JP2017070193A - 双方向ａｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】バスキャパシタの両端のリップル電圧が小さく、それによりバスキャパシタの容量を更に小さくすることができるようにする。【解決手段】送電網とバッテリとの間に接続される双方向ＡＣ−ＤＣコンバータであって、フィルタと、フルブリッジ型のＡＣ−ＤＣ変換部と、デュアルアクティブブリッジ型のＤＣ−ＤＣ変換部と、制御部と、を備え、ＡＣ−ＤＣ変換部とＤＣ−ＤＣ変換部との間にバスキャパシタが配置され、フィルタは、少なくとも１つの入力インダクタを備え、ＡＣ−ＤＣステージにおいて、制御部は、ＡＣ−ＤＣ変換部の入力端の電流の位相が送電網の電流の位相と一致し、且つバスキャパシタの両端の電圧が規定電圧となるように、ＡＣ−ＤＣ変換部を制御し、ＤＣ−ＤＣステージにおいて、制御部は、ＤＣ−ＤＣ変換部の出力端の電流が、入力インダクタにより発生した位相偏移を補償した第１の参照電流となるように、ＤＣ−ＤＣ変換部を制御する。【選択図】図１

Description

本発明は、双方向ＡＣ−ＤＣコンバータに関し、特に、バスキャパシタのリップル電圧が小さな双方向ＡＣ−ＤＣコンバータに関する。

電気自動車を電力系統に接続し、車から電力系統に電力を供給するＶ２Ｇ（Vehicle to Grid）が知られている。Ｖ２Ｇ技術によれば、電気自動車を移動手段として使わない時に、車に搭載された大容量のバッテリを電力貯蔵設備として利用することができる。

異なる電源間でエネルギーを伝送させるＶ２Ｇ技術への関心が高まるにつれ、双方向のインバータ・チャージャシステムへの必要性が高まっている。

非特許文献１には、送電網の二倍の周波数を持つリップル電流でリチウムイオン電池に充電したとしても、その電池性能は大きくは劣化しないことが開示されている。

また、非特許文献２の態様は、送電網の二倍の周波数を持つ正弦電流を利用して充電するものである。図８に示されるように、非特許文献２のコンバータは、充電時にブリッジレスＰＦＣ及びデュアルアクティブブリッジ（ＤＡＢ）モジュールを備え、放電時にフルブリッジ昇圧コンバータ及びインバータを備える、双方向トポロジを有する。双方向インバータ・チャージャは、バッテリパックなどを充電するためのＡＣ−ＤＣ変換、および、バッテリを送電網に接続するためのＤＣ−ＡＣ変換の両方を提供する。これにより、両方向で同じ電力素子を利用することが可能になり、その結果、より少ない素子での効率の良いエネルギー伝送が実現される。

図９は非特許文献２の回路ブロック図である。図９において、バッテリの充電パワーは式（１）で表わされる。

そのエネルギーが全てバッテリに伝送される場合、バッテリの充電電流は、式（２）で表わされる。

図１０は、非特許文献２の制御ブロック図である。制御部は、充電電流がI_osin²(ωt)となるように、ＤＣ−ＤＣステージのデュアルアクティブブリッジ（ＤＡＢ）モジュールを制御する。この構成により、バスキャパシタの容量を減らすことができる。例えば、出力パワーが３ｋＷで、バスキャパシタの両端のリップル電圧が２％の場合、バスキャパシタの容量を４００μＦまで減らすことができる。

Bala S,Tengner T,Rosenfeld P,et al.The effect of low frenquency curent ripple on the performance of a Lithium Iron Phosphate(LFP) battery energy storage system[c].IEEE Energy Conversion Cpngress and Exposition,ECCE 2012, 2012:3485-3492. Xue, L., et al., Dual active bridge based battery charger for plug-in hybrid electric vehicle with charging current containing low frequency ripple. 2013, IEEE. p. 1920 - 1925.

