CN108604858A - 用于电力电子系统和dc电网中的dc电压链路的即插即用纹波平息器 - Google Patents

用于电力电子系统和dc电网中的dc电压链路的即插即用纹波平息器 Download PDF

Info

Publication number
CN108604858A
CN108604858A CN201580085552.XA CN201580085552A CN108604858A CN 108604858 A CN108604858 A CN 108604858A CN 201580085552 A CN201580085552 A CN 201580085552A CN 108604858 A CN108604858 A CN 108604858A
Authority
CN
China
Prior art keywords
power
ripple
voltage
power converter
links
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN201580085552.XA
Other languages
English (en)
Inventor
李思南
李廷亮
陈秀聪
许树源
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
University of Hong Kong HKU
Original Assignee
University of Hong Kong HKU
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by University of Hong Kong HKU filed Critical University of Hong Kong HKU
Publication of CN108604858A publication Critical patent/CN108604858A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
    • H02M1/15—Arrangements for reducing ripples from dc input or output using active elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J1/00—Circuit arrangements for dc mains or dc distribution networks
    • H02J1/001—Hot plugging or unplugging of load or power modules to or from power distribution networks
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J1/00—Circuit arrangements for dc mains or dc distribution networks
    • H02J1/02—Arrangements for reducing harmonics or ripples
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/4826—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode operating from a resonant DC source, i.e. the DC input voltage varies periodically, e.g. resonant DC-link inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K7/00—Modulating pulses with a continuously-variable modulating signal
    • H03K7/08—Duration or width modulation ; Duty cycle modulation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

在许多电力电子系统中，存在用于促进不同源对其负载的功率处理的中间DC链路级。被称作即插即用纹波平息器（RP）的设备直接地插入到DC链路中，并且主动地移除不期望的DC链路纹波，由此消除对用于使系统稳定的电解电容器的依赖并且移除纹波。重要的是，该设备的使用对于其主机系统的操作是非侵入性的，并且不要求对现有硬件的修改。它适用于DC公用设施/系统的保护，并且还可以用作功率转换器设备中的纹波消除E‑Cap的直接替换。

