JP7275398B2 - 電力変換装置、モータ駆動装置、送風機、圧縮機及び空気調和機 - Google Patents

電力変換装置、モータ駆動装置、送風機、圧縮機及び空気調和機 Download PDF

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Description

本開示は、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置、電力変換装置を備えたモータ駆動装置、モータ駆動装置を備えた送風機及び圧縮機、並びに送風機又は圧縮機を備えた空気調和機に関する。
下記特許文献１には、ｎ相のスイッチング出力段を３６０°／ｎの位相差で駆動することにより所望の出力電圧を生成するインターリーブコンバータにおいて、各リアクタの検出電流に基づく電流帰還信号と、電圧帰還信号とに基づいて各相のリアクタに流れるリアクタ電流の平衡制御を行うことが記載されている。
特開２０１７－２０８９７６号公報
特許文献１に記載の電流平衡制御によって、各相のリアクタ電流は平準化される。しかしながら、特許文献１の技術では、各相におけるリアクタ電流を個々に検出する必要があり、各相ごとに電流検出器が必要となる。このため、特許文献１の技術では、製造コストが増加するという課題が生じる。
本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、製造コストの増加を抑制しつつ、リアクタ電流を平準化することができる電力変換装置を得ることを目的とする。
上記課題を解決し、目的を達成するため、本開示に係る電力変換装置は、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ回路を備える。コンバータ回路は、１つのリアクタと、少なくとも１つのスイッチング素子とを有する単位コンバータを複数の相数分有する。また、電力変換装置は、複数のリアクタのそれぞれに流れる電流の合計値を検出する電流検出器、及びコンバータ回路の出力電圧を検出する電圧検出器を備える。更に、電力変換装置は、電流検出器及び電圧検出器の検出値に基づいて基準デューティを生成すると共に、基準デューティとキャリア信号との比較結果に基づいてスイッチング素子を制御するためのパルス幅変調信号を生成する制御装置を備える。キャリア信号の周期である第１の周期は、交流電圧の周期である第２の周期よりも短い。各々の単位コンバータにおけるパルス幅変調信号は、第１の周期内に１つのパルスを有し、且つ、第１の周期を相数倍した第３の周期内に相数分のパルスを有する。また、各々の単位コンバータにおける第３の周期内の相数分のパルスは、第１の周期ごとに位相が全て異なっている。
本開示に係る電力変換装置によれば、製造コストの増加を抑制しつつ、リアクタ電流を平準化することができるという効果を奏する。
実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示す図 一般的な電力変換装置において用いられるスイッチングパターンの例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置に用いて好適なスイッチングパターンの第１の例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置に用いて好適なスイッチングパターンの第２の例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置に用いて好適なスイッチングパターンの第３の例を示す図 実施の形態１の制御装置内に構成される制御系の構成例を示すブロック図 図６に示す制御系内で用いられるキャリア信号の波形例を示す図 実施の形態１における基準デューティ演算部の構成例を示す図 実施の形態２に係るモータ駆動装置の構成例を示す図 図９に示すモータ駆動装置を空気調和機に適用した例を示す図
以下に添付図面を参照し、本開示の実施の形態に係る電力変換装置、モータ駆動装置、送風機、圧縮機及び空気調和機について説明する。
実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る電力変換装置１２０の構成を示す図である。実施の形態１に係る電力変換装置１２０は、コンバータ回路１０と、平滑コンデンサ６と、電圧検出器７１，７２と、電流検出器７３と、制御装置２００とを備える。
コンバータ回路１０は、交流電源１から出力される交流電圧を直流電圧に変換する。平滑コンデンサ６は、コンバータ回路１０によって変換された直流電圧を平滑して保持する。
コンバータ回路１０は、単位コンバータ１００ａ，１００ｂ，１００ｃ，１００ｄと、整流回路２０とを有する。
整流回路２０は、ブリッジ接続される４つのダイオードＤ２１，Ｄ２２，Ｄ２３，Ｄ２４を有する。整流回路２０は、交流電源１から出力される交流電圧を整流し、整流後の電圧を単位コンバータ１００ａ，１００ｂ，１００ｃ，１００ｄに印加する。
