CN105453380A

CN105453380A - 用于电网到车辆的电池充电的装置和方法

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Publication number: CN105453380A
Application number: CN201480046194.7A
Authority: CN
Inventors: C.S.纳默德里; R.普拉萨德
Original assignee: GM Global Technology Operations LLC
Current assignee: GM Global Technology Operations LLC
Priority date: 2013-06-21
Filing date: 2014-06-23
Publication date: 2016-03-30
Anticipated expiration: 2034-06-23
Also published as: WO2014205452A1; DE112014002478T5; US9973028B2; CN105453380B; DE112014002478B4; US20160105056A1

Abstract

一种用于提供用于对电池充电的功率的充电系统。所述系统包括第一交流到直流平台和第二直流到直流平台。第一平台包括用于整流输入交流输入电压的单相二极管整流器和包括开关的功率因数校正子电路。第二平台包括多个开关。所述系统进一步包括连接在第一平台与第二平台之间的高频电容器。所述系统还包括控制器，所述控制器连接到第一和第二平台的开关，并且被配置成借助于开关来控制通过充电系统的升压电感器电流的时序。

Description

用于电网到车辆的电池充电的装置和方法

技术领域

本公开一般涉及用于对电池充电的装置和方法，并且更具体来说，涉及用于通过来自交流源（诸如电网连接）的电压对混合动力或电动车辆（诸如汽车）的电池充电的装置和方法。

背景技术

常规的单向充电器由三个平台构成。图1示出常规充电器的功率电路示意图100。第一常规平台102是交流到直流（AC-DC）二极管整流器平台，第二平台104是功率因数校正平台，并且第三平台106是隔离的直流到直流（DC-DC）转换器平台。

第一平台102用于将AC正弦电流108转换为DC整流的正弦电流。第二平台104用于使得输入电流成形。第三平台106用于调节将提供给电池（未示出）的输出电压110。第三平台106包括用于电流隔离的隔离变压器112。

所示的常规充电器100还可以在电路的任一端包括电磁干扰（EMI）过滤器114、116，如图所示。

充电器100还包括相对大且笨重的中间DC总线电容器118。电容器118用于存储来自输入线路108的低频和高频波动能量，以用于将纯DC输出提供给电池侧——即，电容器118将AC功率过滤为DC功率。高频波动由所需的高频切换产生，并且低频波动是由于在功率因数校正平台104之后的线路频率约两倍下的第二谐波频率分量。

因此，电容器118可以被视为用作用于DC-DC转换器106的恒电压源的DC电压输入源。

常规充电器100的缺点包括由于笨重的DC电容器110而使得其较大尺寸和成本，以及由于功率必须被处理通过的多个平台中的损耗而导致的较低效率。

常规充电器100的另一个缺点在于它们由于笨重的电解质电容器118而具有较低的可靠性。这些电容器由于电介质的变干而具有有限的寿命。

常规充电器100的又一个缺点在于它们需要两平台控制：(1)输入电流成形和DC链路电压调节的控制——即，使得横跨笨重的DC电容器118的电压稳定，以及(2)输出电压和电流的控制。本发明新颖地将单平台控制用于输入电流成形和输出电压和电流控制，从而大大简化充电装置和过程。

本发明的技术解决常规系统的以上和其他缺点。

发明内容

如所提供，本公开一般涉及用于对电池充电的装置和方法，并且更具体来说，涉及用于通过来自交流源（诸如电网连接）的电压对混合动力或电动车辆（诸如汽车）的电池充电的装置和方法。

该布置新颖地不包括常规系统的相对大且笨重的DC总线电解质电容器，并且包括电路并控制以提供约两倍的线路频率的可控充电电流。测试显示与通过纯DC电流充电时相比，当通过具有叠加的AC分量的DC电流充电时，优选的现代电池（例如，Li离子）在充电循环期间具有较低的容量降级。因此，本发明技术由于与提供叠加有约两倍线路频率分量的DC相关的较低电池阻抗而提供改进的电池寿命和更有效的充电。

本发明技术的其他方面将是部分地显而易见的并且在下文中部分地指出。

附图说明

图1示出常规充电器的功率电路示意图。

图2示出根据本公开的第一实施例的改进的功率电路示意图，该图示出隔离的单向充电器拓扑。

图3示出用于控制图2的隔离的单向充电器拓扑中的开关的示例性时序图。

图4示出用于控制图2的隔离的单向充电器的示例性控制图。

图5示出展示与图2的隔离的单向充电器的操作相关的数据的第一图表，所述数据代表单位功率因数操作。

图6示出展示与图2的隔离的单向充电器的操作相关的数据的第二图表，所述数据代表以安培（或者amp、A）为单位测量的充电器输出电流，其具有约两倍线路频率的波动。

图7示出展示与图2的隔离的单向充电器的操作相关的数据的第三图表，所述数据代表以伏特（V）为单位测量的充电器输出电压，其具有约两倍线路频率的小波动。

图8示出根据本公开的第二实施例的第二改进的功率电路示意图，其展示隔离的单向充电器拓扑。

图9示出用于控制图8的隔离的单向充电器拓扑中的开关的示例性正循环时序图。

图10示出用于控制图8的隔离的单向充电器拓扑中的开关的示例性负循环时序图。

图11示出用于控制图8的隔离的单向充电器的示例性控制图。

图12示出展示与图8的隔离的单向充电器的操作相关的数据的第一图表，所述数据代表单位功率因数操作。

图13示出展示与图8的隔离的单向充电器的操作相关的数据的第二图表，所述数据代表以安培（或者amp、A）为单位测量的充电器输出电流，其具有约两倍线路频率的波动。

图14示出展示与图8的隔离的单向充电器的操作相关的数据的第三图表，所述数据代表以伏特（V）为单位测量的充电器输出电压，其具有约两倍线路频率的小波动。

图15示出根据本公开的第三实施例的另一个改进的功率电路示意图，其展示隔离的单向充电器拓扑。

图16示出用于控制图15的隔离的单向充电器拓扑中的开关的示例性时序图。

图17示出用于控制图15的隔离的单向充电器的示例性控制图。

图18示出展示与图15的隔离的单向充电器的操作相关的数据的第一图表，所述数据代表单位功率因数操作。

图19示出展示与图15的隔离的单向充电器的操作相关的数据的第二图表，所述数据代表以安培（或者amp、A）为单位测量的充电器输出电流，其具有约两倍线路频率的波动。

图20示出展示与图15的隔离的单向充电器的操作相关的数据的第三图表，所述数据代表以伏特（V）为单位测量的充电器输出电压，其具有约两倍线路频率的小波动。

为了说明的简化和清晰，图中所示的元件不必按比例绘制。例如，为了清晰起见，可以将一些元件的尺寸相对于其他元件进行夸大。另外，在认为适当的情况下，在各图之间可以重复参考数字以指示对应或相似的元件。

具体实施方式

如所需要，本文披露本公开的详细实施例。所披露的实施例仅是可以用各种和替代形式实施的实例以及其组合。如本文所使用，例如、“示例性”以及类似术语可扩展地指代用作说明、样本、模型或模式的实施例。