Description

用于电力电子系统和DC电网中的DC电压链路的即插即用纹波 平息器
技术领域
本发明涉及使用设备实现DC公用设施（utility）和系统的纹波缓解和稳定化，所述设备完全独立于连接到DC链路基础设施的现有电力电子装备和电气器械的操作。
背景技术
近年来，随着新兴的分布式可再生发电，诸如光伏发电，已经对dc电网重新燃起兴趣。设想，传统AC电网和新兴的dc电网的混合将变成将来的新电网形式。对于由AC电源提供的DC电网，必须将AC电压整流成DC电压。在该过程中，在两倍市电（mains）频率（例如对于50Hz市电，100Hz）下的电压可能作为纹波存在于dc电压链路中，除非使用非常大的电容器来提供AC电源与DC电压链路的负载之间的能量缓冲。像AC电力系统，DC电力系统具有电压调节要求。而且，dc链路电压出于各种原因而经受扰动，所述各种原因诸如大负载的突然改变和功率供应与需求之间的功率失配。
对于要求AC/DC和DC/AC转换的大多数电力电子应用，以及要求DC/DC转换的一些电力电子应用，存在中间DC链路接口以促进功率转换，如图1中所图示的。这些应用一般应用在两个级别处：（1）公用设施（器械）级别，（例如照明系统、电动车辆（EV）电池充电和电机驱动）以及（2）发电级别（例如风力涡轮机和光伏微电网电力系统）。对于两个应用级别，关键的是保证一个或若干个DC设备或下游转换器连接到的DC链路的稳定且可靠的操作。
DC链路电压的大变化将引起其级联转换器的效率和性能降级，并且将显著地增加系统的电压应力。参见L. Gu等人的“Means of eliminating electrolytic capacitor inAC/DC power supplies for LED lightings”，IEEE Trans. Power Electron.，第24卷，第5期，页码1399-1408（2009年5月）。它还可能导致其它不合期望的问题。例如，LED应用中的DC链路的变化可以导致光闪烁，其对于人类健康是有害的。参见例如B. Lehman等人的“Proposing measures of flicker in the low frequencies for lightingapplications”，IEEE Energy Conversion Congress and Exposition，(2011年)，页码2865-2872，以及A. Wilkins等人的“LED lighting flicker and potential healthconcerns: IEEE standard PAR1789 update”，IEEE Energy Conversion Congress and Exposition，（2010年），页码171-178。在电动车辆（EV）电池充电应用中，纹波功率可以使电池变热，由此减少其寿命。T. Shimizu和T. Fujita等人的“A unity power factor PWMrectifier with DC ripple compensation”，IEEE Trans. Ind. Electron.，第44卷，第4期，页码447-455（1997年），以及T. Shimizu和Y. Jin等人的“DC ripple currentreduction on a single-phase PWM voltage-source rectifier”，IEEE Trans. Ind. Appl.，第36卷，第5期，页码1419-1429（2000年）。在光伏（“PV”）应用中，该变化可以减小PV面板的功率效率，如在P. T. Krein等人的“Minimum energy and capacitancerequirements for single-phase inverters and rectifiers using a ripple port”，IEEE Trans. Power Electron.，第27卷，第11期，页码4690-4698（2012年11月）中公开的。还参见S. H. Lee等人的“Mitigation of low frequency AC ripple in single-phasephotovoltaic power conditioning systems”，J. power Electron.，第10卷，第3期，页码328-333（2010年）。
DC链路的电压变化可以是稳态振荡或者瞬时扰动。本质上，这些变化由注入到DC链路中的总输入功率与从DC链路提取的总输出功率之间的瞬时功率差异而引起。DC链路中的稳态振荡的主要贡献者是单相AC/DC或DC/AC系统，其固有地拥有在稳态下其AC输入和DC输出之间的双线频率（100Hz或120Hz）功率差异。S. Wang等人的“A flicker-freeelectrolytic capacitor-less AC-DC LED driver”，IEEE Trans. Power Electron.，第27卷，第11期，页码4540-4548（2012年11月）；G. R. Zhu等人的“Mitigation of low-frequency current ripple in fuel-cell inverter systems through waveformcontrol”，IEEE Trans. Power Electron.，第28卷，第2期，页码779-792（2013年2月）；M.Su等人的“An active power-decoupling method for single-phase AC-DCconverters”，IEEE Trans. Ind. Informatics，第10卷，第1期，页码461-468（2014年2月）；以及H. Li等人的“Active power decoupling for high-power single-phase PWMrectifiers”，IEEE Trans. Power Electron.，第28卷，第3期，页码1308-1319（2013年3月）。DC链路变化的其它贡献者包括AC侧谐波、负载瞬变现象等的存在。
改进DC链路电压的稳定性的最简单且最方便的方法是将一个或多个并联电容器C插入到DC链路接口，如图1中所示。电容器通常是电解或E-Cap电容器，由于其高能量密度（节省空间）和成本效益本性。然而，其相对短的寿命对总体系统的寿命和可靠性提出关键挑战。随着在电力、航空航天、汽车和一般照明系统中需要的越来越严格的可靠性要求，要求在不使用E-Cap的情况下使DC链路稳定的更可靠的方法。特别地，跨电解电容器的大电压纹波导致大的电容器电流纹波并且因此导致内部电阻损耗和电解电容器内部的温度上升。
最近，已经提出了牵涉使用小的长寿命电容器（例如薄膜电容器）来使这样的系统的DC链路电压稳定的各种解决方案。一个这样的解决方案是通过操纵电力电子器件的输入和/或输出操作波形来有意地减少瞬时输入与输出功率差异。参见L. Gu等人的文章、G.RZhu等人的文章、B. Wang等人的“A method of reducing the peak-to-average ratio ofLED current for electrolytic capacitor-less AC-DC drivers”，IEEE Trans. Power Electron.，第25卷，第3期，页码592-601（2010年3月）；X. Ruan等人的“Optimum injectedcurrent harmonics to minimize peak-to-average ratio of LED current forelectrolytic capacitor-less AC-DC drivers”，IEEE Trans. Power Electron.，第26卷，第7期，页码1820-1825（2011年7月）；Feng Gao等人的“Indirect DC-link voltagecontrol of two-stage single-phase PV inverter”，IEEE Energy Conversion Congress and Exposition（2009年），页码1166-1172，以及Y.M. Chen等人的“DC-linkcapacitor selections for the single-phase grid-connected PV system”，2009 International Conference on Power Electronics and Drive System (PEDS)（2009年），页码72-77。
基于该解决方案的方法是有成本效益的，仅要求对控制的改变，而没有对现有硬件的修改。然而，它们以牺牲系统在具有高功率因数（PF）和好的总谐波失真（THD）、好的电压调节和高效率方面的性能为代价而实现。参见L. Gu等人、B. Wang等人、X. Ruan等人、Feng Gao等人、Y.M Chan等人以及G.-R. Zhu等人的文章。因此，该解决方案仅适宜于具有较不严格的调节要求的应用。
另一解决方案是合并具有解耦合电力电子器件的输入与输出功率差异的控制的附加电路，作为分离的纹波功率组件。这些电路充当不要求E-cap的分离能量存储组件。基于该解决方案的方法被视为以“有源滤波器”为基础。除了小功率效率损耗之外，这些方法通常引起系统性能的少许降级。参见T. Shimizu等人的文章；P.T. Krein等人的文章；A.C. Kyritsis等人的“A novel parallel active filter for current pulsationsmoothing on single stage grid-connected AC-PV modules”，European Conf. on Power Elect. and Appl.，(2007年)，页码1-10；W. Chen等人的“Elimination of anelectrolytic capacitor in AC/DC Light-Emitting Diode (LED) driver with highinput power factor and constant output current”，IEEE Trans. Power Electron.，第27卷，第3期，页码1598-1607（2012年3月）；W. Qi等人的“A novel active powerdecoupling single-phase PWM rectifier topology”，IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition，(2014年)，页码89-95；Y. Tang等人的“Decoupling of fluctuating power in single-phase systems through asymmetrical half-bridge circuit”，IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition，(2014年)，页码96-102；以及R. Wang等人的“A high power density single-phase PWM rectifier with active ripple energy storage”，IEEE Trans. Power Electron.，第26卷，第5期，页码1430-1443（2011年5月）。这些能量存储设备具有相对较长的寿命。因此，可以消除E-Cap，并且可以增强总体系统可靠性。