単位コンバータ１００ａは、リアクタ４ａと、逆流阻止ダイオード５ａと、スイッチング素子３ａとを有する。単位コンバータ１００ｂは、リアクタ４ｂと、逆流阻止ダイオード５ｂと、スイッチング素子３ｂとを有する。単位コンバータ１００ｃは、リアクタ４ｃと、逆流阻止ダイオード５ｃと、スイッチング素子３ｃとを有する。単位コンバータ１００ｄは、リアクタ４ｄと、逆流阻止ダイオード５ｄと、スイッチング素子３ｄとを有する。
コンバータ回路１０において、１つのリアクタと、１つのスイッチング素子との組み合わせを「相」と定義し、「１相」と数える。
図１は４相の例であり、４相インターリーブ方式の構成である。各相の識別は、ａ，ｂ，ｃ，ｄの添字で行っている。以下、各相の動作を「ａ相」、「ｂ相」、「ｃ相」及び「ｄ相」と記載する場合がある。なお、本開示の内容は、４相のみに限定されるものではなく、２相、３相又は５相以上であってもよい。即ち、本開示に係る電力変換装置１２０は、複数の相数分の単位コンバータを備えたインターリーブ方式の電力変換装置である。
コンバータ回路１０は、リアクタ４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄの各一端同士が接続される接続点１２を有する。接続点１２と整流回路２０の一端とは、電気配線１６ａによって接続される。また、コンバータ回路１０は、逆流阻止ダイオード５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄの各カソード同士が接続される接続点１４を有する。接続点１４は、平滑コンデンサ６の正極側端子に接続される。
また、単位コンバータ１００ａにおいて、リアクタ４ａの他端は、逆流阻止ダイオード５ａのアノードに接続される。リアクタ４ａと逆流阻止ダイオード５ａとの接続点は、スイッチング素子３ａの一端に接続される。単位コンバータ１００ｂ，１００ｃ，１００ｄも、単位コンバータ１００ａと同様に構成される。また、単位コンバータ１００ａ，１００ｂ，１００ｃ，１００ｄにおいて、スイッチング素子３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄの各他端同士も接続される。スイッチング素子３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄの各他端同士と、整流回路２０の他端とは、電気配線１６ｂによって接続される。
スイッチング素子３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄの一例は、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＭＯＳＦＥＴ）である。ＭＯＳＦＥＴに代えて、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ）を用いてもよい。
スイッチング素子３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄのそれぞれは、ドレインとソースとの間に逆並列に接続されるダイオードを備えている。逆並列の接続とは、ＭＯＳＦＥＴのドレインとダイオードのカソードとが接続され、ＭＯＳＦＥＴのソースとダイオードのアノードとが接続されることを意味する。なお、ダイオードは、ＭＯＳＦＥＴ自身が内部に有する寄生ダイオードを用いてもよい。寄生ダイオードは、ボディダイオードとも呼ばれる。
また、スイッチング素子３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄは、シリコンにより形成されたＭＯＳＦＥＴに限定されず、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドといったワイドバンドギャップ半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴでもよい。
一般的にワイドバンドギャップ半導体は、シリコン半導体に比べて耐電圧及び耐熱性が高い。そのため、スイッチング素子３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄのそれぞれにワイドバンドギャップ半導体を用いることにより、スイッチング素子の耐電圧性及び許容電流密度が高くなり、スイッチング素子を組み込んだ半導体モジュールを小型化できる。
電流検出器７３は、電気配線１６ｂに配置される。電流検出器７３は、リアクタ４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄのそれぞれに流れるリアクタ電流の合計値である合算電流Ｉｄｃを検出する。なお、図１では、電流検出器７３が電気配線１６ｂに配置される構成を例示しているが、これに限定されない。電流検出器７３は、電気配線１６ａに配置されていてもよい。
