CN110383662B - 功率转换装置 - Google Patents

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Abstract

控制电路(15)控制第1电桥电路(11)的多个开关元件的开关相位与第2电桥电路(12)的多个开关元件的开关相位的相位差来进行功率转换，在使输出功率降低时进行控制使相位差缩小，并在输入功率的降压时相位差达到预定的下限值的情况下，以将相位差固定在下限值的状态进行控制使第2电桥电路(12)的多个开关元件的导通时间缩短。

Description

功率转换装置
技术领域
本发明涉及将直流功率转换为所希望的直流功率的功率转换装置。
背景技术
近年，随着蓄电系统或电动汽车的普及扩大，绝缘型双向DC-DC转换器的需要增加。作为绝缘型双向DC-DC转换器的一种，有双有源桥(DAB:Dual Active Bridge)转换器(例如参照专利文献1)。DAB转换器包括分别设于绝缘变压器的初级侧和次级侧的电桥电路，通过调整初级侧的电桥电路的开关控制与次级侧的电桥电路的开关控制的相位差，能够调整功率的方向及量。具体地说，若相位差小则能够降低输出功率，若相位差大则能够提高输出功率。
[在先技术文献]
[专利文献]
专利文献1：日本特开2016-152687号公报
发明内容
[发明要解决的课题]
这样的DAB转换器中，因在降压时输出功率比输入功率低，故即使将相位差调整得足够小，在从输入侧向输出侧供电的期间内也会随着时间经过而输出电流增加。因此，难以在降压时将输出电流调整得足够小，输出电流的调整范围具有改善的余地。
本发明鉴于以上情况而完成，其目的在于提供一种在绝缘变压器的初级侧和次级侧分别设有电桥电路的功率转换装置，且降压时的输出电流的调整范围被改善的功率转换装置。
[用于解决技术课题的技术方案]
为解决上述课题，本发明的一种方案的功率转换装置包括：具有多个开关元件并向负载供给输出功率的第1电桥电路；具有多个开关元件并接收来自直流电源的输入功率的第2电桥电路；被连接于第1电桥电路与第2电桥电路之间的绝缘变压器；以及控制第1电桥电路的多个开关元件和第2电桥电路的多个开关元件的控制电路。控制电路控制第1电桥电路的多个开关元件的开关相位与第2电桥电路的多个开关元件的开关相位的相位差来进行功率转换，在使输出功率降低时进行控制使相位差缩小；在输入功率的降压时相位差达到预定的下限值的情况，以将相位差固定在下限值的状态进行控制使第2电桥电路的多个开关元件的导通时间缩短。
发明效果
根据本发明，能够改善降压时的输出电流的调整范围。
附图说明
图1是用于说明一实施方式的功率转换装置的构成的图。
图2是用于说明图1的功率转换装置的降压时的相位差控制模式的工作的一个示例的时序图。
图3是用于说明图1的功率转换装置的降压时的导通时间控制模式的工作的一个示例的时序图。
图4是表示相对于图1的功率转换装置的降压时的截止时间的输出功率的变化的图。
图5是用于说明比较例的功率转换装置的降压时的工作的时序图。
具体实施方式
图1是用于说明一实施方式的功率转换装置10的构成的图。功率转换装置10为能够对由直流电源Vdc1供给的直流功率进行功率转换并输出到直流电源Vdc2，及对由直流电源Vdc2供给的直流功率进行功率转换并输出到直流电源Vdc1的绝缘型双向DC-DC转换器(DAB转换器)。功率转换装置10能够升压，也能够降压。
直流电源Vdc1例如为蓄电池、双电层电容器、太阳能电池、燃料电池等。作为直流电源Vdc2，例如也可以连接将由功率转换装置10供给的直流功率转换为交流功率并输出到商用电力系统的DC-AC逆变器。在直流电源Vdc1为蓄电池，直流电源Vdc2为DC-AC逆变器的情况下，DC-AC逆变器将由商用电力系统供给的交流功率转换为直流功率，且功率转换装置10能够对该直流功率进行功率转换来对蓄电池进行充电。