然而，合并附加电路的需要要求预先存在的装置中的现有电力电子硬件必须经历修改和重新设计。这显著增加总体系统在制造商端和消费者端二者处的成本。对于发电级别的应用，一般禁止在线的硬件修改。
发明内容
本发明与可以应用于电力电子系统、dc电网或者分布式dc电力系统的dc电压链路以提供多个功能的方法和系统相关，所述多个功能诸如电压纹波减少和有源电力滤波。设备可以或者（i）被具体地设计用于提供特殊功能，诸如有源电力滤波和阻抗仿真（emulation），或者（ii）是可以被编程成执行所要求的功能的一般可编程设备。
在特定实施例中，针对的是牵涉用于DC公用设施和系统的简单且低成本的纹波缓解设备的替代概念。目的是使用一种设备来实现DC公用设施和系统的纹波缓解和稳定化，所述设备完全独立于连接到DC链路基础设施的现有电力电子装备和电气器械的操作。为了操作，它仅需要检测DC链路电压。因此，利用该解决方案，不要求对现有硬件的修改。替代地，方法牵涉可以被称为“即插即用纹波平息器（pacifier）（RP）”的设备（如图2中所示）。该RP设备可以被直接插入到DC链路接口中，使得它将独立地工作以移除由AC/DC或者DC/AC功率转换引起的DC链路上的稳态纹波功率振荡。重要的是，当提供稳定的DC链路操作时，RP不会干扰并且对系统上的所有其它电力电子装备和电气器械的操作而言是非侵入性的。
可以使用在图3中示出的三端口模型来描述具有功率解耦合功能的AC/DC或者DC/AC系统（本文中简单地称为AC/DC系统），其中存在AC端口、DC端口和纹波端口。参见Krein等人的“Minimum energy and capacitance requirements for single-phase invertersand rectifiers using a ripple port”，IEEE Trans. Power Electron.，第27卷，第11期，页码4690-4698（2012年11月），其被通过引用整体地合并于本文中。能量存储组件连接到的纹波端口行动以吸收在DC端口上呈现的所有必要的纹波功率。它可以以众多方式链接到AC/DC系统，诸如链接到AC端口[参见G.-R. Zhu等人的文章，其被通过引用整体地合并于本文中]、DC端口[A.C. Kyritsis等人和Y. Tang等人的文章，其被通过引用整体地合并于本文中]、逆变器臂[M. Su等人和H. Li等人，其被整体地合并于本文中]或者高频AC链路[T. Shimizu等人和P. T. Krein等人，其被通过引用整体地合并于本文中]。
包含在E-Cap中的液化化学制品由于热量和利用而随时间逐渐蒸发。这导致有效电容中的减小并且因此导致DC端口处的低频电压纹波中的增加。使用RP来吸收由于E-Cap的降级所致的现有纹波功率将从线路消除该低频电压纹波，并且由此保护DC公用设施的正常运转。通过确保更加稳定的DC链路，连接到DC链路的电力电子器件的所有组件（即，功率半导体、磁性元件、E-Cap）的结点温度将减小，由此改进总体系统的可靠性。例如，在RP吸收纹波功率的情况下，在E-Cap中存在低频电流的最小流动，这意味着减少的利用和加热并且因此意味着其寿命的延长。
作为有源电力滤波器或纹波平息器，本发明的另一个优点在于，在可编程设备中使用的实际阻抗可能比所仿真的阻抗小得多，使得使用非电解电容器成为可能。所提出的即插即用设备的应用至少包括但不限于电压纹波平息器和有源电力滤波器。
另外，如果使RP充分紧凑，例如类似于E-Cap的大小，则RP可以被用作以有源电子 电容器的形式的分立组件。因此，除了应用于DC链路系统之外，RP还可以用于直接地替换电力供应和装备中的短寿命E-Cap。在该点上，RP可以被模块化且以并串联配置来布置，这可以有益于高功率或分布式电力系统应用，其中可以容易地执行故障单元的“热调换”而不中断系统的正常运转。RP的控制和硬件二者是简单且低成本的。
重要的是要注意，RP可以被进一步增强成包括减轻DC链路上的瞬时扰动的附加特征。这对于牵涉源或负载的快速动态功率改变的应用是有用的。
本发明的设备具有以下优点：
A. 相比于大多数现有的现有技术系统，它不要求被安装到现有DC系统中用于测量系统状态的附加传感器。仅要求DC链路电压/电流信息。
B. 所提出的方法的使用将仅调节DC链路电压中的纹波（高频）内容（content），并且将不会影响DC链路电压的平均DC值。
C. 它将不会为现有DC系统引起不稳定问题。
附图说明
前述以及本发明的其它目的和优点将在结合以下详细描述和附图进行考虑时变得更加显而易见，在附图中相同的名称在各种视图中表示相同的元件并且其中：
图1是用于具有DC链路的电力电子系统的典型功率级基础设施的框图；
图2是其中安装有根据本发明的多个即插即用纹波电力设备的现有DC链路（DC公用设施和系统）的概观；
图3示出了AC/DC系统的三端口模型；
图4图示了具有不同的纹波端口配置的各种电路图，即，图4（a）是AC端口，图4（b）是DC端口，图4（c）是逆变器臂，并且图4（d）是高频ac链路；
图5（a）是示出了以有源滤波器的形式的纹波平息器的简化DC系统的框图，并且图5（b）是实际升压PFC整流器的电路模型；
图6示出了针对k的不同值的C s 的波形，其中图6（a）是电压波形并且图6（b）是电流波形；
图7示出了具有逆变器类型RP的Cs的电压波形，其中图6（a）针对k=1，并且图7（b）针对k=1.25；
图8是电压利用率ηV和能量利用率ηE之间的关系的绘图；
图9是包括连接到DC链路的升压PFC整流器和RP的系统的示意图；
图10（a）是具有作为RP的双向降压转换器的AC/DC系统的电路配置的框图，并且图10（b）是图10（a）的布置的电路示意图；
图11是RP在被作为降压转换器控制时的控制块；
图12是升压PFC整流器的典型控制框图；
图13是当RP作为升压转换器操作时AC/DC系统的电路配置；
图14是RP在被作为升压转换器控制时的控制块；
图15是在考虑AC/DC输入源的情况下RP的等同状态空间平均电路模型；
图16是在考虑AC/DC输入源的情况下RP的小信号模型；
图17是所提出的针对RP的基于DC电压的控制的控制框图，示出了如何仿真阻抗Z e ；
图18是所提出的RP的控制块，用于在图18（a）中仿真电容器K Co并且在图18（b）中仿真一般阻抗1/(s Ge(s) Co)；
图19是当Ge(s)是比例增益K（低通滤波器的效应被忽略）时在频域中的C o 和C emulated 的电容的图；
图20是针对以下场景所仿真的电容器的电导（在频域中）的图：（a）在没有考虑低通滤波器的情况下基于理想模型的计算结果，（b）在考虑到低通滤波器的情况下基于实际模型的计算结果，以及（c）在考虑到低通滤波器的情况下基于实际模型的模拟结果；
图21示出了针对图10（b）的电路的DC链路电压、扰动电流和能量存储电容器的电压的稳态操作波形的模拟结果的图；
图22示出了针对以下情况的DC链路电压的稳态操作波形和FFT结果的实验结果的图：没有RP的图22（a）、22（b）；具有使用100Hz谐振频率的PR控制器的RP的图22（c）、22（d）；以及具有使用100Hz、200Hz和300Hz谐振频率的多PR控制器的RP的图22（e）、22（f）；
图23（a）和23（b）是在没有RP（左边）和具有RP（右边）的情况下从全负载到20%负载的系统的瞬时电压波形；
图24（a）和24（b）是在没有RP（左边）和具有RP（右边）的情况下从20%负载到全负载的系统的瞬时电压波形；
图25示出了针对不同输出功率由RP消耗的相对功率以及在使用以及不使用RP的情况下AC/DC系统的功率效率的比较；
图26是在没有RP（图26（a））和具有RP（图26（b））的情况下升压PFC电路板的热图像和热点温度（以℃为单位）；以及
图27是在使用以及不使用RP的情况下的AC/DC系统的功率因数相对输出功率的绘图。
具体实施方式
如图3中所示，在纹波端口处，存在仅吸收DC电压纹波的能量存储设备。因此，靠近纹波端口的E-Cap变成可选的。此外，本发明与DC链路接口处的DC公用设施并联连接，因此它可以在没有任何修改的情况下插入到系统中（即插即用）。
因此，对于AC/DC系统，本发明可以消除E-Cap的使用以改进总体系统稳定性。对于具有预先安装的E-Cap的现有系统而言，它还可以充当减缓E-Cap的降级的保护装置。对于集成系统，本发明可以直接地替换短寿命的E-Cap以改进应用的寿命。
图4示出了与每个种类的纹波端口配置相关的电路的各种说明性示例。在每个配置中，以虚线示出了用于执行纹波平息功能的电路。输入侧表示ac端口，并且还标记了DC端口，如图3中所示。在电路中提供开关以在正确的时间将本发明的能量存储设备连接到DC端口，以消除纹波。清楚地，具有与DC端口并联的纹波端口的配置（参见图4（b））具有以下优点：纹波端口可以容易地附连到系统和从系统分离，而不中断现有AC或DC公用设施的功能操作。这提供了获得即插即用RP功能性的可能性。然而，应当注意，并非图4中的所有配置都适于“即插即用”应用。为了有“即插即用”应用的资格，设备应当（i）具有仅用于dc电压链路的两个端子，以及（ii）仅要求DC链路电压作为输入变量用于其控制。根据本发明，对于分流可编程设备，用于控制的所有必要的变量或参考（诸如i f 的参考）应当能够从v DC 的信息导出。不应当存在实现用于测量其它变量的任何其它传感器的任何需要，所述其它变量诸如输入AC电压（v ac ）、输入AC电流（i ac ）、来自DC电压源的供应电流（i s ）以及负载电流（i o ）。因此，真正的“即插即用”设备应当是对现有主机系统而言是非侵入式的。如果分流设备被设计或者编程为有源滤波器，则它可以作为独立设备来操作以移除DC总线电压纹波。类似地，对于串联设备，控制示意图应当仅要求串联电流（i o ）的信息。