描述将被广泛地认为在描述的精神内。例如，本文中对任何两个部分之间的连接的提及涵盖两个部分彼此直接或间接连接。如另一个实例，本文诸如结合一个或多个功能所描述的单个部件应解释为涵盖其中替代地使用多于一个部件来执行所述功能的实施例。反之亦然，即，本文结合一个或多个功能对多个部件的描述应解释为涵盖其中单个部件执行所述功能的实施例。

附图不必按比例并且一些特征可以被夸大或最小化，诸如以展示具体部件的细节。

在一些情况下，不详细描述熟知部件、系统、材料或方法以避免混淆本公开。因此，本文披露的特定结构和功能细节不被解释为限制性的，而仅作为用于权利要求的基础并且作为用于教示本领域技术人员使用本公开的典型基础。

I.公开概述

在各个实施例中，本公开描述减少用于对插入式混合动力和电动车辆的电池充电的电池充电器的尺寸、质量和成本的装置和方法。这些和其他益处部分地通过最小化用于常规系统中的直流（DC）总线滤波电容器来实现。

虽然本公开的教示可以适用于其他类型的充电器装置，但是本公开在本文主要描述单向机载（例如，车载）电池充电器。

该装置并不使用常规的、笨重的DC总线电解质电容器，而是提供具有可变DC分量和约两倍输入线路频率的AC分量的可控充电电流。

已经发现，与在接收纯DC充电电流时相比，现代可再充电电池（例如，锂离子（Li离子）电池）在接收叠加有具有在优选范围内的频率和振幅的AC分量的DC充电电流时明显地反应顺利。

现在进一步发现，通过能够直接进入这些现代电池的正弦充电电流，波动功率（即，上面叠加有AC电流的DC电流，该AC电流具有约两倍的线路频率）现在可以从源直接传递到负载。这使得能够仅使用小DC链路电容器以存储高频（HF）波动能量，从而消除对常规充电器的用于低频波动能量存储的相对大且笨重的电解质电容器的需要。

常规的DC总线电解质电容器（例如，图1的电容器118）帮助将输入AC功率转换和过滤为纯DC输出功率。本发明技术的电路消除常规的DC总线电解质电容器。与提供纯DC输出功率相反，新颖电路通过执行较少过滤将输入AC功率转换为具有相对大的波动、约两倍线路频率的输出DC功率。

根据本发明的技术，最小化DC链路电容器并且提供适当的支持电路（包括控制电路）具有包括与常规充电器相比实现较小、较低质量以及较低成本充电器的益处。DC链路电容器通过移除用于低频波动能量存储的常规大DC链路电解质电容器被最小化。

本发明技术的益处还包括由于电解质电容器的消除而增加的可靠性以及由于有效且高效地提供具有低频波动的充电电流的能力而导致的电池充电效率和电池寿命的提高。例如，已经发现与接收纯DC电流相比，锂离子电池在接收具有低频波动的充电电流时提供较低的有效阻抗。

II.图2——根据第一实施例的功率电路

再次转向附图并且更具体来说转向第二图，图2示意性地示出根据本公开的第一实施例的改进的功率电路200，该功率电路包括隔离的单向充电器202的拓扑。

如下文进一步描述，电路可以视为包括由高频电容器208分开的两个主要平台，交流到直流（AC-DC）204平台和DC-DC平台206。平台的切换由一个或多个控制器部件210控制。以下结合本公开的图2以及图3和4来进一步描述控制电路。

示意图200还示出交流（AC）电压输入或终端212。电压212由AC电压源（未详细示出）提供。该源是任何适当的AC电压源，诸如家庭或燃料站处的AC电压源，并且可以包括AC发电机。

一些实施中的源可以包括智能型能量网或电网或者是其一部分。虽然输入电压在本文有时可以称为电网电压，但是源包括发电机或者任何足够水平的AC电压源。

继续参照图2，可以看到充电器202的第一平台204包括单相二极管整流器214。在操作中，整流器电路或整流器214整流AC输入电压212。例如，整流器214整流输入AC电压212并且功率因数校正电路224提供输入电流成形。

虽然整流器214可以包括其他配置和数量的二极管，但是在所示实施中，整流器214包括如图所布置的四个二极管216、218、220、222。

充电器202的第一平台204进一步包括功率因数校正（PFC）子电路224。在充电器202的操作中，PFC子电路224补充整流器子电路214以符合电流谐波限制。

在图2的实施中，PFC子电路224包括升压电感器226（L_boost）。

PFC子电路224还被展示为包括PFC开关228。以下进一步描述开关228的操作和每个所示开关。PFC子电路224还被展示为包括PFC二极管230。

如所提供，PFC电路224和先前的单相二极管整流器214可以被视为第一AC-DC平台204（在图2中由虚线指示）的部分。

在一些实施例中，开关（228、232等）中的一个或多个是半导体设备或晶体管（诸如金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET））的部分或者包括半导体设备或晶体管。晶体管将包括二极管，如在图2的细节中在代表开关的图标中所示。

如还提供，充电器202包括连接AC-DC平台204和DC-DC平台206的高频（HF）电容器208（例如，HFDC链路电容器）。在充电器202的操作中，能量可以由一次绕组漏电感产生。HFDC链路电容器208提供用于与此能量相关的电流的快速恢复式整流路径。

参照图2中的第二DC-DC平台206，功能包括有效地用作全桥直流到直流（DC-DC）转换器。平台206包括多个开关。虽然平台206可以包括其他布置和数量的开关，但是在所示实施例中，平台包括四个开关232、234、236、238。

如图2的实施例中进一步示出，DC-DC平台206还包括高频（HF）变压器242。在操作中，HF变压器242提供用于平台206的电气隔离，并且可以称为隔离变压器。

DC-DC平台206还被展示为包括电感器240。电感器240是在其主侧上的变压器242的漏电感——换言之，电感器240是涉及主侧的变压器漏电感。

变压器242如同本文披露的每个变压器一样可以认为是在任何适当的比率下操作以实现所需目标，包括本文描述的那些目标。比率通常可以认为是1:N，其中N包括任何非零正数。

此实施例的充电器202还包括联接到隔离变压器242的输出侧的DC-DC平台整流器243。

第二DC-DC平台整流器243包括二极管组。虽然该组可以包括其他布置和数量的二极管，但是在图2的实施中，该组包括如图所示的四个二极管244、246、248、250（或者D₅-D₈）。

在DC-DC平台206之后，充电器202的实施例还包括用于过滤高频（HF）波动的另一个电容器252。充电器202还包括代表内部有效电池电阻的电阻器254。充电器202包括输出终端256，电压通过该输出终端提供到有待充电的电池——电池未详细示出而是由DC电压源256和内部电阻器254近似地代表。

如以上所提及，充电器202包括控制器210，该控制器在操作中控制两个功率平台204、206的开关。更具体来说，对于此示例性实施例，控制器210控制全桥主动开关232、234、236、238以及功率因数校正升压转换器开关228的打开和闭合。

通过控制开关，控制部件（通常也称为控制器210）控制例如通过充电器202的升压电感器电流的时序。另外，通过这样做，控制器210控制用于将所需的主要DC充电电流（即，具有相对大的波动（诸如等于约两倍线路频率的平均DC电流的振幅的约两倍的波动）的电流（叠加在DC电流上的AC电流））供应给电池的第二平台206的全桥功能。以上提及（包括通过与常规充电器比较）此操作的益处，并且以下进一步描述所述益处。

