CN108832804B - 一种改善两级电力变换器中间母线电压动态性能的补偿方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种改善两级电力变换器中间母线电压动态性能的补偿方法及装置，属于电力电子技术领域。本发明在将单相PWM整流器的输出电压u_dc作为其后级的移相全桥DC‑DC变换器的直流输入电压的条件下，在移相全桥变换器的两个桥臂的中点对负母线分别接入一个L₁C₁和一个L₂C₂支路，其中L₁C₁支路用于抑制直流母线100Hz纹波电压，L₂C₂支路用于补偿由于负载突变导致的直流母线电压暂态跌落。本发明所提出的方法可在电容C_dc的容量显著减小的情况下可获得低纹波电压的PWM整流器输出电压，从而可以在一定程度上提高了整个系统的功率密度；还可以有效改善PWM整流器输出电压的动态性能，显著减低PWM整流器输出电压的暂态跌落，有助于保证直流母线电压的稳定性。

Description

一种改善两级电力变换器中间母线电压动态性能的补偿方法

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种应用于新能源独立供电系统、混合动力汽车和航天电源系统的改善两级电力变换器中间母线电压动态性能的补偿方法。

背景技术

直流母线作为直流微电网系统的能量交换中介，保持直流母线电压恒定对系统能量变换和稳定运行有着重要的意义。由于直流母线电压是由整流器输出来提供，所以会出现产生多余的100Hz脉动功率，其直流母线上的电压会出现100Hz纹波。100Hz纹波功率的产生会增大开关器件中的电流的有效值，使得开关管损耗增大，并且还会降低开关管的软开关范围。在突加负载时，母线电压出现暂态跌落现象，电压跌落会造成保护电路的误动或拒动。为避免出现以上现象，需要对直流母线电压进行纹波抑制和暂态电压跌落补偿的控制。

发明内容

本发明的目的在于抑制上述直流母线上电压的100Hz纹波以及控制突加负载时母线电压的暂态跌落补偿，本发明提供了一种改善两级电力变换器中间母线电压动态性能的补偿方法。

本发明包括：直流母线电压纹波抑制和暂态电压跌落补偿控制方法。

在将单相PWM整流器的输出电压u_dc作为其后级的移相全桥DC-DC变换器的直流输入电压的条件下，在移相全桥变换器的两个桥臂的中点对负母线分别接入一个L₁C₁和一个L₂C₂支路，其中L₁C₁支路用于抑制直流母线100Hz纹波电压，L₂C₂支路用于补偿由于负载突变导致的直流母线电压暂态跌落。在通过调节后级移相全桥变换器两桥臂之间的移相角来控制输出电压的同时，通过调节连接L₁C₁支路桥臂上开关管S₁和S₂的占空比，使L₁C₁支路上的电容电压u_C1产生100Hz周期性的波动，以此产生或者吸收直流母线的100Hz纹波功率，达到抑制直流母线100Hz纹波电压的目的。在控制策略上，通过一个电压电流双闭环控制控制结构来达到抑制直流母线电压100Hz纹波电压的目的。以直流母线电压u_dc为电压外环的反馈量，以直流母线电压期望值为参考量，稳态时两者之差即为直流母线电压的100Hz交流波动分量。将此波动分量经由一个电压控制器G_v1得到电流控制内环的给定量，并以L₁C₁支路电感电流i_Ll为电流内环的反馈量。电流给定量与反馈量之差经由一个电流控制器G_c1得到该桥臂占空比的调整量δ₁，最终得到该桥臂上开关管S1的占空比为d₁＝0.5+δ₁。其中S2与S1互补工作，S2占空比为0.5-δ₁。

对于实现暂态电压跌落补偿的L₂C₂支路，在系统稳态运行时，由于该桥臂占空比为d₂＝0.5，因此其电容C₂不会对直流母线电压产生任何作用。当负载突加时，直流母线电流变化检测模块CCDM会检测到直流母线电流的变化率超过预设门限值，将会对连接L₂C₂支路桥臂的开关管占空比进行调节，通过释放电容C₂的储能对直流母线电压的跌落进行补偿。此时，在控制策略上，也采用双闭环环控制结构，以直流母线电压期望值为参考量，以直流母线电压u_dc作为电压外环的反馈量，将它们的偏差经由一个控制器G_v2得到电流内环参考量。将L₂C₂支路的电感电流i_L2作为电流内环的反馈量，将它们的偏差经由一个电流控制器G_c2得到该桥臂的占空比调整量δ₂，最终得到开关管的占空比d₂＝0.5+δ₂。当电压检测模块VDM 检测到C₂上的电压u_C2达到稳定时，将该桥臂上的开关管占空比恢复到稳态运行时的状态，即d₂＝0.5。