電圧検出器７１は、交流電源１の出力電圧である交流電圧ｖａｃを検出する。電圧検出器７２は、平滑コンデンサ６の電圧であるコンデンサ電圧Ｖｄｃを検出する。コンデンサ電圧Ｖｄｃは、コンバータ回路１０の出力電圧でもある。
制御装置２００は、プロセッサ２００ａと、メモリ２００ｂとを備える。制御装置２００は、電流検出器７３によって検出された合算電流Ｉｄｃの検出値を受信する。制御装置２００は、電圧検出器７１によって検出された交流電圧ｖａｃの検出値を受信する。制御装置２００は、電圧検出器７２によって検出されたコンデンサ電圧Ｖｄｃの検出値を受信する。
制御装置２００は、合算電流Ｉｄｃ、交流電圧ｖａｃ及びコンデンサ電圧Ｖｄｃに基づいて、ゲート信号Ｇ３ａ，Ｇ３ｂ，Ｇ３ｃ，Ｇ３ｄを生成する。
単位コンバータ１００ａ，１００ｂ，１００ｃ，１００ｄは、図示を省略したゲート駆動回路を有する。単位コンバータ１００ａのゲート駆動回路は、制御装置２００から出力されるゲート信号Ｇ３ａを用いて駆動パルスを生成し、生成した駆動パルスをスイッチング素子３ａのゲートに印加してスイッチング素子３ａを駆動する。
単位コンバータ１００ｂのゲート駆動回路は、制御装置２００から出力されるゲート信号Ｇ３ｂを用いて駆動パルスを生成し、生成した駆動パルスをスイッチング素子３ｂのゲートに印加してスイッチング素子３ｂを駆動する。
単位コンバータ１００ｃのゲート駆動回路は、制御装置２００から出力されるゲート信号Ｇ３ｃを用いて駆動パルスを生成し、生成した駆動パルスをスイッチング素子３ｃのゲートに印加してスイッチング素子３ｃを駆動する。
単位コンバータ１００ｄのゲート駆動回路は、制御装置２００から出力されるゲート信号Ｇ３ｄを用いて駆動パルスを生成し、生成した駆動パルスをスイッチング素子３ｄのゲートに印加してスイッチング素子３ｄを駆動する。
制御装置２００の詳細な動作については後述する。なお、制御装置２００に入力される検出値のうち、電圧検出器７１によって検出される交流電圧ｖａｃの検出値は、コンバータ回路１０に流れる電流のひずみの改善のために用いられる。このため、コンバータ回路１０の基本的な動作に関する制御は、電圧検出器７１を有していなくても成立する。
制御装置２００において、プロセッサ２００ａは、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）といった演算手段である。メモリ２００ｂは、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリである。
メモリ２００ｂには、上述した制御装置２００の機能、及び後述する制御装置２００の機能を実行するプログラムが格納されている。プロセッサ２００ａは、図示しないアナログディジタル変換器及びディジタルアナログ変換器を含むインタフェースを介して必要な情報を授受し、メモリ２００ｂに格納されたプログラムをプロセッサ２００ａが実行することにより、所要の処理を行う。プロセッサ２００ａによる演算結果は、メモリ２００ｂに記憶される。
スイッチング素子３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄの何れかが制御されてスイッチング動作すると、交流電源１から供給される電力が対応するリアクタに蓄積される。制御装置２００は、コンバータ回路１０から出力される電圧が所望の電圧となるように、予め決められたデューティでスイッチング素子３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄをスイッチング動作させる制御を行う。
図２は、一般的な電力変換装置において用いられるスイッチングパターンの例を示す図である。図２の上段部には、整流電圧Ｖｓの波形が示されている。整流電圧Ｖｓは、整流回路２０の出力電圧であり、単位コンバータ１００ａ，１００ｂ，１００ｃ，１００ｄへの印加電圧でもある。図２の下段部には、基本動作に係るスイッチングパターンとして、ゲート信号Ｇ３ａ，Ｇ３ｂ，Ｇ３ｃ，Ｇ３ｄのパルス列が示されている。
ゲート信号Ｇ３ａ，Ｇ３ｂ，Ｇ３ｃ，Ｇ３ｄは、パルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）信号である。ゲート信号Ｇ３ａ，Ｇ３ｂ，Ｇ３ｃ，Ｇ３ｄにおいて、隣接するゲート信号間の間隔は、「インターリーブ周期」と呼ばれる。
キャリア周期は、キャリア信号の周期である。キャリア信号については、後述する。なお、以下において、キャリア周期を「第１の周期」と記載する場合がある。
インターリーブ周期は、キャリア周期を相数で割った値になる。１キャリア周期に相当する位相を３６０°とすると、４相インターリーブ方式の電力変換装置におけるインターリーブ周期は、９０°（＝３６０°／４）になる。
図２に示すスイッチングパターンの場合、１キャリア周期ごとに、スイッチング素子３ａ、スイッチング素子３ｂ、スイッチング素子３ｃ、スイッチング素子３ｄの順番でスイッチング制御が行われている。
