
いては、ＡＣ２００Ｖ連系時において定格出力時に１５
Ａの電流が流れ、これに応じてインダクタンス値の大き
なリアクトルＬ１、Ｌ２を採用すると、それらのサイズ
は非常に大きなものとなり、装置が大型化する問題があ
る。従って、現実にはインダクタンス値が０.２５〜１
ｍＨ程度のリアクトルを採用し、容量が５〜１０μＦ程
度のコンデンサＣ１を使用して、必要なカットオフ周波
数を得ている。
変換回路(５)を流れる大きな電流に対して大きなインダ
クタンス値が必要であり、これによってサイズの大きな
ものとなっている。例えば３ｋｗのインバータ回路にお
いては、ＡＣ２００Ｖ連系時において定格出力時に１５
Ａの電流が流れ、これに応じてインダクタンス値の大き
なリアクトルＬ１、Ｌ２を採用すると、それらのサイズ
は非常に大きなものとなり、装置が大型化する問題があ
る。従って、現実にはインダクタンス値が０.２５〜１
ｍＨ程度のリアクトルを採用し、容量が５〜１０μＦ程
度のコンデンサＣ１を使用して、必要なカットオフ周波
数を得ている。
【０００５】対地間用フィルタ(13)は、所謂ノイズフィ
ルタであって、スイッチング周波数よりも高い周波数
(通常、数十ｋＨｚ以上)の電圧を減衰させるのが目的で
ある。ノイズは通常、対地間に発生する高周波電圧の振
幅で表わされ、このノイズを減衰させるために、対地間
用フィルタ(13)はグランドに対するＬ−Ｃフィルタの形
となり、交流線路(14)(15)とグランドとの間に容量要素
Ｃが介在することになる。
ルタであって、スイッチング周波数よりも高い周波数
(通常、数十ｋＨｚ以上)の電圧を減衰させるのが目的で
ある。ノイズは通常、対地間に発生する高周波電圧の振
幅で表わされ、このノイズを減衰させるために、対地間
用フィルタ(13)はグランドに対するＬ−Ｃフィルタの形
となり、交流線路(14)(15)とグランドとの間に容量要素
Ｃが介在することになる。
【０００６】例えば系統連系インバータの場合、容量要
素Ｃが対地間に入るために、この容量要素Ｃを通して系
統側からグランドへ漏洩電流が流れる。仮に装置が非接
地で設置された場合、筐体に触れると、漏洩電流によっ
て感電する虞れがある。そこで、漏洩電流の上限値が規
制されている。従って、対地間に入る容量要素Ｃの容量
上限値は、スイッチングにより発生するノイズと系統か
らの漏洩電流に応じて決まる。ここで、対地間用フィル
タ(13)のカットオフ周波数はＬとＣの値で規定される
が、上述の如くＣの値に上限があるため、ノイズフィル
タの性能はＬの値に依存する傾向となる。また必然的に
カットオフ周波数が高くなり、低周波のスイッチングに
おける減衰効果は弱いものになる。
素Ｃが対地間に入るために、この容量要素Ｃを通して系
統側からグランドへ漏洩電流が流れる。仮に装置が非接
地で設置された場合、筐体に触れると、漏洩電流によっ
て感電する虞れがある。そこで、漏洩電流の上限値が規
制されている。従って、対地間に入る容量要素Ｃの容量
上限値は、スイッチングにより発生するノイズと系統か
らの漏洩電流に応じて決まる。ここで、対地間用フィル
タ(13)のカットオフ周波数はＬとＣの値で規定される
が、上述の如くＣの値に上限があるため、ノイズフィル
タの性能はＬの値に依存する傾向となる。また必然的に
カットオフ周波数が高くなり、低周波のスイッチングに
おける減衰効果は弱いものになる。
【０００７】ところで、対地間用フィルタ(13)に採用さ
れるリアクトルＬ３、Ｌ４はコモンモードリアクトルと
呼ばれ、図９(ａ)に示す様に、巻線に対して同じ方向に
流れる電流Ｉ１、Ｉ２についてはインダクタンスが大き
くなる。Ｉ１＝Ｉ２の場合、電流による磁界が見かけ上
加算されて、等価的に巻線数が２倍となって、インダク
タンス値は、巻線１本分の４倍に相当する。従って、コ
モンモードリアクトルにおいては、コモンモードに対し
て大きなインダクタンスが得られるが、逆にこの状態で
大電流を流すと飽和してしまうため、この状態で大電流
を流すことはできない。
れるリアクトルＬ３、Ｌ４はコモンモードリアクトルと
呼ばれ、図９(ａ)に示す様に、巻線に対して同じ方向に
流れる電流Ｉ１、Ｉ２についてはインダクタンスが大き
くなる。Ｉ１＝Ｉ２の場合、電流による磁界が見かけ上
加算されて、等価的に巻線数が２倍となって、インダク
タンス値は、巻線１本分の４倍に相当する。従って、コ
モンモードリアクトルにおいては、コモンモードに対し
て大きなインダクタンスが得られるが、逆にこの状態で
大電流を流すと飽和してしまうため、この状態で大電流
を流すことはできない。
【０００８】これに対し、図９(ｂ)の様に、巻線に対し
て互いに逆方向に電流Ｉ１、Ｉ２が流れる場合はノーマ
ルモードと呼ばれ、磁界が互いに打ち消し合う方向に発
生するため、インダクタンスは略ゼロとなる。インバー
タ回路においては、インバータの出力電流はＩ１＝Ｉ２
となるため、リアクトルに対してノーマルモードで電流
が流れた場合、インダクタンスは消滅し、リアクトルと
しては作用しない。従って、電流値が増大したとして
も、リアクトルが飽和することにはならない。
て互いに逆方向に電流Ｉ１、Ｉ２が流れる場合はノーマ
ルモードと呼ばれ、磁界が互いに打ち消し合う方向に発
生するため、インダクタンスは略ゼロとなる。インバー
タ回路においては、インバータの出力電流はＩ１＝Ｉ２
となるため、リアクトルに対してノーマルモードで電流
が流れた場合、インダクタンスは消滅し、リアクトルと
しては作用しない。従って、電流値が増大したとして
も、リアクトルが飽和することにはならない。
【０００９】尚、図８において、対地間用フィルタ(13)
は２段構成となっているが、１段構成若しくは３段以上
の多段構成を採用することも可能である。系統連系イン
バータにおいては、通常は２段構成を採用して、必要な
減衰量を得ているが、２段以上の多段構成の場合、対地
間に入るＣの数が増加するので、漏洩電流が増加しない
ように、バランスを考慮して比較的小さな容量のコンデ
ンサが採用される。
は２段構成となっているが、１段構成若しくは３段以上
の多段構成を採用することも可能である。系統連系イン
バータにおいては、通常は２段構成を採用して、必要な
減衰量を得ているが、２段以上の多段構成の場合、対地
間に入るＣの数が増加するので、漏洩電流が増加しない
ように、バランスを考慮して比較的小さな容量のコンデ
ンサが採用される。