III.图3——用于控制第一实施例充电器的时序图

图3示出用于控制图2的隔离的单向充电器拓扑的开关的示例性时序图300。

图300包括多个子图表，每个子图表对应于图2的电路200的开关中的一个。更具体来说，图3中从顶到底的子图表301、302、303、304、305分别展示用于DC-DC平台206的第一开关232、第二开关234、第三开关236和第四开关238以及整流器子电路224的PFC开关228的开关序列（接通/断开或闭合/打开）。

子图表301、302、303、305、306中的每一个包括代表时间推移的x轴，并且其中时间周期在以下更详细描述。每个子图表还包括展示与对应的开关232、234、236、238、228在时间周期期间是断开（零，0）还是接通（1.0）相对应的0、0.5和1.0的y轴。

如图3中所示，沿y轴的时间的五个参考点由数字310、311、312、313和314（或t₀-t₄）显示。

整个开关循环或序列320被认为在开始或起动参考时间310（或t₀）开始并且在第四参考时间314（或t₄）结束。

开关序列320包括两个主要开关循环322、324（或子循环）。第一开关循环322在开始参考时间310（或t₀）开始并且在第二参考时间312（或t₂）结束。第二开关循环324在第二参考时间312（或t₂）开始并且在第四参考时间314（或t₄）结束。

在第一循环322中，第一时间间隔326在开始参考时间310（或t₀）开始并且在第一参考时间311（或t₁）结束。如最后一个子图表305中所示，在第一循环322的开始310（t₀），PFC开关228被接通（即，闭合）并保持接通持续整个第一间隔326。

第一时间间隔326（t₀-t₁）可以由D(t)●T(s)表示，其中D(t)是占空比，诸如脉宽调制（PWM）可变占空比，并且T(s)是时间。在充电器202的操作中，占空比D(t)由上述控制器210相关的控制电路产生，并且以下结合图4来进一步描述控制电路。此闭合的开关动作启动升压操作，从而将能量存储在电流成形升压电感器226中。

如在第一间隔326中，在第二循环324开始的第三间隔330（312与313之间，或者t₂-t₃）中，间隔周期是D(t)●T(s)。

在一个实施例中，第二间隔328和第四间隔322的周期都由(1-D(t))●T(s)表示。

在操作中，如图3中可以看出，在每个奇数间隔中，PFC开关228被接通并且四个DC-DC平台开关232、234、236、238中的每一个被断开。

另外，在每个偶数间隔（第二、第四、第六等）中，PFC开关228被断开，并且四个DC-DC平台开关中交替的两个被接通。即，第一DC-DC平台开关232和第四DC-DC平台开关238以与第二开关DC-DC平台开关234和第三开关DC-DC平台开关236交替的序列接通。第一DC-DC平台开关232和第四DC-DC平台开关238从第二间隔开始在每隔一个偶数间隔中接通（即，第二间隔、第六间隔等），同时第二和第三开关断开。第二开关DC-DC平台开关234和第三开关DC-DC平台开关236从第四偶数间隔332开始在另一个偶数间隔中接通（即，第四间隔、第八间隔等），同时第一和第四开关断开。因此，第一DC-DC平台开关232和第四DC-DC平台开关238接通，同时第二DC-DC平台开关234和第三DC-DC平台开关236断开，且反之亦然。

开关中哪组接通同时其他断开控制通过电路200并且更具体来说通过变压器的电流的方向。

根据这些序列，全桥平台（206）开关部件实现DC链路电容器208与变压器漏电感器240中的能量之间的电流路径。

如以上所提及，在第二开关循环324中，PFC开关228代表第一开关循环322的其操作模式。PFC开关228接通而全桥开关断开导致升压的或升压阶段。在每个开放循环（例如，在第一循环322中、在第二循环324中等）发生的升压由于在那个周期期间PFC开关228接通（闭合位置）而全桥开关断开产生的短路所导致。在PFC开关接通的情况下，在电感器与DC总线的负极侧之间产生短路。

IV.图4——用于第一实施例充电器的控制图

图4示出展示功率电路示意图（如同图2的功率电路）的方框图，该图具有关于控制特征210的更多细节。控制特征210包括控制电路400以及其功能。

在图4中，新标出的部分由新参考数字指示，并且为简洁起见，用于与图2共用的部分的参考数字使用其图2的参考数字来提供或者未提供。

通常，在充电器200的操作中，控制电路400产生脉宽调制（PWM）控制信号，所述控制信号控制开关228、232、234、236、238的接通/断开时间间隔。

控制电路400包括PWM信号产生器402。控制电路400还包括电流控制器404。电路400进一步包括求和部件406或组合器。

另外，电路400包括倍增器部件408。在一些实施例中，电路400进一步包括提供所需增益（G）的增益部件410，例如，放大器。

可以组合单独示出或描述的控制电路400的部分中的任一个。例如，在一个实施例中，电流控制器404的功能和PWM信号产生器402的功能可以在单个部件中执行。

对于控制功能，采用后整流器电压的表示412。电路400包括或连接到获得所描述的这个和其他电流或电压数据所需的任何仪器。在一个实施例中，电路400包括或连接到配置和定位成提供所使用的表示的一个或多个传感器或测量计（未详细示出），诸如电压计或电流传感器。

整流器输出电压表示412由增益部件410倍增并且作为输入414传递到倍增器408。输入414基于形式|Sin(ωt)|（即，ω*t的正弦的绝对值）的模板确保输入电流的形状，其中ω（欧米伽）表示角频率，并且t是通过测量整流器输出电压|VAC(t)|提供的时间。控制回路400的此方面的主要目标在于产生与设施电压同相的正弦电流。实现此的方式并不限于所描述的方式，包括以上描述的实例的方式，例如锁相回路等。

倍增器408还接收预定参考电流值416（例如，预设参考峰值电流值或i_ref）作为第二输入。值416可以从目标电池输入电流规范得出，诸如基于电池在那时需要多少充电电流或电压。

可以使用提供此参考416的另一个外部电压控制回路来调节输出电池电压。外部电压控制回路为简洁起见未示出。值416或输出电池电压可以在例如车辆电池管理系统处确定，或者基于从此系统接收的数据来确定。在一些实施中，用于确定这些值的变量包括与电池需要有关的因数，诸如电池电荷水平和适用的电池控制模式，诸如电压控制模式或电流控制模式。

使用两个输入414、416，倍增器408产生参考电感器电流418（或i_L*(t)）的形状和振幅的表示。更具体来说，在一个实施例中，参考电感器电流418（i_L*(t)）具有全波整流形式并且使用测量出的整流器输出电压的绝对值|V_AC(t)|414和参考峰值电流值416来获得。

求和部件406将参考电感器电流418（i_L*(t)）与测量出的电感器电流反馈信号420（或i_L(meas)(t)）组合，如图4中所示该反馈信号对求和呈现具有负(-)值，以用于电流循环。所得的和表示参考电流418与测量出的电感器电流420（i_L(meas)(t)）之间的差422（如果存在）。来自求和部件406的差或更精确地误差输入422被作为输入提供给电流控制器404。