しかしながら、非特許文献２においては、高周波ノイズをフィルタするＡＣ−ＤＣステージのインダクタＬ_ａｃのエネルギーの貯蔵が考慮されていない。このインダクタＬ_ａｃのエネルギーにより、バスキャパシタ両端のリップル電圧が大きくなる。

インダクタＬ_ａｃのエネルギーは、式（３）で表される。

インダクタＬ_ａｃのパワーは、式（４）で表される。

バッテリに伝送される電力は、式（５）で表される。

その中に、φ=arctan((ωL₁I_s)/V_s)
そして、V_inI_in>10(ωL₁I² _in) の場合に、出力側の電流は、式（６）で表される。

上記のように、インダクタのエネルギーを吸収するには、出力電流（充電電流）の位相シフトを行う必要がある。出力パワーが３ｋＷ、入力電圧が１１０Ｖ、入力側のＡＣ−ＤＣステージのインダクタが３ｍＨの場合、位相偏移角度φは１５．７８°である。従って、位相偏移角度φを考慮しなければならない。位相偏移角度を考慮しないと、バスキャパシタ両端のリップル電圧が大きくなってしまう。

本発明は、上記の課題を解決するためになされてものであり、バスキャパシタの両端のリップル電圧が小さく、それによりバスキャパシタの容量を更に小さくすることができる双方向ＡＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。

本発明の双方向ＡＣ−ＤＣコンバータは、送電網とバッテリとの間に接続される双方向ＡＣ−ＤＣコンバータであって、フィルタと、フルブリッジ型のＡＣ−ＤＣ変換部と、デュアルアクティブブリッジ型のＤＣ−ＤＣ変換部と、制御部と、を備え、前記ＡＣ−ＤＣ変換部と前記ＤＣ−ＤＣ変換部との間にバスキャパシタが配置され、前記フィルタは、少なくとも１つの入力インダクタを備え、ＡＣ−ＤＣステージにおいて、前記制御部は、前記ＡＣ−ＤＣ変換部の入力端の電流の位相が前記送電網の電流の位相と一致し、且つ前記バスキャパシタの両端の電圧が規定電圧となるように、前記ＡＣ−ＤＣ変換部を制御し、ＤＣ−ＤＣステージにおいて、前記制御部は、前記ＤＣ−ＤＣ変換部の出力端の電流が、前記入力インダクタにより発生した位相偏移を補償した第１の参照電流となるように、前記ＤＣ−ＤＣ変換部を制御することを特徴とする。

本発明の双方向ＡＣ−ＤＣコンバータによれば、ＡＣ−ＤＣステージにおいて、力率を改善すると共にバスキャパシタの両端の電圧を所望の電圧に維持し、ＤＣ−ＤＣステージにおいて、入力インダクタにより発生した位相偏移を補償した送電網の二倍の周波数の正弦充電を実現でき、バスキャパシタの両端のリップル電圧を小さくすることにより、バスキャパシタの容量を更に小さくできる。

また、本発明の双方向ＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１の参照電流は、前記送電網からの入力電圧及び入力電流、前記バッテリの両端の電圧、並びに前記入力インダクタにより発生した位相偏移角度から算出されることが好ましい。

また、本発明の双方向ＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記位相偏移角度は、前記送電網からの入力電圧及び入力電流、前記入力インダクタの値、並びに前記送電網の周波数から算出されることが好ましい。

また、本発明の双方向ＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記制御部は、前記送電網からの入力電圧及び入力電流をサンプリングするサンプリング手段と、前記入力電圧及び前記入力電流、並びに前記バッテリの両端の電圧から第２の参照電流を算出する第２の参照電流算出手段と、前記入力電圧及び前記入力電流、前記入力インダクタの値、並びに前記送電網の周波数から位相偏移角度を算出する位相偏移角度算出手段と、前記送電網の電圧の位相をフェーズロックにより取得する位相ロック手段と、前記位相ロック手段より取得された位相を前記位相偏移角度の２分の１だけシフトさせる、位相シフト手段と、前記位相シフト手段により出力された位相の余弦を平方演算する平方手段と、前記第２の参照電流に前記平方手段の結果を乗じて、前記第１の参照電流を得る乗算手段と、を備えることが好ましい。

本発明の双方向ＡＣ−ＤＣコンバータによれば、入力インダクタにより発生した位相のシフトを補償し、バスキャパシタ両端のリップル電圧を小さくすることにより、バスキャパシタの容量をより小さくすることができる。