使用图4（b）作为示例，AC源和有开关跨它们的四个二极管形成全波整流器10以生成要施加到DC端口的DC电压。虚线内的开关11将电感器12和电容器13选择性地连接到DC线路以移除纹波。E-cap被另外示出成跨DC端口。图4的其它示意图中示出了替代的配置。
根据本发明，纹波平息器（RP）跨DC电网连接，并且它主动地改变它的阻抗以吸收纹波。图5（a）示出了简单的框图，与这样的布置的图4的示意图相对。在图5（a）中，示出了简化的DC系统，其包括AC/DC转换器10（例如整流器或逆变器）、DC源/负载15以及本发明的有源滤波器（开关17）和能量存储设备19。“分流”有源滤波器17经由公共耦合点（PCC）与系统的DC总线耦合，并且可以通过向DC总线中引入电流i f 而主动地移除DC总线上的任何非期望的扰动。利用这样的配置，有源滤波器具有实现即插即用功能性的可能性。
为了更好地理解本发明，使用常规升压PFC整流器（参见图5（b））作为示例来导出存在于单相AC/DC系统中的双线频率纹波功率的数学描述。这里，电路包括前端二极管桥（D1-D4）、升压PFC转换器（Lb、Sb和Do）以及与DC负载Ro并联的电容器Co。串联电阻rb和rd被合并在电路模型中以分别反映电感器和二极管的传导损耗。
假设整流器的输入具有单位功率因数，使得AC侧电压和电流为
其中v ac 和i ac 是瞬时线路电压和电流，并且V s 和I s 分别是其振幅。流过L b 的电流是AC输入电流的经整流形式。因此，电感器的瞬时存储功率是
其中E L 是存储在电感器中的瞬时能量。
整流器的总传导损耗可以表达为
考虑等式（3）和（4），递送至DC端口的瞬时功率p AC 被给出为
等式（5）清楚地示出了P AC 包含两个分量：恒定DC分量P DC 和双线频率分量P 2ω 。这里，P DC 应当等于DC负载要求的实际功率，而P 2ω 是AC输入和DC输出之间的瞬时功率差异，其等同于纹波功率p r ，即，
从等式（6）可以看出，pr由线路电压和电流引入，并且是Lb、rb和rd的函数。纹波功率pr将穿过滤波电容器Co并且将生成跨它的双线频率电压纹波。较小的电容器可以导致跨DC负载设备的显著高的电压纹波，这通常是不期望的。
为了防止低频电压纹波出现在DC负载设备的输入处，Pr可以在外部从电路解耦合，其然后被存储到分离的电感或电容存储设备中。能量存储的电感手段通常由于其低功率密度和高功率损耗而被避免。因此，仅阐述了能量存储设备的电容手段。
在不损失一般性的情况下，可以将在等式（6）中阐述的Pr表达为
其中P R 和分别是Pr的振幅和相位。假定存储设备的电容器C s 的电压为v CS ，其电容器电流i CS 将为
由于C s 中的功率必须瞬时地等于纹波功率，等式（9）必须被满足。
对等式（9）进行积分以求解v CS 给出
其中k是确定电容器电压波形的形状的积分常数。
应当强调，取决于C s 连接到的RP的电路拓扑，等式（10）中的v CS 的极性可以为正、负或二者。DC/DC类型RP正常地提供具有单极性电压波形的C s ，而逆变器类型可以提供双极性操作。如果v CS 的操作波形为正，则
并且相关联的电容器电流i cs 将被给出为
为了帮助可视化C s 的操作波形，图6示出了基于等式（11）和（12）的电压和电流的绘图，其中假设100W的纹波功率P R 和10μF的 C s ，其中k=1，1.25，2和5。从图6可以获得以下观察结果：
（a）v CS 的DC（平均）值随着k增加而增加。
（b）v CS 的电压波动随着k增加而减小。
（c）当k=1时，v CS 的形状具有经整流的正弦形状；随着k增加，波形变得更加正弦。
替代地，等式（11）可以被重新布置成
或者
根据等式（13），当k=1时，v cs 可以简化为
其清楚地以经整流的正弦的形式，并且与在图6中绘出的那个一致。在另一方面，当k>>1时，等式（14）中的cos2 (2ωt+φ)项可以被忽略。因此，可以通过具有DC偏移的双线频率分量来近似V cs ，如等式（16）中所示。
从等式（16）清楚的是，V CS 中的DC分量与参数k成比例，而双线频率内容（即，电压纹波）的振幅与k成反比。
在其中RP具有逆变器类型的情况下，其V CS具有双极性，V CS的波形可以更多种多样得多。通过将图6中的V CS波形的任何部分镜像成负，可以导出AC波形v cs 。图7示出了可以如何获得针对k=1和1.25的V cs 的AC波形的两个示例。特别地，当k=1时，
其是具有线路频率的纯正弦波形。
所导出的电压波形全部在理论上有效，但是一些可能不适于实际实现。例如，在等式（15）中示出的经整流的正弦波形在一些周期性点处具有严重电压变化和突然改变，暗示着丰富的谐波内容。这些种类的波形对于利用RP的实现是有挑战的。相比之下，等式（16）和（17）中的波形仅包含单个低频内容，其追踪起来容易得多。
从等式（11）可以将V CS 的最大和最小电压导出为
并且存储在存储电容器C s 中的相应能量是
被定义为能量波动与最大存储能量的比的能量利用率η E 可以表达为
通过将等式（20）和（21）带入到等式（22）中，可以依据k将η E 表达为
等式（23）示出了ηE与k成反比。
以类似的方式，被定义为电压变化与平均DC电压V CS_avg 的比的电容器电压利用率ηV（或纹波因数）可以导出为在等式（24）和（25）中给出的那个。
因此，通过组合等式（23）和（25）以及消除k以给出等式（26）而使ηV和ηE相关是可能的，等式（26）如图8中所示的那样绘出。
应当注意，ηV和ηE的最大值分别为200%和100%。
等式（26）对于通过使用仅电压纹波信息来评估能量存储组件的利用而言是有用的。例如，在常规升压PFC整流器中，在DC链路上的1%电压纹波（ηV=1%）的情况下，能量利用率仅仅是1.98%。这意味着存储在电容器中的能量的其余98%是冗余的。另一方面，对于所提出的RP，在Ccs上允许大得多的电压变化（例如ηV=140%）的情况下，所得利用率ηE多于96%。清楚地，RP的有源能量存储方法提供了在能量使用方面的显著改进。
可以依照已经在图6（针对DC操作）和图7（针对AC操作）中导出的电容器波形将RP的拓扑选择为DC/DC转换器或者DC/AC逆变器。作为说明性示例，仅考虑DC/DC类型转换器。这些转换器可能或者可能不具有电流隔离。诸如开关电容器（SC）转换器之类的转换器也是可能的候选者。参见M. Chen文章，其被通过引用整体地合并于本文中。一般地，在确定针对RP的电路拓扑时的三个规则为：
（d）能量利用率η E 应当大。
（e）能量存储电容器的大小和成本应当小。
（f）应当避免组件上的高电压应力。
根据图8，较高的η V （C s 上的较大电压摆动）的允许导致较高的η E 。然而，高的η E 不一定保证非常小的电容。通过组合等式（19）、（20）、（25）和（26），可以将C s 导出为
从等式（27）可以理解，为了最小化能量存储电容，ηV和VCS_avg （即，Cs的平均电压）二者应当都大。
对于具有高DC端口电压V DC 的AC/DC系统，诸如在具有400 V DC链路输出的典型升压PFC整流器中的DC端口电压，可以使用降压或降压-升压转换器。两个转换器可以实现100%能量利用率，由于可以将Cs的电压完全放电到零。然而，降压转换器中的VCS_avg被V DC 限制，而它在降压-升压转换器中可以高得多。因此，可以以较高电压应力为代价在降压-升压转换器中实现较小的电容。然而，如果使用升压转换器，Cs仅可以被放电到V DC 。因此，Cs包含不能利用的显著量的冗余能量。而且，电压应力将非常高，这是不可接受的。这些特性显然违反转换器选择规则。
对于具有低V DC 的AC/DC系统（例如其中一个或若干个低电压PV单元连接到逆变器的微逆变器系统），可以选择降压-升压或者升压转换器。这里，由于低V DC ，冗余能量和电压应力二者对于升压转换器可以是低的。不选择降压转换器，是由于v CS 的上限被低V DC 所限制，导致低V CS_avg 值。在降压RP的情况下将不得不应用大电容器，这是不合期望的。
出于理解本发明的目的，考虑了具有400V的高DC链路电压的系统。因此，将双向降压转换器选择为RP。图9示出了升压PFC整流器和RP连接到DC链路的电路布置。
为了使RP有效地操作，必须控制有源滤波器。一般地，存在四个控制有源滤波器的方法：
（1）直接地控制分流有源滤波器的输出电流i f 以使得i s -i f = I DC ，其中I DC 是恒定DC电流。因此，可以将i f 控制成等于i s 中的纹波内容，如图2中所图示的；
（2）直接地控制能量存储设备中的瞬时功率以使得由AC/DC转换器生成的纹波功率得以补偿。通常，通过调节能量存储设备的电压/电流来实现瞬时功率的控制。该方法与第一个等同；然而，间接地控制输出电流i f ；
（3）基于i s 中的纹波电流内容直接地计算占空比。该方法是前馈控制；以及
（4）通过反馈控制直接地调节瞬时DC电压。这是基于DC电压的控制。
控制设计对于RP的即插即用操作的实现是关键的。首先，控制器必须是基于DC端口的；意味着可用于执行控制的唯一信息是DC输出电压V DC 。当前，用于控制有源滤波器的许多现有方法是基于电路模型的（例如通过使用等式（6）），其要求AC侧信息（诸如电流和电压）和系统参数的知识。这些方法要求向现有主机系统中安装额外的传感器并且对于其操作而言是侵入性的。这使得它们对于RP实现是不适当的。此外，它们通常是复杂且不准确的。参见M. Su等人、H. Li等人、Y. Tang等人的文章以及P. T. Krein和R. S. Balog的“Cost-effective hundred-year life for single-phase inverters and rectifiersin solar and LED lighting applications based on minimum capacitancerequirements and a ripple power port”，IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition，(2009年)，页码620-625。