电流控制器404基于来自求和器406的差422产生以上提及的占空比（或D或D(t)）424。电流控制器404将占空比（D(t)）424提供给脉宽调制（PWM）信号产生器402。在不脱离本发明技术的范围的情况下，占空比可以具有任何种类的值。

使用占空比（D(t)）424，PWM产生器402产生用于控制开关228、232、234、236、238的接通/断开时间间隔的PWM控制信号。产生器402包括用于在适当的情况下相对于从电流控制器404接收到的占空比（D(t)）产生这些控制信号的逻辑。

在各个实施例中，产生器402采用各种形式中的任一种，诸如数字信号处理器（DSP）、微控制器或现场可编程门阵列（FPGA）等。在一些实施例中，电流控制器404和/或产生器402包括计算机可读存储设备，诸如标准存储器，上面有配置成使得计算处理器结合部件402、404执行本文描述的操作的计算机可执行代码或指令。

通过使用测量出的电感器电流420（i_L(meas)(t)）作为反馈信号并由PWMG402产生用于开关228、232、234、236、238的适当信号，控制回路控制电感器电流（或i_L(meas)(t)）的形式和值以实现所需的功率因数校正。

另外，以这些方式，PFC功率电路224被控制以产生与设施或输入源电压（V_in或VAC(t)）同相的正弦电流。

若所提供，不需要DC链路电压调节，至少是因为不再需要纯DC输出。相反，在一些情况下具有约两倍线路频率的波动的输入源波动功率并非传递到中间DC链路（例如，图1的DC总线电解质电容器118）而是被引导至输出电池负载。

以此方式，输出功率不具有纯DC形式，并且相反是上面叠加有一些AC形式电流的DC——例如，具有大波动（例如，约两倍线路频率的波动）的DC形式电流。虽然本文经常提及具有约两倍线路频率的波动的电压，但是可以使用其他波动水平，诸如低于或者甚至高于约两倍线路频率的水平。

如以上所提及，并且与常规想法相反，现在已经发现传递到现代电池（例如，Li离子电池）的波动电流（即，上面叠加有一些AC电流的DC电流）并不妨碍充电操作或者降级电池性能。相反，其提高充电和放电操作的效率并且由于电池提供用于这些充电电流的较低有效阻抗而提高电池性能。

V.图5——用于第一实施例的单位因数图表

图5示出展示与图2的隔离的单向充电器的示例性操作相关的数据的第一图表500，所述数据代表单位功率因数操作。

图表500的y轴具有在负四百与四百之间的增量。如以下进一步描述，相对于第一数据线，增量对应于线路电压的值（伏特）。相对于第二数据线，增量对应于电流的值（安培）。x轴指示时间。

示例性操作的状况包括：

●如以上描述的隔离的单向充电器拓扑；

●240V均方根（rms）输入源电压（例如，项212或VAC(t)或V_AC(t)）；

●420V的充电器输出电压；以及

●3.3kW的平均输出功率（PO_(avg)）。

图表中的第一线502代表由充电器202作为时间的函数接收的AC电压或者以(V_in)为单位的电压。图表中的第二线504代表随时间提供给充电器202的电流或者以(I_in)为单位的电流。如图所示，第一线502所代表的输入电压是正弦的，并且根据y轴增量，峰值在约+/-340V。第一线504所代表的输入电流也是正弦的，并且根据y轴增量，峰值在约+/-20A。

如图5中进一步示出，输入电压和输入电流近似地彼此同相——即，零相位角。这通过功率因数校正（PFC）电路（例如，参考224）来实现，该电路保持输入电流同相或几乎同相，由此将电流变形限制到最小以及符合所需的设施要求和电流谐波标准。

VI.图6——充电器输出电流

图6示出展示与图2的隔离的单向充电器的操作相关的数据的第二图表600。

在图表600中，数据线602代表作为时间（x轴）的函数以安培（或安、A）为单位测量的充电器输出电流（y轴）。在此示例性操作中，输出到电池的DC电流具有120Hz的相对大的波动。

相同状况适用于此实例：

●如以上描述的隔离的单向充电器拓扑；

●240V的输入rms源电压；

●420V的充电器输出DC电压；以及

●3.3kW的平均输出功率（P_O(avg)）。

图表600展示以上描述的本操作（包括将具有高达约两倍传统线路频率的波动的功率源电压引导至输出电池而非通过中间DC链路）允许将比纯DC充电模式中提供的电流高得多（例如，两倍）的峰值电流604、606提供给电池。

VII.图7——充电器输出电压

图7示出展示与图2的隔离的单向充电器的操作相关的数据的第三图表700。

在图表700中，数据线702代表作为时间（x轴）的函数以伏特（V）为单位测量的充电器输出电压（y轴）。如所提供，在该实例中，输出到电池操作的电气输出具有120Hz的相对大的波动。

相同状况适用于此实例：

●如以上描述的隔离的单向充电器拓扑；

●240V的输入电压（或者项212或VAC或V_AC）；

●420V的充电器输出电压；以及

●3.3kW的平均输出功率（P_O(avg)）。

图表700展示输出电压具有约两倍线路频率的非常小的波动，因此没有超出用于电池的电压波动要求。

VIII.图8——根据第二实施例的功率电路

图8示意性地示出根据本公开的第二实施例的第二改进的功率电路800，该功率电路示出另一个隔离的单向充电器802的拓扑。

如先前实施例（图2）中，此实施例的电路800包括由高频（HF）电容器808分开并且由控制器810控制的两个主要平台，第一交流到直流（AC-DC）平台804和直流到直流平台806。

如第一实施例中，控制器810在此接收各种输入（这在以下进一步描述，包括结合图9的电路900进行描述），并且控制充电器802的开关的操作。

另外，如先前实施例（图2）中，电路800被配置成通过输入终端812接收交流（AC）电网电压。同样，电压812由AC输入电压源（未详细示出）提供。该源是任何适当的AC电压源，诸如家庭或燃料站处的AC电压源，并且可以包括AC电压发电机。一些实施中的源包括智能型能量网或电网或者是其一部分。另外，如所提供，虽然输入电压在本文可以称为电网电压，但是其他源包括发电机或者任何足够水平的AC电压源。

此实施例的第一AC-DC平台804包括无桥升压整流器子电路814或仅整流器。在操作中，整流器814使用功率因数（PF）校正来整流输入AC电压812。

充电器802在无桥升压整流器814的输入端处还包括交流（AC）电感器815（或L_AC）。

虽然整流器814可以包括其他配置，但是在所示实施中，整流器814包括两个二极管816、818和两个开关820、822。

如还提供，充电器802包括连接AC-DC平台804和DC-DC平台806的高频（HF）电容器808（例如，HFDC链路电容器）。在充电器802的操作中，能量可以由一次绕组漏电感产生。HFDC链路电容器808提供用于与此能量相关的电流的快速恢复式整流路径。

此实施例的充电器802的第二DC-DC平台806还包括多个开关。虽然平台806可以包括其他布置和数量的开关，但是在所示实施例中，平台包括四个开关824、826、828、830。

如图2的第一实施例的平台一样，此实施例的DC-DC平台806形成全桥DC-DC转换器。另外，对于此实施例，平台806包括结合此功能的高频变压器834。在操作中，如第一实施例的HF变压器一样，HF变压器834提供用于平台806的电气隔离，并且因此可以称为隔离变压器。