次に、各単位コンバータにおいて、各スイッチング素子がオンしたときに対応するリアクタに流れるリアクタ電流の変化について説明する。なお、リアクタ電流の変化分を「電流リプル」と呼び、単位コンバータ１００ａ，１００ｂ，１００ｃ，１００ｄにおける電流リプルを、それぞれΔＩａ，ΔＩｂ，ΔＩｃ，ΔＩｄと表記する。これらの電流リプルΔＩａ，ΔＩｂ，ΔＩｃ，ΔＩｄは、以下の（１）～（４）式で表すことができる。
ΔＩａ＝(Ｖｓ１/Ｌａ)・Ｔｏｎ_ａ…（１）
ΔＩｂ＝｛(Ｖｓ１＋ΔＶｓ・(１/４))/Ｌｂ｝・Ｔｏｎ_ｂ…（２）
ΔＩｃ＝｛(Ｖｓ１＋ΔＶｓ・(２/４))/Ｌｃ｝・Ｔｏｎ_ｃ…（３）
ΔＩｄ＝｛(Ｖｓ１＋ΔＶｓ・(３/４))/Ｌｄ｝・Ｔｏｎ_ｄ…（４）
上記（１）～（４）式において、Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ，Ｌｄは、リアクタ４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄの各インダクタ値である。また、Ｔｏｎ_ａ，Ｔｏｎ_ｂ，Ｔｏｎ_ｃ，Ｔｏｎ_ｄは、スイッチング素子３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄがオンするときの各オン時間である。また、Ｖｓ１は、第１キャリア周期の開始時点における整流電圧である。
整流回路２０の出力電圧の周期は、交流電圧の周期の半分、即ち交流電圧の周期の１／２である。なお、以下において、交流電圧の周期を「第２の周期」と記載する場合がある。
ここで、キャリア周期は、交流電圧の周期の半分より十分に短い。このため、キャリア周期内において、整流回路２０の出力電圧は、正又は負の比例関係で変化するとみなしても構わない。このときの第１キャリア周期と第２キャリア周期との間における整流電圧の電圧変化量がΔＶｓである。但し、図２の例では、計算の都合上、第１キャリア周期の４番目のインターリーブ周期の開始時点における整流電圧をＶｓ２とするとき、“Ｖｓ２－Ｖｓ１”をΔＶｓに設定している。
また、従来のスイッチング制御では、ゲート信号Ｇ３ａ，Ｇ３ｂ，Ｇ３ｃ，Ｇ３ｄの各パルス幅は同一時間、即ちＴｏｎ_ａ＝Ｔｏｎ_ｂ＝Ｔｏｎ_ｃ＝Ｔｏｎ_ｄ＝Ｔｏｎとするのが一般的である。このとき、上記（１）式は、以下の（５）式のように表すことができる。
Ｖｓ１＝（Ｌａ・ΔＩａ）/Ｔｏｎ…（５）
また、上記（２）式は、以下の（６）式のように表すことができる。
ΔＩｂ＝（Ｖｓ１/Ｌｂ+ΔＶｓ/(４・Ｌｂ)）・Ｔｏｎ…（６）
上記（５）、（６）式から、電流リプルΔＩａ，ΔＩｂの関係は、以下の（７）式で表すことができる。
ΔＩｂ＝(Ｌａ/Ｌｂ)・ΔＩａ+ΔＶｓ・Ｔｏｎ/(４・Ｌｂ)…（７）
更に、リアクタ４ａ，４ｂのインダクタ値が、Ｌａ＝Ｌｂ＝Ｌであると仮定する。このとき、上記（７）式は、以下の（８）式で表すことができる。
ΔＩｂ＝ΔＩａ+ΔＶｓ・Ｔｏｎ/（４・Ｌ）……（８）
上記（８）式に示されるように、電流リプルΔＩａと電流リプルΔＩｂとの間には、第２項に示す成分の偏りが生じている。計算は省略するが、電流リプルΔＩｃ，ΔＩｄとの間においても偏りが生じる。
以上のように、図２に示すスイッチングパターンでは、リアクタ４ａ～４ｄのインダクタ値が同一であっても、また、ゲート信号Ｇ３ａ～Ｇ３ｄのパルス幅が同一であっても、電流リプルΔＩａ～ΔＩｄ間に偏りが発生する。単位コンバータ１００ａ～１００ｄに入力される交流電圧の振幅が、それぞれの動作タイミングにおいて、微小に変化するためである。
また、各単位コンバータには、交流電圧の波形が交流電圧の周期で繰り返し入力されるので、電流リプルの偏りが定常的な偏りとして現れ、リアクタ電流の平準化が困難となる。
そこで、実施の形態１に係る電力変換装置では、スイッチングパターンを、例えば図３のように変更する。図３は、実施の形態１に係る電力変換装置１２０に用いて好適なスイッチングパターンの第１の例を示す図である。
図３の上段部に示す整流電圧Ｖｓの波形は、図２に示す整流電圧Ｖｓの波形と同一である。図３の下段部には、実施の形態１に係る手法のスイッチングパターンとして、ゲート信号Ｇ３ａ，Ｇ３ｂ，Ｇ３ｃ，Ｇ３ｄのパルス列が示されている。
図３において、Ｖｓ１は、第１キャリア周期の開始時点における整流電圧である。以下同様に、Ｖｓ２は第２キャリア周期の開始時点における整流電圧であり、Ｖｓ３は第３キャリア周期の開始時点における整流電圧であり、Ｖｓ４は第４キャリア周期の開始時点における整流電圧である。また、Ｖｓ５は、次の第１キャリア周期の開始時点における整流電圧である。
図２の場合と同様に、整流回路２０の出力電圧は、キャリア周期内において、正又は負の比例関係で変化するとみなすことができる。隣接するキャリア周期間における整流電圧の電圧変化量を表すため、これらをΔＶｓ１，ΔＶｓ２，ΔＶｓ３と表記している。即ち、ΔＶｓ１は第１キャリア周期と第２キャリア周期との間における整流電圧の電圧変化量であり、ΔＶｓ２は第２キャリア周期と第３キャリア周期との間における整流電圧の電圧変化量である。また、ΔＶｓ３は第３キャリア周期と第４キャリア周期との間における整流電圧の電圧変化量であり、ΔＶｓ４は第４キャリア周期と次の第１キャリア周期との間における整流電圧の電圧変化量である。但し、図３の例では、計算の都合上、第１キャリア周期の４番目のインターリーブ周期の開始時点における整流電圧とＶｓ１との差分をΔＶｓ１に設定している。ΔＶｓ２，ΔＶｓ３，ΔＶｓ４についても同様である。なお、１番目～４番目までの各インターリーブ周期は等しいので、 “Ｖｓ２－Ｖｓ１”を（３／４）倍した値をΔＶｓ１として設定してもよい。ΔＶｓ２，ΔＶｓ３，ΔＶｓ４についても同様に設定することができる。