由于DC端口上的纹波电压由纹波功率p r 引起，纹波电压单独地包含用来预测纹波功率的充足信息。对于本发明，提出了基于纹波电压的控制器。它仅利用AC/DC系统的DC端口上的纹波电压信息来估计能量存储电容器的电压波形V CS 。不需要来自AC侧的信息，其也不要求准确的系统参数的知识。
假设针对DC链路电压V DC和能量存储电容器V CS 二者采用大的k。根据等式（16），两个波形可以被近似为包括双线频率纹波和DC偏移的函数，其中两个函数的纹波同相。在双线频率处具有无穷大增益的理想比例谐振（PR）控制器可以用于确保控制V CS完全地缓解V DC 的双频率纹波。这样的控制器的示例如下中示出：D. N. Zmood和D. G. Holmes的“Stationary frame current regulation of PWM inverters with zero steady-stateerror”，IEEE Trans. Power Electron.，第18卷，第3期，页码814-822，2003年5月，其被通过引用整体地合并于本文中。当能量利用率η E 高时，将针对V CS的k设计成低的。在该情况下，V CS的高阶谐波内容增加，并且使用单个PR控制器对V CS的控制将是不准确的。替代地，可以应用针对多个所选频率并且在更宽带宽上具有高增益的多PR控制器。作为示例，参见M. Su等人的文章以及R. Teodorescu等人的“A new control structure for grid-connectedLCL PV inverters with zero steady-state error and selective harmoniccompensation”，IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition，(2004年)，第1卷，页码580-586，其被通过引用整体地合并于本文中。
重复控制器也是替代的解决方案。参见M. Steinbuch的“Repetitive controlfor systems with uncertain period-time”，Automatica，第38卷，第12期，页码2103-2109（2002年12月），其被通过引用整体地合并于本文中。
用于理想的PR、多PR和重复控制器的传递函数分别在等式（28）-（30）中示出。
理想的PR控制器几乎是不实际的。替代地，在实现中通常采用准PR控制器，其更容易通过简单的模拟电路或微处理器来实现。参见H. Li等人和D. N. Zmood等人的文章，其被通过引用整体地合并于本文中。用于准PR控制器的典型传递函数在等式（31）中示出，其中ω c是截止频率，并且ω 1是谐振频率。
准PR控制器的增益低于理想PR控制器的增益，但是它具有更宽的通带。因此，就缓解具有偏移的线频率、过错现实AC电网的系统中的纹波而言，准PR控制器将是更有用的。
操作降压RP以提供双向功率流。当功率在从V DC 到C s 的方向上流动时，可以将它视为降压转换器，或者当功率反向流动时，可以将它视为升压转换器。针对功率流的两个方向单独地检查RP的控制。虽然可能首先看起来控制器对于两个情况不同，但是事实上它们在提到实现时等同。因为在该工作中使用的AC/DC系统模型是一般的，所以做出的结论对于所有可能的AC/DC系统是通用的。
针对从AC/DC系统的DC端口向能量存储电容器Cs流动的功率，RP作为降压转换器进行操作，如图10中所图示的。
图11中图示了RP的可能控制块，图11示出了经高通滤波的DC链路电压由准PR控制器22利用传递函数G C 处理并且生成参考电容器电压V CS *。高通滤波器20移除V DC 的DC内容。为了控制的简单，通过应用于比较器24的载波信号Vm对V CS *进行直接脉冲宽度调制，所述比较器24还接收V cs以在没有实际V CS 的感测和闭环反馈的情况下控制降压转换器。本质上，这是前馈控制。这里，由控制器直接控制高侧开关S1，而通过逆变器26使低侧开关S2与S1互补。从DC链路电压到输出占空比d S1 的总体开环传递函数为
其中G hp 是高通滤波器的传递函数，并且V M 是调制器振幅。
图12示出了利用输入电流成形控制的升压PFC整流器的典型控制框图。一般地，PFC控制器的外电压/功率回路的带宽非常小（例如低于几Hz），并且仅调节DC链路的DC电压/功率（V DC 或P DC ）。在稳态下，RP吸收的纹波功率是AC双线频率分量，并且RP不消耗DC功率。如果将RP的输入阻抗定义为Z in ，如图10（a）中所示，则理想的Z in 将为
其中Z in_DC 和Z in_2ω 分别是对应于DC和双线频率电压信号的输入阻抗Z in 。这意味着DC端口上的RP的合并对原始AC/DC系统的平均DC电压控制没有影响。
为了验证，基于在图9中示出的电路配置而执行实验，其中将升压PFC整流器用作AC/DC转换系统。使用两个经隔离的电阻负载R o _ 1 和R o _ 2 来仿真连接在DC链路上的两个不同公用设施。表I中给出了关键电路参数。
表I：用于模拟和实验的关键电路参数
。
根据图22，在RP使用100Hz谐振频率的PR控制器的情况下，DC链路电压纹波从61V（参见图22（a））显著地缓解下至6.3V（参见图22（c））。V DC 的快速傅里叶变换（FFT）分析示出了双线频率纹波的RMS值从14.1V（参见图22（b））减小下至0.304V（参见图22（d））。在高电压利用率的情况下，V DC 仍然包含可察觉的高阶纹波内容，如图22（d）中所指示的。当RP的控制器改变成具有谐振频率100Hz、200Hz和300Hz的多PR控制器时，可以在仅3.3V的纹波（参见图22（e））的情况下进一步改进DC链路电压的性能。这清楚地反映在图22（f）中，图22（f）示出了被有效抑制的高阶纹波。
在使用和不使用RP的情况下进行四组阶梯负载改变实验（从全负载到20%负载，以及从20%负载到全负载）。进行这些实验以检查RP的瞬时和稳态性能。DC链路和能量存储电容器的瞬时电压波形在图23和图24中示出。特别地，图23（a）和23（b）是在每个图中在没有RP（左边）和具有RP（右边）的情况下系统从全负载到20%负载的瞬时电压波形。图24（a）和24（b）是在每个图中在没有RP（左边）和具有RP（右边）的情况下系统从20%负载到全负载的瞬时电压波形。
从结果观察到，对于两个负载改变条件，针对具有和没有RP的两个情况，系统的DC链路电压在其过冲/下冲比和建立时间方面具有类似动态。要注意，在具有RP的情况下，在负载瞬变现象之前和之后在稳态DC链路电压中不存在改变。这展示了所提出的RP关于现有系统的正常运转的非侵入性性质。此外，在具有RP的情况下，甚至在瞬变现象间隔期间也缓解双线频率纹波，这清楚地展现了其在缓解纹波方面的快速动态能力。
还检查由RP消耗的功率。理想地，RP仅吸收纹波能量并且不消耗功率。然而，在实践中，RP设备具有功率损耗并且要求用于其驱动和控制IC的功率供应。尤其，电感器L s 的磁心损耗和铜损耗为低的，由于L s 的电感器电流以两倍线频率缓慢地变化，并且其平均值为零。图25示出了对照AC/DC系统从20W变动到110W的输出功率的由RP消耗的相对功率。最大值5.4%被记录在轻负载下，而该数字在中等负载和全负载下减小到小于2%。
由于由RP消耗的能量来自DC链路，RP对AC/DC系统的效率降级有贡献。然而，总体效率的下降是微小的，由于纹波功率由具有低等效串联电阻（ESR）的薄膜电容器Cs（当与RP一起使用时）而不是由具有高ESR的原始E-Cap Co（没有RP）来处理，如在图25中示出的效率绘图中清楚地图示的。对于整个功率范围，效率中的差异小，尤其在高功率水平处。例如，在Po=110 W处，RP引起1.34%的效率下降。
RP在减小主升压PFC整流器中的组件的操作温度方面有影响。利用RP，减小了流过输出电容器C o 的低频纹波电流，导致预先安装的E-Cap的较低结点温度。这延长了E-Cap的寿命。此外，通过确保恒定且无纹波的DC链路电压，减小了AC/DC功率转换器和所连接的下游转换器的所有电力设备和磁性元件的功率损耗。
图26示出了针对使用和不使用RP二者，在具有25.4℃的环境温度的自由对流之下的三小时操作之后取得的升压PFC整流器的用实验方法捕获的热图像。在图26中，点a是E-Cap Co的塑料盖；点b是E-Cap Co的铝顶盖；点c是输出二极管Do；点d是功率MOSFET Sb；点e是输入二极管桥D1~D4；并且点f是升压电感器Lb的磁心。热图像使用具有0.95的发射速率的NEC-TH5100来捕获。还使用热耦合器和FLUKE数据采集单元来测量相应组件的实际表面温度，并且将其示出在表II中。
表II：在具有和没有RP的情况下所测量的温度
所测量的表面 没有RP(℃) 具有RP (℃) 温度减小(℃)
点a : E-Cap C o 的塑料盖 42.5 35.0 7.5
点b: E-Cap C o 的铝顶盖 42.2 34.1 8.1
点c: 输出二极管D o 50.7 41.4 9.3
点d: 功率MOSFET S b 42.4 33.9 8.5
点e: 输入二极管桥D 1 ~D 4 60.0 52.3 7.7
点f: L b 的磁心 64.7 54.3 10.4
如所预期的，当激活RP时，所有功率设备、磁性元件和E-Cap都具有低得多的温度。所有组件获得多于7.5℃的表面（结点）温度减小。由于组件（尤其是功率半导体和E-cap）的操作寿命高度依赖于结点温度，图26中给出的利用RP可获得的结果就总体系统可靠性中的大改进而论是显著的。例如，在S. K. Maddula和J. C. Balda的“Lifetime ofelectrolytic capacitors in regenerative induction motor drives”，IEEE Power Electronics Specialists Conference，(2005年)，页码153-159；以及S. G. Parler的“Application guide, aluminum electrolytic capacitors”，[在线]，可获得：www.cornell-dubilier.com]中将E-Cap的所预期的操作寿命建模为