DC-DC平台806也被展示为包括电感器832。电感器832是称为主侧的变压器漏电感。

变压器834如同本文披露的每个变压器一样可以认为是在任何适当的比率下操作以实现所需目标，包括本文描述的那些目标。比率通常可以称为是1:N，其中N包括任何非零正数。

如同第一实施例的平台206一样，DC-DC平台806也包括联接到隔离变压器834的输出侧的整流器836。虽然整流器836可以包括其他布置（例如，其他数量的二极管），但是在图8的实施中，组可以包括如图所示的四个二极管838、840、842、844。

在DC-DC平台806之后，充电器202的实施例还包括用于高频（HF）过滤的另一个电容器846和代表如图8中所示放置的电池的有效内部电阻的电阻器848。充电器802包括输出终端850，电压通过该输出终端提供到有待充电的电池——电池未详细示出而是由DC电压源850和内部电阻848近似地代表。

如图8中示意性地表示，在操作中，控制器810控制AC-DC平台804的无桥PFC电路814的开关820、822和DC-DC平台806的全桥开关824、826、828、830的打开和闭合。

IX.图9和10——用于第二实施例的循环时序图

图9示出用于控制图8的隔离的单向充电器拓扑中的开关的示例性正AC电压循环时序图。图10示出用于控制图8的隔离的单向充电器拓扑中的开关的示例性负AC电压循环时序图。

负和正循环时序图被示出为在输入AC电压812为正并且输入AC电压812为负时负责开关操作之间的差异。

更具体来说，图示出相对于负和正AC电压循环，图8的第一平台开关820、822和第二平台开关824、826、828、830的开关序列。

图900、1000中的每一个包括子图表，每个子图表对应于图8的电路802的开关中的一个。

更具体来说，对于图9，从顶到底的子图表901、902、903、904、905、906分别展示用于六个图8开关的开关序列（接通/断开或闭合/打开）：DC-DC平台806的第一至第四开关824、826、828、830和AC-DC平台804的两个开关820、822。

对于图10，从顶到底的子图表1001、1002、1003、1004、1005、1006分别展示用于相同开关（DC-DC平台806的第一至第四开关824、826、828、830和AC-DC平台804的两个开关820、822）的开关序列（接通/断开；或闭合/打开）。

每个子图表包括代表时间推移的x轴，并且其中时间周期在以下更详细描述。每个子图表还包括展示与对应的开关在时间周期期间是断开（零，0）还是接通（1.0）相对应的0、0.5和1.0的y轴。

图表的其他方面（例如，参考时间、时间周期、循环、子循环和间隔）可以如以上对于图3所提及，其中图9和10中在此明确提及或展示任何改变（例如，时间间隔的大小），因此在此不再次详细描述。

进一步参照图式，在正循环期间（图9），第二AC-DC平台开关822被断开并且第一AC-DC开关820被调节。在负循环期间（图10），第一开关820被保持断开并且第二开关822被调节。

现在参照用于正输入电压（图9）的第一开关子循环922的第一时间间隔926。如图所示，在开始时间910（t₀），第一AC-DC平台开关820被接通（闭合）并且保持接通直到间隔926结束（即，直到第一时间911（t₁））。

与第一实施例的第一间隔326一样，图9和10的正和负循环的第一时间间隔926、1026具有等于预先产生的占空比D(t)●T(s)的周期。另外，在此，占空比D(t)是由控制电路（例如，PWM产生器）产生的脉宽调制可变占空比，以下结合图11进一步描述。

另外，与第一实施例的偶数间隔328、332一样，偶数间隔928、1028、932、1032具有周期为(1-D(t))●T(s)的占空比。

进一步参照图9的正循环，在开始参考时间910（或t₀），第一AC-DC平台开关820被接通（闭合）并且保持接通持续此第一时间间隔926。此接通（闭合）开关动作实现升压操作并且将能量存储在电流成形升压电感器815中。

如图9中进一步示出，在正循环的第一间隔926期间，分别对应于子图表901、902、903、904的四个DC-DC平台开关824、826、828、830被断开（打开）。

根据这些序列，全桥平台（806）开关部件（例如，包括横跨开关的反平行二极管的MOSFET）实现DC链路电容器808与变压器漏电感器832中的能量之间的电流路径。

根据图9的所示序列，在第一AC-DC平台开关820在正半循环期间被接通时每个开关循环具有用于升压平台的一个短路操作，持续等于D(t)●T(s)的时间间隔——即，第一循环922的时间t₀-t₁与第二循环924的t₂-t₃之间，如图9中所示。

在第二间隔928（t₁-t₂）中，第一DC-DC平台开关824和第四DC-DC平台开关830在与第二DC-DC平台开关826和第三DC-DC平台开关828交替的开关循环中被接通。这意味着如果在第一开关循环922中，在第一时间911（t₁），第一开关824和第四开关830接通，则随后在下一个开关循环924中，在第三时间913（t₃），其他两个第二平台开关826、828接通，如图9中所示。

如同第一实施例中一样，开关中哪组接通同时其他断开控制通过电路200并且更具体来说通过变压器的电流的方向。

进一步参照负循环（图10），总序列1020在开始时间1010（或t₀）开始并且在第四时间1014（t₄）结束。如以上所提及，在开始时间t₀，第二AC-DC平台开关822被接通（闭合）持续等于预先产生的占空比D(t)●T(s)的周期。如以上所提及，D(t)是由图11中所示的控制电路产生的脉宽调制可变占空比。同样，此闭合开关动作实现升压操作和将能量存储在电流成形升压电感器815中。

在第一间隔1026期间，对应于子图表1001、1002、1003、1004的四个第二平台开关824、826、828、830断开（打开状态）。

根据这些序列，全桥平台（806）开关部件实现DC链路电容器808与变压器漏电感器832中的能量之间的快速恢复式整流电流路径。

根据图10的所示序列，在第一AC-DC平台开关822在正半循环期间被接通时每个开关循环具有用于升压平台的一个短路操作，持续具有占空比D(t)●T(s)的奇数时间间隔（例如，1026、1030）。

进一步关于负半循环（图10）并且类似于操作的正半循环（图9），在偶数间隔（即，第二间隔1038、第四间隔1042等）中，第一DC-DC平台开关824和第四DC-DC平台开关830在与第二DC-DC平台开关826和第三DC-DC平台开关828交替的开关循环中被接通。如同前两个实施例中，开关中哪组接通同时其他断开控制通过电路800并且更具体来说通过变压器的电流的方向。开关可以视为模拟交流电流，变压器被配置成处理该格式。

X.图11——用于第二实施例充电器的控制图

图11示出用于控制图8的隔离的单向充电器802的示例性控制图。

图11中所示的控制图和相关功能在某种程度上与以上结合图4描述的那些相同。以下在此描述它们共同具有的一些特征和一些差异。为了简洁起见，不描述两个实施例之间共有的所有特征，并且这些特征被认为通过参考在此披露。

与图4的实施例一样，图11的控制电路1100被布置成产生和处理参考电流和占空比，以用于产生脉宽调制（PWM）控制信号。信号被传递到充电器开关以控制其接通/断开时序。