综上所述，单相PWM整流器连接移相全桥变换器构成的AC-DC-DC两级变换器，通过分别在移相全桥变换器两个桥臂中点对直流负母线接入L₁C₁和L₂C₂支路，实现了对PWM整流器输出电压中的100Hz纹波进行抑制，并对由于负载突变导致的PWM整流器输出电压暂态跌落进行补偿。

本发明的有益效果在于：

(1)相对于单纯通过增加PWM整流器输出端电容C_dc容量来获得低纹波电压性能的情况，本申请 所提出的方法可在电容C_dc的容量显著减小的情况下可获得低纹波电压的PWM整流器输出电压，从而可以在一定程度上提高了整个系统的功率密度。

(2)可有效改善PWM整流器输出电压的动态性能，显著减低PWM整流器输出电压的暂态跌落，有助于保证直流母线电压的稳定性。

附图说明

图1为两级型AC-DC-DC变换器主电路结构，以及实现直流母线电压纹波抑制和暂态电压跌落补偿的控制策略示意图；

图2突加负载时直流母线电流阶跃上升示意图；

图3为未加入直流母线电压纹波抑制L₁C₁支路和暂态电压跌落补偿L₂C₂支路及其控制的直流母线电压波形；

图4为加入直流母线电压纹波抑制L₁C₁支路和暂态电压跌落补偿L₂C₂支路及其控制的直流母线电压波形；

图5为直流母线电压100Hz纹波抑制及暂态电压跌落补偿控制的流程图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步的描述。

结合图1，主电路拓扑是由两级组成。前级为一个单相PWM整流器，如附图1中的虚线框(I)所示。其输入为单相交流电源u_in。L_in为PWM整流器输入电感，其一端与u_in连接，另一端接单相PWM整流器桥臂Leg1的中点，其中Leg1由K1和K2构成，PWM整流器桥臂Leg2的中点与u_in的另一端连接，其中Leg2由K3和K4构成。一个滤波电容C_dc跨接在PWM 整流器的输出端BUS+和BUS-之间，C_dc的容量越大直流母线电压u_dc中的纹波电压幅值越小，稳压效果越好，但是PWM整流器的体积也会变大，功率密度降低。C_dc的端电压，即PWM 整流器的输出电压为u_dc。

后级电路是一个移相全桥DC-DC变换器，如附图1中的虚线框(II)所示。其原边的两个桥臂分别为Leg3和Leg4，其中，Leg3由S1和S2构成，Leg4由S3和S4构成。桥臂Leg3 的中点C连接隔直电容C_b的一端连接，C_b的另一端与高频隔离变压器HFT的原边绕组一端连接，HFT原边绕组的另一端与Leg4的中点D连接，其中HFT原副边变比为1:N。一个由电感L₁和C₁串联构成的L₁C₁支路的一端连接在桥臂Leg3的中点C与BUS-之间。一个由 L₂和C₂串联构成的L₂C₂支路的一端连接在桥臂Leg4的中点D与BUS-之间。HFT的副边绕组连接一个二极管整流器DR，DR的输出通过由电感L_f和电容C_f构成的LC低通滤波器后连接负载R。

前级单相PWM整流器采用输出电压u_dc和电感电流i_in作为反馈量构成的双闭环控制结构。如附图1中虚线框(III)所示，此处与通常采用的控制策略一致，不再赘述。对后级移相全桥变换器的输出电压u_o的控制通过闭环调节Leg3和Leg4之间的移相角

来实现，如附图 1中虚线框(IV)所示，此处与通常采用的控制策略一致，不再赘述。

为了抑制PWM整流器输出纹波电压，即直流母线电压u_dc中的100Hz纹波电压，将直流母线电压参考值u_ref与实测直流母线电压u_dc之差u_e送入电压调节器G_v1，在稳态时，u_e即为100Hz交流纹波电压，将G_v1的输出i_ref1作为电流内环参考值，以L₁C₁支路的电流i_L1为电流内环反馈量，将i_ref1与i_L1之差i_e1送入电流调节器G_c1。将G_c1的输出δ₁作为Leg3桥臂上管占空比的调整量，则Leg3桥臂上管S1的占空比可表示为d₁＝0.5+δ₁，S2与S1互补工作，则 S2占空比为0.5-δ₁，经脉宽调制PWM1环节后得到桥臂Leg3中S1和S2的驱动信号D_s1和 D_s2。

