CN105340166B - Dc/dc变换器 - Google Patents

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Abstract

在变压器(3)的第1绕组(3a)与直流电源(1)之间连接第1开关电路(5)，在第2绕组(3b)与蓄电池(2)之间连接第2开关电路(8)。控制电路(20)在蓄电池充电时将第2开关电路(8)内的第2桥电路的元件截止，针对第1开关电路(5)内的第1桥电路的第1基准元件的驱动相位控制第1对角元件的相位偏移量θ1和第2桥电路内的第2对角元件的相位偏移量θ2。在蓄电池放电时，将第1桥电路的元件截止，针对第2桥电路的第2基准元件的驱动相位，控制第2对角元件的相位偏移量θ3和第1对角元件的相位偏移量θ4。

Description

DC/DC变换器
技术领域
本发明涉及通过变压器将初级侧与次级侧绝缘的DC/DC变换器，尤其涉及在两个直流电源之间能够双方向传送电力的DC/DC变换器。
背景技术
现有的双方向DC/DC变换器具有：插入于变压器的初级绕组的一端与第1电压正极端子间的第1开关；插入于初级绕组的一端与第1电压负极端子间的第2开关；插入于初级绕组的另一端与第1电压的正极端子间的第3开关；插入于初级绕组的另一端与第1电压负极端子间的第4开关；线圈；插入于线圈的一端与第2电压正极端子间的第5开关；插入于线圈的一端与第2电压负极端子间的第6开关；插入于次级绕组的一端与线圈的另一端间的第7开关；插入于次级绕组的一端与第2电压负极端子间的第8开关；插入于次级绕组的另一端与线圈的另一端间的第9开关；插入于次级绕组的另一端与第2电压负极端子间的第10开关(例如，参照专利文献1)。
另外，基于现有的另一例子的双方向DC/DC变换器具备将连接于第1电源的电压型全桥电路与连接于第2电源的电流型开关(Switching)电路连接起来的变压器。而且，电压型全桥电路的各开关(Switching)元件分别连接有缓冲电容器，变压器的初级绕组、谐振电抗器以及谐振电容器串联连接。另外，由开关元件、钳位电容器构成的电压钳位电路连接于电流型开关电路(例如，参照专利文献2)。
专利文献1：日本特开2009-177940号公报
专利文献2：日本特开2009-55747号公报
在上述专利文献1那样的双方向DC/DC变换器中，在变压器的两侧配置开关(Switching)电路，在次级侧的开关电路的后级另行设置升压斩波电路。而且，针对无法通过初级侧、次级侧的电压与变压器的绕组比来设定的电压范围，通过升压斩波电路进行升压动作而调整至目标电压。因此，出现了与升压斩波电路相应的、部件数量增加且损耗增加之类的问题。
另外，在上述专利文献2中，通过使用零电压开关(Switching)的控制来降低开关(Switching)损耗，但是，当电力移动方向反转时，出现了无法进行零电压开关而导致开关损耗增大的问题。
并且，在专利文献1、2中，由于在初级侧与次级侧结构不同，因此即使电力传送方向反转也无法简单地使控制反转，由于直到控制切换为止的时间延迟，输出电压过大地上升或下降，难以获得稳定的输出。
发明内容
本发明为了解决上述的问题而完成，其目的在于提供一种DC/DC变换器，不另行设置升压电路而能够通过简易的电路结构在宽电压范围中双方向进行电力传送，而且能够同时实现低损耗化。进而，本发明的目的还在于，即使针对电力传送方向的变化、急剧的负载变动，也能够进行迅速追随而稳定地输出的控制。
本发明的DC/DC变换器进行第1直流电源与第2直流电源之间的双方向的电力传送。该DC/DC变换器具备：变压器；第1变换器部，由全桥电路构成，连接于所述第1直流电源与所述变压器的第1绕组之间，在直流/交流间双方向进行电力变换，该全桥电路基于2个桥电路，该2个桥电路分别具备连接有逆并联二极管和并联电容器的多个半导体开关元件；第2变换器部，由全桥电路构成，连接于所述第2直流电源与所述变压器的第2绕组之间，在直流/交流间双方向进行电力变换，该全桥电路基于2个桥电路，该2个桥电路分别具备连接有逆并联二极管和并联电容器的多个半导体开关元件；第1电抗器，与所述第1变换器部和所述变压器之间的交流输入输出线连接；第2电抗器，与所述变压器和所述第2变换器部之间的交流输入输出线连接；以及控制电路，对所述第1变换器部、第2变换器部内的各所述半导体开关元件进行驱动控制，从而对所述第1变换器部和第2变换器部进行控制。并且，在从所述第1直流电源向所述第2直流电源的第1电力传送中，所述控制电路控制成使构成作为所述第2变换器部的一个桥电路的第2桥电路的各所述半导体开关元件全部为截止状态，并且利用所述第1电抗器，使所述第1变换器部内的各所述半导体开关元件进行零电压开关，并且所述控制电路控制成在所述第2直流电源的电压高于所述变压器的所述第2绕组中产生的电压时，使用所述第2电抗器使所述第2变换器部进行升压动作，在从所述第2直流电源向所述第1直流电源的第2电力传送中，所述控制电路控制成使构成作为所述第1变换器部的一个桥电路的第1桥电路的各所述半导体开关元件全部为截止状态，并且利用所述第2电抗器，使所述第2变换器部内的各所述半导体开关元件进行零电压开关，并且所述控制电路控制成在所述第1直流电源的电压高于所述变压器的所述第1绕组中产生的电压时，使用所述第1电抗器使所述第1变换器部进行升压动作。
根据上述DC/DC变换器，能够通过简易的电路结构在宽电压范围中双方向进行电力传送。另外，不管电力传送方向如何都能够进行零电压开关，并且部件数量少，从而能够实现损耗降低。
另外，上述DC/DC变换器成为隔着变压器而对称的电路结构，能够以简单的控制实现双方向的电力传送，并且防止变压器电流的逆流，能够实现进一步的损耗降低和变压器的小型化。
附图说明
图1是基于本发明的实施方式1的蓄电池充放电装置的电路构成图。
图2是基于本发明的实施方式1的蓄电池充放电装置的充电时的控制框图。
图3是基于本发明的实施方式1的蓄电池充放电装置的升压充电时的驱动信号波形图。
图4是对基于本发明的实施方式1的蓄电池充放电装置的升压充电动作进行说明的电流路径图。
图5是对基于本发明的实施方式1的蓄电池充放电装置的升压充电动作进行说明的电流路径图。
图6是对基于本发明的实施方式1的蓄电池充放电装置的升压充电动作进行说明的电流路径图。
图7是对基于本发明的实施方式1的蓄电池充放电装置的升压充电动作进行说明的电流路径图。
图8是对基于本发明的实施方式1的蓄电池充放电装置的升压充电动作进行说明的电流路径图。