本発明の実施形態の双方向ＡＣ−ＤＣコンバータを示す図である。 本発明の実施形態の双方向ＡＣ−ＤＣコンバータの充電モードの制御ブロック図である。 本発明の実施形態の双方向ＡＣ−ＤＣコンバータの放電モードの制御ブロック図である。 本発明の実施形態の双方向ＡＣ−ＤＣコンバータの充電モードの詳細制御ブロック図である。 本発明の実施形態の双方向ＡＣ−ＤＣコンバータのデュアルアクティブブリッジ型のＤＣ−ＤＣ変換部の制御の様子を示す図である。 充電モードにおいて従来のパワーデカップリングがない方式、非特許文献２、及び本実施形態におけるバスキャパシタの容量及びリップル電圧を比較した図である。 放電モードにおいて従来のパワーデカップリングがない方式、非特許文献２、及び本実施形態におけるバスキャパシタの容量及びリップル電圧を比較した図である。 従来技術の双方向ＡＣ−ＤＣコンバータを示す図である。 従来技術の双方向ＡＣ−ＤＣコンバータの回路ブロック図である。 従来技術の双方向ＡＣ−ＤＣコンバータの制御ブロック図である。

以下において、添付の図面を参照し、本発明の例としての実施の形態を説明する。

図１は、本発明の双方向ＡＣ−ＤＣコンバータの実施形態を示す図である。まず、図１を用いて本実施形態に係る双方向ＡＣ−ＤＣコンバータの回路構成を説明する。図１の双方向ＡＣ−ＤＣコンバータは、入力フィルタと、フルブリッジ型のＡＣ−ＤＣ変換部と、デュアルアクティブブリッジ（ＤＡＢ）型のＤＣ−ＤＣ変換部と、制御部と、を備える。フルブリッジ型のＡＣ−ＤＣ変換部は、スイッチ素子Ｔ５〜Ｔ８を備える。ＤＡＢ型のＤＣ−ＤＣ変換部は、スイッチ素子Ｔ１〜Ｔ４、Ｔ１’〜Ｔ４’を備える。フルブリッジ型のＡＣ−ＤＣ変換部とＤＡＢ型のＤＣ−ＤＣ変換部との間に、バスキャパシタＣ_ｂｕｓが配置される。
＜入力フィルタ＞

上記のように、非特許文献２では、ＡＣ−ＤＣステージにおけるインダクタＬ_ａｃに蓄積されるエネルギーが考慮されていなかった。非特許文献２では、送電網とフルブリッジ型のＡＣ−ＤＣ変換部との間に、インダクタＬ_ａｃが接続され、スイッチ素子で発生した高周波ノイズをフィルタするために用いられる。本発明においても、非特許文献２のように、１つのインダクタを使ってノイズをフィルタすることもできる。単一のインダクタを用いる単一ステージのシステムでは、共振の問題が発生しない。しかしながら、単一のインダクタを使ってフィルタする場合には、インダクタンス値が比較的大きなインダクタが必要となる。これは、素子体積の増加及びインダクタに蓄積するエネルギーの増加につながる。

従って、好ましくは、本発明の実施形態では、ＬＣＬフィルタが入力フィルタとして使われる。ＬＣＬフィルタは、インダクタＬ_ｇ１，Ｌ_ｇ２、キャパシタＣ_ｉｎ、インダクタＬ_１，Ｌ_２を備える。ＬＣＬフィルタは送電網との接続に広く用いられ、比較的小さなインダクタンス値で、スイッチで発生した高周波ノイズをフィルタすることができる。その利点は、強い安定性、シングル電流ループ、制御パラメータの設計が容易であること、および低コストである。

本発明の実施形態では、仮に、フィルタのカットオフ周波数が、スイッチ素子のスイッチング周波数の１/１０に設定される。且つ、L=L₁+L₂である。
カットオフ周波数は、式（７）で表される。

キャパシタＣ_ｉｎを減少させたい場合には、インダクタンス値Lを増加することが必要である。コンバータのインダクタのリップル電流を１０％とし、且つL₁=L₂=3mHとする場合、キャパシタＣ_ｉｎの容量は式（８）で表される。