为了补偿移相全桥变换器负载突变时u_dc的电压跌落，将直流母线电压参考值u_ref与实测直流母线电压u_dc之差u_e送入电压调节器G_v2，将G_v2的输出i_ref2作为电流内环参考值，以L₂C₂支路的电流i_L2为电流内环反馈量，将i_ref2与i_L2之差i_e2送入电流调节器G_c2。将G_c2的输出δ₂作为Leg4桥臂上管S3占空比的调整量，该调整量δ₂被送入逻辑综合模块LSM。设置直流母线电流i_dc变化检测模块CCDM，用于检测i_dc的突变增加，即对应突加负载的工况，当i_dc的变化率高于预设值时，LSM模块在负载突变时输出为δ₂，在此情况下桥臂Leg4中开关管S3的占空比为d₂＝0.5+δ₂，S4与S3互补工作，则S4占空比为0.5-δ₂。否则LSM输出为0，d₂＝0.5，S4与S3互补工作，则S4占空比为0.5；设置一个电容C₂电压检测模块VDM用于检测u_C2在负载突变后的值是否趋于u_dc的稳态值U_dc/2，若是则LSM模块输出置零，否则输出为δ₂。 d₂经脉宽调制PWM2环节后得到桥臂Leg4中S3和S4的驱动信号D_s3和D_s4。

结合图5，对所述直流母线电压100Hz纹波抑制及暂态电压跌落补偿控制的流程说明如下:

(1)首先在系统上电初始阶段，进行与系统控制相关的软、硬件初始化工作。保证各移相全桥两个桥臂上开关管占空比的调整量δ₁、δ₂为0，CCDM模块、VDM模块及LSM模块处于复位状态。

(2)在完成初始化操作之后，根据实际的需要设计电压参考值u_ref，将其与利用电压传感器获得的实际直流母线输出电压u_dc做差，得到电压偏差信号u_e＝u_ref-u_dc，即母线电压的交流分量。

(3)电压偏差信号u_e经过电压调节器G_v1，得到电流内环参考量i_ref1，并将电感L₁上的电流i_L1作为电流内环的反馈量。由i_L1、i_ref1的差值i_e1经过电流调节器G_c1，得到Leg3桥臂开关管占空比的调整量δ₁。

(4)调制信号d₁由Leg3桥臂开关管一个稳态工作点占空比和其占空比调整量δ₁之和组成。此时稳态工作点Leg3桥臂开关管占空比为0.5，进而得到调制信号d₁＝δ₁+0.5。

(5)d₁作为全桥变换器Leg3桥臂的PWM1调制器调制信号，所获得的脉冲信号D_s1、D_s2用于控制此桥臂上的开关管S₁、S₂。

(6)通过控制Leg3桥臂上开关管S₁、S₂的占空比，使L₁C₁支路上的电容电压u_C1产生100Hz周期性的波动，以此产生或者吸收直流母线的100Hz纹波功率，达到抑制直流母线100Hz纹波电压的目的。

(7)通过电流变化检测模块CCDM检测直流母线电流i_dc的变化。

(8)判断直流母线电流i_dc的变化率是否大于门限值A_set。如果判断其不大于门限值A_set，继续判断是否接收到停机指令，若没有接收到停机指令，重复(2)～(7)步骤，否则退出运行。此时系统处于稳定运行状态，没有突加负载致使直流母线电压产生暂态跌落的情况。当判断出直流母线电流的变化率大于门限值A_set，继续下面的步骤。

(9)将实际的需要设计电压参考值u_ref与实际暂态过程中的直流母线电压u_dc做差得到偏差信号u_e，此时u_e即为直流母线暂态电压降落的幅值。

(10)电压偏差信号u_e经过电压调节器G_v2，得到电流内环参考量i_ref2，并将电感L₂上的电流i_L2作为电流内环的反馈量。由i_L2、i_ref2的差值i_e2经过电流调节器G_c2，得到Leg4桥臂开关管占空比的调整量δ₂。