功率转换装置10包括：第1电容器C1、第1电桥电路11、绝缘变压器TR1、第1漏电感L1、第2漏电感L2、第2电桥电路12、第2电容器C2、电流检测部13，14、以及控制电路15。
第1电容器C1与直流电源Vdc1并联。第1电容器C1例如使用电解电容器。第1电桥电路11为由第1开关元件Q1和第2开关元件Q2串联的第1支路，与第3开关元件Q3和第4开关元件Q4串联的第2支路并联而构成的全桥电路。第1电桥电路11与直流电源Vdc1及第1电容器C1并联，第1支路的中点N1与第2支路的中点N2分别连接于绝缘变压器TR1的初级绕组的两端。
第2电桥电路12为由第5开关元件Q5和第6开关元件Q6串联的第3支路，与第7开关元件Q7和第8开关元件Q8串联的第4支路并联而构成的全桥电路。第3支路的中点N3与第4支路的中点N4分别连接于绝缘变压器TR1的次级绕组的两端。第2电桥电路12与第2电容器C2及直流电源Vdc2并联。
第1开关元件Q1～第8开关元件Q8例如可使用MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor：金属-氧化物半导体场效应晶体管)。第1开关元件Q1的漏极端子及第3开关元件Q3的漏极端子连接于直流电源Vdc1的正极。第2开关元件Q2的源极端子及第4开关元件Q4的源极端子连接于直流电源Vdc1的负极。第1开关元件Q1的源极端子与第2开关元件Q2的漏极端子相连接，第3开关元件Q3的源极端子与第4开关元件Q4的漏极端子相连接。
同样的，第5开关元件Q5的漏极端子及第7开关元件Q7的漏极端子连接于直流电源Vdc2的正极。第6开关元件Q6的源极端子及第8开关元件Q8的源极端子连接于直流电源Vdc2的负极。第5开关元件Q5的源极端子与第6开关元件Q6的漏极端子相连接，第7开关元件Q7的源极端子与第8开关元件Q8的漏极端子相连接。
第1二极管D1～第8二极管D8可以利用分别从第1开关元件Q1～第8开关元件Q8的源极向漏极方向形成的寄生二极管。此外，第1开关元件Q1～第8开关元件Q8也可以使用IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管)。在这种情况下，第1二极管D1～第8二极管D8分别与第1开关元件Q1～第8开关元件Q8反方向地并联。
绝缘变压器TR1将连接于初级绕组的第1电桥电路11的输出电压根据初级绕组与次级绕组的匝数比进行转换，并输出到连接于次级绕组的第2电桥电路12。另外绝缘变压器TR1将连接于次级绕组的第2电桥电路12的输出电压根据初级绕组与次级绕组的匝数比进行转换，并输出到连接于初级绕组的第1电桥电路11。在第1电桥电路11的第1支路的中点N1与绝缘变压器TR1的初级绕组的一端之间形成第1漏电感L1。在第2电桥电路12的第1支路的中点N3与绝缘变压器TR1的次级绕组的一端之间形成第2漏电感L2。
也可以是，设计者在第1电桥电路11与绝缘变压器TR1的初级绕组之间，及第2电桥电路12与绝缘变压器TR1的次级绕组之间分别连接具有任意的电感值的电感元件。
第2电容器C2与第2电桥电路12并联连接。第2电容器C2例如使用电解电容器。
电流检测部13检测从功率转换装置10输出到直流电源Vdc1的输出电流Io1并输出到控制电路15。电流检测部14检测从功率转换装置10输出到直流电源Vdc2的输出电流Io2并输出到控制电路15。也可以追加设有检测直流电源Vdc1的电压(第1电容器C1的两端电压)和直流电源Vdc2的电压(第2电容器C2的两端电压)的电压检测部(未图示)，并将该电压输出到控制装置15的构成。