【００１０】上記インバータ回路においては、直流−交
流変換回路(５)が多重スイッチング方式によって駆動さ
れ、後述の如き電圧変動が発生する。尚、以下の説明で
は、簡略化のため、図８に示す単相のインバータ回路に
ついて説明するが、多相のインバータ回路においても、
同様に解析される。
流変換回路(５)が多重スイッチング方式によって駆動さ
れ、後述の如き電圧変動が発生する。尚、以下の説明で
は、簡略化のため、図８に示す単相のインバータ回路に
ついて説明するが、多相のインバータ回路においても、
同様に解析される。
【００１１】図８においては、直流−交流変換回路(５)
のスイッチングのセットが２組（Ｑ１−Ｑ２，Ｑ３−Ｑ
４）あり、各々ＯＮ／ＯＦＦの組合せが存在するため、
合計４種類のスイッチング状態が発生する。以下、これ
らの状態を順に説明する。太陽電池を直流電源とする系
統連系インバータを前提として、インバータ入力電圧を
４００Ｖ、出力側の電圧はＡＣ２００Ｖを想定する。ま
た、ここで解析する状態はスイッチング周波数付近の動
作であるため、減衰の少ない対地間用フィルタは無視す
る。Ｕ相出力端子(３)とＶ相出力端子(４)の間の出力電
圧は、Ｕ相とＶ相の中間電圧で代表する。ここでＵ相電
圧とＶ相電圧は常に対称に振れるため，Ｏ相がこれに相
当する。
のスイッチングのセットが２組（Ｑ１−Ｑ２，Ｑ３−Ｑ
４）あり、各々ＯＮ／ＯＦＦの組合せが存在するため、
合計４種類のスイッチング状態が発生する。以下、これ
らの状態を順に説明する。太陽電池を直流電源とする系
統連系インバータを前提として、インバータ入力電圧を
４００Ｖ、出力側の電圧はＡＣ２００Ｖを想定する。ま
た、ここで解析する状態はスイッチング周波数付近の動
作であるため、減衰の少ない対地間用フィルタは無視す
る。Ｕ相出力端子(３)とＶ相出力端子(４)の間の出力電
圧は、Ｕ相とＶ相の中間電圧で代表する。ここでＵ相電
圧とＶ相電圧は常に対称に振れるため，Ｏ相がこれに相
当する。
【００１２】（１）状態１：スイッチング素子Ｑ１、Ｑ
３がＯＮの場合 図８においてリアクトルＬ１、Ｌ２がＰ相に接続され
る。このとき、図１０に示す様に出力側の電圧はリアク
トルＬ１、Ｌ２、及びコンデンサＣ１で支えられ、この
結果、Ｐ相はＯ相と同電圧、Ｎ相はＯ相から見て−４０
０Ｖとなる。
３がＯＮの場合 図８においてリアクトルＬ１、Ｌ２がＰ相に接続され
る。このとき、図１０に示す様に出力側の電圧はリアク
トルＬ１、Ｌ２、及びコンデンサＣ１で支えられ、この
結果、Ｐ相はＯ相と同電圧、Ｎ相はＯ相から見て−４０
０Ｖとなる。
【００１３】（２）状態２：スイッチング素子Ｑ１、Ｑ
４がＯＮの場合 図８においてリアクトルＬ１がＰ相、リアクトルＬ２が
Ｎ相に接続される。このとき、図１１に示す様に出力側
の電圧とＰ−Ｎ間電圧の差はリアクトルＬ１、Ｌ２で均
等に支えられ、この結果、Ｐ相は＋２００Ｖ、Ｎ相は−
２００Ｖとなる。
４がＯＮの場合 図８においてリアクトルＬ１がＰ相、リアクトルＬ２が
Ｎ相に接続される。このとき、図１１に示す様に出力側
の電圧とＰ−Ｎ間電圧の差はリアクトルＬ１、Ｌ２で均
等に支えられ、この結果、Ｐ相は＋２００Ｖ、Ｎ相は−
２００Ｖとなる。
【００１４】（３）状態３：スイッチング素子Ｑ２、Ｑ
３がＯＮの場合 図８においてリアクトルＬ１がＮ相、リアクトルＬ２が
Ｐ相に接続される。このとき、図１２に示す様に出力側
の電圧とＰ−Ｎ間電圧の差はリアクトルＬ１、Ｌ２で均
等に支えられ、この結果、Ｐ相は＋２００Ｖ、Ｎ相は−
２００Ｖとなる。
３がＯＮの場合 図８においてリアクトルＬ１がＮ相、リアクトルＬ２が
Ｐ相に接続される。このとき、図１２に示す様に出力側
の電圧とＰ−Ｎ間電圧の差はリアクトルＬ１、Ｌ２で均
等に支えられ、この結果、Ｐ相は＋２００Ｖ、Ｎ相は−
２００Ｖとなる。
【００１５】（４）状態４：スイッチング素子Ｑ２、Ｑ
４がＯＮの場合 図８において、リアクトルＬ１、Ｌ２、及びコンデンサ
Ｃ１がＮ相に接続される。このとき、図１３に示す様に
出力側の電圧はリアクトルＬ１、Ｌ２で支えられ、この
結果、Ｐ相は＋４００Ｖ、Ｎ相は±０Ｖとなる。
４がＯＮの場合 図８において、リアクトルＬ１、Ｌ２、及びコンデンサ
Ｃ１がＮ相に接続される。このとき、図１３に示す様に
出力側の電圧はリアクトルＬ１、Ｌ２で支えられ、この
結果、Ｐ相は＋４００Ｖ、Ｎ相は±０Ｖとなる。
【００１６】図１４は、多重スイッチング方式のインバ
ータにおける上記４つの状態の移り変わりと、これに伴
って発生するＰ相及びＮ相の電圧変動を表わしている。
図示の如く、Ｐ相及びＮ相の電圧が、各々４００Ｖの振
幅で変化している。これは、状態２、３の間に状態１、
４が入るために発生する多重スイッチング方式に特有の
現象であって、これらの電圧変動の周波数は、司令値の
ゼロクロス付近ではスイッチング周波数となり、それ以
外の領域ではスイッチング周波数の２倍となる。この変
化がノイズとして外部に放出されるのである。
ータにおける上記４つの状態の移り変わりと、これに伴
って発生するＰ相及びＮ相の電圧変動を表わしている。
図示の如く、Ｐ相及びＮ相の電圧が、各々４００Ｖの振
幅で変化している。これは、状態２、３の間に状態１、
４が入るために発生する多重スイッチング方式に特有の
現象であって、これらの電圧変動の周波数は、司令値の
ゼロクロス付近ではスイッチング周波数となり、それ以
外の領域ではスイッチング周波数の２倍となる。この変
化がノイズとして外部に放出されるのである。
【００１７】実際は、図８に示す対地間用フィルタ(13)
が働いて、上述のノイズは、シャープな凸凹波形ではな
く、「なまった」波形となるが、対地間用フィルタ(13)
の目的はスイッチング周波数以上の周波数を有するノイ
ズを減衰させることにあるため、上述のノイズに対して
十分な減衰効果は得られない。又、前述のコンデンサの
容量値についての制約から、対地間用フィルタ(13)のカ
ットオフ周波数を下げることも困難である。
が働いて、上述のノイズは、シャープな凸凹波形ではな
く、「なまった」波形となるが、対地間用フィルタ(13)
の目的はスイッチング周波数以上の周波数を有するノイ
ズを減衰させることにあるため、上述のノイズに対して
十分な減衰効果は得られない。又、前述のコンデンサの
容量値についての制約から、対地間用フィルタ(13)のカ
ットオフ周波数を下げることも困難である。