仮に、L_g=L_g1+L_g2，α=L/(L+L_g)とすると、コンバータの出力電圧に対する出力電流の伝達関数は、式（９）で表される。

α=0.5の時、伝達関数の大きさが一番小さく、その際に、高周波数成分をよく抑制できる。今回の実施形態では、L_g1=L_g2=3mHである。

また、図１の各素子の値の例が、表１で表される

シミュレーション結果によれば、表１の各値を備える双方向ＡＣ−ＤＣコンバータの動作は安定している。
＜充電モードの回路構成＞

図２は本発明の実施形態に係る双方向ＡＣ−ＤＣコンバータの充電モードの制御ブロック図である。充電モードにおいて、電力は送電網からバッテリへと供給される。このモードにおいて、フルブリッジ型のＡＣ−ＤＣ変換部がブリッジレスＰＦＣ回路として、デュアルアクティブブリッジ（ＤＡＢ）型ＤＣ−ＤＣ変換部が位相シフトフルブリッジ回路として機能する。送電網からの電圧がブリッジレスＰＦＣ回路を介して、バスキャパシタの両端電圧に調整され、位相シフトフルブリッジ回路を介してバッテリを充電する。本発明の回路構成において、フルブリッジ型のＡＣ−ＤＣ変換部が力率改善および電圧レギュレーションを実現し、ＤＡＢ型のＤＣ−ＤＣ変換部がバッテリに対する正弦充電を実現する。

本実施形態のブリッジレスＰＦＣ回路の動作原理は、通常の昇圧ＰＦＣ回路の動作原理と類似している。通常の昇圧ＰＦＣ回路に比べて、当該デュアルブリッジ昇圧整流では、より小さいコモンモードノイズおよびより高い効率を得られる。コモンモードノイズを抑制するため、送電網の出力端にダイオードＤ９，Ｄ１０が接続される。図２の送電網の電圧の正半周期では、スイッチ素子Ｔ８のみが動作している。スイッチ素子Ｔ８が導通すると、インダクタＬ_１の電流が上昇し、電流はスイッチ素子Ｔ８およびダイオードＤ９を介して送電網に戻る。スイッチ素子Ｔ８がオフすると、電流はスイッチ素子Ｔ５のボディダイオード、バスキャパシタＣ_ｂｕｓ、およびダイオードＤ９を介して送電網に戻る。この時、送電網およびインダクタＬ_１は一緒にエネルギーを負荷側に伝送する。図２の送電網の電圧の負半周期では、スイッチ素子Ｔ７のみが動作している。スイッチ素子Ｔ７が導通すると、インダクタＬ_２の電流が上昇し、電流がスイッチ素子Ｔ７およびダイオードＤ１０を介して送電網に戻る。スイッチ素子Ｔ７がオフすると、電流がスイッチ素子Ｔ６のボディダイオード、バスキャパシタＣ_ｂｕｓ、およびダイオードＤ１０を介して送電網に戻る。この時、送電網およびインダクタＬ_２は一緒にエネルギーを負荷側に伝送する。本実施形態のブリッジレスＰＦＣ回路の制御方式は後文において説明する。

図２に示されたように、本実施形態の位相シフトフルブリッジ回路の回路構成は、通常使用される位相シフトフルブリッジ回路と同じである。デュアルアクティブブリッジ構成を有する位相シフトフルブリッジ回路を採用するのは、スイッチ素子の電圧電流ストレスが小さく、回路構成が対称的であって、スイッチ素子のゼロ電圧スイッチング（Zero-Voltage-Switching，ZVS）を実現しやすいなどの利点があるためである。特に、大電力であってもソフトスイッチングを実現でき、スイッチング損失を低下することができる。図２に示されたように、スイッチ素子Ｔ１〜Ｔ４のデューティ比はいずれも５０％であり、スイッチ素子Ｔ１およびスイッチ素子Ｔ４の波形は１８０°反転しており、スイッチ素子Ｔ２およびスイッチ素子Ｔ３の波形は１８０°反転している。また、スイッチ素子Ｔ１，Ｔ４とスイッチ素子Ｔ２，Ｔ３との間には、位相差が存在する。本実施形態の位相シフトフルブリッジ回路は、位相差を変更することにより、出力電流を制御することができる。その具体的な制御方式は後文において説明する。
＜放電モードの回路構成＞

図３は、本発明の実施形態の双方向ＡＣ−ＤＣコンバータの放電モードの制御ブロック図である。放電モードにおいて、電力がバッテリから送電網へと供給される。このモードにおいて、デュアルアクティブブリッジ（ＤＡＢ）ＤＣ−ＤＣ変換部がフルブリッジ昇圧回路として、フルブリッジ型のＡＣ−ＤＣ変換部が単相インバータ回路として機能する。フルブリッジ昇圧回路を介して、バッテリの出力電圧がバスキャパシタの両端電圧へと昇圧され、その後、バスキャパシタの両端電圧が単相インバータ回路を介して送電網に入力されて、エネルギーを送電網に伝送する。図３に示されたように、フルブリッジ昇圧回路の制御方式として、電圧ループの単一ループ制御が使われ、フルブリッジ昇圧モードでの動作が保証される。勿論、電流ループと電圧ループを両方備える制御方式も採用できる。また、単相インバータ回路において、参照電流が送電網電圧の位相同期ループＰＬＬによって取得され、PWM駆動シグナルが電流ループのＰＩ補償により得られる。