控制电路15的构成能够通过硬件资源与软件资源的协作，或者仅通过硬件资源来实现。作为硬件资源，可以使用模拟元件、微型计算机、DSP、ROM、RAM、FPGA、其他LSI。作为软件资源，可以利用固件等程序。
控制电路15在从直流电源Vdc1向直流电源Vdc2的方向进行功率转换的情况下，控制第1开关元件Q1～第8开关元件Q8以使输出电流Io2维持电流指令值。控制电路15在从直流电源Vdc2向直流电源Vdc1的方向进行功率转换的情况下，控制第1开关元件Q1～第8开关元件Q8以使输出电流Io1维持电流指令值。
控制电路15在升压时和降压时进行相互不同的控制。在此，为升压时还是为降压时，基于直流电源Vdc1与直流电源Vdc2的大小关系和绝缘变压器TR1的初级绕组与次级绕组的匝数比而决定。例如，假设绝缘变压器TR1的初级绕组与次级绕组的匝数比为2：1，直流电源Vdc1的电压为300V，直流电源Vdc2的电压为200V。在该条件下从直流电源Vdc1向直流电源Vdc2的方向进行功率转换的情况下，由于次级侧电压(200V)比初级侧电压的次级侧换算电压(150V)高，故为升压时。另外，在该条件下从直流电源Vdc2向直流电源Vdc1的方向进行功率转换的情况下，由于初级侧电压(300V)比次级侧电压的初级侧换算电压(400V)低，故为降压时。换言之，在从输入侧向输出侧供电的期间内随着时间经过输出电流减少的情况下，为升压时。另外，在从输入侧向输出侧供电的期间内随着时间经过输出电流增加的情况下，为降压时。
控制电路15在升压时进行与已知的DAB转换器的控制相同的控制。即控制电路15在升压时，控制第1电桥电路11的第1开关元件Q1～第4开关元件Q4的开关相位与第2电桥电路12的第5开关元件Q5～第8开关元件Q8的开关相位的相位差来进行功率转换，并控制功率转换装置10的输出功率的量及方向。此时控制电路15以使第1开关元件Q1～第8开关元件Q8的导通时间(时比率)为固定的方式进行控制。此时的导通时间也称为基准时间。
控制电路15在降压时首先以相位差控制模式工作。在相位差控制模式下，控制电路15与升压时的控制同样地控制第1开关元件Q1～第8开关元件Q8的开关相位来进行功率转换。
以下，说明在降压时从直流电源Vdc2向直流电源Vdc1的方向进行功率转换的一个示例。即第2电桥电路12从直流电源Vdc2接收直流的输入功率，第1电桥电路11向作为负载的直流电源Vdc1供给直流的输出功率。
图2是用于说明图1的功率转换装置10的降压时的相位差控制模式的工作的一个示例的时序图。在期间T1，控制电路15生成用于控制使第1开关元件Q1及第4开关元件Q4截止，使第2开关元件Q2及第3开关元件Q3导通，使第5开关元件Q5及第8开关元件Q8截止死区时间td期间后导通，并使第6开关元件Q6及第7开关元件Q7截止的驱动信号，供给到第1开关元件Q1～第8开关元件Q8的控制端子(栅极端子)。需要说明的是，在第6开关元件Q6及第7开关元件Q7变为截止与第5开关元件Q5及第8开关元件Q8变为导通之间设有死区时间td。死区时间td是为防止贯通电流、抑制无用的功耗而被插入的。
在期间T2，控制电路15生成用于控制使第1开关元件Q1及第4开关元件Q4在截止死区时间td期间后导通，使第2开关元件Q2及第3开关元件Q3截止，使第5开关元件Q5及第8开关元件Q8导通，并使第6开关元件Q6及第7开关元件Q7截止的驱动信号，供给到第1开关元件Q1～第8开关元件Q8的控制端子(栅极端子)。需要说明的是，在第2开关元件Q2及第3开关元件Q3变为截止与第1开关元件Q1及第4开关元件Q4变为导通之间设有死区时间td。