図３に示すスイッチングパターンの場合、まず、第１キャリア周期では、スイッチング素子３ａ、スイッチング素子３ｂ、スイッチング素子３ｃ、スイッチング素子３ｄの順番でスイッチング制御が行われている。次の第２キャリア周期では、スイッチング素子３ｂ、スイッチング素子３ｃ、スイッチング素子３ｄ、スイッチング素子３ａの順番でスイッチング制御が行われている。以下、第３キャリア周期では、スイッチング素子３ｃ、スイッチング素子３ｄ、スイッチング素子３ａ、スイッチング素子３ｂの順番でスイッチング制御が行われ、第４キャリア周期では、スイッチング素子３ｄ、スイッチング素子３ａ、スイッチング素子３ｂ、スイッチング素子３ｃの順番でスイッチング制御が行われている。
図３に示すスイッチングパターンの特徴を要約すると、次の通りである。まず、前回のキャリア周期におけるスイッチング制御において、１番目、即ち最初に出力されたゲート信号は、現在のキャリア周期では、４番目、即ち最後のゲート信号となっている。また、前回のキャリア周期におけるスイッチング制御において、２番目、３番目及び４番目に出力されたゲート信号は、現在のキャリア周期では、それぞれ１番目、２番目及び３番目のゲート信号となっている。別言すると、現在のキャリア周期におけるスイッチング制御の順序は、前回のキャリア周期におけるスイッチング制御において、１番目に出力されたゲート信号が４番目とされ、２～４番目に出力されたゲート信号は順次繰り上げられ、それぞれの位相が９０°ずつ早められて出力される。
第４キャリア周期が終わると、第１キャリア周期に戻る。即ち、第１～第４のキャリア周期は、繰り返される。第１～第４のキャリア周期の全体を「平準化周期」と呼ぶ。なお、以下において、平準化周期を「第３の周期」と記載する場合がある。
次に、図３に示すスイッチングパターンで各単位コンバータを制御した場合の、各単位コンバータにおける電流リプルについて考察する。
まず、第１キャリア周期における電流リプルΔＩａ１，ΔＩｂ１，ΔＩｃ１，ΔＩｄ１は、以下の（９）式で表すことができる。
ΔＩａ１＝Ｖｓ１/Ｌａ・Ｔｏｎ１
ΔＩｂ１＝｛(Ｖｓ１+ΔＶｓ１・(１/４))/Ｌｂ｝・Ｔｏｎ２
ΔＩｃ１＝｛(Ｖｓ１+ΔＶｓ１・(２/４))/Ｌｃ｝・Ｔｏｎ３
ΔＩｄ１＝｛(Ｖｓ１+ΔＶｓ１・(３/４))/Ｌｄ｝・Ｔｏｎ４
……(９)
また、第２キャリア周期における電流リプルΔＩａ２，ΔＩｂ２，ΔＩｃ２，ΔＩｄ２は、以下の（１０）式で表すことができる。
ΔＩａ２＝｛(Ｖｓ２+ΔＶｓ２・(３/４))/Ｌａ｝・Ｔｏｎ１
ΔＩｂ２＝Ｖｓ２/Ｌｂ・Ｔｏｎ２
ΔＩｃ２＝｛(Ｖｓ２+ΔＶｓ２・(１/４))/Ｌｃ｝・Ｔｏｎ３
ΔＩｄ２＝｛(Ｖｓ２+ΔＶｓ２・(２/４))/Ｌｄ｝・Ｔｏｎ４
……(１０)
また、第３キャリア周期における電流リプルΔＩａ３，ΔＩｂ３，ΔＩｃ３，ΔＩｄ３は、以下の（１１）式で表すことができる。
ΔＩａ３＝｛(Ｖｓ３+ΔＶｓ３・(２/４))/Ｌａ｝・Ｔｏｎ１
ΔＩｂ３＝｛(Ｖｓ３+ΔＶｓ３・(３/４))/Ｌｂ｝・Ｔｏｎ２
ΔＩｃ３＝Ｖｓ３/Ｌｃ・Ｔｏｎ３
ΔＩｄ３＝｛(Ｖｓ３+ΔＶｓ３・(１/４))/Ｌｄ｝・Ｔｏｎ４
……(１１)
また、第３キャリア周期における電流リプルΔＩａ４，ΔＩｂ４，ΔＩｃ４，ΔＩｄ４は、以下の（１２）式で表すことができる。
ΔＩａ４＝｛(Ｖｓ４+ΔＶｓ４・(１/４))/Ｌａ｝・Ｔｏｎ１
ΔＩｂ４＝｛(Ｖｓ４+ΔＶｓ４・(２/４))/Ｌｂ｝・Ｔｏｎ２
ΔＩｃ４＝｛(Ｖｓ４+ΔＶｓ４・(３/４))/Ｌｃ｝・Ｔｏｎ３
ΔＩｄ４＝Ｖｓ４/Ｌｄ・Ｔｏｎ４
……(１２)
ここで、各キャリア周期が十分に短ければ、各キャリア周期のゲート信号Ｇ３ａ，Ｇ３ｂ，Ｇ３ｃ，Ｇ３ｄの各パルス幅である、Ｔｏｎ１，Ｔｏｎ２，Ｔｏｎ３，Ｔｏｎ４もほぼ一定となる。従って、各キャリア周期においては、Ｔｏｎ＝Ｔｏｎ１＝Ｔｏｎ２＝Ｔｏｎ３＝Ｔｏｎ４の関係が成立するとみなしてもよい。また、各キャリア周期が交流電圧の周期に対して十分に短ければ、整流電圧の電圧変化量、ΔＶｓ１，ΔＶｓ２，ΔＶｓ３もほぼ同一となる。従って、ΔＶｓ＝ΔＶｓ１＝ΔＶｓ２＝ΔＶｓ３の関係が成立するとみなしてもよい。
上記(９)～(１２)式より、第１キャリア周期から第４キャリア周期までの各相における電流リプルの総和ΔＩａ’，ΔＩｂ’，ΔＩｃ’，ΔＩｄ’は、以下の(１３)式で表すことができる。
ΔＩａ’＝｛(Ｖｓ１+Ｖｓ２+Ｖｓ３+Ｖｓ４+ΔＶｓ・(３/２))/Ｌａ｝・Ｔｏｎ