【００１８】図１４に示すＰ相、Ｎ相の電圧変動は又、
漏洩電流が大きくなることを意味する。即ち、トランス
レス方式の系統連系インバータにおいては、Ｏ相が柱上
トランスにて接地されているため、この電圧変動が、Ｏ
相と太陽電池の接地容量を通じて、漏洩電流となって流
れる。またモータ等のドライブ回路においては、この電
圧変動が、モータとフレーム間の容量成分を通じて、グ
ランドへ漏洩電流となって流れる。スイッチング周波数
が上昇傾向にある近年、上述の漏洩電流は深刻な問題と
なっている。
漏洩電流が大きくなることを意味する。即ち、トランス
レス方式の系統連系インバータにおいては、Ｏ相が柱上
トランスにて接地されているため、この電圧変動が、Ｏ
相と太陽電池の接地容量を通じて、漏洩電流となって流
れる。またモータ等のドライブ回路においては、この電
圧変動が、モータとフレーム間の容量成分を通じて、グ
ランドへ漏洩電流となって流れる。スイッチング周波数
が上昇傾向にある近年、上述の漏洩電流は深刻な問題と
なっている。
【００１９】上述の漏洩電流は、フィルタ回路が入力に
対して常時作用するように作られていないために発生し
ている。それが最も顕著に現われているのが、図１０及
び図１３に示す２つの状態で、対地間用フィルタ(８)は
Ｐ相及びＮ相に対して、何ら減衰作用を及ぼしていな
い。そこで、図１５に示す様に、Ｐ相、Ｎ側に対してフ
ィルタを構成したインバータ回路が実用化されている。
図１５のインバータ回路においては、図８のコンデンサ
Ｃ１をコンデンサＣ１ＡとＣ１Ｂに２分割し、各コンデ
ンサの一端をマイナス側直流線路(12)に接続したフィル
タ(24)を装備している。尚、フィルタ(24)の各コンデン
サの一端はプラス側直流線路(９)に接続することも可能
である。又、フィルタ(24)の各コンデンサの一端は、プ
ラス側直流線路(９)に接続することも可能である。
対して常時作用するように作られていないために発生し
ている。それが最も顕著に現われているのが、図１０及
び図１３に示す２つの状態で、対地間用フィルタ(８)は
Ｐ相及びＮ相に対して、何ら減衰作用を及ぼしていな
い。そこで、図１５に示す様に、Ｐ相、Ｎ側に対してフ
ィルタを構成したインバータ回路が実用化されている。
図１５のインバータ回路においては、図８のコンデンサ
Ｃ１をコンデンサＣ１ＡとＣ１Ｂに２分割し、各コンデ
ンサの一端をマイナス側直流線路(12)に接続したフィル
タ(24)を装備している。尚、フィルタ(24)の各コンデン
サの一端はプラス側直流線路(９)に接続することも可能
である。又、フィルタ(24)の各コンデンサの一端は、プ
ラス側直流線路(９)に接続することも可能である。
【００２０】該インバータ回路においては、回路動作が
各スイッチング素子対（Ｑ１−Ｑ２、及びＱ３−Ｑ４）
で完結するため、動作状態は図１６及び図１７に示す２
つのみである。これらの図から明らかな様に、スイッチ
ングにおいては、フィルタが常時入力側に対して作用す
るため、図１０乃至図１３に示す如き電圧変動は非常に
小さくなり、これによって入出力間の電圧変動が安定
し、その結果、対地間電圧が安定する。そして、対地間
電圧が安定することによって、図１４を用いて説明した
漏洩電流の発生が少なくなる。
各スイッチング素子対（Ｑ１−Ｑ２、及びＱ３−Ｑ４）
で完結するため、動作状態は図１６及び図１７に示す２
つのみである。これらの図から明らかな様に、スイッチ
ングにおいては、フィルタが常時入力側に対して作用す
るため、図１０乃至図１３に示す如き電圧変動は非常に
小さくなり、これによって入出力間の電圧変動が安定
し、その結果、対地間電圧が安定する。そして、対地間
電圧が安定することによって、図１４を用いて説明した
漏洩電流の発生が少なくなる。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図１５
に示すインバータ回路において、多重スイッチングを行
なったとしても、そのメリットは生じない。即ち、スイ
ッチング素子１組に対して回路が完結（Ｑ１−Ｑ２−Ｌ
１−Ｃ１Ａ回路と、Ｑ３−Ｑ４−Ｌ２−Ｃ１Ｂ回路）し
ており、各々のスイッチング周波数で発生されたＰＷＭ
パルスがフィルタを通過して減衰されるため、フィルタ
後では、本来の多重スイッチング方式のように線間周波
数が２倍になることにはならない。又、線間のスイッチ
ング周波数が多重方式の２分の１に低下するため、フィ
ルタのカットオフ周波数を低く設計しなければならず、
回路素子（Ｌ、Ｃ）が大型化する問題がある。
に示すインバータ回路において、多重スイッチングを行
なったとしても、そのメリットは生じない。即ち、スイ
ッチング素子１組に対して回路が完結（Ｑ１−Ｑ２−Ｌ
１−Ｃ１Ａ回路と、Ｑ３−Ｑ４−Ｌ２−Ｃ１Ｂ回路）し
ており、各々のスイッチング周波数で発生されたＰＷＭ
パルスがフィルタを通過して減衰されるため、フィルタ
後では、本来の多重スイッチング方式のように線間周波
数が２倍になることにはならない。又、線間のスイッチ
ング周波数が多重方式の２分の１に低下するため、フィ
ルタのカットオフ周波数を低く設計しなければならず、
回路素子（Ｌ、Ｃ）が大型化する問題がある。
【００２２】更にフィルタ回路による損失も増大する。
これは、リアクトルの損失（ヒステリシス損）が増大し
て、回路の効率が低下するためである。またフィルタ回
路自体に流れる電流はコンデンサを充放電することとな
るため、フィルタを流れる電流が小さいほど損失は少な
い。従って、カットオフ周波数が同一であったとして
も、リアクトルのインダクタンスを大きく設定すること
により、フィルタを流れる電流を減少させることが出
来、これによって損失の低減を図ることが可能である。
但し、前述の如く、電流値を大きな値に維持したままリ
アクトルのインダクタンスを増大させることは、サイズ
の増大を招く。
これは、リアクトルの損失（ヒステリシス損）が増大し
て、回路の効率が低下するためである。またフィルタ回
路自体に流れる電流はコンデンサを充放電することとな
るため、フィルタを流れる電流が小さいほど損失は少な
い。従って、カットオフ周波数が同一であったとして
も、リアクトルのインダクタンスを大きく設定すること
により、フィルタを流れる電流を減少させることが出
来、これによって損失の低減を図ることが可能である。
但し、前述の如く、電流値を大きな値に維持したままリ