其中L是以小时为单位的电容器的所预期的寿命，L B 是在最大允许结点温度T M 下的基本寿命，M V 是用于电压降低额定值的无单位（unit-less）电压倍增器，并且T j 是电容器的结点温度。根据表格II，在使用RP的情况下点b处的表面温度的减小是8.1℃，其通过使用等式（34）而转化成E-Cap寿命的1.75倍提升。由于在实验中采用的E-Cap是已经具有低ESR（参见表I）和相对长寿命的E-Cap，通过RP的寿命的1.75倍提升将对于实现这样的系统的高可靠性而言是显著的。
在图27中，示出了在具有和没有RP的情况下AC/DC系统的功率因数的比较。可以看出，在具有RP的情况下，轻微改进了功率因数。根据S. A. Khajehoddin等人的“DC-busdesign and control for a single-phase grid-connected renewable converter witha small energy storage component”，IEEE Trans. Power Electron.，第28卷，第7期，页码3245-3254（2013年7月），通过扰动AC/DC系统中的电流控制的参考点，DC链路上的双线频率纹波可以向输入电流中引入三次谐波。通过缓解该纹波内容，RP实际上可以改善AC/DC系统的功率因数性能。
根据本发明，提出了一种即插即用纹波平息器（RP）以用于使DC公用设施和系统的DC链路接口稳定，诸如牵涉AC/DC和DC/AC电力电子应用的那些DC链路接口。所提出的RP使用起来简单，具有低成本并且对于其主机AC/DC系统是非侵入性的。它适于DC公用设施/系统的保护，并且还可以用作用于功率转换器中的纹波消除E-Cap的直接替换。在升压PFC整流系统上执行的理论和实验工作证实了所提出的设备的纹波缓解能力。结果示出了利用RP可实现DC链路纹波的显著缓解以及PFC整流器的操作温度的显著减小。
本发明的设备可以是可编程的。这意味着设备的技术功能可以编程有特定功能。然而，应当注意，虽然即插即用设备可以是可编程设备（诸如改变硬件电路中的一些组件的控制功能和值的程序），但是它还可以在没有使用可编程设计的灵活性下特别地设计。
本发明的主要概念是控制即插即用设备，比如如图17中所示的所仿真的阻抗或功能（Ze）。例如，这样的功能可以是电容器或者有源电力滤波器的功能。如果将设备设计为仿真的电容器使得即插即用设备表现得像电压纹波平息器（RP），并且如果Ze被作为分流等效电容器来控制，则在（a）瞬时功率在源和负载之间不均衡、（b）由于来自源和负载的非匹配阻抗而出现不稳定以及（c）由突然负载增加引起的功率下降时的场景中可以很好地稳定dc链路电压V DC ：。
通过控制RP的输入电流i f 遵循满足以下等式的参考电流i f * 来实现这样的可编程阻抗：
其中符号“~”指代小ac信号。因此，和分别是参考滤波器电流和DC链路电压的小扰动。
在图17中示出了一般控制框图。要注意，可以以各种方式实现i f * 从V DC 的导出。在对电容器C e 进行仿真的示例中，以及因此
根据等式（36），可以通过模拟微分器电路获得它。该方法已经在X. Zhang等人的“Adaptive Active Capacitor Converter for Improving Stability of Cascaded DCPower Supply System”，IEEE Trans. Power Electron.，第28卷，第4期，页码1807-1816（2013年4月）中提出，虽然它仅用于使阻抗非匹配的级联系统稳定。然而，使用微分器将导致电子电路中的噪声问题。获得i f * 的更好方法在图18（a）中针对分流即插即用设备示出。它使用与DC总线并联的小阻抗C o ，并且然后将其电流i Co 放大K倍以用于使i L1 遵循。以该方式，预期的i f * 将是
其中假设K>> 1。因此，Z e 将是
等式（38）指示所仿真的阻抗Z e 等同于具有电容KC o 的电容器。例如，如果C o =10μF，并且K= 70，则Z e 在仿真700 μF电容器。虽然C o 应当为设备中的小电容器，但是还应当注意，在图18（a）中使用的其它电容器C s 也比所仿真的电容器C e 小得多。这可以被如下解释。如果功率转换器允许升压操作以使得v c （C s 的电压）比v DC 高得多，并且如果所仿真的C e 存储与具有C e 的电容的物理电容器相同的能量，则C s 和v c 应当满足。因此，对于v c >v DC ，C e >C s 。另一方面，具有严格电压要求的典型DC链路电容器中的能量利用率相当低。例如，它可以基于以下文章来计算：W. Qi等人的“A novel active power decoupling single-phase PWM rectifier topology”，IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition，（2014年) ，页码89-95，在DC链路中具有1%电压纹波的情况下，存储在DC链路电容器中的总能量的仅1.99%对于吸收纹波功率和使DC总线电压稳定是有用的，而所存储的能量的其余98.01%是冗余的。如果将能量利用率定义为纹波能量与存储在电容器中的最大能量的比，则C s 的最小要求因此应当满足。当对具有低的物理DC电容器进行仿真时，即使v c 低于v DC ，也可以容易地满足该条件。一般地，非电解电容器用于C o 和C s ，因为其电容大小是小的。
在图18（a）中，（如由Vc中指示）合并外电压控制回路以调节用于电容器Cs的平均电压。以该方式，RP仅消耗用于补偿RP中的功率损耗的非常小量的功率。不消耗或生成额外的DC功率。
本质上，利用跨DC总线的小Co，间接地从V DC 导出if*。如图18中所示，将跨Cs的电压与参考进行比较。将差异电压施加到比例积分（PI）控制器以生成与通过电容器Co的电流比较的电流。将该差异与通过电感器的电流L1相比较以生成用于电流控制器的信号。该方法使得实现简单，而没有可能容易被开关噪声所干扰的复杂模拟电路设计。
在本发明中，可以将对阻抗或功能进行仿真的概念进一步一般化。如果通过G e (s)的一般传递函数放大i Co ，如图18（b）中所示，则可以将Z e 导出为
等式（39）暗示可以将Z e 编程成对电阻器、电感器以及甚至非线性设备进行仿真，如果恰当地选择G e (s)的话。因此，通过将Ge(s)设计或编程为应用所期望的函数，该即插即用设备可以被插入到电力电子系统或dc电网的dc电压链路中以提供其所设计的函数。因此，具有G e (s)作为图18（b）中的可编程功能的控制方案比图18（a）中的指定情况G e (s)=K更一般。
图18（b）中的一般控制方案形成本发明的核心元素。如果将一般功能Ge(s)编程为Ge(s)=K，则在图19中示出了提供所仿真的电容器的效果，图19图示了在电路中使用的Co以及在频域中的所仿真的电容器Cemulated (≈KCo)的实际电容。
在实践中，通常使用低通滤波器来缓解所感测的电流i Co 中的开关纹波，使得可以避免开关模式转换器的控制中的非期望扰动。将低通滤波器与所仿真的电容器合并的效果可以通过考虑新的G e (s)来描述。例如，当将G e (s)被设计为二阶低通滤波器时：
其中K=50，=2*pi*1 kHz并且C o = 10 μF，并且C s = 20μF。
要注意，在实际实现中通常要求低通滤波器，以便抑制所感测的电容器电流i Co 中的开关纹波。当等式（40）中的低通滤波器（LPF）部分对所仿真的电容的影响可以被忽略时，C o 和所仿真的电容器C emulated 的理想电容之间的关系与图19一致。图20示出了等式（40）中的完整函数的幅度和相位的理论波特图（包括低通滤波器的效果）。特别地，图20提供了在不考虑低通滤波器的情况下使用原始G e (s)计算的C e 的电导（如以红色实曲线指示）、在使用二阶低通滤波器（具有1kHz的截止频率ω c）的情况下使用等式（40）中的新G e (s) 计算的 C e 的电导（如以蓝色虚曲线指示）的比较，并且使用专业软件（PSIM）的模拟结果利用绿色点曲线来指示。
为了针对其中存在两倍市电频率的应用进一步改进滤波器特性，有源滤波器还可以编程有用于两倍市电频率的额外滤波效果。这可以通过将即插即用设备编程有低通滤波器功能和比例谐振功能（其中谐振频率设置在两倍市电频率处）而实现。
当将G e (s)被设置为二阶低通滤波器加上比例谐振功能时：
其中K=50，=2*pi*1 kHz，=2*pi*100（其中100Hz是针对50Hz市电的两倍市电频率）并且C o = 10 μF。在该布置的情况下，即插即用设备可以是可编程的或者设计有特定功能。
当源转换器的输出阻抗Zout大于输入阻抗Zin（即违反Middlebrook准则）时，可能发生不稳定，即使每个转换器被单独地设计成独自稳定的。在使用（仿真700μF电容器）的RP之后，Zout的峰值可以衰减至Zin以下，由此稳定的V DC 。
为了验证，在图10（b）中示出图10（a）的框图的示意图。它图示了被编程为所仿真的电容器并且用作系统中的电压纹波平息器的即插即用设备的使用。作为模拟的部分，在系统中包括电流源(i dis )以通过创建重复电压纹波来扰动48V dc链路电压。对电流源进行编程以在四个不同的频率（30Hz、100Hz、200Hz和300Hz）下将电流注入到系统中，以便创建这四个频率下的电压纹波。在具有和没有所提出的电压纹波平息器的情况下进行分离的模拟测试。电压纹波平息器被利用所仿真的C’ =520μF编程来编程，虽然实际C o = 10μF并且C s = 20μF。对于在不使用电压纹波平息器的情况下的模拟，使用520μF的电容器以使得可以将结果与利用所仿真的电容器（具有等效电容520μF）获得的那些相比较。
在图21中示出了模拟结果。针对在如下各项时的场景给出DC总线电压V DC 的比较：
（a）仅使用DC总线电容器C o = 10 μF
（b）仅使用DC总线电容器C o = 520 μF
（c）纹波平息器在仿真电容器C’= 520 μF（其中C o =10 μF并且C s = 20μF）
模拟结果示出了（由分流电压纹波平息器提供的）520 μF的所仿真的电容器在减少电压纹波方面的滤波效果像520 μF的实际电容器那么有效。经滤波的电压纹波的幅度显著低于仅使用C o = 10 μF的小电容器时的幅度。
以上描述的实施例的元素可以组合以提供另外的实施例。鉴于以上详细描述，可以对系统做出这些以及其它改变。虽然已经在本文中参照其优选实施例特别地示出和描述了本发明，但是本领域技术人员将理解，可以在其中做出形式和细节中的各种改变，而不脱离本发明的精神和范围。