以下、充電モードにおけるフルブリッジ型のＡＣ−ＤＣ変換部及びデュアルアクティブブリッジ（ＤＡＢ）型ＤＣ−ＤＣ変換部の制御方式について説明する。放電モードのフルブリッジ昇圧回路及び単相インバータ回路の制御方式は、充電モードの電圧・電流信号を逆方向とする制御方式であり、ここでは説明を省略する。
＜充電モードにおけるブリッジレスＰＦＣ回路の制御方式＞

充電モードのブリッジレスＰＦＣ回路において、制御部は、位相同期ループＰＬＬによって送電網の電圧（電流）の位相を取得し、且つ上記ブリッジレスＰＦＣ回路の入力電流の位相が送電網の電圧（電流）の位相と一致するように制御する。つまり、ＡＣ−ＤＣ変換部の入力端の電流の位相を送電網の電圧（電流）の位相と一致させる。また、スイッチ素子のデューティ比を変更することにより、ブリッジレスＰＦＣ回路の出力電圧を規定の値に制御する。つまり、バスキャパシターＣ_ｂｕｓの両端の電圧が規定電圧となるようにＡＣ−ＤＣ変換部を制御する。ブリッジレスＰＦＣ回路の入力電流の位相を送電網の電圧（電流）の位相と一致させることにより、力率を向上させる効果を達成する。ブリッジレスＰＦＣ回路の出力電圧を制御することにより、後段のバッテリに電力を供給する。

図２に示されたように、ブリッジレスＰＦＣ回路の出力電圧と参照電圧Ｕ_ｒｅｆ２との差をＰＩ制御し、ブリッジレスＰＦＣ回路の入力電流の位相と位相同期ループＰＬＬ中の位相との差をＰＩ制御して、スイッチ素子Ｔ５〜Ｔ８のデューティ比を制御して所望の出力を得る。

図４は、フルブリッジ型のＡＣ−ＤＣ変換部、デュアルアクティブブリッジ（ＤＡＢ）型ＤＣ−ＤＣ変換部の制御部の詳細制御ブロック図である。図４に示されたように、送電網電圧、インダクタＬ_１，Ｌ_２の電流をＡＤサンプリングして、その実効値を求め、送電網電流の位相をフェーズロックする。送電網電圧が正の時、インダクタＬ_１が導通される。送電網電圧が負の時、インダクタＬ_２が導通される。電圧ループにおいて、まずデジタルフィルタにより直流バス上の１００Ｈｚのリップル電圧をフィルタし、その直流バスの電圧を電圧基準と比較してからＰＩ調節器に通す。その後、位相同期ループＰＬＬと乗算して、送電網電圧の電圧実効値で除算して、電流ループの電流参照基準を生成する。電流ループにおいて、ブリッジレスＰＦＣ回路の出力電流をサンプリングして、その値を上記電流参照基準と比較した後、ＰＩ調節器に通過して、スイッチ素子Ｔ７，Ｔ８を制御する。
＜充電モードにおける位相シフトフルブリッジ回路の制御方式＞

図５は、本実施形態の充電モードにおける位相シフトフルブリッジ回路の制御の様子を示す図である。上記式（６）に示したように、第１の参照電流((V_sI_s)/V_batt)cos²(ωt-(φ/2))は、入力電圧Ｖ_ｓ及び入力電流Ｉ_ｓ、バッテリの両端の電圧Ｖ_ｂａｔｔ、並びにインダクタＬ_１，Ｌ_２より発生された位相偏移角度から算出されている。また、入力フィルタのインダクタＬ_１，Ｌ_２より発生された位相シフトを補償するために、位相シフトフルブリッジ回路の出力電流を((V_sI_s)/V_batt)cos²(ωt-(φ/2))に制御する必要がある。つまり、ＤＣ−ＤＣ変換部の出力端の電流が、入力フィルタのインダクタＬ_１，Ｌ_２より発生した位相を補償した第１の参照電流である((V_sI_s)/V_batt)cos²(ωt-(φ/2))となるようにＤＣ−ＤＣ変換部を制御する必要がある。そのうち、位相偏移角度φ=arctan((ωL₁I_s)/V_s)は、送電網からの入力電圧Ｖ_ｓ及び入力電流Ｉ_ｓ、入力インダクタＬ_１の値、並びに送電網の周波数ωから算出される。この時、参照電流は、入力インダクタＬ_１，Ｌ_２により発生された位相シフトを補償するよう設定される。