アクトルのインダクタンスを増大させることは、サイズ
の増大を招く。
【００２３】本発明の目的は、多重スイッチング方式の
インバータ回路において、多重スイッチング方式の利点
を維持しつつ、入力側に対してフィルタが常時作用する
こととなるインバータ回路を提供することである。
インバータ回路において、多重スイッチング方式の利点
を維持しつつ、入力側に対してフィルタが常時作用する
こととなるインバータ回路を提供することである。
【００２４】
【課題を解決する為の手段】本発明に係るインバータ回
路は、直流電力が入力されるべき正負一対の入力端子
(１)(２)と、交流電力を出力すべき複数相の出力端子
(３)(４)との間に、直流電力をパルス状の電圧波形を有
する交流電力に変換する多重スイッチング方式の直流−
交流変換回路(５)と、該回路から得られる交流電力を正
弦波の電圧波形に整形するためのフィルタ回路とが介在
している。該フィルタ回路は、直流−交流変換回路(５)
から前記複数相の出力端子(３)(４)へ向けて伸びる複数
本の交流線路(10)(11)の夫々に介在するリアクトルＬ
１、Ｌ２と、これらの交流線路を互いに連結する線路に
介在するコンデンサＣ１とから構成される線間用フィル
タ(６)と、前記複数本の交流線路(10)(11)に介在するコ
モンモードリアクトルＬ３と、各交流線路(10)(11)を一
定の電圧点に繋ぐ線路の夫々に介在するコンデンサＣ
３、Ｃ４とから構成される入出力間用フィルタ(７)とを
具えている。
路は、直流電力が入力されるべき正負一対の入力端子
(１)(２)と、交流電力を出力すべき複数相の出力端子
(３)(４)との間に、直流電力をパルス状の電圧波形を有
する交流電力に変換する多重スイッチング方式の直流−
交流変換回路(５)と、該回路から得られる交流電力を正
弦波の電圧波形に整形するためのフィルタ回路とが介在
している。該フィルタ回路は、直流−交流変換回路(５)
から前記複数相の出力端子(３)(４)へ向けて伸びる複数
本の交流線路(10)(11)の夫々に介在するリアクトルＬ
１、Ｌ２と、これらの交流線路を互いに連結する線路に
介在するコンデンサＣ１とから構成される線間用フィル
タ(６)と、前記複数本の交流線路(10)(11)に介在するコ
モンモードリアクトルＬ３と、各交流線路(10)(11)を一
定の電圧点に繋ぐ線路の夫々に介在するコンデンサＣ
３、Ｃ４とから構成される入出力間用フィルタ(７)とを
具えている。
【００２５】尚、入出力間用フィルタ(７)のカットオフ
周波数は、直流−交流変換回路(５)のスイッチング周波
数よりも十分に低い値に設定される。
周波数は、直流−交流変換回路(５)のスイッチング周波
数よりも十分に低い値に設定される。
【００２６】上記本発明のインバータ回路においては、
直流−交流変換回路(５)のスイッチング状態に拘わら
ず、常に、入力側に対してフィルタ回路が作用して、直
流−交流変換回路(５)のスイッチング動作に伴って発生
した電圧変動が、入出力間用フィルタ(７)のコモンモー
ドリアクトルＬ３及びコンデンサＣ３、Ｃ４で吸収され
る。又、入出力間の電圧変動は、リアクトルＬ３にはコ
モンモードの電圧として印加されるため、リアクトルＬ
３のインダクタンスはコモンモード時の高い値で動作す
る。従って、リアクトルＬ３を通過するコモンモードの
電流が少なくても、十分な減衰効果が得られる。又、コ
ンデンサＣ３、Ｃ４を充放電する電流が少なくなるの
で、これによって発生する損失は非常に少ないものとな
る。又、入出力間用フィルタ(７)において、コンデンサ
Ｃ３、Ｃ４はグランドに接続されていないので、容量値
の制約は無い。そこで、該容量値を大きなものとして、
フィルタのカットオフ周波数を低く設定し、減衰効果を
高めることが出来る。
直流−交流変換回路(５)のスイッチング状態に拘わら
ず、常に、入力側に対してフィルタ回路が作用して、直
流−交流変換回路(５)のスイッチング動作に伴って発生
した電圧変動が、入出力間用フィルタ(７)のコモンモー
ドリアクトルＬ３及びコンデンサＣ３、Ｃ４で吸収され
る。又、入出力間の電圧変動は、リアクトルＬ３にはコ
モンモードの電圧として印加されるため、リアクトルＬ
３のインダクタンスはコモンモード時の高い値で動作す
る。従って、リアクトルＬ３を通過するコモンモードの
電流が少なくても、十分な減衰効果が得られる。又、コ
ンデンサＣ３、Ｃ４を充放電する電流が少なくなるの
で、これによって発生する損失は非常に少ないものとな
る。又、入出力間用フィルタ(７)において、コンデンサ
Ｃ３、Ｃ４はグランドに接続されていないので、容量値
の制約は無い。そこで、該容量値を大きなものとして、
フィルタのカットオフ周波数を低く設定し、減衰効果を
高めることが出来る。
【００２７】具体的構成において、フィルタ回路は、線
間用フィルタ(６)の後段に入出力間用フィルタ(７)を配
置して構成され、該フィルタ回路と前記複数相の出力端
子(３)(４)との間に対地間用フィルタ(８)が介在してい
る。対地間用フィルタ(８)は、前記複数本の交流線路(1
0)(11)に介在するリアクトルＬ４と、各交流線路(10)(1
1)を接地するための線路の夫々に介在するコンデンサＣ
６、Ｃ７とを具えている。該具体的構成によれば、線間
用フィルタ(６)及び入出力間用フィルタ(７)を通過した
スイッチング周波数よりも高い周波数のノイズが除去さ
れる。
間用フィルタ(６)の後段に入出力間用フィルタ(７)を配
置して構成され、該フィルタ回路と前記複数相の出力端
子(３)(４)との間に対地間用フィルタ(８)が介在してい
る。対地間用フィルタ(８)は、前記複数本の交流線路(1
0)(11)に介在するリアクトルＬ４と、各交流線路(10)(1
1)を接地するための線路の夫々に介在するコンデンサＣ
６、Ｃ７とを具えている。該具体的構成によれば、線間
用フィルタ(６)及び入出力間用フィルタ(７)を通過した
スイッチング周波数よりも高い周波数のノイズが除去さ
れる。
【００２８】
【発明の効果】本発明に係るインバータ回路によれば、
多重スイッチング方式の利点を維持しつつ、入力側に対
してフィルタが常時作用することとなり、これによっ
て、対地間電圧の変動が効果的に抑制され、漏洩電流が
減少する。
多重スイッチング方式の利点を維持しつつ、入力側に対
してフィルタが常時作用することとなり、これによっ