Claims (18)

1.一种用于使到DC公用设施和系统的DC链路接口稳定并且连接至AC/DC转换器的功率转换器，包括：
第一和第二电容器Co、Cs，每个具有第一和第二端，第一电容器跨DC链路连接，
与第一开关S1串联连接的电感器L，串联是连接在第二电容器Cs的第一端与DC链路之间，
第二开关S2，其连接在第一开关和电感器的结点与第二电容器的第二端之间，以及
控制电路，其通过向DC链路呈现可变阻抗而交替地操作所述第一开关和第二开关来控制对DC纹波的吸收。
2.根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述功率转换器被连接到DC链路接口，而不更改所述功率转换器使得所述功率转换器起即插即用的双端口设备的作用。
3.根据权利要求1所述的功率转换器，其中控制电路仅要求DC链路的电压。
4.根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述功率转换器是可编程的以提供不同的阻抗类型。
5.根据权利要求1所述的功率转换器，其中控制电路在比AC/DC转换器的输入AC的频率的两倍高的频率下操作。
6.根据权利要求1所述的功率转换器，其中控制电路包括：
第一比较器，其将跨第二电容器的电压与参考电压进行比较并且创建第一错误信号；
转换器，用于将第一错误信号改变成第一电流信号；
功能修改器，其将通过第一电容器的电流修改成第二电流信号；
第二比较器，用于将第一和第二电流信号进行比较以生成第三电流信号；
第三比较器，用于将通过电感器的电流与第三电流信号进行比较以生成第四电流信号；
电流控制器，其将第四电流信号转换成用于第一开关和第二开关的开关信号。
7.根据权利要求6所述的功率转换器，其中功能修改器是电容倍增器。
8.根据权利要求6所述的功率转换器，其中功能修改器是能够被编程成仿真不同阻抗的广义阻抗。
9.根据权利要求8所述的功率转换器，其中广义阻抗能够被编程成电阻器、电感器或非线性设备中的一个。
10.一种向DC公用设施和系统提供DC电压的DC电压系统，包括：
功率转换器，用于向DC公用设施和系统连接到的DC链路提供DC电压，以及
跨DC链路连接的纹波平息器，所述纹波平息器表示为了减少DC链路中的AC纹波的到DC链路的可变阻抗，所述纹波平息器仅仅依赖于用于控制的DC电压并且不会不利地影响DC链路。
11.根据权利要求10所述的DC系统，其中功率转换器是升压PFC整流器。
12.根据权利要求10所述的DC系统，其中功率转换器是降压升压转换器。
13.根据权利要求10所述的DC系统，其中功率转换器是包括全桥转换器、半桥转换器和多级转换器或者其衍生物或组合的升压、降压或者升压/降压电力电子转换器或AC/DC转换器中的一个。
14.根据权利要求10所述的DC系统，其中功率转换器行动以执行以下各项中的至少一个：所仿真的阻抗、有源电力滤波器、电压纹波减少或者DC电压链接的功率级的改进的稳定裕度。
15.根据权利要求10所述的DC系统，其中功率转换器充当第二纹波平息器以对特定频率的电压纹波进行抑制或者滤波，所述特定频率是AC-DC功率转换器系统中通常出现的市电频率的两倍。
16.一种用于控制来自连接到主机DC电压系统的DC链路的开关模式电力电子转换器的AC纹波的方法，包括以下步骤：
提供跨DC链路的两端子设备；
使得两端子设备仿真AC纹波并且反映它向DC链路呈现的阻抗中的AC纹波以便减少AC纹波；
使得阻抗以以免更改DC链路的方式呈现；
基于DC链路的测量来控制两端子设备。
17.根据权利要求16所述的方法，其中控制的步骤牵涉交替地开关两端子设备中的阻抗元件以改变由两端子设备呈现的阻抗。
18.根据权利要求16所述的方法，其中控制的步骤在比AC纹波的频率的两倍高的频率下操作。
CN201580085552.XA 2015-10-23 2015-10-23 用于电力电子系统和dc电网中的dc电压链路的即插即用纹波平息器 Pending CN108604858A (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/CN2015/092649 WO2017066985A1 (en) 2015-10-23 2015-10-23 Plug-and-play ripple pacifier for dc voltage links in power electronics systems and dc power grids