图9是对基于本发明的实施方式1的蓄电池充放电装置的升压充电动作进行说明的图。
图10是对基于本发明的实施方式1的蓄电池充放电装置的升压充电动作进行说明的电流路径图。
图11是对基于本发明的实施方式1的蓄电池充放电装置的升压充电动作进行说明的电流路径图。
图12是对基于本发明的实施方式1的蓄电池充放电装置的升压充电动作进行说明的电流路径图。
图13是对基于本发明的实施方式1的蓄电池充放电装置的升压充电动作进行说明的电流路径图。
图14是基于本发明的实施方式1的蓄电池充放电装置的降压充电时的驱动信号波形图。
图15是对基于本发明的实施方式1的蓄电池充放电装置的降压充电动作进行说明的电流路径图。
图16是对基于本发明的实施方式1的蓄电池充放电装置的降压充电动作进行说明的电流路径图。
图17是对基于本发明的实施方式1的蓄电池充放电装置的降压充电动作进行说明的电流路径图。
图18是对基于本发明的实施方式1的蓄电池充放电装置的降压充电动作进行说明的电流路径图。
图19是对基于本发明的实施方式1的蓄电池充放电装置的降压充电动作进行说明的电流路径图。
图20是对基于本发明的实施方式1的蓄电池充放电装置的降压充电动作进行说明的电流路径图。
图21是对基于本发明的实施方式1的蓄电池充放电装置的降压充电动作进行说明的电流路径图。
图22是对基于本发明的实施方式1的蓄电池充放电装置的降压充电动作进行说明的电流路径图。
图23是对基于本发明的实施方式1的蓄电池充放电装置的降压充电动作进行说明的电流路径图。
图24是对基于本发明的实施方式1的蓄电池充放电装置的降压充电动作进行说明的电流路径图。
图25是基于本发明的实施方式1的蓄电池充放电装置的放电时的控制框图。
图26是基于本发明的实施方式1的蓄电池充放电装置的降压放电时的驱动信号波形图。
图27是基于本发明的实施方式1的蓄电池充放电装置的升压放电时的驱动信号波形图。
图28是对基于本发明的实施方式1的蓄电池充放电装置的控制动作进行说明的波形图。
图29是表示基于本发明的实施方式1的变压器的电压、电流的波形图。
图30是表示基于本发明的实施方式1的变压器的电流的波形图。
图31是表示基于本发明的实施方式1的变压器的绕组温度的波形图。
图32是基于本发明的实施方式1的蓄电池充放电装置的放电时的另一例子中的控制框图。
图33是基于本发明的实施方式1的蓄电池充放电装置的充电时的另一例子中的控制框图。
图34是对基于本发明的实施方式3的蓄电池充放电装置的控制动作进行说明的波形图。
图35是对基于本发明的实施方式4的蓄电池充放电装置的控制动作进行说明的波形图。
具体实施方式
实施方式1.
下面，对本发明的实施方式1进行说明。
图1是表示作为基于本发明的实施方式1的DC/DC变换器的蓄电池充放电装置100的电路构成的图。如图所示，蓄电池充放电装置100在作为第1直流电源的直流电源1与作为第2直流电源的蓄电池2之间进行基于双方向的电力变换的蓄电池2的充放电。
蓄电池充放电装置100具备：作为被绝缘了的变压器的高频变压器3(以下简称为变压器3)；与直流电源1并联连接的第1平滑电容器4；作为第1变换器部的第1开关电路5；与蓄电池2并联连接的第2平滑电容器7；作为第2变换器部的第2开关电路8；与第1开关电路5、第2开关电路8的各交流输入输出线连接的第1电抗器9、第2电抗器10。另外，蓄电池充放电装置100具备对第1开关电路5和第2开关电路8进行控制的控制电路20。
第1开关电路5是具有由分别逆并联连接有二极管12的IGBT或者MOSFET等构成的多个半导体开关元件Q4A、Q4B、Q3A、Q3B(以下简称为Q4A、Q4B、Q3A、Q3B或者半导体开关元件Q)的全桥电路，直流侧与第1平滑电容器4连接，交流侧与变压器3的第1绕组3a连接，进行直流/交流间的双方向的电力变换。另外，第1开关电路5是各半导体开关元件Q开关时的元件的两端电压能够几乎为零电压的零电压开关电路，对各半导体开关元件Q分别并联连接有电容器13。另外，在半导体开关元件Q与变压器3之间的交流输入输出线连接有第1电抗器9，第1电抗器9与第1绕组3a串联连接。
第2开关电路8是由分别逆并联连接有二极管12的IGBT或者MOSFET等构成的多个半导体开关元件Q2A、Q2B、Q1A、Q1B(以下简称为Q2A、Q2B、Q1A、Q1B或者半导体开关元件Q)的全桥电路，直流侧与第2平滑电容器7连接，交流侧与变压器3的第2绕组3b连接，进行直流/交流间的双方向的电力变换。另外，第2开关电路8是各半导体开关元件Q开关时的元件的两端电压能够几乎为零电压的零电压开关电路，对各半导体开关元件Q分别并联连接有电容器13。另外，在半导体开关元件Q与变压器3之间的交流输入输出线连接有第2电抗器10，第2电抗器10与第2绕组3b串联连接。并且，在第2开关电路8的直流侧连接有电抗器11。
另外，在第2平滑电容器7与蓄电池2之间设置有电流传感器(未图示)，该电流传感器检测电抗器11中流动的电流来作为蓄电池2的充电电流i(箭头的朝向为正的电流)，该检测到的输出被输入到控制电路20。并且，设置有检测第1平滑电容器4的电压v的电压传感器(未图示)，该检测到的输出被输入到控制电路20。在控制电路20中，根据所输入的电流i、电压v的值生成对第1开关电路5和第2开关电路8的各半导体开关元件Q进行开关控制的驱动信号21a、21b，从而对第1开关电路5和第2开关电路8进行驱动控制。
另外，检测蓄电池2的充电电流i的电流传感器也可以设置于比第2平滑电容器7更靠第2开关电路8侧的位置。
接下来，以下对蓄电池充放电装置100的动作进行说明。
图2是从直流电源1向蓄电池2的电力传送、即对蓄电池2进行充电的情况下的控制框图。检测蓄电池充放电装置100的输出电流即充电电流i并输入到控制电路20。如图所示，在控制电路20中，将所输入的充电电流i与充电电流指令值i＊进行比较，反馈差值并决定第1开关电路5和第2开关电路8的输出占空(DUTY)比(以下简称为占空比)，决定各半导体开关元件Q的驱动信号21a、21b。
另外，与直流电源1并联连接的第1平滑电容器4的电压为与直流电源1的电压相同的直流电压。
图3是表示蓄电池充放电装置100升压充电时的第1开关电路5、第2开关电路8的各半导体开关元件Q的驱动信号21a、21b的波形的图。在该情况下，针对作为驱动信号的组合模式的多个门模式的每一个设置期间A～J而进行图示。另外，在图3中，为了便于说明，用各元件的符号来表示Q4A、Q4B、Q3A、Q3B、Q2A、Q2B、Q1A、Q1B的各驱动信号的符号。