ΔＩｂ’＝｛(Ｖｓ１+Ｖｓ２+Ｖｓ３+Ｖｓ４+ΔＶｓ・(３/２))/Ｌｂ｝・Ｔｏｎ
ΔＩｃ’＝｛(Ｖｓ１+Ｖｓ２+Ｖｓ３+Ｖｓ４+ΔＶｓ・(３/２))/Ｌｃ｝・Ｔｏｎ
ΔＩｄ’＝｛(Ｖｓ１+Ｖｓ２+Ｖｓ３+Ｖｓ４+ΔＶｓ・(３/２))/Ｌｄ｝・Ｔｏｎ
……（１３）
ここで、リアクタ４ａ～４ｄのインダクタ値が、Ｌａ＝Ｌｂ＝Ｌｃ＝Ｌｄ＝Ｌの場合、上記（１３）式より、電流リプルの総和は、ΔＩａ’＝ΔＩｂ’＝ΔＩｃ’＝ΔＩｄ’となる。従って、電流リプルの偏りが抑制することができている。
以上のように、図３に示す実施の形態１のスイッチングパターンを用いれば、キャリア周期を相数倍した平準化周期において、電流リプルの偏りを抑制することができる。これにより、平準化周期において、リアクタ電流の平準化を図ることができる。
なお、図３のスイッチングパターンは一例であり、これに限定されるものではない。例えば、図４に示すスイッチングパターンによって、コンバータ回路１０を動作させてもよい。図４は、実施の形態１に係る電力変換装置１２０に用いて好適なスイッチングパターンの第２の例を示す図である。図４の上段部に示す整流電圧Ｖｓの波形は、図３に示す整流電圧Ｖｓの波形と同一である。
図４に示すスイッチングパターンの場合、まず、第１キャリア周期では、スイッチング素子３ａ、スイッチング素子３ｂ、スイッチング素子３ｃ、スイッチング素子３ｄの順番でスイッチング制御が行われている。次の第２キャリア周期では、スイッチング素子３ｄ、スイッチング素子３ａ、スイッチング素子３ｂ、スイッチング素子３ｃの順番でスイッチング制御が行われている。以下、第３キャリア周期では、スイッチング素子３ｃ、スイッチング素子３ｄ、スイッチング素子３ａ、スイッチング素子３ｂの順番でスイッチング制御が行われ、第４キャリア周期では、スイッチング素子３ｂ、スイッチング素子３ｃ、スイッチング素子３ｄ、スイッチング素子３ａの順番でスイッチング制御が行われている。
図４に示すスイッチングパターンの特徴を要約すると、次の通りである。まず、前回のキャリア周期におけるスイッチング制御において、４番目、即ち最後に出力されたゲート信号は、現在のキャリア周期では、１番目、即ち最初のゲート信号となっている。また、前回のキャリア周期におけるスイッチング制御において、１番目、２番目及び３番目に出力されたゲート信号は、現在のキャリア周期では、それぞれ２番目、３番目及び４番目のゲート信号となっている。別言すると、現在のキャリア周期におけるスイッチング制御の順序は、前回のキャリア周期におけるスイッチング制御において１番目に出力されたゲート信号が４番目とされ、１～３番目に出力されたゲート信号は順次繰り下げられ、それぞれの位相が９０°ずつ遅らせられて出力される。
詳細な計算式の提示は省略するが、図４に示すスイッチングパターンによっても、平準化周期において、電流リプルの偏りを抑制することができる。これにより、平準化周期において、リアクタ電流の平準化を図ることができる。
また、図５は、実施の形態１に係る電力変換装置１２０に用いて好適なスイッチングパターンの第３の例を示す図である。図５の上段部に示す整流電圧Ｖｓの波形は、図３に示す整流電圧Ｖｓの波形と同一である。
図５に示すスイッチングパターンの場合、まず、第１キャリア周期では、スイッチング素子３ａ、スイッチング素子３ｂ、スイッチング素子３ｃ、スイッチング素子３ｄの順番でスイッチング制御が行われている。次の第２キャリア周期では、スイッチング素子３ｃ、スイッチング素子３ｄ、スイッチング素子３ａ、スイッチング素子３ｂの順番でスイッチング制御が行われている。以下、第３キャリア周期では、スイッチング素子３ｄ、スイッチング素子３ｃ、スイッチング素子３ｂ、スイッチング素子３ａの順番でスイッチング制御が行われ、第４キャリア周期では、スイッチング素子３ｂ、スイッチング素子３ａ、スイッチング素子３ｄ、スイッチング素子３ｃの順番でスイッチング制御が行われている。
図５に示すスイッチングパターンの特徴を要約すると、次の通りである。まず、各々の単位コンバータにおけるパルス幅変調信号は、キャリア周期内に１つのパルスを有し、且つ、キャリア周期を相数倍した平準化周期内に相数分のパルスが存在する。そして、各々の単位コンバータにおける平準化周期内の相数分のパルスは、キャリア周期ごとに位相が全て異なっている。
詳細な計算式の提示は省略するが、図５に示すスイッチングパターンによっても、平準化周期において、電流リプルの偏りを抑制することができる。これにより、平準化周期において、リアクタ電流の平準化を図ることができる。
なお、図３～５では、単位コンバータの数、即ち単位コンバータの相数が４である場合のスイッチングパターンを例示したが、これらに限定されない。単位コンバータの相数が４以外の複数である場合にも、電流リプルの偏りを抑制できるスイッチングパターンを例示することができる。肝要な点は、各々の単位コンバータにおいて、キャリア周期を相数倍した平準化周期内における相数分のパルスが、キャリア周期ごとに位相が全て異なっていればよい。