在期间T3，控制电路15生成用于控制使第1开关元件Q1及第4开关元件Q4导通，使第2开关元件Q2及第3开关元件Q3截止，使第5开关元件Q5及第8开关元件Q8截止，并使第6开关元件Q6及第7开关元件Q7截止死区时间td期间后导通的驱动信号，供给到第1开关元件Q1～第8开关元件Q8的控制端子(栅极端子)。需要说明的是，在第5开关元件Q5及第8开关元件Q8的变为截止与第6开关元件Q6及第7开关元件Q7的变为导通之间设有死区时间td。
在期间T4，控制电路15生成用于控制使第1开关元件Q1及第4开关元件Q4截止，使第2开关元件Q2及第3开关元件Q3截止死区时间td期间后导通，使第5开关元件Q5及第8开关元件Q8截止，并使第6开关元件Q6及第7开关元件Q7导通的驱动信号，供给到第1开关元件Q1～第8开关元件Q8的控制端子(栅极端子)。需要说明的是，在第1开关元件Q1及第4开关元件Q4的变为截止与第2开关元件Q2及第3开关元件Q3的变为导通之间设有死区时间td。
相位差ts为第5开关元件Q5及第8开关元件Q8变为截止的时刻与第1开关元件Q1及第4开关元件Q4变为截止的时刻之间的时间。相位差ts与期间T1及期间T3相等。流过第1漏电感L1及绝缘变压器TR1的初级绕组的电流IL被根据相位差ts控制。因此，输出电流Io1及输出功率也被根据相位差ts控制。控制电路15在使输出电流Io1及输出功率下降时进行控制使相位差ts缩小，在使输出电流Io1及输出功率增加时进行控制使相位差ts变大。
控制电路15在输入功率的降压时相位差ts达到预定的下限值的情况下，若即使将相位差ts缩小到下限值，输出电流Io1也未降低到电流指令值，则以导通时间控制模式进行工作。下限值例如比死区时间td的2倍大，为死区时间td的2倍加上余量值的值。
图3是用于说明图1的功率转换装置10的降压时的导通时间控制模式的工作的一个示例的时序图。从直流电源Vdc2向直流电源Vdc1的方向进行功率转换的情况下，在导通时间控制模式下，控制电路15以将相位差ts固定在下限值的状态，进行控制使输电侧的第2电桥电路12的第5开关元件Q5～第8开关元件Q8的导通时间ton缩短。具体地说，控制电路15在降压时相位差ts达到下限值的情况下，从基于相位差ts的功率控制切换到基于导通时间ton的功率控制。对第1开关元件Q1～第4开关元件Q4的控制与相位差控制模式相同。
在期间T2与期间T3之间设有期间Ta。在期间Ta，控制电路15生成用于控制使第1开关元件Q1及第4开关元件Q4导通，使第2开关元件Q2及第3开关元件Q3截止，并使第5开关元件Q5～第8开关元件Q8截止的驱动信号，供给到第1开关元件Q1～第8开关元件Q8的控制端子(栅极端子)。
在期间T4与期间T1之间设有期间Tb。在期间Tb，控制电路15生成用于控制使第1开关元件Q1及第4开关元件Q4截止，使第2开关元件Q2及第3开关元件Q3导通，并使第5开关元件Q5～第8开关元件Q8截止的驱动信号，供给到第1开关元件Q1～第8开关元件Q8的控制端子(栅极端子)。
控制电路15控制第5开关元件Q5～第8开关元件Q8的导通时间ton来控制功率转换装置10的输出功率的量。使导通时间ton缩短，第5开关元件Q5～第8开关元件Q8的开关状态被从实线变更为虚线的情况下，电流IL从实线变为虚线，输出电流Io1及输出功率变小。因此，能够使输出电流Io1及输出功率变得比基于相位差ts的功率控制时的最小值更小。
在图3中截止时间toff表示从第5开关元件Q5及第8开关元件Q8变为截止起至第6开关元件Q6及第7开关元件Q7变为导通的时间，及从第6开关元件Q6及第7开关元件Q7变为截止起至第5开关元件Q5及第8开关元件Q8变为导通的时间。