(11)将Leg4桥臂开关管占空比的调整量δ₂输入LSM模块，由步骤(8)得到此时CCDM模块将输出w₁＝1，此时将判断出占空比调整量为δ₂。

(12)Leg4桥臂上的开关管在没有负载变化的稳态运行条件下，上下开关管占空比均为 0.5。现处于直流母线电压跌落补偿暂态阶段，由稳态工作时开关管占空比0.5及开关管占空比的调整量δ₂，得到此时调制信号d₂＝δ₂+0.5。

(13)d₂作为全桥变换器Leg4桥臂的PWM2调制器调制信号，所获得的脉冲信号D_s3、D_s4用于控制此桥臂上的开关管S₃、S₄。

(14)通过电压检测模块VDM检测电容C₂上的电压u_C2的幅值。

(15)判断电容电压u_C2幅值是否稳定。如果不稳定，则重复(9)～(14)步骤。如果判断出u_C2幅值稳定，继续下面的步骤。

(16)LSM模块的输出置零，Leg4桥臂上的开关管占空比变为0.5，系统恢复到稳态运行。返回到步骤(2)，然后按顺序执行流程。

再对具体模块进行补充说明。

1.对纹波抑制L₁C₁支路控制器的说明

图1所示，用于实现100Hz纹波抑制的电压电流双闭环控制器分别为G_v1和G_c1。理论上 G_v1仅需要针对100Hz频率分量进行控制，因此G_v1可以是一个形如式(1)的比例谐振控制器。

式中K_p为比例系数，可用于调制控制系统动态性能相关的带宽、幅值和相位裕度。K_r为谐振项的可调增益，可使谐振项的幅频特性上下平移。ω_c可用于调制控制带宽和谐振峰值及谐振项的品质因数。ω_r为100Hz对应的谐振角频率(200π)。为了获得快速动态响应G_c1可为一个纯比例控制器。

2.对直流母线电压跌落补偿L₂C₂支路控制器的说明

如附图1所示，用于实现直流母线电压跌落补偿的电压电流双闭环控制器分别为G_v2和 G_c2。在通常情况下，由于G_v2输出仅在直流母线电压出现跌落后才发挥明显作用，因而补偿上存在一定的时滞。为了改善这种情况，可在一定程度上牺牲补偿的精度，而将G_v2设计为比例控制器以提高补偿的动态响应能力，在此情况下G_c2也可为一个比例控制器。采用更先进的控制策略，如将G_v2设计为自抗扰控制器则可以进一步兼顾补偿精度和动态性能。

3.对CCDM模块的说明

参照附图2，在移相全桥变换器突加负载时，直流母线电流i_dc阶跃上升，可采用式(2)来判断是否有超过一定功率的负载突变。若满足，则表示需要进行暂态电压补偿，即据此来决定是否对Leg4的占空比进行调节，以及确定LSM的输出。

式(2)中采用了间隔两个采样周期的i_dc采样值做差，用以扩大电流偏差值，从而可获得更可靠的判断结果。在附图2中的i_dc阶跃k时刻之前，

的值非常小，而

的值在k时刻之后将显著增，因此门限值A_set需要足够大的数值以保持对干扰或噪声信号的鲁棒性。当式(2)满足时，CCDM模块输出w₁＝1，否则w₁＝0。

4.对VDM模块的说明

VDM通过检测电容C₂上电压u_C2的幅值是否在固定的每M个连续采样周期内都接近于其稳态值U_dc/2，U_dc为直流母线电压的稳态值，也即U_dc＝u_ref。判断条件为：

式(3)中A_set2为预设的合适的电压偏差门限值。M应足够大，以确保u_C2进入稳态。若在采样次数递增过程中出现不满足式(3)的情况，则应重置采样计数值为零。当在每M个连续的采样周期内式(3)均满足时，VDM模块输出w₂＝1，否则w₂＝0。