在该情况下，以作为第1开关电路5内的一方的桥电路的第1桥电路(Q4A、Q4B)为基准生成整体的驱动信号。作为第2开关电路8内的一方的桥电路的第2桥电路(Q1A，Q1B)的Q1A、Q1B被保持为截止状态。
另外，关于第2桥电路(Q1A，Q1B)以外的3个桥电路，若除去短路防止时间，则分别以50％的接通时间比率来控制构成各桥电路的正侧(高电压侧)的Q4A、Q3A、Q2A和负侧(低电压侧)的Q4B、Q3B、Q2B。另外，短路防止时间是为了防止正侧的半导体开关元件和负侧的半导体开关元件同时接通而设定的时间，在一方截止之后，在经过所设定的短路防止时间之后另一方接通。而且，在该情况下设定为在短路防止时间的期间中与各半导体开关元件Q并联连接的电容器13的电压增加至第1平滑电容器4的电压、或者降低至零电压附近，以使得发送电力的一侧的第1开关电路5的各半导体开关元件Q进行零电压开关。
另外，设第1桥电路(Q4A，Q4B)内的Q4A为第1基准元件、第2桥电路(Q1A，Q1B)内的Q1A为第2基准元件、与第1基准元件Q4A呈对角关系的Q3B为第1对角元件、与第2基准元件Q1A呈对角关系的Q2B为第2对角元件。
而且，根据作为控制指令的占空比来决定第1对角元件Q3B的驱动信号相对于第1基准元件Q4A的驱动信号的相位的相位偏移量θ1(第1相位偏移量)、第2对角元件Q2B的驱动信号相对于第1基准元件Q4A的驱动信号的相位的相位偏移量θ2(第2相位偏移量)。即，根据占空比来控制相位偏移量θ1、θ2。关于该相位偏移量θ1、θ2的控制的详细说明将在后面描述，但是，在该情况下，相位偏移量θ1被保持为最小，并且相位偏移量θ2根据占空比而变化。
另外，如图所示，在将第1基准元件Q4A与第1对角元件Q3B同时接通的期间设为对角接通时间t1时，由相位偏移量θ1决定对角接通时间t1。另外，Q4B与Q3A同时接通的对角接通时间t1a也与对角接通时间t1相等。
另外，针对第2桥电路(Q1A，Q1B)，将与第1桥电路(Q4A，Q4B)相等的驱动信号假定为假想驱动信号，将基于第2基准元件Q1A的假想驱动信号的Q1A的假想接通与第2对角元件Q2B的接通重叠的期间设为假想对角接通时间t2。该假想对角接通时间t2由第2对角元件Q2B的驱动信号相对于第1基准元件Q4A的驱动信号的相位的相位偏移量θ2决定。另外，基于Q1B的假想驱动信号的Q1B的假想接通与Q2A的接通重叠的假想对角接通时间t2a也等于假想对角接通时间t2。
图4～图13中示出与图3所示的各门模式匹配的电流路径。图4～图13依次对应于图3内的期间B～J、期间A。
以下，基于图3和图4～图13示出一个周期内的蓄电池充放电装置100的动作。另外，蓄电池2的电压为比第2绕组3b中产生的电压高的电压，并且，从直流电源1向蓄电池2进行电力传送。
为了便于说明，从期间B开始说明。
在期间B中，在第1开关电路5中，由于Q4A与Q3B接通而对角两元件导通，因此经由Q4A和Q3B从直流电源1侧传送能量。相对于后述的期间J、期间A，电流的极性反转。在第2开关电路8中，由于Q2A接通，因此电流经由Q1A的二极管和Q2A而回流。因此，期间B是对第1电抗器9和第2电抗器10励磁的期间(图4)。
在期间C中，在第1开关电路5中，由于Q4A与Q3B接通而对角两元件导通，因此，从直流电源1侧传送能量。在第2开关电路8中，Q2A截止，电流从Q1A的二极管经由Q2B的二极管而流动，电力向蓄电池2侧传送。因此，期间C是将第1电抗器9和第2电抗器10的励磁能量向蓄电池2侧传送的期间(图5)。
在期间D中，在第1开关电路5中，由于Q4A与Q3B接通而对角两元件导通，因此从直流电源1侧传送能量。在第2开关电路8中Q2B接通，电流从Q1A的二极管经由Q2B或者Q2B的二极管而流动，电力向蓄电池2侧传送。因此，期间D是将第1电抗器9和第2电抗器10的励磁能量向蓄电池2侧传送的期间(图6)。
在期间E中，在第1开关电路5中，Q4A截止，电流经由Q4B的二极管和Q3B而回流。在第2开关电路8中，由于Q1A的二极管和Q2B或者Q2B的二极管接通，因此，由于蓄电池2的电压，回流电流逐渐减少。在回流电流成为0[A]时，Q1A的二极管截止而维持0[A]。因此，期间E是回流电流减少的期间(图7)。
在期间F中，在第1开关电路5中，Q3B截止而Q4B接通。由于Q4B从二极管导通状态成为接通，因此，ZVS(零电压开关)成立。在期间E中，在回流电流为0[A]以上、即剩余有电流的情况下，电流经由Q4B或者Q4B的二极管和Q3A的二极管向直流电源1侧再生。在第2开关电路8中，Q1A的二极管和Q2B或者Q2B的二极管接通，因此，由于(直流电源1的电压-蓄电池2的电压)，回流电流逐渐减少。在回流电流成为0[A]时，Q1A的二极管截止而维持0[A]。因此，期间F是回流电流减少的期间(图8)。
在期间G中，在第1开关电路5中，Q3A接通，Q3A与Q4B接通而对角两元件导通，因此，经由Q3A和Q4B从直流电源1侧传送能量。此时，电流的极性从期间F反转。在第2开关电路8中，Q2B接通，因此，电流经由Q1B的二极管和Q2B而回流。因此，期间G是对第1电抗器9和第2电抗器10励磁的期间(图9)。
在期间H中，在第1开关电路5中，Q3A与Q4B接通而对角两元件导通，因此，经由Q3A和Q4B而从直流电源1侧传送能量。在第2开关电路8侧，Q2B截止，电流经由Q2A的二极管和Q1B的二极管而流动，电力向蓄电池2侧传送。因此，期间H是将第1电抗器9和第2电抗器10的励磁能量向蓄电池2侧传送的期间(图10)。
在期间I中，在第1开关电路5中，Q3A和Q4B接通而对角两元件导通，因此，从直流电源1侧传送能量。在第2开关电路8中，Q2A接通，电流经由Q2A或者Q2A的二极管和Q1B的二极管流动，电力向蓄电池2侧传送。因此，期间I是将第1电抗器9和第2电抗器10的励磁能量向蓄电池2侧传送的期间(图11)。
在期间J中，在第1开关电路5中，Q4B截止，电流经由Q4A的二极管和Q3A而回流。在第2开关电路8中，Q2A或者Q2A的二极管和Q1B的二极管接通，因此，由于蓄电池2的电压，回流电流逐渐减少。在回流电流成为0[A]时，Q1B的二极管截止而维持0[A]。因此，期间J是回流电流减少的期间(图12)。