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN108604858A true CN108604858A (zh) 2018-09-28

Family

ID=58556496

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201580085552.XA Pending CN108604858A (zh) 2015-10-23 2015-10-23 用于电力电子系统和dc电网中的dc电压链路的即插即用纹波平息器

Country Status (4)

Country Link
US (1) US10594207B2 (zh)
EP (1) EP3365964A4 (zh)
CN (1) CN108604858A (zh)
WO (1) WO2017066985A1 (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109638833A (zh) * 2018-11-30 2019-04-16 华中科技大学 具有高导磁材料的即插即用有源电力滤波器及滤波方法
CN112803801A (zh) * 2019-11-13 2021-05-14 李尔公司 车载充电器（obc）单级转换器

Families Citing this family (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11063435B2 (en) * 2017-08-07 2021-07-13 Raytheon Company Energy-based adaptive stability control system
EP3457557B1 (en) 2017-09-15 2021-03-17 Hamilton Sundstrand Corporation Active stabilization of dc link in motor drive systems
WO2019130375A1 (ja) * 2017-12-25 2019-07-04 三菱電機株式会社 電力変換装置
WO2020024064A1 (en) * 2018-08-02 2020-02-06 Houshang Karimi Controller for power inverter
US10756731B2 (en) * 2018-08-28 2020-08-25 Texas Instruments Incorporated Power source multiplexer with adaptive switch control
US10996728B2 (en) * 2019-01-04 2021-05-04 Sigmasense, Llc. Power supply signal conditioning system based on drive-sense circuit (DSC) processing
ES2938197T3 (es) * 2019-02-15 2023-04-05 Siemens Energy Global Gmbh & Co Kg Red de suministro de energía eléctrica
US11349292B2 (en) 2019-04-09 2022-05-31 Raytheon Company Arc flash protection of power systems
EP3997782A1 (de) 2019-07-10 2022-05-18 SEW-Eurodrive GmbH & Co Energieversorgungssystem zur speisung eines zwischenkreises und verfahren zum betreiben des systems
CN110581567B (zh) * 2019-08-08 2021-07-30 国网山东省电力公司济南市历城区供电公司 实时跟踪内阻匹配的功率传输方法和系统
US11418125B2 (en) 2019-10-25 2022-08-16 The Research Foundation For The State University Of New York Three phase bidirectional AC-DC converter with bipolar voltage fed resonant stages
US11557921B2 (en) * 2020-03-11 2023-01-17 Ut-Battelle, Llc Wireless power system
CN111478565B (zh) * 2020-05-23 2021-10-26 西安科技大学 Vienna整流器的高次谐波抑制控制器的设计方法
JP7377171B2 (ja) * 2020-06-17 2023-11-09 ダイヤゼブラ電機株式会社 電力変換装置
JP7377172B2 (ja) * 2020-06-17 2023-11-09 ダイヤゼブラ電機株式会社 電力変換装置
CN115347777B (zh) * 2022-09-06 2024-02-27 珠海市伟高变频科技有限公司 一种基于重复控制技术的单相高频pfc控制方法及系统

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6424207B1 (en) * 2001-04-18 2002-07-23 Northrop Grumman Corporation PWM active filter for DC power systems
US20100027304A1 (en) * 2008-07-30 2010-02-04 Ruxi Wang Electrical power system with high-density pulse width modulated (pwm) rectifier
WO2010071855A2 (en) * 2008-12-20 2010-06-24 Azuray Technologies, Inc. Energy conversion systems with power control
CN104078992A (zh) * 2013-03-31 2014-10-01 张良华 一种储能电压平衡电力电子电能变换系统及其控制方法
CN104205605A (zh) * 2012-03-26 2014-12-10 株式会社村田制作所 逆变器装置

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5513090A (en) 1994-11-15 1996-04-30 Electric Power Research Institute, Inc. Hybrid series active, parallel passive, power line conditioner for harmonic isolation between a supply and a load
US7760524B2 (en) * 2007-10-17 2010-07-20 Power Integrations, Inc. Method and apparatus to reduce the volume required for bulk capacitance in a power supply
EP2609790A2 (en) * 2010-08-24 2013-07-03 Cirrus Logic, Inc. Multi-mode dimmer interfacing including attach state control
US8503200B2 (en) 2010-10-11 2013-08-06 Solarbridge Technologies, Inc. Quadrature-corrected feedforward control apparatus and method for DC-AC power conversion
CN102025145B (zh) 2010-11-27 2012-11-21 南京航空航天大学 基于双向斩波器的直流有源电力滤波器及其控制方法
CN102005762B (zh) * 2010-12-08 2012-11-21 长沙理工大学 有源滤波器中直流电压在线辨识方法
WO2013152785A1 (en) * 2012-04-10 2013-10-17 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) An electronic circuit with a current ripple filter
EP3084907B1 (en) * 2013-12-18 2023-06-07 Ingeteam Power Technology, S.A. Variable impedance device for a wind turbine

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6424207B1 (en) * 2001-04-18 2002-07-23 Northrop Grumman Corporation PWM active filter for DC power systems
US20100027304A1 (en) * 2008-07-30 2010-02-04 Ruxi Wang Electrical power system with high-density pulse width modulated (pwm) rectifier
WO2010071855A2 (en) * 2008-12-20 2010-06-24 Azuray Technologies, Inc. Energy conversion systems with power control
CN104205605A (zh) * 2012-03-26 2014-12-10 株式会社村田制作所 逆变器装置
CN104078992A (zh) * 2013-03-31 2014-10-01 张良华 一种储能电压平衡电力电子电能变换系统及其控制方法

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109638833A (zh) * 2018-11-30 2019-04-16 华中科技大学 具有高导磁材料的即插即用有源电力滤波器及滤波方法
CN109638833B (zh) * 2018-11-30 2021-05-18 华中科技大学 具有高导磁材料的即插即用有源电力滤波器及滤波方法
CN112803801A (zh) * 2019-11-13 2021-05-14 李尔公司 车载充电器（obc）单级转换器

Also Published As

Publication number Publication date
US10594207B2 (en) 2020-03-17
EP3365964A4 (en) 2019-05-29
EP3365964A1 (en) 2018-08-29
WO2017066985A1 (en) 2017-04-27
US20190229609A1 (en) 2019-07-25

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN108604858A (zh) 用于电力电子系统和dc电网中的dc电压链路的即插即用纹波平息器
Li et al. Plug-and-play voltage ripple mitigator for DC links in hybrid AC–DC power grids with local bus-voltage control
Li et al. Integration of an active filter and a single-phase AC/DC converter with reduced capacitance requirement and component count
US20220014088A1 (en) Systems and methods for mitigating harmonics in electrical systems by using active and passive filtering techniques
US20180054140A1 (en) Interface converter common mode voltage control
CN105453380A (zh) 用于电网到车辆的电池充电的装置和方法
CN102437728A (zh) 一种利用削峰填谷消除工频纹波的功率因数校正变换方法及其装置
Basu et al. A novel common power factor correction scheme for homes and offices
Fang et al. Zero ripple single stage AC-DC LED driver with unity power factor
Mejía-Ruiz et al. Modeling and development of a bridgeless PFC Boost rectifier
CN111869069A (zh) 功控电容器电路及其控制方法
CN104065279A (zh) 一种电压扰动发生装置及模拟电网扰动的方法
CN201690360U (zh) 一种分流型有源功率因数校正电路
Li et al. A plug-and-play ripple mitigation approach for DC-links in hybrid systems
Facchinello et al. Closed-loop operation and control strategy for the dual active half bridge ac-ac converter
CN106301055A (zh) 基于虚拟同步发电机控制策略的逆变器并联环流抑制系统
US9438132B2 (en) Multilevel AC/DC power converting method and converter device thereof
Islam et al. Design of a modified Vienna rectifier for power factor correction under different three phase loads
Pisharam et al. Novel high-efficiency high voltage gain topologies for AC–DC conversion with power factor correction for elevator systems
Chen et al. A transformerless single-phase utility interface converter to attenuate common-mode voltage for DC microgrid
CN103280961A (zh) 一种基于mmc的upqc起动控制方法
Dia et al. A single phase input switched SEPIC PFC AC-DC converter
Dhara et al. Study on modeling & control of three phase quasi Z-source inverter for power conversion
Yang et al. Active capacitor with ripple-based duty cycle modulation for AC-DC applications
Jalan et al. Bridgeless boost rectifier as front end converter (FEC) in uninterruptible power supply (UPS) applications for improving power quality issues

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
RJ01 Rejection of invention patent application after publication

Application publication date: 20180928

RJ01 Rejection of invention patent application after publication