て、対地間電圧の変動が効果的に抑制され、漏洩電流が
減少する。
【００２９】
【発明の実施の形態】本発明を太陽電池発電システムに
装備すべき系統連系インバータに実施した形態につき、
図面に沿って具体的に説明する。インバータ回路は、図
１に示す様に、太陽電池からの直流電力が入力されるべ
き正負一対の入力端子(１)(２)と、家庭内負荷或いは商
用電力系統へ交流電力を出力すべきＵ相出力端子(３)及
びＶ相出力端子(４)との間に、直流電力をパルス状の電
圧波形を有する交流電力に変換する多重スイッチング方
式の直流−交流変換回路(５)、線間用フィルタ(６)、入
出力間用フィルタ(７)及び対地間用フィルタ(８)を介在
させて構成されている。
装備すべき系統連系インバータに実施した形態につき、
図面に沿って具体的に説明する。インバータ回路は、図
１に示す様に、太陽電池からの直流電力が入力されるべ
き正負一対の入力端子(１)(２)と、家庭内負荷或いは商
用電力系統へ交流電力を出力すべきＵ相出力端子(３)及
びＶ相出力端子(４)との間に、直流電力をパルス状の電
圧波形を有する交流電力に変換する多重スイッチング方
式の直流−交流変換回路(５)、線間用フィルタ(６)、入
出力間用フィルタ(７)及び対地間用フィルタ(８)を介在
させて構成されている。
【００３０】直流−交流変換回路(５)は、両入力端子
(１)(２)から伸びるプラス側直流線路(９)とマイナス側
直流線路(12)の間に、４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ
４をブリッジ接続して構成され、図示省略する多重スイ
ッチング方式のＰＷＭ制御回路から供給されるＰＷＭパ
ルスによって駆動され、直流電力をパルス状の電圧波形
を有する交流電力に変換して、Ｕ相側交流線路(10)及び
Ｖ相側交流線路(11)へ出力するものである。
(１)(２)から伸びるプラス側直流線路(９)とマイナス側
直流線路(12)の間に、４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ
４をブリッジ接続して構成され、図示省略する多重スイ
ッチング方式のＰＷＭ制御回路から供給されるＰＷＭパ
ルスによって駆動され、直流電力をパルス状の電圧波形
を有する交流電力に変換して、Ｕ相側交流線路(10)及び
Ｖ相側交流線路(11)へ出力するものである。
【００３１】線間用フィルタ(６)は、Ｕ相側交流線路(1
0)及びＶ相側交流線路(11)の夫々に介在するリアクトル
Ｌ１、Ｌ２と、両交流線路(10)(11)を互いに連結する線
路に介在するコンデンサＣ１とから構成され、そのカッ
トオフ周波数はスイッチング周波数(通常、数ｋＨｚ〜
２０ｋＨｚ程度)よりも低く設定されている。線間用フ
ィルタ(６)により、直流−交流変換回路(５)のスイッチ
ング動作に伴って線間に発生する電圧波形の凸凹ノイズ
が吸収される。
0)及びＶ相側交流線路(11)の夫々に介在するリアクトル
Ｌ１、Ｌ２と、両交流線路(10)(11)を互いに連結する線
路に介在するコンデンサＣ１とから構成され、そのカッ
トオフ周波数はスイッチング周波数(通常、数ｋＨｚ〜
２０ｋＨｚ程度)よりも低く設定されている。線間用フ
ィルタ(６)により、直流−交流変換回路(５)のスイッチ
ング動作に伴って線間に発生する電圧波形の凸凹ノイズ
が吸収される。
【００３２】対地間用フィルタ(８)は、Ｕ相側交流線路
(10)及びＶ相側交流線路(11)に介在するコモンモードリ
アクトルＬ４と、各交流線路(10)(11)を接地するための
線路に介在するコンデンサＣ６、Ｃ７とを具えている。
尚、両線路を互いに連結する２本の線路に介在するコン
デンサＣ２及びＣ５は、一般的にノイズフィルタに用い
られる線間コンデンサであり、本発明の特徴的構成に係
るものではない。
(10)及びＶ相側交流線路(11)に介在するコモンモードリ
アクトルＬ４と、各交流線路(10)(11)を接地するための
線路に介在するコンデンサＣ６、Ｃ７とを具えている。
尚、両線路を互いに連結する２本の線路に介在するコン
デンサＣ２及びＣ５は、一般的にノイズフィルタに用い
られる線間コンデンサであり、本発明の特徴的構成に係
るものではない。
【００３３】入出力間用フィルタ(７)は、Ｕ相側交流線
路(10)及びＶ相側交流線路(11)に介在するコモンモード
リアクトルＬ３と、各交流線路(10)(11)をマイナス側直
流線路(12)に繋ぐ線路に介在するコンデンサＣ３、Ｃ４
とから構成され、リアクトルＬ３、及びコンデンサＣ
３、Ｃ４によるカットオフ周波数は、スイッチング周波
数よりも十分に低い値に設定される。入出力間用フィル
タ(７)によって、入出力間で発生する電圧変動が後述の
如く十分に減衰することになる。尚、コンデンサＣ３、
Ｃ４の一端は、マイナス側直流線路(12)に限らず、一定
の電圧点に接続すればよく、例えばプラス側直流線路
(９)に接続することも可能である。又、図６に示す様
に、プラス側直流線路(９)とマイナス側直流線路(12)の
中点に接続する構成も採用可能である。
路(10)及びＶ相側交流線路(11)に介在するコモンモード
リアクトルＬ３と、各交流線路(10)(11)をマイナス側直
流線路(12)に繋ぐ線路に介在するコンデンサＣ３、Ｃ４
とから構成され、リアクトルＬ３、及びコンデンサＣ
３、Ｃ４によるカットオフ周波数は、スイッチング周波
数よりも十分に低い値に設定される。入出力間用フィル
タ(７)によって、入出力間で発生する電圧変動が後述の
如く十分に減衰することになる。尚、コンデンサＣ３、
Ｃ４の一端は、マイナス側直流線路(12)に限らず、一定
の電圧点に接続すればよく、例えばプラス側直流線路
(９)に接続することも可能である。又、図６に示す様
に、プラス側直流線路(９)とマイナス側直流線路(12)の
中点に接続する構成も採用可能である。
【００３４】以下、図１に示すインバータ回路の動作に
ついて説明する。 （１）状態１：スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３がＯＮの場
合 図２に示す様に、コンデンサＣ３及びＣ４が出力電圧を
安定させ、リアクトルＬ３が電圧差を支えるため、入出
力間での電圧差は発生しない。従って、Ｏ相から見たＰ
相及びＮ相の電圧は夫々＋２００Ｖ及び−２００Ｖとな
る。