另外，与第一实施例一样，此第二实施例的对应于控制特征810的控制子电路1100包括脉宽调制（PWM）信号产生器1102和电流控制器1104。电路1100同样进一步包括求和部件1106或组合器、倍增器部件1108以及增益部件1110（例如，提供所需增益（G）的放大器）。可以组合分开示出或描述的控制电路1100的任何部分。

同样，如同图4的控制子电路，对于其控制功能，此控制子电路1100包括或连接到获得所描述的这个和其他电流或电压数据所需的任何仪器，诸如配置和定位成提供所使用的表示的一个或多个传感器或测量计（未详细示出），诸如电压或电流传感器。

另外，如同图4的控制子电路，本发明的控制子电路1100获得输入AC电压并使用输入AC电压来分别提供|Sin(ωt)|模板和AC输入电流反馈信号。电压和电流数据由通信线路1112、1120指示。

然而，与图4的控制子电路不同，在其中如图8和11中所示升压电感器815在整流器814之前的图11的实施例中，电压和电感器电流数据1112、1120都是预整流器表示。虽然也可以将其他布置用于成形输入电流，但是在此，AC电压被处理以提供用于电感器电流遵循的|Sin(ωt)|形状，而非如图先前实施例（例如，图4）中一样使用整流后的电压，因为还需要正和负AC循环信息。

如在第一状况下，电压数据1112由部件1110处理（例如，倍增）以产生|Sin(ωt)|形式（即，ω*t的正弦的绝对值），其中ω（欧米伽）表示角频率，并且t是时间。结果被作为输入1114传递到倍增器1108。

倍增器1108还接收预定参考电流值1116（例如，预设参考峰值电流值或i_ref）作为第二输入。以上结合第一实施例的值416描述该值（包括其导数）。如所提供，通过使用提供此参考1116的另一个外部电压控制回路来调节输出电池电压，并且为了简洁起见，未明确展示该外部电压控制回路。

使用两个输入1114、1116，倍增器1108产生参考电感器电流1118（或i_L*(t)）的形状和振幅的表示。更具体来说，参考电感器电流1118（i_L*(t)）具有全波整流形式并且使用值1114和预设参考峰值电流值1116来获得。

求和部件1106将参考电感器电流1118（i_L*(t)）与测量出的电感器电流反馈信号1120（或i_L(meas)）组合，该反馈信号具有用于求和的负(-)值。所得的和表示参考电流1116（i_ref）与测量出的电感器电流1120（i_L(meas)）之间的差1122（如果存在）。

电流控制器1104基于差1122产生以上提及的占空比1124（D(t)）。电流控制器1104可以如以上所描述的任何适当的方式来配置，以用于执行本文描述的操作。

使用占空比（D(t)）1124，PWM产生器1102产生控制AC-DC平台的开关820、822和DC-DC平台的全桥开关824、826、828、830的接通/断开时间间隔的脉宽调制控制信号。产生器1102可以如以上所描述的任何适当的方式来配置。

如第一实施例一样，在此第二实施例中不需要DC链路电压调节，至少因为不再需要纯DC输出。相反，在一些情况下具有约两倍线路频率的波动的源电压812并非传递到中间DC链路（例如，图1的DC总线电解质电容器118）而是被引导至输出电池负载（未详细示出）。以此方式，输出功率不具有纯DC形式，并且相反是上面叠加有一些AC形式电流的DC——即，具有大波动（例如，约两倍线路频率的波动）的DC形式电流。

如同其他实施例一样，与常规想法相反，将波动电流频率（即，上面叠加有一些AC电流的DC电流）提供到现代电池（例如，Li离子电池）并不妨碍充电操作或者降级电池性能，并且相反，与常规系统相比，其提高充电效率。

XI.图12——用于第二实施例的单位功率因数图表

图12示出展示与图8的隔离的单向充电器的示例性操作相关的数据的第一图表1200，所述数据代表单位功率因数操作。

此实施例的图表1200示出类似于以上结合用于第一实施例的类似图表500描述的那些的结果，并且不再进一步描述。

XII.图13——第二充电器输出电流

图13示出展示与图8的第二实施例隔离的单向充电器的操作相关的数据的第二图表。

此实施例的图表1300示出类似于以上结合用于第一实施例的类似图表600描述的那些的结果，并且不再进一步描述。

XIII.图14——第二充电器输出电压

图14示出展示与图8的隔离的单向充电器的操作相关的数据的第三图表。

此实施例的图表1400示出类似于以上结合用于第一实施例的类似图表700描述的那些的结果，并且不再进一步描述。

XIV.图15——根据第三实施例的功率电路

图15示出根据本发明的第三实施例的第三改进的功率电路1500的示意图，该功率电路作为理想表示展示隔离的单向充电器1502的拓扑。

此第三实施例的电路1500除了一些差异之外与第一实施例200相同。一个主要差异在于本电路1500没有单独的功率校正因数子电路（如PFC子电路224）或者任何第一平台开关（如开关228）。

如先前实施例（图2和8）中，此实施例的电路1500包括两个主要平台，第一交流到直流（AC-DC）平台1504和全桥直流到直流（DC-DC）平台1506。

与先前实施例不同，用于此实施例的电路1500的图示并未示出用于理想电路表示的高频（HF）电容器（例如，部分208、808）。在图示的AC-DC与DC-DC平台之间未示出HF电容器来表示理想电路，因为在某种意义上可以忽略变压器的漏电感，并且因此不再明确需要用于快速恢复式整流电流的电容器来耗散漏电感中的能量。在该技术的实际实现中，在此可以包括HF电容器以提供快速恢复式整流电流路径。

此实施例的电路1500如同先前实施例一样包括或连接到控制电路1500的操作的控制器1510。

如先前实施例中，在此控制器1510接收各种输入（这在以下进一步描述，包括结合图17的电路1700进行描述），并且控制充电器1502的开关的操作。

另外，如先前实施例中，电路1500被配置成通过输入终端1512接收交流（AC）电网电压。同样，电压1512由AC输入电压源（未详细示出）提供。该源是任何适当的AC电压源，诸如家庭或燃料站处的AC电压源，或者AC发电机。

一些实施中的源包括智能型能量网或电网或者是其一部分。另外，如所提供，虽然输入电压在本文可以称为电网电压，但是其他源包括发电机或者任何足够水平的AC电压源。

此实施例的第一AC-DC平台1504包括整流器电路1514。在一个实施中，整流器子电路1514或整流器包括四个二极管1516、1518、1520、1522。在操作中，整流器1514整流输入AC电压1512，并且升压AC电感器1524结合DC-DC平台开关提供功率因数校正。

此实施例的充电器1502的第二DC-DC平台1506包括多个开关。虽然平台1506可以包括其他布置和数量的开关，但是在所示实施例中，平台包括四个开关1526、1528、1530、1532。

如图2的第一实施例的平台一样，此实施例的DC-DC平台1506形成全桥DC-DC转换器。平台1506包括结合此功能的高频变压器1536。

在操作中，如前两个实施例的HF变压器一样，HF变压器1536提供用于平台1506的电气隔离，并且因此可以称为隔离变压器。

变压器1536如同本文披露的每个变压器一样可以认为是在任何适当的比率下操作以实现所需目标，包括本文描述的那些目标。比率通常可以称为是1:N，其中N包括任何非零正数。