次に、上述した実施の形態１の制御手法を実現するための制御系について説明する。図６は、実施の形態１の制御装置２００内に構成される制御系３０の構成例を示すブロック図である。図７は、図６に示す制御系３０内で用いられるキャリア信号の波形例を示す図である。
実施の形態１における制御系３０は、図６に示されるように、基準デューティ演算部３２と、キャリア信号生成部３４と、キャリア信号選択部３５と、比較器３７ａ，３７ｂ，３７ｃ，３７ｄとを備える。
図６において、基準デューティ演算部３２は、基準デューティＤｒｅｆを演算する。基準デューティＤｒｅｆは、ゲート信号Ｇ３ａ，Ｇ３ｂ，Ｇ３ｃ，Ｇ３ｄの生成に用いる基準信号である。基準デューティＤｒｅｆによって、ゲート信号Ｇ３ａ，Ｇ３ｂ，Ｇ３ｃ，Ｇ３ｄのパルス幅、及びゲート信号Ｇ３ａ，Ｇ３ｂ，Ｇ３ｃ，Ｇ３ｄの１キャリア周期における位相が決定される。基準デューティＤｒｅｆは、比較器３７ａ，３７ｂ，３７ｃ，３７ｄの各＋端子に入力される。
キャリア信号生成部３４は、キャリア信号Ｃａｒ_１，Ｃａｒ_２，Ｃａｒ_３，Ｃａｒ_４を生成する。図７には、４相インターリーブ方式の場合の各キャリア信号の例が示されている。４相の場合、各キャリア信号間の位相差は９０°である。従って、キャリア信号Ｃａｒ_２は、キャリア信号Ｃａｒ_１に対して９０°の位相差を有している。また、キャリア信号Ｃａｒ_３は、キャリア信号Ｃａｒ_１に対して１８０°の位相差を有している。また、キャリア信号Ｃａｒ_４は、キャリア信号Ｃａｒ_１に対して２７０°の位相差を有している。
キャリア信号選択部３５は、キャリア信号Ｃａｒ_１，Ｃａｒ_２，Ｃａｒ_３，Ｃａｒ_４のうちの何れか１つを１つずつ選択して、キャリア信号Ｃａｒ_ａ，Ｃａｒ_ｂ，Ｃａｒ_ｃ，Ｃａｒ_ｄのそれぞれに割り当てる。キャリア信号Ｃａｒ_ａは、ゲート信号Ｇ３ａの生成に用いる信号として、比較器３７ａの－端子に入力される。キャリア信号Ｃａｒ_ｂは、ゲート信号Ｇ３ｂの生成に用いる信号として、比較器３７ｂの－端子に入力される。キャリア信号Ｃａｒ_ｃは、ゲート信号Ｇ３ｃの生成に用いる信号として、比較器３７ｃの－端子に入力される。キャリア信号Ｃａｒ_ｄは、ゲート信号Ｇ３ｄの生成に用いる信号として、比較器３７ｄの－端子に入力される。
具体的に、図３の第２キャリア周期では、キャリア信号Ｃａｒ_ａとしてキャリア信号Ｃａｒ_４が選択され、キャリア信号Ｃａｒ_ｂとしてキャリア信号Ｃａｒ_１が選択される。また、キャリア信号Ｃａｒ_ｃとしてキャリア信号Ｃａｒ_２が選択され、キャリア信号Ｃａｒ_ｄとしてキャリア信号Ｃａｒ_３が選択される。なお、図７では、キャリア信号Ｃａｒ_１～Ｃａｒ_４が、逆のこぎり波である場合を一例として示しているが、これに限定されない。キャリア信号Ｃａｒ_１～Ｃａｒ_４は、三角波又はのこぎり波であってもよい。
図６に戻り、比較器３７ａは、基準デューティＤｒｅｆとキャリア信号Ｃａｒ_ａの振幅値とを比較し、その比較結果を出力する。図示のように、比較器３７ａの出力がスイッチング素子３ａへのゲート信号Ｇ３ａとなる。他の比較器３７ｂ，３７ｃ，３７ｄにおいても同様の処理が行われる。比較器３７ｂの出力がスイッチング素子３ｂへのゲート信号Ｇ３ｂとなる。また、比較器３７ｃの出力がスイッチング素子３ｃへのゲート信号Ｇ３ｃとなる。また、比較器３７ｄの出力がスイッチング素子３ｄへのゲート信号Ｇ３ｄとなる。
次に、実施の形態１における基準デューティ演算部３２の構成について説明する。図８は、実施の形態１における基準デューティ演算部３２の構成例を示す図である。
基準デューティ演算部３２は、図８に示すように、差分器３２１，３２４と、電圧制御器３２２と、乗算器３２３と、電流制御器３２５とを備える。電圧制御器３２２及び電流制御器３２５の例は、比例積分（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ Ｉｎｔｅｇｒａｌ：ＰＩ）制御器である。以下では、電圧制御器３２２及び電流制御器３２５がＰＩ制御器である場合を一例として説明する。
差分器３２１は、予め定めたコンデンサ電圧Ｖｄｃの指令値Ｖｄｃ＊と、コンデンサ電圧Ｖｄｃの検出値との偏差ΔＶｄｃを演算する。電圧制御器３２２は、偏差ΔＶｄｃをＰＩ制御することによって、合算電流Ｉｄｃの振幅指令値Ｉｄｃｒを生成する。
乗算器３２３では、合算電流Ｉｄｃの振幅指令値Ｉｄｃｒに対して角周波数ω（＝２πｆ）の正弦波信号の絶対値｜ｓｉｎωｔ｜が乗算される。ｆは、交流電源１が出力する交流電圧の周波数、即ち電源周波数である。正弦波信号の絶対値｜ｓｉｎωｔ｜は、交流電圧ｖａｃの位相に同期した信号であり、交流電圧ｖａｃの検出値に基づいて生成される。
差分器３２４は、乗算器３２３の出力である合算電流Ｉｄｃの指令値Ｉｄｃ*と、合算電流Ｉｄｃとの偏差ΔＩｄｃを演算する。電流制御器３２５は、偏差ΔＩｄｃをＰＩ制御することによって、基準デューティＤｒｅｆを生成する。