ついて説明する。 （１）状態１：スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３がＯＮの場
合 図２に示す様に、コンデンサＣ３及びＣ４が出力電圧を
安定させ、リアクトルＬ３が電圧差を支えるため、入出
力間での電圧差は発生しない。従って、Ｏ相から見たＰ
相及びＮ相の電圧は夫々＋２００Ｖ及び−２００Ｖとな
る。
【００３５】（２）状態２：スイッチング素子Ｑ１、Ｑ
４がＯＮの場合 従来の図１１においてもＰ相及びＮ相の電圧は夫々＋２
００Ｖ、−２００Ｖであり、図３に示す本発明の場合も
それをそのまま引き継ぐ形となって、Ｐ相及びＮ相の電
圧は夫々＋２００Ｖ、−２００Ｖとなる。
４がＯＮの場合 従来の図１１においてもＰ相及びＮ相の電圧は夫々＋２
００Ｖ、−２００Ｖであり、図３に示す本発明の場合も
それをそのまま引き継ぐ形となって、Ｐ相及びＮ相の電
圧は夫々＋２００Ｖ、−２００Ｖとなる。
【００３６】（３）状態３：スイッチング素子Ｑ２、Ｑ
３がＯＮの場合 従来の図１２においてもＰ相及びＮ相の電圧は各々＋２
００Ｖ，−２００Ｖであり、図４に示す本発明の場合も
それをそのまま引き継ぐ形となって、Ｐ相及びＮ相の電
圧は夫々＋２００Ｖ、−２００Ｖとなる。
３がＯＮの場合 従来の図１２においてもＰ相及びＮ相の電圧は各々＋２
００Ｖ，−２００Ｖであり、図４に示す本発明の場合も
それをそのまま引き継ぐ形となって、Ｐ相及びＮ相の電
圧は夫々＋２００Ｖ、−２００Ｖとなる。
【００３７】（４）状態４：スイッチング素子Ｑ２、Ｑ
４がＯＮの場合 図５に示す様に、コンデンサＣ３、Ｃ４が出力電圧を安
定させ、リアクトルＬ３が電圧差を支えるため、入出力
間での電圧差は発生しない。従って、Ｏ相から見たＰ相
及びＮ相の電圧は夫々＋２００Ｖ、−２００Ｖとなる。
４がＯＮの場合 図５に示す様に、コンデンサＣ３、Ｃ４が出力電圧を安
定させ、リアクトルＬ３が電圧差を支えるため、入出力
間での電圧差は発生しない。従って、Ｏ相から見たＰ相
及びＮ相の電圧は夫々＋２００Ｖ、−２００Ｖとなる。
【００３８】以上のように、スイッチングによって発生
する電圧の変動はリアクトルＬ３及びコンデンサＣ３、
Ｃ４で吸収される。コンデンサＣ３、Ｃ４により、前述
の電圧変動は、リアクトルＬ３にはコモンモードの電圧
として印加されるため、リアクトルＬ３のインダクタン
スはコモンモード時の高い値で動作する。従って、リア
クトルＬ３を通過するコモンモードの電流(図９(ａ)に
おけるＩ１＝Ｉ２の電流)が少なくても、十分な減衰効
果が得られる。これは、コモンモードリアクトルのコモ
ンモードでの電流値は小さなものでなければならないと
いう条件に適合する。又、コンデンサＣ３、Ｃ４を充放
電する電流が少なくなるので、これによって発生する損
失は、図１５におけるフィルタ(24)のコンデンサＣ１
Ａ、Ｃ１Ｂを充放電する場合に比べて、非常に少ないも
のとなる。
する電圧の変動はリアクトルＬ３及びコンデンサＣ３、
Ｃ４で吸収される。コンデンサＣ３、Ｃ４により、前述
の電圧変動は、リアクトルＬ３にはコモンモードの電圧
として印加されるため、リアクトルＬ３のインダクタン
スはコモンモード時の高い値で動作する。従って、リア
クトルＬ３を通過するコモンモードの電流(図９(ａ)に
おけるＩ１＝Ｉ２の電流)が少なくても、十分な減衰効
果が得られる。これは、コモンモードリアクトルのコモ
ンモードでの電流値は小さなものでなければならないと
いう条件に適合する。又、コンデンサＣ３、Ｃ４を充放
電する電流が少なくなるので、これによって発生する損
失は、図１５におけるフィルタ(24)のコンデンサＣ１
Ａ、Ｃ１Ｂを充放電する場合に比べて、非常に少ないも
のとなる。
【００３９】トランスレス方式の系統連系インバータに
おいて、ＡＣ２００Ｖ連系時は対地間電圧は変動しない
ことが望ましい。このようなフィルタ構成を採用するこ
とによって、入出力間の電圧変動が抑えられるため、イ
ンバータの入出力間の対地間電圧は安定する。そして、
対地間電圧が安定することによって、図１４で説明した
漏洩電流の発生が少なくなるのである。
おいて、ＡＣ２００Ｖ連系時は対地間電圧は変動しない
ことが望ましい。このようなフィルタ構成を採用するこ
とによって、入出力間の電圧変動が抑えられるため、イ
ンバータの入出力間の対地間電圧は安定する。そして、
対地間電圧が安定することによって、図１４で説明した
漏洩電流の発生が少なくなるのである。
【００４０】又、入出力間用フィルタ(７)において、コ
ンデンサＣ３、Ｃ４はグランドに接続されていないの
で、容量値の制約は無い。そこで、該容量値を大きなも
のとして、フィルタのカットオフ周波数を低く設定し、
減衰効果を高めることが出来る。通常のノイズフィルタ
は、必要な周波数の電流は通過させ、スイッチング周波
数の電流は十分に減衰させる必要があるので、その２つ
の周波数の間にカットオフ周波数が設定されるように設
計するが、この場合、コモンモードにおいては、出力電
流の周波数(系統連系インバータの場合は系統周波数で
あって、５０Ｈｚ或いは６０Ｈｚ)が通過しないため、
事実上直流までカットオフを低下させることが可能であ
る。実際には、リアクトルＬ３に３ｍＨ(コモンモード
時１２ｍＨ)、コンデンサＣ３、Ｃ４に５μＦ程度の値
を採用することで、十分な効果が得られる。尚、カット
オフ周波数を下げると効率が低下するため、実際には、
減衰量と効率のバランスによって決めることになる。
ンデンサＣ３、Ｃ４はグランドに接続されていないの
で、容量値の制約は無い。そこで、該容量値を大きなも
のとして、フィルタのカットオフ周波数を低く設定し、
減衰効果を高めることが出来る。通常のノイズフィルタ
は、必要な周波数の電流は通過させ、スイッチング周波
数の電流は十分に減衰させる必要があるので、その２つ
の周波数の間にカットオフ周波数が設定されるように設
計するが、この場合、コモンモードにおいては、出力電
流の周波数(系統連系インバータの場合は系統周波数で
あって、５０Ｈｚ或いは６０Ｈｚ)が通過しないため、
事実上直流までカットオフを低下させることが可能であ
る。実際には、リアクトルＬ３に３ｍＨ(コモンモード
時１２ｍＨ)、コンデンサＣ３、Ｃ４に５μＦ程度の値
を採用することで、十分な効果が得られる。尚、カット
オフ周波数を下げると効率が低下するため、実際には、