接下来，在期间A中，在第1开关电路5中，Q3A截止而Q4A接通。Q4A从二极管导通状态接通，因此ZVS(零电压开关)成立。在期间J中，在回流电流成为0[A]以上、即剩余有电流的情况下，电流经由Q4A或者Q4A的二极管和Q3B的二极管而向直流电源1侧再生。在第2开关电路8中，Q2A或者Q2A的二极管和Q1B的二极管接通，因此，由于(直流电源1的电压-蓄电池2的电压)，回流电流逐渐减少。在回流电流成为0[A]时，Q1B的二极管截止而维持0[A]。因此，期间A是回流电流减少的期间(图13)。
通过反复进行这样的一连串的控制(期间A～J)，蓄电池充放电装置100将变压器3的第2绕组3b中产生的电压升压并向蓄电池2供给电力。
在使直流电源1的电压为VL时，第1开关电路5在Q4A、Q3B同时接通的对角接通时间t1输出电压VL的正的脉冲，在Q4B、Q3A同时接通的对角接通时间t1a输出电压(-VL)的负的脉冲，并施加到变压器3的第1绕组3a。在使变压器3的第1绕组3a与第2绕组3b的绕组比为NL∶NB时，此时对变压器3的第2绕组3b施加(±VL)×NB/NL的电压。
然后，在第2开关电路8中，在对变压器3进行电压施加的对角接通时间(t1、t1a)内，设定对第2电抗器10励磁的期间，也就是将第2电抗器10用作升压电抗器而进行升压动作。
另外，变压器3的初级侧的第1开关电路5中的各半导体开关元件Q的开关，在电容器13和第1电抗器9的作用下全部成为零电压开关。另外，次级侧的第2开关电路8的开关中的一部分成为零电压开关。
另外，第2桥电路(Q1A，Q1B)的Q1A、Q1B被保持为截止状态，因此，在期间E、F中，在回流电流减少而成为0[A]时，Q1A的二极管截止而维持0[A]，不会流过逆电流。在期间J、A中也在回流电流减少而成为0[A]时，Q1B的二极管截止而维持0[A]，不会流过逆电流。
接下来，图14是示出蓄电池充放电装置100降压充电时的第1开关电路5、第2开关电路8的各半导体开关元件Q的驱动信号21a、21b的波形的图。在该情况下也针对作为驱动信号的组合模式的多个门模式中的每一个设置期间A～J来进行图示，为了便于说明，用各元件的符号来表示了Q4A、Q4B、Q3A、Q3B、Q2A、Q2B、Q1A、Q1B的各驱动信号的符号。
与图3示出的升压充电时同样地，以第1开关电路5内的第1桥电路(Q4A，Q4B)为基准生成整体的驱动信号，第2开关电路8内的第2桥电路(Q1A，Q1B)的Q1A、Q1B被保持为截止状态。另外，对于第2桥电路(Q1A，Q1B)以外的3个桥电路，若除去短路防止时间，则分别以50％的接通时间比率来控制构成各桥电路的正侧(高电压侧)的Q4A、Q3A、Q2A和负侧(低电压侧)的Q4B、Q3B、Q2B。
而且，第1对角元件Q3B的驱动信号相对于第1基准元件Q4A的驱动信号的相位的相位偏移量θ1(第1相位偏移量)、和第2对角元件Q2B的驱动信号相对于第1基准元件Q4A的驱动信号的相位的相位偏移量θ2(第2相位偏移量)，根据作为控制指令的占空比而决定。在该情况下，相位偏移量θ1与相位偏移量θ2相等，双方的相位偏移量θ1、θ2根据占空比而变化。
在该情况下，对角接通时间t1、t1a也由相位偏移量θ1决定。另外，针对第2桥电路(Q1A，Q1B)，在将与第1桥电路(Q4A，Q4B)相等的驱动信号假定为假想驱动信号时，上述的假想对角接通时间t2、t2a由相位偏移量θ2决定。在该情况下，对角接通时间t1、t1a与假想对角接通时间t2、t2a相等。
在图15～图24中示出与图14所示的各门模式匹配的电流路径。图15～图24依次对应于图14内的期间D～J、期间A～C。
以下，基于图14和图15～图24示出一个周期内的蓄电池充放电装置100的动作。另外，蓄电池2的电压是比第2绕组3b中产生的电压低的电压，并且从直流电源1向蓄电池2进行电力传送。
为了方便，从期间D开始说明。
在期间D中，在第1开关电路5中，Q3B接通，Q4A与Q3B接通而对角两元件导通，因此，从直流电源1侧传送能量。在第2开关电路8中，Q2B接通，电流从Q1A的二极管经由Q2B或者Q2B的二极管而流动，电力向蓄电池2侧传送。因此，期间D是向蓄电池2侧传送电力的期间(图15)。
在期间E中，在第1开关电路5中，Q4A截止，电流经由Q4B的二极管和Q3B而回流。在第2开关电路8中，Q1A的二极管与Q2B或者Q2B的二极管接通，因此，由于蓄电池2的电压，回流电流逐渐减少。在回流电流成为0[A]时，Q1A的二极管截止而维持0[A]。因此，期间E是回流电流减少的期间(图16)。
在期间F、G中，在第1开关电路5中，Q4B接通，电流经由Q4B或者Q4B的二极管与Q3B而回流。Q4B从二极管导通状态接通，因此ZVS(零电压开关)成立。在第2开关电路8中，Q1A的二极管与Q2B或者Q2B的二极管接通，因此，由于蓄电池2的电压，回流电流逐渐减少。在回流电流成为0[A]时，Q1A的二极管截止而维持0[A]。因此，期间F、G是回流电流减少的期间(图17、图18)。
在期间H中，在第1开关电路5中，Q3B截止，在回流电流成为0[A]以上、即剩余有电流的情况下，电流经由Q4B或者Q4B的二极管与Q3A的二极管而向直流电源1侧再生。在第2开关电路8中，Q2B成为截止，但是Q1A的二极管与Q2B的二极管接通，因此，由于(直流电源1的电压-蓄电池2的电压)，回流电流逐渐减少。在回流电流成为0[A]时，Q1A的二极管截止而维持0[A]。因此，期间H是回流电流减少的期间(图19)。
在期间I中，在第1开关电路5中，Q3A接通，Q3A与Q4B接通而对角两元件导通，因此，经由Q3A和Q4B从直流电源1侧传送能量。此时，电流的极性从期间H反转。在第2开关电路8中，Q2A接通，电流经由Q2A或者Q2A的二极管和Q1B的二极管而流动，电力向蓄电池2侧传送。因此，期间I是向蓄电池2侧传送电力的期间(图20)。
在期间J中，在第1开关电路5中，Q4B截止，电流经由Q4A的二极管和Q3A而回流。在第2开关电路8中，Q1B的二极管和Q2A或者Q2A的二极管接通，因此，由于蓄电池2的电压，回流电流逐渐减少。在回流电流成为0[A]时，Q1B的二极管截止而维持0[A]。因此，期间J是回流电流减少的期间(图21)。
接下来，在期间A、B中，在第1开关电路5中，Q4A接通，电流经由Q4A或者Q4A的二极管和Q3A而回流。Q4A从二极管导通状态接通，因此ZVS(零电压开关)成立。在第2开关电路8中，Q1B的二极管与Q2A或者Q2A的二极管接通，因此，由于蓄电池2的电压，回流电流逐渐减少。在回流电流成为0[A]时，Q1B的二极管截止而维持0[A]。因此，期间J是回流电流减少的期间(图22、图23)。