图4是表示相对于图1的功率转换装置10的降压时的截止时间toff的、输出功率的变化的图。图4表示直流电源Vdc1的电压为107V，直流电源Vdc2的电压为300V，开关频率为20kHz，相位差ts的下限值为2.5μs时的仿真结果。如图4所示那样，随着截止时间toff的增加，即随着导通时间ton从基准时间(约25μs)减少，输出功率(即输出电流Io1)增加后减少。在截止时间为约2.5μs时，输出功率成为最大值。输出功率成为最大值的截止时间toff根据各种条件而变化。
可以认为这样的特性因以下理由而产生。功率转换装置10在第2电桥电路12的第5开关元件Q5～第8开关元件Q8全部处于截止状态的期间Ta、Tb中，除电流IL一旦成为零就被维持为零之外，与相位差ts的期间T1、T3基本相同地工作。在图4的示例中，在截止时间toff为0～约2.5μs的区域中，在第5开关元件Q5和第8开关元件Q8变为截止后且电流IL成为零前，第6开关元件Q6和第7开关元件Q7变为导通。由此，等效于截止时间toff与相位差ts之和为相位差ts。因此，在截止时间为0～约2.5μs的区域，若截止时间toff增加，则等效于相位差ts增加，输出功率增加。
根据这样的图4的特性，在从相位差控制模式切换到导通时间控制模式时使导通时间ton从基准值减少的情况下，由于输出电流Io1暂时增加，故功率控制可能会变得有些不稳定。因此，优选考虑图4的特性地进行控制。控制电路15从基于相位差ts的功率控制时的固定导通时间ton(基准值)的预定比例以下的导通时间ton起，开始基于导通时间ton的功率控制。由此，能够在随着导通时间ton的减少而输出电流Io1减少的区域，开始基于导通时间ton的功率控制。因此，与未进行这样的控制的情况相比，能够抑制切换到基于导通时间ton的功率控制时输出电流Io1的暂时增加，能够使功率控制稳定。
上述比例根据实验或仿真等适当决定，例如可以为2/3。在比例为2/3的情况下，即使各种条件变化，也能更可靠地在随着导通时间ton减少而输出电流Io1减少的区域开始基于导通时间ton的功率控制。
另外，若因电流指令值增加等，在基于导通时间ton的功率控制过程中该导通时间ton达到预定的最大时间的情况下，即即使将导通时间ton增加到最大时间、输出电流Io1也未增加到电流指令值的情况下，控制电路15回到基于相位差ts的功率控制。
即，控制电路15在导通时间ton达到最大时间的情况下返回相位差控制模式，以将输电侧的第2电桥电路12的第5开关元件Q5～第8开关元件Q8的导通时间ton固定为基准时间的状态下，进行控制使相位差ts比下限值大，使得输出电流Io1接近电流指令值。最大时间根据实验或仿真等适当决定，例如可以与基准时间相等，也可以为比输出功率成为最大时的导通时间ton短的时间。由此，能够使输出电流Io1增大到比基于导通时间ton的功率控制时的最大值更大。在最大时间为比输出功率成为最大时的导通时间ton短的时间的情况下，能够使功率控制稳定。
在此，说明比较例的功率转换装置的降压时的工作。在比较例中，导通时间总是为固定且未进行基于导通时间的功率控制，也未设置相位差ts的下限值，这一点与图1的功率转换装置10不同。
图5是用于说明比较例的功率转换装置的降压时的工作的时序图。在比较例中，将相位差ts调整得足够小，在从输入侧向输出侧供电的期间T2和期间T4内随着时间经过，电流IL的绝对值即输出电流Io1也增加。这是由于在降压时输出电压比输入电压低。因此，在降压时难以将输出电流Io1调整得足够小。
另外在比较例中，在期间T1结束时第1开关元件Q1和第4开关元件Q4变为导通，在期间T3结束时第2开关元件Q2及第3开关元件Q3变为导通，但这些为硬开关。因此，因发生开关损耗，功率转换效率恶化。