5.对LSM模块的说明

LSM根据w₁和w₂的数值来确定其输出。参照附图1：

(1)若CCDM输出由w₁＝0变为w₁＝1，则δ₂＝δ_x；

(2)若w₁＝1且w₂＝1，则δ₂＝0。表示动态电压补偿结束，此时在程序中需将w₁重置为 0。

6.对移相全桥变换器输出侧二极管整流器DR的说明

根据实际需要，附图1中移相全桥变换器输出侧的二极管整流器DR可采用任意一种整流方式，如：半波整流、全波整流、全桥整流和倍流整流方式等。

7.对移相全桥变换器桥臂移相角和占空比的说明

由于在本申请 中后级移相全桥变换器同时工作在桥臂移相控制和桥臂开关管占空比控制状态。为了保证两种控制之间的相互解耦，根据电感L_f伏秒平衡原理需要满足以下条件：

且

式(4)中

为桥臂Leg3和桥臂Leg4之间的移相角，d₁为全桥变换器Leg3桥臂的PWM1调制器调制信号，d₂为全桥变换器Leg4桥臂的PWM2调制器调制信号。

Claims (7)

1.一种改善两级电力变换器中间母线电压动态性能的补偿方法，其特征在于，包括以下步骤：

所述的两级电力变换器主电路拓扑是由两级组成，前级为单相PWM整流器，后级为移相全桥DC-DC变换器；所述的单相PWM整流器的输出端为BUS+和BUS-；所述的移相全桥DC-DC变换器原边的两个桥臂为Leg3和Leg4；所述的移相全桥DC-DC变换器原边的桥臂Leg3由S1和S2构成；所述的移相全桥DC-DC变换器原边的桥臂Leg4由S3和S4构成；所述的移相全桥DC-DC变换器原边的桥臂Leg3的中点C与隔直电容C_b的一端连接，C_b的另一端与高频隔离变压器HFT的原边绕组一端连接，HFT原边绕组的另一端与移相全桥DC-DC变换器原边的桥臂Leg4的中点D连接；所述的高频隔离变压器HFT的原副边变比为1:N；所述的移相全桥DC-DC变换器原边的桥臂Leg3的中点C与BUS-之间连接有由电感L₁和电容C₁串联构成的L₁C₁支路；所述的移相全桥DC-DC变换器原边的桥臂Leg4的中点D与BUS-之间连接有由电感L₂和电容C₂串联构成的L₂C₂支路；所述的高频隔离变压器HFT的副边绕组与二极管整流器DR连接，DR的输出通过由电感L_f和电容C_f构成的LC低通滤波器后连接负载R；

(1)首先系统上电初始化，对与系统控制相关的软、硬件进行初始化；将移相全桥变换器Leg3桥臂开关管占空比的调整量δ₁设为0，将移相全桥变换器Leg4桥臂开关管占空比的调整量δ₂设为0，对CCDM模块、VDM模块及逻辑综合模块LSM复位；

(2)在完成初始化操作之后，根据实际的需要确定电压参考值u_ref，将其与利用电压传感器获得的实际直流母线输出电压u_dc做差，得到电压偏差信号u_e＝u_ref-u_dc，即母线电压的交流分量；

(3)电压偏差信号u_e经过电压调节器G_v1，得到电流内环参考量i_ref1，并将电感L₁上的电流i_L1作为电流内环的反馈量，将i_L1、i_ref1做差得到i_e1，i_e1经过电流调节器G_c1，得到Leg3桥臂开关管占空比的调整量δ₁；

(4)Leg3桥臂开关管占空比的调整量δ₁通过与Leg3桥臂开关管一个稳态工作点占空比求和得到调制信号d₁，稳态工作点Leg3桥臂开关管占空比为0.5，故d₁＝δ₁+0.5；

(5)d₁作为全桥变换器Leg3桥臂的PWM1调制器调制信号，经脉宽调制PWM1环节后得到桥臂Leg3中S1和S2的驱动信号D_s1和D_s2，通过D_s1、D_s2控制桥臂Leg3上的开关管S₁、S₂；

(6)通过控制Leg3桥臂上开关管S₁、S₂的占空比，使L₁C₁支路上的电容电压u_C1产生100Hz周期性的波动，以此产生或者吸收直流母线的100Hz纹波功率，抑制直流母线100Hz纹波电压；

(7)通过电流变化检测模块CCDM检测直流母线电流i_dc的变化；

(8)判断直流母线电流i_dc的变化率是否大于门限值A_set，如果判断其不大于门限值A_set，继续判断是否接收到停机指令，若没有接收到停机指令，重复(2)～(7)步骤，否则退出运行；当判断出直流母线电流的变化率大于门限值A_set，继续下面的步骤；