在期间C中，在第1开关电路5中，Q3A截止，在回流电流成为0[A]以上、即剩余有电流的情况下，电流经由Q4A或者Q4A的二极管与Q3B的二极管而向直流电源1侧再生。在第2开关电路8中，Q2A截止而Q2A的二极管和Q1B的二极管接通，因此，由于(直流电源1的电压-蓄电池2的电压)，回流电流逐渐减少。在回流电流成为0[A]时，Q1B的二极管截止而维持0[A]。因此，期间C是回流电流减少的期间(图24)。
通过反复进行这样一连串的控制(期间A～J)，蓄电池充放电装置100将变压器3的第2绕组3b中产生的电压降压并向蓄电池2供给电力。
另外，变压器3的初级侧的第1开关电路5中的各半导体开关元件Q的开关在电容器13和第1电抗器9的作用下全部成为零电压开关。另外，次级侧的第2开关电路8的开关中的一部分成为零电压开关。
另外，第2桥电路(Q1A，Q1B)的Q1A、Q1B被保持为截止状态，因此，在期间E～H中，在回流电流减少而成为0[A]时，Q1A的二极管截止并维持0[A]，不会流过逆电流。在期间J、A～C中，在回流电流减少而成为0[A]时，Q1B的二极管截止并维持0[A]，也不会流过逆电流。
接下来，对蓄电池充放电装置100从蓄电池2向直流电源1进行电力传送的情况进行说明。
图25是蓄电池充放电装置100从蓄电池2向直流电源1进行电力传送、即对蓄电池2进行放电的情况下的控制框图。在该情况下，蓄电池充放电装置100向直流电源1进行输出，作为输出电压而检测第1平滑电容器4的电压v并输入到控制电路20。如图所示，在控制电路20中，将所输入的输出电压v与输出电压指令值v＊进行比较，并且反馈差值来决定第1开关电路5和第2开关电路8的输出占空比(占空比)，决定各半导体开关元件Q的驱动信号21a、21b。
在从蓄电池2进行电力供给的情况下，成为从直流电源1进行电力供给的情况下的反方向动作，因此，与蓄电池2并联连接的第2平滑电容器7成为与蓄电池2的电压相同的直流电压。
图26是示出蓄电池充放电装置100降压放电时的第1开关电路5、第2开关电路8的各半导体开关元件Q的驱动信号21a、21b的波形的图。另外，图27是示出蓄电池充放电装置100升压放电时的第1开关电路5、第2开关电路8的各半导体开关元件Q的驱动信号21a、21b的波形的图。
在蓄电池充放电装置100降压放电中，如图26所示，成为降压充电时的反方向动作，是将降压充电时的第1开关电路5的驱动信号和第2开关电路8的驱动信号调换了的动作。而且，关于各期间A～J中的动作，也与使降压充电时的第1开关电路5与第2开关电路8反过来的动作相同。
在蓄电池充放电装置100升压放电中，如图27所示，为升压充电时的反方向动作，是将升压充电时的第1开关电路5的驱动信号与第2开关电路8的驱动信号调换了的动作。而且，关于各期间A～J的动作，也与使降压充电时的第1开关电路5与第2开关电路8反过来的动作相同。
在使蓄电池2的电压为VB时，第2开关电路8在Q1A(第2基准元件)、Q2B(第2对角元件)同时接通的对角接通时间t3输出电压VB的正的脉冲，在Q1B、Q2A同时接通的对角接通时间t3a输出电压(-VB)的负的脉冲，并施加到变压器3的第2绕组3b。在使变压器3的第1绕组3a与第2绕组3b的绕组比为NL：NB时，此时对变压器3的第1绕组3a施加(±VB)×NL/NB的电压。
在图26示出的降压放电中，直流电源1的电压为比第1绕组3a中产生的电压低的电压，在图27所示的升压放电中，直流电源1的电压为比第1绕组3a中产生的电压高的电压，在双方中都是从蓄电池2向直流电源1进行电力传送。
在蓄电池充放电装置100从蓄电池2向直流电源1进行电力传送的蓄电池放电时，以如下方式控制第1开关电路5、第2开关电路8。
以第2开关电路8内的第2桥电路(Q1A，Q1B)为基准生成整体的驱动信号。第1开关电路5内的第1桥电路(Q4A，Q4B)的Q4A、Q4B被保持为截止状态。
另外，对于第1桥电路(Q4A，Q4B)以外的3个桥电路，若除去短路防止时间，则分别以50％的接通时间比率来控制构成各桥电路的正侧(高电压侧)的Q1A、Q2A、Q3A和负侧(低电压侧)的Q1B、Q2B、Q3B。在该情况下，控制电路20设为在对发送电力的一侧的第2开关电路8的各半导体开关元件Q进行开关时，在短路防止时间期间中，与各半导体开关元件Q并联连接的电容器13的电压增加至第2平滑电容器7的电压、或者降低至零电压附近而进行零电压开关。
然后，根据作为控制指令的占空比来决定第2对角元件Q2B的驱动信号相对于第2基准元件Q1A的驱动信号的相位的相位偏移量θ3(第3相位偏移量)、和第1对角元件Q3B的驱动信号相对于第2基准元件Q1A的驱动信号的相位的相位偏移量θ4(第4相位偏移量)。即，根据占空比控制相位偏移量θ3、θ4。
在图26所示的降压放电中，相位偏移量θ3与相位偏移量θ4相等，双方的相位偏移量θ3、θ4根据占空比而变化。另外，在图27所示的升压放电中，相位偏移量θ3保持为最小，相位偏移量θ4根据占空比而变化。
另外，如图26、图27所示，Q1A和Q2B同时接通的对角接通时间t3由相位偏移量θ3决定，Q1B和Q2A同时接通的对角接通时间t3a也与对角接通时间t3相等。
另外，针对第1桥电路(Q4A，Q4B)，控制电路20将与第2桥电路(Q1A，Q1B)相等的驱动信号假定为假想驱动信号，将基于Q4A的假想驱动信号的Q4A的假想接通与Q3B的接通重叠的期间设为假想对角接通时间t4。该假想对角接通时间t4由相位偏移量θ4决定。另外，基于Q4B的假想驱动信号的Q4B的假想接通与Q3A的接通重叠的假想对角接通时间t4a也与假想对角接通时间t4相等。
如上所述，在蓄电池充放电装置100中，具备升压充电、降压充电、降压放电和升压放电这4种控制模式，进行双方向的电力传送。而且，如上所述，在从直流电源1向蓄电池2的电力传送亦即充电时，根据占空比控制第1对角元件Q3B的驱动信号相对于第1基准元件Q4A的驱动信号的相位的相位偏移量θ1和第2对角元件Q2B的驱动信号相对于第1基准元件Q4A的驱动信号的相位的相位偏移量θ2。另外，在从直流电源1向蓄电池2的电力传送亦即放电时，根据占空比控制第2对角元件Q2B的驱动信号相对于第2基准元件Q1A的驱动信号的相位的相位偏移量θ3和第1对角元件Q3B的驱动信号相对于第2基准元件Q1A的驱动信号的相位的相位偏移量θ4。
在图28中示出与占空比对应的相位偏移量θ1～θ4和对角接通时间t1、t3、假想对角接通时间t2、t4。如图28所示，根据传送电力量来决定占空比。在该情况下，使充电方向的电力量为正。