図２、図４、図５に示されたように、上記の送電網電圧の実効値の計算、及びインダクタＬ_１，Ｌ_２の電流の計算により、位相偏移角度及び参照電流Ｉ_ｒｅｆが算出される。位相偏移角度に基づき、上記参照電流Ｉ_ｒｅｆを上記サンプリングした送電網電圧の位相に対してφ/2シフトさせ、位相シフトフルブリッジ回路を制御する。

具体的に、制御部は、送電網からの入力電圧Ｖ_ｓ及び入力電流Ｉ_ｓをサンプリングするサンプリング手段と、入力電圧Ｖ_ｓ及び入力電流Ｉ_ｓ、並びにバッテリの両端の電圧Ｖ_ｂａｔｔから第２の参照電流を算出する第２の参照電流算出手段と、入力電圧Ｖｓ及び入力電流Ｉ_ｓ、入力インダクタＬ_１の値、並びに送電網の周波数ωから位相偏移角度φを算出する位相偏移角度算出手段と、送電網の電圧の位相をフェーズロックにより取得する位相ロック手段と、前記位相ロック手段より取得された位相を位相偏移角度φの２分の１だけシフトさせる、位相シフト手段と、前記位相シフト手段により出力された位相の余弦を平方演算する平方手段と、前記第２の参照電流に前記平方手段の結果を乗じて、前記第１の参照電流((V_sI_s)/V_batt)cos²(ωt-(φ/2))を得る乗算手段と、を備えてもよい。

位相シフトフルブリッジ回路のスイッチ素子Ｔ１〜Ｔ４，Ｔ１’〜Ｔ４’を制御する時、充電モードにおいて、スイッチ素子Ｔ１’〜Ｔ４’がオフされる。スイッチ素子Ｔ１〜Ｔ４のデューティ比は５０％であり、スイッチ素子Ｔ１およびスイッチ素子Ｔ４の波形は１８０°反転し、スイッチ素子Ｔ２およびスイッチ素子Ｔ３の波形は１８０°反転したものとなる。スイッチ素子Ｔ１，Ｔ４とスイッチ素子Ｔ２，Ｔ３との位相差を制御することにより、位相シフトフルブリッジ回路の出力電流、即ち、バッテリの充電電流を((V_sI_s)/V_batt)cos²(ωt-(φ/2))に制御する。
＜バスキャパシタの容量値＞

本実施形態の制御方式と非特許文献２の制御方式とを比べると、本実施形態のバスキャパシタが蓄積するエネルギーの減少量は、入力インダクタに蓄積されるエネルギーと同じである。そのエネルギーは下式（１０）で表される。

ここで、U_bus=(U_max+U_min)/2、且つ、ΔU_bus=U_max-U_min=(L₁I² _in)/(2C_busU_bus)であるため、バスキャパシタの容量値は下式（１１）で表される。

式（１１）によれば、本発明の制御方式において、バスキャパシタのリップル電圧が２％とするためのバスキャパシタの容量値を１９３．３μＦ減らすことができる。
＜パワーデカップリングがない方式、非特許文献２、及び本実施形態のバスキャパシタ及びそのリップル電圧の比較＞

図６は、充電モードにおいてパワーデカップリングがない方式、非特許文献２、及び本実施形態のバスキャパシタ両端のリップル電圧を比較する表である。図７は、放電モードにおいてパワーデカップリングがない方式、非特許文献２、及び本実施形態のバスキャパシタ両端のリップル電圧を比較する表である。図６からわかるように、充電モードにおいて、バスキャパシタが２００μＦの場合、本実施形態のバスキャパシタ両端のリップル電圧は６．８Ｖまで低下することができる。図７からわかるように、放電モードにおいて、バスキャパシタが２００μＦの場合、本実施形態のバスキャパシタ両端のリップル電圧は４.８Ｖまで低下することができる。従って、本発明によれば、バスキャパシタ両端のリップル電圧が小さくなり、それによりバスキャパシタの容量をより小さくすることができる。