与此不同，根据本实施方式，在降压时相位差ts达到下限值的情况下，以将相位差固定在下限值的状态，进行控制使输电侧的第5开关元件Q5～第8开关元件Q8的导通时间ton缩短。由此，第5开关元件Q5～第8开关元件Q8处于截止状态的期间，从直流电源Vdc2供给到第2电桥电路12的电流被切断。因此，能够使输出电流Io1缩小得比基于相位差ts的功率控制时的最小值更小。因此，能够改善降压时的输出电流Io1的调整范围。
另外，通过缩短导通时间ton，由于能够在电流IL实质上为零的状态下使输电侧的第5开关元件Q5～第8开关元件Q8变为导通，故能够使它们软开关。因此，能够抑制功率转换效率的恶化。
另外，由于相位差ts的下限值比死区时间td的2倍大，故能够抑制在基于相位差ts的功率控制中发生硬开关，并使第1开关元件Q1～第8开关元件Q8软开关。因此，能够抑制功率转换效率的恶化。
进而，与比较例相比，仅变更控制电路15的控制就能够实现功率转换装置10，故不需要追加的开关元件或追加的二极管，能够抑制成本增加。
以上，基于实施方式说明了本发明。本领域技术人员应当理解，该实施方式仅为示例，其各构成要素或各处理流程的组合可以有各种变形例，另外这些变形例也在本发明的范围内。
若将上述的针对第1电桥电路11的第1开关元件Q1～第4开关元件Q4的开关控制，与针对第2电桥电路12的第5开关元件Q5～第8开关元件Q8的开关控制相反，则可以进行反方向的DC-DC转换。例如，在降压时从直流电源Vdc1向直流电源Vdc2的方向进行功率转换的情况下，如以下这样控制。控制电路15在降压时相位差ts达到下限值的情况下，即，使相位差ts缩小到下限值时、输出电流Io2也未降低到电流指令值的情况下，以导通时间控制模式工作。在导通时间控制模式下，控制电路15以将相位差ts固定在下限值的状态，进行控制使输电侧的第1电桥电路11的第1开关元件Q1～第4开关元件Q4的导通时间ton缩短。
此外，实施方式也可以通过以下项目来确定。
[项目1]
一种功率转换装置(10)，其特征在于，包括：
具有多个开关元件(Q1～Q4)，并向负载(Vdc1)供给输出功率的第1电桥电路(11)，
具有多个开关元件(Q5～Q8)，并接受来自直流电源(Vdc2)的输入功率的第2电桥电路(12)，
被连接于上述第1电桥电路(11)与第2电桥电路(12)之间的绝缘变压器(TR1)，以及
控制上述第1电桥电路(11)的上述多个开关元件(Q1～Q4)和上述第2电桥电路(12)的上述多个开关元件(Q5～Q8)的控制电路(15)；
上述控制电路(15)控制上述第1电桥电路(11)的上述多个开关元件(Q1～Q4)的开关相位与上述第2电桥电路(12)的上述多个开关元件(Q5～Q8)的开关相位的相位差(ts)来进行功率转换，在使上述输出功率降低时进行控制使上述相位差(ts)缩小，
在上述输入功率的降压时上述相位差(ts)达到预定的下限值的情况下，以将上述相位差(ts)固定在上述下限值的状态，进行控制使上述第2电桥电路(12)的上述多个开关元件(Q5～Q8)的导通时间(ton)缩短。
[项目2]
如项目1所述的功率转换装置(10)，其特征在于，
上述控制电路(15)在上述输入功率的降压时上述相位差(ts)达到上述下限值的情况下，从基于上述相位差(ts)的功率控制切换到基于上述导通时间(ton)的功率控制。
[项目3]
如项目2所述的功率转换装置(10)，其特征在于，
上述控制电路(15)从基于上述相位差(ts)的功率控制时的固定导通时间(ton)的预定比例以下的导通时间(ton)起，开始基于上述导通时间(ton)的功率控制。
[项目4]
如项目3所述的功率转换装置(10)，其特征在于，