減衰量と効率のバランスによって決めることになる。
【００４１】図１のインバータ回路においては、対地間
用フィルタ(８)を１段構成としたが、これによって十分
なノイズ対策が可能である。これは、多重スイッチング
方式においては図１４で説明した電圧変動が最も大きな
ノイズ源となるからである。但し、ノイズ発生のほかの
要因、例えばインバータの電圧サージ等で発生するノイ
ズが大きい場合は、対地間用フィルタ(８)を多段構成と
する必要がある。この場合は、対地間用フィルタ(８)の
部品点数が増加するが、入出力間用フィルタ(７)の効果
に変わりはない。
用フィルタ(８)を１段構成としたが、これによって十分
なノイズ対策が可能である。これは、多重スイッチング
方式においては図１４で説明した電圧変動が最も大きな
ノイズ源となるからである。但し、ノイズ発生のほかの
要因、例えばインバータの電圧サージ等で発生するノイ
ズが大きい場合は、対地間用フィルタ(８)を多段構成と
する必要がある。この場合は、対地間用フィルタ(８)の
部品点数が増加するが、入出力間用フィルタ(７)の効果
に変わりはない。
【００４２】同様に、入出力間用フィルタ(７)を多段構
成とすることも考えられる。例えば、コモンモードリア
クトルとして、その電流容量のが大きいものが必要な場
合、リアクトルのサイズが大型化するが、この場合、リ
アクトルを分散して多段に構成することによって、イン
ダクタンスの比較的小さいリアクトルを採用することが
可能となる。線間用フィルタ(６)と入出力間用フィルタ
(７)の順序を入れ替えても同様の効果が期待出来る。
又、入出力間用フィルタ(７)と対地間用フィルタ(８)の
順序を入れ替えても同様な効果が期待できるが、図１の
構成において、最も漏洩電流が小さく、大きな減衰効果
が得られる。
成とすることも考えられる。例えば、コモンモードリア
クトルとして、その電流容量のが大きいものが必要な場
合、リアクトルのサイズが大型化するが、この場合、リ
アクトルを分散して多段に構成することによって、イン
ダクタンスの比較的小さいリアクトルを採用することが
可能となる。線間用フィルタ(６)と入出力間用フィルタ
(７)の順序を入れ替えても同様の効果が期待出来る。
又、入出力間用フィルタ(７)と対地間用フィルタ(８)の
順序を入れ替えても同様な効果が期待できるが、図１の
構成において、最も漏洩電流が小さく、大きな減衰効果
が得られる。
【００４３】本発明に係るインバータ回路は、上述の単
相のインバータに限らず、多相インバータの場合におい
ても、同様の回路構成を採用することが出来る。例えば
三相インバータにおいては、図７に示す様に、直流−交
流変換回路(５)の後段に、単相の場合と同様の構成を有
する線間用フィルタ(21)、入出力間用フィルタ(22)及び
対地間用フィルタ(23)を接続して、インバータ回路を構
成することが出来、これによって同様の効果を得ること
が出来る。
相のインバータに限らず、多相インバータの場合におい
ても、同様の回路構成を採用することが出来る。例えば
三相インバータにおいては、図７に示す様に、直流−交
流変換回路(５)の後段に、単相の場合と同様の構成を有
する線間用フィルタ(21)、入出力間用フィルタ(22)及び
対地間用フィルタ(23)を接続して、インバータ回路を構
成することが出来、これによって同様の効果を得ること
が出来る。
【００４４】本発明に係るインバータ回路の入出力間用
フィルタ(７)(22)は、リアクトルのインダクタンスが大
きいことに依存している部分が大きく、実際に機器に応
用した場合、リアクトルの発熱が比較的大きくなるが、
これに対しては放熱を考慮した設計によって対処可能で
ある。又、リアクトルのサイズを大きくして、熱容量の
大きなものを採用することが考えられ、この場合におい
ても、図１５の従来構成に大きなインダクタンスＬ１、
Ｌ２を採用した場合と比較して、リアクトルのサイズは
非常に小さなものとなる。
フィルタ(７)(22)は、リアクトルのインダクタンスが大
きいことに依存している部分が大きく、実際に機器に応
用した場合、リアクトルの発熱が比較的大きくなるが、
これに対しては放熱を考慮した設計によって対処可能で
ある。又、リアクトルのサイズを大きくして、熱容量の
大きなものを採用することが考えられ、この場合におい
ても、図１５の従来構成に大きなインダクタンスＬ１、
Ｌ２を採用した場合と比較して、リアクトルのサイズは
非常に小さなものとなる。
【００４５】尚、本発明の各部構成は上記実施の形態に
限らず、特許請求の範囲に記載の技術的範囲内で種々の
変形が可能である。例えば、直流−交流変換回路(５)の
多重スイッチングにおいて、図１４に示す三角波と司令
値の比較は、ハードウエアに限らず、ソフトウエアによ
って行なうことも可能である。又、図１４の如く位相の
異なる複数の三角波と１つの司令値との比較に限らず、
１つの三角波(鋸波を含む)と複数の司令値を比較する方
式の採用も可能である。
限らず、特許請求の範囲に記載の技術的範囲内で種々の
変形が可能である。例えば、直流−交流変換回路(５)の
多重スイッチングにおいて、図１４に示す三角波と司令
値の比較は、ハードウエアに限らず、ソフトウエアによ
って行なうことも可能である。又、図１４の如く位相の
異なる複数の三角波と１つの司令値との比較に限らず、
１つの三角波(鋸波を含む)と複数の司令値を比較する方
式の採用も可能である。
【図１】本発明に係るインバータ回路の構成を表わす回
路図である。
路図である。
【図２】該回路のスイッチング状態１を表わす回路図で
ある。
ある。
【図３】同上のスイッチング状態２を表わす回路図であ
る。
る。
【図４】同上のスイッチング状態３を表わす回路図であ
る。
る。
【図５】同上のスイッチング状態４を表わす回路図であ
る。
る。
【図６】本発明に係るインバータ回路の他の構成例を表
わす回路図である。
わす回路図である。
【図７】本発明を三相インバータに実施した例を表わす
回路図である。
回路図である。
【図８】従来のインバータ回路の構成を表わす回路図で
ある。
ある。
【図９】コモンモードリアクトルにおける電流の向きを
説明する図である。
説明する図である。
【図１０】従来のインバータ回路のスイッチング状態１
を表わす回路図である。
を表わす回路図である。
【図１１】同上のスイッチング状態２を表わす回路図で
ある。