另外，充电时的相位偏移量θ1和放电时的相位偏移量θ4均为第1对角元件Q3B的相位偏移量，因此以同样的实线连续记载。另外，充电时的相位偏移量θ2和放电时的相位偏移量θ3均为第2对角元件Q2B的相位偏移量，因此以同样的虚线连续记载。同样，以同样的实线连续记载对角接通时间t1和假想对角接通时间t4，以同样的虚线连续记载假想对角接通时间t2和对角接通时间t3。
首先，对蓄电池充放电装置100从直流电源1对蓄电池2进行充电的控制进行说明。
从变压器3的第1绕组3a向第2绕组3b进行电力传送而在第2绕组3b中产生电压的期间是Q4A、Q3B同时接通的对角接通时间t1和Q4B、Q3A同时接通的对角接通时间t1a。
在升压时，通过尽可能地延长该期间，能够降低与第1开关电路5和第2开关电路8的回流期间有关的损耗。
因此，在升压充电时的控制中，控制电路20将对角接通时间t1(＝t1a)设定为最大接通时间tmax，以使得对变压器3的第1绕组3a施加电压的期间最大。该最大接通时间tmax基于为了使第1开关电路5的各半导体开关元件Q进行零电压开关所需的短路防止时间来设定。此时，Q3B的驱动信号相对于Q4A的驱动信号的相位的相位偏移量θ1最小，与短路防止时间相等。
在该升压充电时，在对变压器3施加电压的对角接通时间(t1、t1a)内，存在通过第2开关电路8对第2电抗器10励磁的期间。即，第2对角元件Q2B的驱动信号相对于Q4A的驱动信号的相位的相位偏移量θ2是相位偏移量θ1以上的值，并且以相位偏移量θ1、θ2均为最小(短路防止时间)的第1基准点22为起点。而且，在占空比增大时，控制电路20将相位偏移量θ1保持为最小并且增大相位偏移量θ2。
在处于相位偏移量θ1、θ2均为最小(短路防止时间)的第1基准点22时，是对角接通时间t1和假想对角接通时间t2均是成为最大接通时间tmax的点22a。而且，控制电路20以点22a为起点，在占空比增大时，将对角接通时间t1保持为最大接通时间tmax并降低假想对角接通时间t2。
而且，在降压充电时，相位偏移量θ1与相位偏移量θ2相等，双方的相位偏移量θ1、θ2根据占空比而变化。
在相位偏移量θ1、θ2最大时，对角接通时间t1和假想对角接通时间t2均为最小(短路防止时间)，是不进行电力传送的状态。在降压充电时，控制电路20在占空比为0时，使相位偏移量θ1、θ2为最大，并在占空比增大时使相位偏移量θ1、θ2均降低。此时，对角接通时间t1和假想对角接通时间t2增大。
另外，控制电路20在相位偏移量θ1、θ2均为最大时，从将第2开关电路8内的第2桥(Q1A，Q1B)保持为截止状态的控制切换成将第1开关电路5的第1桥(Q4A，Q4B)保持为截止状态的控制，从而切换电力传送方向。在该切换时，对角接通时间t1和假想对角接通时间t2均为最小(短路防止时间)，即是没有电力传送的状态的时间，因此，不会产生由切换造成的影响，能够顺利切换。
在对蓄电池2放电而向直流电源1进行电力传送的升压放电时的控制中，控制电路20将对角接通时间t3(＝t3a)设定为最大接通时间tmax，以使得对变压器3的第2绕组3b施加电压的期间为最大。此时，Q2B的驱动信号相对于Q1A的驱动信号的相位的相位偏移量θ3成为最小(短路防止时间)。Q3B的驱动信号相对于Q1A的驱动信号的相位的相位偏移量θ4是相位偏移量θ3以上的值。而且，控制电路20以相位偏移量θ3、θ4均为最小(短路防止时间)的第2基准点23为起点，在放电电力增大而占空比向负方向增大时，将相位偏移量θ3保持为最小并且增大相位偏移量θ4。
在处于相位偏移量θ3、θ4均为最小(短路防止时间)的第2基准点23时，对角接通时间t3和假想对角接通时间t4均为最大接通时间tmax的点23a。而且，控制电路20以点23a为起点，在占空比向负方向增大时，将对角接通时间t3保持为最大接通时间tmax并且使假想对角接通时间t4降低。
而且，在降压放电时，相位偏移量θ3与相位偏移量θ4相等，双方的相位偏移量θ3、θ4根据占空比而变化。
在相位偏移量θ3、θ4最大时，对角接通时间t3和假想对角接通时间t4均为最小(短路防止时间)，是没有电力传送的状态。在降压放电时，占空比为0时相位偏移量θ3、θ4最大，控制电路20在占空比向负方向增大时，使相位偏移量θ3、θ4均降低。此时，对角接通时间t3和假想对角接通时间t4增大。
另外，在相位偏移量θ3、θ4均为最大时，控制电路20从将第1开关电路5的第1桥(Q4A，Q4B)保持为截止状态的控制切换成将第2开关电路8内的第2桥(Q1A，Q1B)保持为截止状态的控制，从而切换电力传送方向。在该切换时，由于是没有电力传送的状态的时间，因此，不会产生由切换造成的影响，能够顺利切换。
如以上所述，在蓄电池充放电装置100中，控制电路20根据占空比来控制相位偏移量θ1～θ4，从而不管电力传送方向如何、且不管直流电源1和蓄电池2的电压如何都能够进行双方向电力变换。由此，蓄电池充放电装置100能够通过简单的控制实现双方向电力变换动作。
接下来，以下基于图29对变压器3的电压、电流进行说明。
在从直流电源1向蓄电池2的电力传送中，第1开关电路5在Q4A、Q3B同时接通的对角接通时间t1(TA)输出正的电压脉冲，在Q4B、Q3A同时接通的对角接通时间t1a(TB)输出负的电压脉冲，并施加到变压器3的第1绕组3a。该期间为电力传送期间TA、TB，根据变压器3的绕组比在第2绕组3b上产生电压。第1开关电路5的输出电压波形是施加到第1绕组3a的电压，但是若忽视其大小，则与在第2绕组3b上产生的电压即第2开关电路8的输出电压波形相同。
流过变压器3的电流的大小在电力传送期间TA、TB增大，之后减少。如上所述，在蓄电池2的充电时，第2桥电路(Q1A，Q1B)的Q1A、Q1B被保持为截止状态。因此，在流过变压器3的回流电流减少而成为0[A]时，Q1A或者Q1B的二极管截止，流向变压器3的电流在期间tta、ttb维持为0[A]。由此，不会向变压器3流过逆电流，能够抑制无效电力，能够降低损耗。
另外，从蓄电池2向直流电源1的电力传送也同样。
这样，通过防止向变压器3流过逆电流，能够降低变压器电流的峰值和有效值。图30示出变压器电流，尤其是图30(a)示出变压器电流峰值，图30(b)示出变压器电流有效值。
如果把将假想驱动信号用作实际的驱动信号的情况、即能够向变压器3流过逆电流时作为比较例，则变压器电流峰值24例如在蓄电池电压为150V时，从80Ap(比较例)降低至58Ap。另外，变压器电流有效值25从55Arms(比较例)降低至30Arms。