上述比例为2/3。
[项目5]
如项目2至4的任意一项所述的功率转换装置(10)，其特征在于，
上述控制电路(15)在基于上述导通时间(ton)的功率控制中若该导通时间(ton)达到预定的最大时间，则返回上述基于相位差(ts)的功率控制。
[项目6]
如项目1至5的任意一项所述的功率转换装置(10)，其特征在于，
上述控制电路(15)设有死区时间(td)来使上述第1电桥电路(11)的上述多个开关元件(Q1～Q4)开关；
上述下限值比上述死区时间(td)的2倍大。
[附图标记说明]
Vdc1、Vdc2…直流电源，TR1…绝缘变压器，Q1…第1开关元件，Q2…第2开关元件，Q3…第3开关元件，Q4…第4开关元件，Q5…第5开关元件，Q6…第6开关元件，Q7…第7开关元件，Q8…第8开关元件，10…功率转换装置，11…第1电桥电路，12…第2电桥电路，15…控制电路。
[工业可利用性]
本发明能够适用于将直流功率转换为所希望的直流功率的功率转换装置。

Claims (10)

1.一种功率转换装置，其特征在于，包括：
第1电桥电路，其具有多个开关元件，并向负载供给输出功率，
第2电桥电路，其具有多个开关元件，并接收来自直流电源的输入功率，
绝缘变压器，其被连接在上述第1电桥电路与上述第2电桥电路之间，以及
控制电路，其控制上述第1电桥电路的上述多个开关元件和上述第2电桥电路的上述多个开关元件；
上述控制电路控制上述第1电桥电路的上述多个开关元件的开关相位与上述第2电桥电路的上述多个开关元件的开关相位的相位差来进行功率转换，并在使上述输出功率降低时进行控制使上述相位差缩小；
在降压时上述相位差达到预定的下限值的情况下，以将上述相位差固定在上述下限值的状态进行控制使上述第2电桥电路的上述多个开关元件的导通时间缩短。
2.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于：
上述控制电路在降压时上述相位差达到上述下限值的情况下，从基于上述相位差的功率控制切换到基于上述导通时间的功率控制。
3.如权利要求2所述的功率转换装置，其特征在于：
上述控制电路从基于上述相位差的功率控制时的固定导通时间的预定比例以下的导通时间起，开始基于上述导通时间的功率控制。
4.如权利要求3所述的功率转换装置，其特征在于，
上述比例为2/3。
5.如权利要求2至4的任意一项所述的功率转换装置，其特征在于，
上述控制电路在上述基于导通时间的功率控制过程中、当该导通时间达到预定的最大时间的情况下，返回上述基于相位差的功率控制。
6.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，
上述控制电路设有死区时间来使上述第1电桥电路的上述多个开关元件开关；
上述下限值比上述死区时间的2倍大。
7.如权利要求2所述的功率转换装置，其特征在于，
上述控制电路设有死区时间来使上述第1电桥电路的上述多个开关元件开关；
上述下限值比上述死区时间的2倍大。
8.如权利要求3所述的功率转换装置，其特征在于，
上述控制电路设有死区时间来使上述第1电桥电路的上述多个开关元件开关；
上述下限值比上述死区时间的2倍大。
9.如权利要求4所述的功率转换装置，其特征在于，
上述控制电路设有死区时间来使上述第1电桥电路的上述多个开关元件开关；
上述下限值比上述死区时间的2倍大。
10.如权利要求5所述的功率转换装置，其特征在于，
上述控制电路设有死区时间来使上述第1电桥电路的上述多个开关元件开关；
上述下限值比上述死区时间的2倍大。
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