如同第一实施例的平台206一样，DC-DC平台1506也包括联接到隔离变压器1536的输出侧的整流器1538。虽然整流器836可以包括其他布置（例如，其他数量的二极管），但是在图15的实施中，组可以包括如图所示的四个二极管1540、1542、1544、1546（或D₅-D₈）。

在DC-DC平台1506之后，充电器1502的实施例还包括用于过滤的另一个电容器1548和代表如图15中所示放置的电池的有效内部电阻的电阻器1550。充电器1502包括输出终端1552，电压通过该输出终端提供到有待充电的电池（电池未详细示出）。

如图15中示意性地表示，在操作中，控制器1510控制全桥开关1526、1528、1530、1532的打开和闭合。

通过控制开关，控制装置1510控制例如通过充电器1502的升压电感器电流的时序。另外，通过这样，控制装置1510控制用于将所需的DC充电电流（即，具有相对大的波动（诸如等于约两倍线路频率的平均DC电流的振幅的约两倍的波动）的电流（叠加在DC电流上的AC电流））供应给电池的第二全桥平台1506的全桥功能和功率因数校正。以上提及此操作的益处，并且以下进一步描述所述益处。

XV.图16——用于控制第三实施例充电器的时序图

图16示出用于图15中所示的实施例的开关1526、1528、1530、1532的开关序列。更具体来说，图1600包括多个子图表，每个子图表对应于图15的电路1502的开关中的一个。更详细来说，从顶到底的子图表1601、1602、1603、1604分别展示用于四个图15开关1526、1528、1530、1532的开关序列（接通/断开或者闭合/打开），在此实施例中是第二DC-DC平台的每个开关。

每个子图表1601、1602、1603、1604包括代表时间推移的x轴，并且其中时间周期在以下更详细描述。每个子图表还包括展示与对应的开关在时间周期期间是断开（零，0）还是接通（1.0）相对应的0、0.5和1.0的y轴。

因为子图表1601、1602、1603、1604的许多方面（例如，参考时间、时间周期、循环、子循环）可以如以上结合图3、9和10所描述的那些方面，并且图16中示出许多相关差异（例如，时间间隔的大小），所以在此不再次描述时序子图表1601、1602、1603、1604的所有方面。

如以上结合图15所提及，第三实施例与第一实施例之间的主要差异在于第三实施例缺乏PFC开关或者任何AC-DC平台开关。

进一步参照图16，根据先前时序图的相同惯例，奇数间隔被标记为1626和1630，并且偶数间隔被标记为1628和1632。

如先前实施例中，奇数间隔1626、1630具有等于预先产生的占空比D(t)●T(s)的周期。另外，同样，占空比D(t)是由控制电路（例如，PWM产生器）产生的脉宽调制可变占空比，以下结合图17进一步描述。

另外，与第一实施例的偶数间隔328、332一样，偶数间隔1628、1632具有周期为(1-D(t))●T(s)的逆占空比。

在每个奇数间隔（1626、1630等）中，充电器1502的四个开关中的每一个接通，从而实现升压动作。在第二间隔1628中，第一开关1526和第四开关1532从该间隔开始保持接通，而第二开关1528和第三开关1530被断开（打开）。在第四间隔1632中，第二开关1528和第三开关1530此时从先前的第二间隔保持接通，而其他两个（即，第一开关1526和第四开关1532）被断开。如前两个实施例中，开关中哪组接通同时其他断开控制通过电路1500并且更具体来说通过变压器的电流的方向。开关可以视为模拟交流电流，变压器被配置成处理该格式。

XVI.图17——用于第三实施例充电器的控制图

图17示出用于控制图15的隔离的单向充电器的示例性控制图。

图17中所示的控制图和相关功能在某种程度上与以上结合图4和11描述的那些相同。以下在此描述它们共同具有的一些特征和一些差异。为了简洁起见，不描述此实施例与先前实施例之间共有的所有特征，并且这些特征被认为通过参考在此披露。

与图4的实施例一样，图17的控制电路1700被布置成处理用于产生脉宽调制（PWM）控制信号的参考电流和充电器内电流特征。信号被传递到充电器开关以控制其接通/断开时序。

另外，与第一实施例一样，此第二实施例的控制子电路1700包括脉宽调制（PWM）信号产生器1702和电流控制器1704。子电路1700同样进一步包括求和部件1706或组合器、倍增器部件1708以及增益部件（例如，提供所需增益（G）的放大器1110）。可以组合分开示出或描述的控制子电路1700的任何部分。

同样与先前实施例一样，对于其控制功能，此控制子电路1700包括或连接到获得所描述的这个和其他电流数据所需的任何仪器，诸如配置和定位成提供所使用的表示的一个或多个传感器或测量计（未详细示出），诸如电压计或万用计。

另外，如同先前控制电路，此电路1700获得并使用电气整流的电压和电感器电流数据。电压和电流数据由通信线路1712、1720指示。

如第一实施例中，在整流器（包括二极管1516、1518、1520、1522）之后具有升压电感器1524的图17的电路中，从后整流器电流获得所提及的电流数据1712、1720。

另外，如第一和第二实施例中，整流器输出电压表示1712由增益部件410倍增并且作为输入1714传递到倍增器1708。输入1714基于形式|Sin(ωt)|（即，ω*t的正弦的绝对值）的模板确保输入电流的形状，其中ω（欧米伽）表示角频率，并且t是通过测量整流器输出电压|VAC(t)|提供的时间。同样，在此主要目标在于产生与设施电压同相的正弦电流。这可以许多方式来进行，诸如以上的锁相回路等。

倍增器1708还接收预定参考电流值1716（例如，预设参考峰值电流值；或i_ref）作为第二输入。以上结合前两个实施例的值416、1116描述该值（包括其导数）。

使用两个输入1714、1716，倍增器1708产生参考电感器电流1718（i_L*(t)）的形状和振幅的表示。更具体来说，参考电感器电流1718（i_L*(t)）具有全波整流形式并且使用测量出的整流器输出电压值1714的绝对值和参考峰值电流值1716来获得。

求和部件1706将参考电感器电流1718（i_L*）与测量出的电感器电流反馈信号1720（或i_L(meas)）组合，该反馈信号具有用于求和的负(-)值。所得的和表示参考电流1716（i_ref）与测量出的电感器电流1720（i_L(meas)）之间的差1722（如果存在）。

电流控制器1704基于差1722产生以上提及的占空比1724（D或D(t)）。控制器1704可以如以上所描述的任何适当的方式来配置，以用于执行本文描述的操作。

使用占空比（D(t)）1724，PWM产生器1702产生控制开关1526、1528、1530、1532的接通/断开时间间隔的脉宽调制控制信号。产生器1702可以如以上所描述的任何适当的方式来配置。

如第一实施例一样，在此第三实施例中不需要DC链路电压调节，至少因为不再需要纯DC输出。相反，在一些情况下具有约两倍线路频率的波动的源电压1512并非传递到中间DC链路（例如，图1的DC总线电解质电容器118）而是通过输出终端1550引导至输出电池负载（未详细示出）。以此方式，输出功率不具有纯DC形式，并且相反是上面叠加有一些AC形式电流的DC——即，具有大波动（例如，约两倍线路频率的波动）的DC形式电流。