另外，在图31中示出与比较例相同的电流值5A的情况下的变压器绕组温度26和比比较例高的电流值25A的情况下的变压器绕组温度27。如图所示，变压器绕组温度也能够大幅降低。
如上所述，在变压器3中，能够降低变压器电流的峰值和有效值，也能够大幅降低变压器绕组温度，能够大幅降低变压器绕组损耗，能够促进变压器3的小型化。
另外，在蓄电池充放电装置100从蓄电池2向直流电源1进行电力传送时，在所述实施方式中，控制电路20进行反馈控制以使得朝向直流电源1的输出电压v追随输出电压指令值v＊，但是，也可以进行以下所示的控制。如图32所示，控制电路20反馈输出电压指令值v＊与输出电压v的差值，作成蓄电池2的放电电流指令值(-i)＊。而且，控制电路20也可以以使将所检测到的充电电流i进行符号反转而得到的放电电流(-i)与放电电流指令值(-i)＊一致的方式通过反馈控制来决定第1、第2开关电路5、8的输出占空比。
由此，控制电路20仅仅根据在直流电源1与蓄电池2之间流动的充放电电流±i就能够实现双方向的控制。
另外，控制电路20也可以如图33所示地通过蓄电池2的电压控制来进行从直流电源1向蓄电池2传送电力的控制。如图所示，控制电路20反馈向蓄电池2的输出电压指令值与输出电压的差值，作成蓄电池2的充电电流指令值i＊来进行控制。由此，控制电路20具有对直流电源1、蓄电池2双方进行电压控制的功能，蓄电池充放电装置100不管电力传送方向如何都能够通过一贯的控制继续动作。
另外，在所述实施方式中，说明为在降压充电、降压放电双方中传送电力，但是，例如在蓄电池2的电压高于第2绕组3b中产生的电压的情况下，在图14所示的降压充电的门模式中，传送电力量为0。在该情况下，由于第2桥电路(Q1A，Q1B)阻断电流，所以不进行电力传送。另外，在直流电源1的电压高于第1绕组3a中产生的电压的情况下，在图26所示的降压放电的门模式中，传送电力量为0。在该情况下，由于第1桥电路(Q4A，Q4B)阻断电流，所以不进行电力传送。
进而，在所述实施方式中，个别设置了第1、第2电抗器9、10，但是利用变压器3的漏感兼做它们中的至少一方也能够获得同样的效果。由此，蓄电池充放电装置100能够消减构成部件，能够以简单的结构实现双方向动作。
另外，在所述实施方式中，对一方的直流电源(第2直流电源)使用了蓄电池2，但是并不局限于此。进而还可以利用蓄电池构成第1、第2直流电源这双方。
实施方式2.
对所述实施方式1所示的蓄电池充放电装置100起动时的控制进行说明。
例如，在蓄电池充放电装置100从直流电源1向蓄电池2进行电力传送的情况下，当占空比为0时相位偏移量θ1、θ2最大，在占空比增大时，相位偏移量θ1、θ2以相等量共同降低(参照图28)。
在蓄电池充放电装置100起动时，控制电路20通过使相位偏移量θ1、θ2相等并从最大逐渐降低，从而使对角接通时间t1、t1a逐渐增加，使蓄电池充放电装置100软启动。流过变压器3的绕组的电流峰值与对变压器3的绕组的施加电压及施加时间成比例。因此，蓄电池充放电装置100通过在起动时进行上述那样的软启动，能够实现使流过变压器3的绕组的电流峰值逐渐变化，能够减轻对外部连接的设备的负担。
另外，蓄电池充放电装置100从蓄电池2向直流电源1进行电力传送的情况也同样，在起动时，控制电路20使相位偏移量θ3、θ4相等并且逐渐降低，使蓄电池充放电装置100软启动。
实施方式3.
在基于所述实施方式1的蓄电池充放电装置100中，在升压时和降压时使相位偏移量的最大值相等，但也可以将升压时的最大值设定得较低。
在该实施方式3中，对控制电路20设置限制器，用限制值α来限制所生成的占空比。如图34所示，占空比的大小用限制值α限制，相位偏移量θ2、θ4的升压时的最大量成为比由短路防止时间决定的最大量低的设定最大量θαa。另外，假想对角接通时间t2、t4的升压时的最小量成为比短路防止时间长的时间tαa。
由此，蓄电池充放电装置100的控制设计的自由度增大。
实施方式4.
在所述实施方式3中，控制电路20用限制值α来限制占空比的大小，使相位偏移量θ2、θ4的升压时的最大量降低了，但是也能够增大相位偏移量θ1、θ2、θ3、θ4的降压时的最小量。
如图35所示，占空比的大小用限制值α来限制，θ1、θ2、θ3、θ4的降压时的最小量成为比短路防止时间增大了的设定最小量θαb。此时，对角接通时间t1、t3与假想对角接通时间t2、t4的降压时的最大量成为比由短路防止时间决定的最大接通时间tmax短的时间tαb。
进而，在所述实施方式3中，当占空比的限制值α为0时，对角接通时间t1、t3和假想对角接通时间t2、t4为0。此时，蓄电池充放电装置100能够在继续各半导体开关元件Q的开关的状态下，将传送电力设为0。
而且，在使占空比的限制值α从0开始增加时，控制电路20能够使蓄电池充放电装置100的传送电力从0开始增加。这样，通过控制电路20使占空比的限制值α变化，蓄电池充放电装置100能够不停止各半导体开关元件Q的开关而反复进行双方向的电力传送的停止与重新开始。
由此，能够省略蓄电池充放电装置100的起动和停止的动作的一部分，提高控制的顺应性。
另外，本发明能够在发明的范围内自由组合各实施方式，或者对各实施方式适当地进行变形、省略。

Claims (13)

1.一种DC/DC变换器，进行第1直流电源与第2直流电源之间的双方向的电力传送，该DC/DC变换器的特征在于，具备：
变压器；
第1变换器部，由全桥电路构成，连接于所述第1直流电源与所述变压器的第1绕组之间，在直流/交流间进行双方向电力变换，该全桥电路基于2个桥电路，该2个桥电路分别具备连接有逆并联二极管和并联电容器的多个半导体开关元件；
第2变换器部，由全桥电路构成，连接于所述第2直流电源与所述变压器的第2绕组之间，在直流/交流间进行双方向电力变换，该全桥电路基于2个桥电路，该2个桥电路分别具备连接有逆并联二极管和并联电容器的多个半导体开关元件；
第1电抗器，与所述第1变换器部和所述变压器之间的交流输入输出线连接；
第2电抗器，与所述变压器和所述第2变换器部之间的交流输入输出线连接；以及
控制电路，对所述第1变换器部、所述第2变换器部内的各所述半导体开关元件进行驱动控制，从而对所述第1变换器部和所述第2变换器部进行控制，
在从所述第1直流电源向所述第2直流电源的第1电力传送中，所述控制电路控制成使构成作为所述第2变换器部的一个桥电路的第2桥电路的各所述半导体开关元件全部为截止状态，并且利用所述第1电抗器使所述第1变换器部内的各所述半导体开关元件进行零电压开关，并且所述控制电路控制成在所述第2直流电源的电压高于所述变压器的所述第2绕组中产生的电压时，使用所述第2电抗器使所述第2变换器部进行升压动作，