ある。
【図１２】同上のスイッチング状態３を表わす回路図で
ある。
ある。
【図１３】同上のスイッチング状態４を表わす回路図で
ある。
ある。
【図１４】多重スイッチング方式における電圧変動を表
わす波形図である。
わす波形図である。
【図１５】従来の他のインバータ回路の構成を表わす回
路図である。
路図である。
【図１６】該回路のスイッチング状態１を表わす回路図
である。
である。
【図１７】同上のスイッチング状態２を表わす回路図で
ある。
ある。
(１) プラス入力端子 (２) マイナス入力端子 (３) Ｕ相出力端子 (４) Ｖ相出力端子 (５) 直流−交流変換回路 (６) 線間用フィルタ (７) 入出力間用フィルタ (８) 対地間用フィルタ (９) プラス側直流線路 (12) マイナス側直流線路 (10) Ｕ相側交流線路 (11) Ｖ相側交流線路
Claims (4)
- 【請求項１】 直流電力が入力されるべき正負一対の入
力端子(１)(２)と、交流電力を出力すべき複数相の出力
端子(３)(４)との間に、直流電力をパルス状の電圧波形
を有する交流電力に変換する多重スイッチング方式の直
流−交流変換回路(５)と、該回路から得られる交流電力
を正弦波の電圧波形に整形するためのフィルタ回路とが
介在するインバータ回路において、フィルタ回路は、 直流−交流変換回路(５)から前記複数相の出力端子(３)
(４)へ向けて伸びる複数本の交流線路(10)(11)の夫々に
介在するリアクトルＬ１、Ｌ２と、これらの交流線路を
互いに連結する線路に介在するコンデンサＣ１とから構
成される線間用フィルタ(６)と、 前記複数本の交流線路(10)(11)に介在するコモンモード
リアクトルＬ３と、各交流線路(10)(11)を一定の電圧点
に繋ぐ線路の夫々に介在するコンデンサＣ３、Ｃ４とか
ら構成される入出力間用フィルタ(７)とを具えているイ
ンバータ回路。 - 【請求項２】 入出力間用フィルタ(７)のカットオフ周
波数は、直流−交流変換回路(５)のスイッチング周波数
よりも低い値に設定される請求項１に記載のインバータ
回路。 - 【請求項３】 フィルタ回路は、線間用フィルタ(６)の
前段或いは後段に入出力間用フィルタ(７)を配置して構
成され、該フィルタ回路と前記複数相の出力端子(３)
(４)との間に対地間用フィルタ(８)が介在し、該対地間
用フィルタ(８)は、前記複数本の交流線路(10)(11)に介
在するリアクトルＬ４と、各交流線路(10)(11)を接地す
るための線路の夫々に介在するコンデンサＣ６、Ｃ７と
を具えている請求項１又は請求項２に記載のインバータ
回路。 - 【請求項４】 前記一定の電圧点は、正負一対の直流線
路(９)(12)の何れか一方、或いは該直流線路に対して一
定の電位差を有する所定の直流電圧点に設けられている
請求項１乃至請求項３の何れかに記載のインバータ回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9186115A JPH1141912A (ja) | 1997-07-11 | 1997-07-11 | インバータ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9186115A JPH1141912A (ja) | 1997-07-11 | 1997-07-11 | インバータ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1141912A true JPH1141912A (ja) | 1999-02-12 |
Family
ID=16182633
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9186115A Pending JPH1141912A (ja) | 1997-07-11 | 1997-07-11 | インバータ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1141912A (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002058253A (ja) * | 2000-08-08 | 2002-02-22 | Sawafuji Electric Co Ltd | インバータ装置 |
| JP2009148162A (ja) * | 2009-03-30 | 2009-07-02 | Toshiba Corp | ノイズフィルタ |
| JP2010528577A (ja) * | 2007-05-23 | 2010-08-19 | アドバンスト・エナジー・インダストリーズ・インコーポレイテッド | 太陽エネルギーのインバータのためのコモンモードフィルタシステムおよび方法 |
| EP2352223A1 (en) * | 2008-11-12 | 2011-08-03 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Interconnection inverter |
| WO2012070117A1 (ja) * | 2010-11-24 | 2012-05-31 | 三菱電機株式会社 | モータ駆動回路 |
| JP2017163764A (ja) * | 2016-03-11 | 2017-09-14 | 株式会社明電舎 | 電力変換装置 |
| JP2018029439A (ja) * | 2016-08-18 | 2018-02-22 | 富士電機株式会社 | 半導体素子の状態監視装置 |
| JP2018194313A (ja) * | 2017-05-12 | 2018-12-06 | アイシン精機株式会社 | 電流センサの取付状態判定装置 |
-
1997
- 1997-07-11 JP JP9186115A patent/JPH1141912A/ja active Pending
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JP5460881B2 (ja) * | 2010-11-24 | 2014-04-02 | 三菱電機株式会社 | モータ駆動回路 |
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