XI.图18——用于第三实施例的单位功率因数图表

图18示出展示与图15的隔离的单向充电器的示例性操作相关的数据的第一图表，所述数据代表单位功率因数操作。

此实施例的图表1800示出类似于以上结合用于第一和第二实施例的类似图表500、1200描述的那些的结果，并且不再进一步描述。

XVIII.图19——第三充电器输出电流

图19示出展示与图15的隔离的单向充电器的操作相关的数据的第二图表。

此实施例的图表1900示出类似于以上结合用于第一和第二实施例的类似图表600、1300描述的那些的结果，并且不再进一步描述。

XIX.图20——第三充电器输出电压

图20示出展示与图15的第三实施例隔离的单向充电器的操作相关的数据的第三图表，所述数据代表以伏特（V）测量的充电器输出电压，其在DC电压的顶部具有相对小的120Hz波动。

此实施例的图表2000示出类似于以上结合用于第一和第二实施例的类似图表700、1400描述的那些的结果，并且不再进一步描述。

XX.操作方法

未提供明确地概括本文描述的过程的图。典型模式的分步流程图可以通过容易地表示本文描述的功能和操作来绘制。步骤可以包括例如以上描述的控制功能和操作的任一个。

应注意，方法步骤不必在任何情况下都必须按任何特定次序，并且以替代次序执行一些或所有步骤也是可能并预期的。

至少在一些情况下以便于描述和说明的认证次序来描述步骤。在不脱离随附权利要求的范围的情况下，可以增加、省略和/或同时执行步骤。

在某些实施例中，过程的一些或所有步骤和/或基本上等效步骤由执行存储或包括在计算机可读媒体（诸如以上描述的系统或装置的存储器或计算机存储设备）上的计算机可执行指令的处理器（例如，计算机处理器）执行。

XXI.选择优点和益处

根据本发明技术配置的充电器的优点包括相对较小的尺寸。较小的尺寸至少部分地通过不具有常规充电器的三个功率平台布置（例如，图1的平台102、104、106）的充电器并且通过不具有通常笨重的DC电容器118而导致。车辆（例如，汽车）中节省的空间在包装体积是额外费用的情况下重要。

相对于尺寸益处，新颖的充电器也较轻。充电器至少由于其缺乏DC电容器而质量较小。

根据本发明技术配置的充电器的优点还包括相对低的价格。低价部分地是由于不具有常规充电器的三个功率平台布置（例如，平台102、104、106）并且不具有DC电容器118的充电器所导致。

根据本发明技术配置的充电器的优点还包括相对较高的稳定性。增加的稳定性至少部分地由于不具有如以上所描述的、次于最佳品质的常规笨重的DC电容器118的充电器而导致。

本发明充电器的另一个优点在于它们与如所描述的常规充电器相比具有提高的电池循环寿命和充电效率。

根据本发明技术配置的充电器的优点还包括相对较简单的控制要求。如所提供，常规的单向充电器需要两个平台控制来用于输入电流成形和输出电压控制。

XXII.结论

本文披露本公开的各种实施例。所披露的实施例仅是可以各种和替代形式实施的实例和其组合。

上述实施例仅是为了本公开原理的清楚解释而阐述的实施的示例性说明。

在不脱离权利要求的范围的情况下，可以对上述实施例进行变化、修改和组合。本文中通过本公开和随附权利要求的范围包括所有这些变化、修改和组合。

Claims

1.一种用于提供用于对电池充电的功率的充电系统，包括：

第一交流到直流平台，包括：

用于整流输入交流输入电压的单相二极管整流器；以及

包括开关的功率因数校正子电路；

包括多个开关的第二直流到直流平台；

连接在第一平台与第二平台之间的高频电容器；以及

控制器，所述控制器连接到第一平台和第二平台的开关，并且被配置成借助于开关来控制通过所述充电系统的升压电感器电流的时序。

2.如权利要求1所述的充电系统，其中第一平台的整流器包括多个二极管。

3.如权利要求2所述的充电系统，其中第一平台的多个二极管由四个二极管构成。

4.如权利要求1所述的充电系统，其中高频电容器是用于提供快速恢复式整流电流路径的高频直流链路电容器。

5.如权利要求1所述的充电系统，其中功率校正因数子电路被配置和布置在系统中以补充整流器子电路以满足用于通过系统的电流的谐波限制。

6.如权利要求1所述的充电系统，其中功率校正因数子电路包括升压电感器。

7.如权利要求1所述的充电系统，其中功率校正因数子电路包括功率校正因数二极管。

8.如权利要求1所述的充电系统，其中功率因数校正子电路的开关是功率因数校正升压转换器开关。

9.如权利要求1所述的充电系统，其中控制器被配置成控制通过充电系统的升压电感器电流的时序包括配置成控制用于将主要直流充电电流供应到电池的第二平台的全桥功能。

10.如权利要求9所述的充电系统，其中主要直流充电电流包括叠加有直流的相对大的交流波动。

11.如权利要求10所述的充电系统，其中交流波动具有约两倍的直流平均振幅并且是约两倍线路频率的振幅。

12.如权利要求1所述的充电系统，其中第二平台的多个开关包括四个全桥主动开关。

13.如权利要求1所述的充电系统，其中：

第二平台包括：

电感器；以及

高频隔离变压器，所述高频隔离变压器用于提供用于第二平台的电气隔离；以及

电感器是所述变压器的漏电感。

14.如权利要求13所述的充电系统，其中：

第二平台包括联接到高频隔离变压器的下游侧的直流到直流平台整流器；以及

第二平台的直流到直流平台整流器包括由四个二极管构成的二极管组。

15.一种用于提供用于对电池充电的功率的充电系统，包括：

第一交流到直流平台，所述第一交流到直流平台包括用于整流输入交流电压电压的无桥升压整流器子电路，所述无桥升压整流器子电路包括至少一个开关；

第二直流到直流平台，所述第二直流到直流平台包括多个开关；

连接在第一平台与第二平台之间的高频电容器；以及

控制器，所述控制器连接到第一平台和第二平台的开关，并且被配置成借助于开关来控制通过充电系统的升压电感器电流的时序。

16.如权利要求15所述的充电系统，其中无桥升压整流器子电路包括：

在子电路的入口处的交流电感器；以及

两个二极管。

17.如权利要求15所述的充电系统，其中无桥升压整流器子电路被配置成根据预定功率因数来整流输入电压。

18.一种用于提供用于对电池充电的功率的充电系统，包括：

第一交流到直流平台，所述第一交流到直流平台包括用于整流输入交流输入电压的单相二极管整流器；

第二直流到直流平台，所述第二直流到直流平台包括多个开关；以及

控制器，所述控制器连接到第二平台的开关，并且被配置成借助于开关来控制通过充电系统的升压电感器电流的时序。

19.如权利要求18所述的充电系统，其中第二平台包括用于提供用于第二平台的电气隔离的高频隔离变压器。

20.如权利要求18所述的充电系统，其中：

第二平台包括联接到隔离变压器的下游侧的直流到直流平台整流器；以及