(9)将根据实际需要确定的电压参考值u_ref与实际暂态过程中的直流母线电压u_dc做差得到偏差信号u_e，u_e即为直流母线暂态电压降落的幅值；

(10)电压偏差信号u_e经过电压调节器G_v2，得到电流内环参考量i_ref2，并将电感L₂上的电流i_L2作为电流内环的反馈量；将i_L2、i_ref2的做差得到i_e2，i_e2经过电流调节器G_c2，得到Leg4桥臂开关管占空比的调整量δ_x；

(11)将Leg4桥臂开关管占空比的调整量δ_x输入LSM模块，根据步骤(8)得到CCDM模块将输出w₁＝1，通过判断w₁＝1得出Leg4桥臂开关管占空比的调整量为δ₂＝δ_x；

(12)Leg4桥臂开关管占空比的调整量δ₂通过与稳态工作时开关管占空比0.5求和，得到此时调制信号d₂＝δ₂+0.5；

(13)d₂作为全桥变换器Leg4桥臂的PWM2调制器调制信号，经脉宽调制PWM2环节后得到桥臂Leg4中S3和S4的驱动信号D_s3和D_s4，通过D_s3、D_s4控制桥臂Leg4上的开关管S₃、S₄；

(14)通过电压检测模块VDM检测电容C₂上的电压u_C2的幅值；

(15)判断电容电压u_C2幅值是否稳定，如果不稳定，则重复(9)～(14)步骤，如果判断出u_C2幅值稳定，继续下面的步骤；

(16)LSM模块的输出置零，Leg4桥臂上的开关管占空比变为0.5，此时系统稳态运行；返回到步骤(2)，然后按顺序执行流程。

2.根据权利要求1所述的一种改善两级电力变换器中间母线电压动态性能的补偿方法，其特征在于：所述的电压调节器G_v1和电流调节器G_c1构成电压电流双闭环控制器，用于实现100Hz纹波抑制，其中G_c1为纯比例控制器，G_v1为比例谐振控制器，其原理如下：

式中K_p为比例系数，用于调制控制系统动态性能相关的带宽、幅值和相位裕度；K_r为谐振项的可调增益，用于谐振项的幅频特性上下平移；ω_c用于调制控制带宽和谐振峰值及谐振项的品质因数；ω_r为100Hz对应的谐振角频率200π。

3.根据权利要求1所述的一种改善两级电力变换器中间母线电压动态性能的补偿方法，其特征在于：所述的CCDM模块中，当移相全桥变换器突加负载时，直流母线电流i_dc阶跃上升，使用下式判断是否有超过一定功率的负载突变，若满足，则表示需要进行暂态电压补偿，即据此来决定是否对Leg4的占空比进行调节，以及确定LSM的输出；

式中采用了间隔两个采样周期的i_dc采样值做差，用以扩大电流偏差值，当上式成立时，CCDM模块输出w₁＝1，否则w₁＝0。

4.根据权利要求1所述的一种改善两级电力变换器中间母线电压动态性能的补偿方法，其特征在于：所述的VDM模块中，VDM通过检测电容C₂上电压u_C2的幅值是否在固定的每M个连续采样周期内都接近于其稳态值U_dc/2，U_dc为直流母线电压的稳态值，也即U_dc＝u_ref，判断条件为：

上式中A_set2为预设的合适的电压偏差门限值；若在采样次数递增过程中出现不满足上式的情况，则重置采样计数值为零；当在每M个连续的采样周期内上式均满足时，VDM模块输出w₂＝1，否则w₂＝0。

5.根据权利要求1所述的一种改善两级电力变换器中间母线电压动态性能的补偿方法，其特征在于：所述的LSM模块中，LSM根据w₁和w₂的数值确定其输出，若CCDM输出由w₁＝0变为w₁＝1，则δ₂＝δ_x；若w₁＝1且w₂＝1，则δ₂＝0，表示动态电压补偿结束，此时在程序中需将w₁重置为0。

6.根据权利要求1所述的一种改善两级电力变换器中间母线电压动态性能的补偿方法，其特征在于：所述的移相全桥DC-DC变换器原边的桥臂Leg3的PWM1调制器调制信号d₁以及桥臂Leg4的PWM2调制器调制信号d₂满足下式：

且

上式中

为桥臂Leg3和桥臂Leg4之间的移相角。

7.根据权利要求1所述的一种改善两级电力变换器中间母线电压动态性能的补偿方法，其特征在于：所述的移相全桥DC-DC变换器输出侧的二极管整流器DR采用半波整流、全波整流、全桥整流和倍流整流方式。

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