在从所述第2直流电源向所述第1直流电源的第2电力传送中，所述控制电路控制成使构成作为所述第1变换器部的一个桥电路的第1桥电路的各所述半导体开关元件全部为截止状态，并且利用所述第2电抗器使所述第2变换器部内的各所述半导体开关元件进行零电压开关，并且所述控制电路控制成在所述第1直流电源的电压高于所述变压器的所述第1绕组中产生的电压时，使用所述第1电抗器使所述第1变换器部进行升压动作。
2.根据权利要求1所述的DC/DC变换器，其特征在于，
在所述第1电力传送中，所述控制电路关于所述第1变换器部和所述第2变换器部内的所述第2桥电路以外的3个桥电路，若除去短路防止时间，则分别以50％的接通时间比率控制正侧的半导体开关元件和负侧的半导体开关元件，
在所述第2电力传送中，所述控制电路关于所述第1变换器部和所述第2变换器部内的所述第1桥电路以外的3个桥电路，若除去短路防止时间，则分别以50％的接通时间比率控制正侧的半导体开关元件和负侧的半导体开关元件。
3.根据权利要求2所述的DC/DC变换器，其特征在于，
设所述第1变换器部的所述第1桥电路的正侧/负侧的任意一方的半导体开关元件为第1基准元件，设所述第2变换器部内的所述第2桥电路的正侧/负侧的任意一方的半导体开关元件为第2基准元件，
设在所述第1变换器部内与所述第1基准元件处于对角关系的半导体开关元件为第1对角元件，设在所述第2变换器部内与所述第2基准元件处于对角关系的半导体开关元件为第2对角元件，
在所述第1电力传送中，所述控制电路控制所述第1对角元件的驱动信号相对于所述第1基准元件的驱动信号的相位的第1相位偏移量以及所述第2对角元件的驱动信号相对于所述第1基准元件的驱动信号的相位的第2相位偏移量，
在所述第2电力传送中，所述控制电路控制所述第2对角元件的驱动信号相对于所述第2基准元件的驱动信号的相位的第3相位偏移量以及所述第1对角元件的驱动信号相对于所述第2基准元件的驱动信号的相位的第4相位偏移量。
4.根据权利要求3所述的DC/DC变换器，其特征在于，
在所述第1电力传送中，所述控制电路将所述第1相位偏移量与所述第2相位偏移量控制成相同量，在增大从所述第1直流电源向所述第2直流电源的电力传送量时，使所述第1相位偏移量和所述第2相位偏移量降低，
在所述第2电力传送中，所述控制电路将所述第3相位偏移量与所述第4相位偏移量控制成相同量，在增大从所述第2直流电源向所述第1直流电源的电力传送量时，使所述第3相位偏移量和所述第4相位偏移量降低，
在所述第1电力传送中所述第1相位偏移量和所述第2相位偏移量最大时以及在所述第2电力传送中所述第3相位偏移量和所述第4相位偏移量最大时，所述控制电路对所述第1电力传送与所述第2电力传送进行切换。
5.根据权利要求3所述的DC/DC变换器，其特征在于，
在所述第1电力传送中，设所述第1相位偏移量与所述第2相位偏移量均为最小的点为第1基准点，当使从所述第1直流电源向所述第2直流电源的电力传送量比所述第1基准点增大时，所述控制电路将所述第1相位偏移量保持为最小并且使所述第2相位偏移量增大，
在所述第2电力传送中，设所述第3相位偏移量以及所述第4相位偏移量均为最小的点为第2基准点，当使从所述第2直流电源向所述第1直流电源的电力传送量比所述第2基准点增大时，所述控制电路将所述第3相位偏移量保持为最小并且使所述第4相位偏移量增大。
6.根据权利要求4所述的DC/DC变换器，其特征在于，
在所述第1电力传送中，设所述第1相位偏移量以及所述第2相位偏移量均为最小的点为第1基准点，当使从所述第1直流电源向所述第2直流电源的电力传送量比所述第1基准点增大时，所述控制电路将所述第1相位偏移量保持为最小并且使所述第2相位偏移量增大，
在所述第2电力传送中，设所述第3相位偏移量和所述第4相位偏移量均为最小的点为第2基准点，当使从所述第2直流电源向所述第1直流电源的电力传送量比所述第2基准点增大时，所述控制电路将所述第3相位偏移量保持为最小并且使所述第4相位偏移量增大。
7.根据权利要求3～6中的任意一项所述的DC/DC变换器，其特征在于，
所述控制电路根据所述第1直流电源与所述第2直流电源之间的电力传送量运算输出占空比，根据该输出占空比的极性决定电力传送方向，根据该输出占空比的大小决定所述第1相位偏移量～所述第4相位偏移量。
8.根据权利要求5或者6所述的DC/DC变换器，其特征在于，
所述控制电路以设定最大量来限制从所述第1直流电源向所述第2直流电源的电力传送量比所述第1基准点增大时的所述第2相位偏移量和从所述第2直流电源向所述第1直流电源的电力传送量比所述第2基准点增大时的所述第4相位偏移量。
9.根据权利要求8所述的DC/DC变换器，其特征在于，
使所述设定最大量可变。
10.根据权利要求4或者6所述的DC/DC变换器，其特征在于，
当在所述第1电力传送时将所述第1相位偏移量与所述第2相位偏移量控制成相同量时、和当在所述第2电力传送时将所述第3相位偏移量与所述第4相位偏移量控制成相同量时，所述控制电路以设定最小量来限制所述第1相位偏移量～所述第4相位偏移量。
11.根据权利要求10所述的DC/DC变换器，其特征在于，
使所述设定最小量可变。
12.根据权利要求3～6中的任意一项所述的DC/DC变换器，其特征在于，
在所述第1电力传送中，所述控制电路针对所述第2基准元件假定与所述第1基准元件的驱动信号相等的假想驱动信号，通过控制所述第2相位偏移量而控制所述第2基准元件的假想接通与所述第2对角元件的接通重叠的假想对角接通时间，通过控制所述第1相位偏移量而控制所述第1基准元件与所述第1对角元件均接通的对角接通时间，
在所述第2电力传送中，所述控制电路针对所述第1基准元件假定与所述第2基准元件的驱动信号相等的假想驱动信号，通过控制所述第4相位偏移量而控制所述第1基准元件的假想接通与所述第1对角元件的接通重叠的假想对角接通时间，通过控制所述第3相位偏移量而控制所述第2基准元件与所述第2对角元件均接通的对角接通时间。
13.根据权利要求3～6中任意一项所述的DC/DC变换器，其特征在于，
所述第1变换器部的所述第1基准元件与所述第2变换器部的所述第2基准元件相对于所述变压器对称配置。
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