以上において、図面及び実施の形態を用いて本発明を説明したが、本発明は、上記に説明された実施の形態に限定されるものではない。当業者は、本発明の実質的な趣旨や範囲内において、必要に応じて、様々な変形や応用をすることができる。それらの変形や応用は本発明の技術的範囲に属する。例えば、上記の説明において、ＬＣＬフィルタを入力フィルタとして使用しているが、単一のインダクタを入力フィルタとして使用する形態も、本発明に応用できる。その場合、バッテリの充電電流を、単一のインダクタにより発生した位相シフトを補償する参照電流とするようにＤＣ−ＤＣ変換部を制御すればよい。

Ｐ_ｉｎ 充電パワー
Ｖ_ａｃ 送電網の電圧
Ｉ_ａｃ 送電網の電流
ｉ_ｏ バッテリの充電電流
Ｖ_ｂ バッテリの充電電圧
ω 送電網の周波数
Ｌ_ａｃ フィルタインダクタ
ｉ_ｓ（ｔ） フィルタインダクタＬ_ａｃの電流
Ｐ_Ｌ（ｔ） フィルタインダクタＬ_ａｃのパワー
Ｖ_ｓ ＡＣ−ＤＣ変換部の入力電圧
Ｉ_ｓ ＡＣ−ＤＣ変換部の入力電流
Ｔ１〜Ｔ４，Ｔ１’〜Ｔ４’，Ｔ５〜Ｔ８ スイッチ素子
ｆｓ スイッチング周波数
Ｃ_ｉｎ キャパシタ
Ｌ_ｇ１，Ｌ_ｇ２，Ｌ_１，Ｌ_２ インダクタ
Ｃ_ｂｕｓ バスキャパシタ
Ｖ_ｂａｔｔ バッテリの充電電圧

Claims (4)

1. 送電網とバッテリとの間に接続される双方向ＡＣ−ＤＣコンバータであって、
   フィルタと、フルブリッジ型のＡＣ−ＤＣ変換部と、デュアルアクティブブリッジ型のＤＣ−ＤＣ変換部と、制御部と、を備え、
   前記ＡＣ−ＤＣ変換部と前記ＤＣ−ＤＣ変換部との間に、バスキャパシタが配置され、
   前記フィルタは、少なくとも１つの入力インダクタを備え、
   ＡＣ−ＤＣステージにおいて、前記制御部は、前記ＡＣ−ＤＣ変換部の入力端の電流の位相が前記送電網の電流の位相と一致し、且つ前記バスキャパシタの両端の電圧が規定電圧となるように、前記ＡＣ−ＤＣ変換部を制御し、
   ＤＣ−ＤＣステージにおいて、前記制御部は、前記ＤＣ−ＤＣ変換部の出力端の電流が、前記入力インダクタにより発生した位相偏移を補償した第１の参照電流となるように、前記ＤＣ−ＤＣ変換部を制御することを特徴とする双方向ＡＣ−ＤＣコンバータ。
2. 前記第１の参照電流は、前記送電網からの入力電圧及び入力電流、前記バッテリの両端の電圧、並びに前記入力インダクタにより発生した位相偏移角度から算出されることを特徴とする請求項１記載の双方向ＡＣ−ＤＣコンバータ。
3. 前記位相偏移角度は、前記送電網からの入力電圧及び入力電流、前記入力インダクタの値、並びに前記送電網の周波数から算出されることを特徴とする請求項２記載の双方向ＡＣ−ＤＣコンバータ。
4. 前記制御部は、
   前記送電網からの入力電圧及び入力電流をサンプリングするサンプリング手段と、
   前記入力電圧及び前記入力電流、並びに前記バッテリの両端の電圧から第２の参照電流を算出する第２の参照電流算出手段と、
   前記入力電圧及び前記入力電流、前記入力インダクタの値、並びに前記送電網の周波数から位相偏移角度を算出する位相偏移角度算出手段と、
   前記送電網の電圧の位相をフェーズロックにより取得する位相ロック手段と、
   前記位相ロック手段より取得された位相を前記位相偏移角度の２分の１だけシフトさせる、位相シフト手段と、
   前記位相シフト手段により出力された位相の余弦を平方演算する平方手段と、
   前記第２の参照電流に前記平方手段の結果を乗じて、前記第１の参照電流を得る乗算手段と、
   を備えることを特徴とする請求項１又は２記載の双方向ＡＣ−ＤＣコンバータ。

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