以上説明したように、実施の形態１に係る電力変換装置は、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ回路を備える。コンバータ回路は、複数の相数分の単位コンバータを備える。電力変換装置は、電流検出器及び電圧検出器の検出値に基づいて基準デューティを生成すると共に、基準デューティとキャリア信号との比較結果に基づいてスイッチング素子を制御するためのパルス幅変調信号を生成する。複数の相数分の単位コンバータにおいて、パルス幅変調信号は第１の周期内に１つのパルスを有し、且つ、第１の周期を相数倍した第３の周期内に相数分のパルスを有する。また、第３の周期内の相数分のパルスは、第１の周期ごとに位相が全て異なっている。これらにより、第１の周期内の位相による電圧誤差を複数の第１の周期に分散することができる。これにより、製造コストの増加を抑制しつつ、リアクタ電流を平準化できるという効果が得られる。
なお、各々の単位コンバータにおける第３の周期内の相数よりも１少ない数のパルスは、先行するパルスよりも後続するパルスの方が第１の周期内の位相が進んでいてもよい。或いは、各々の単位コンバータにおける第３の周期内の相数よりも１少ない数のパルスは、先行するパルスよりも後続するパルスの方が第１の周期内の位相が遅れていてもよい。このようなパルスを有するスイッチングパターンには規則性があるので、パルス幅変調信号の生成が容易になるという効果が得られる。
各々の単位コンバータにおいて、第３の周期内で用いるキャリア信号は、第１の周期ごとに位相が全て異なっているように構成される。このように構成すれば、リアクタ電流を平準化するためのスイッチングパターンの生成が容易になるという効果が得られる。
実施の形態２．
実施の形態２では、実施の形態１で説明した電力変換装置１２０のモータ駆動装置への適用例について説明する。図９は、実施の形態２に係るモータ駆動装置１５０の構成例を示す図である。図９に示す実施の形態２に係るモータ駆動装置１５０では、図１に示す電力変換装置１２０の構成に、インバータ７ａ及びモータ７ｂが追加されている。
インバータ７ａの出力側には、モータ７ｂが接続されている。モータ７ｂは、負荷機器の一例である。インバータ７ａは、平滑コンデンサ６に蓄積された直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力をモータ７ｂに供給することでモータ７ｂを駆動する。図９に示すモータ駆動装置１５０は、送風機、圧縮機及び空気調和機といった製品に適用することが可能である。
図１０は、図９に示すモータ駆動装置１５０を空気調和機に適用した例を示す図である。モータ駆動装置１５０の出力側にはモータ７ｂが接続されており、モータ７ｂは、圧縮要素５０４に連結されている。圧縮機５０５は、モータ７ｂと圧縮要素５０４とを備える。冷凍サイクル部５０６は、四方弁５０６ａ、室内熱交換器５０６ｂ、膨張弁５０６ｃ及び室外熱交換器５０６ｄを含む態様で構成されている。
空気調和機の内部を循環する冷媒の流路は、圧縮要素５０４から、四方弁５０６ａ、室内熱交換器５０６ｂ、膨張弁５０６ｃ、室外熱交換器５０６ｄを経由し、再び四方弁５０６ａを経由して、圧縮要素５０４へ戻る態様で構成されている。モータ駆動装置１５０は、交流電源１より電力の供給を受け、モータ７ｂを回転させる。圧縮要素５０４は、モータ７ｂが回転することによって、冷媒の圧縮動作を実行し、冷媒を冷凍サイクル部５０６の内部で循環させることができる。
実施の形態２に係るモータ駆動装置１５０によれば、実施の形態１に係る電力変換装置１２０を備えて構成される。これにより、実施の形態２に係るモータ駆動装置１５０を適用した送風機、圧縮機及び空気調和機といった製品において、実施の形態１で説明した効果を得ることができる。
また、以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
１ 交流電源、３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ スイッチング素子、４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ リアクタ、５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ 逆流阻止ダイオード、６ 平滑コンデンサ、７ａ インバータ、７ｂ モータ、１０ コンバータ回路、１２，１４ 接続点、１６ａ，１６ｂ 電気配線、２０ 整流回路、３０ 制御系、３２ 基準デューティ演算部、３４ キャリア信号生成部、３５ キャリア信号選択部、３７ａ，３７ｂ，３７ｃ，３７ｄ 比較器、７１，７２ 電圧検出器、７３ 電流検出器、１００ａ，１００ｂ，１００ｃ，１００ｄ 単位コンバータ、１２０ 電力変換装置、１５０ モータ駆動装置、２００ 制御装置、２００ａ プロセッサ、２００ｂ メモリ、３２１，３２４ 差分器、３２２ 電圧制御器、３２３ 乗算器、３２５ 電流制御器、５０４ 圧縮要素、５０５ 圧縮機、５０６ 冷凍サイクル部、５０６ａ 四方弁、５０６ｂ 室内熱交換器、５０６ｃ 膨張弁、５０６ｄ 室外熱交換器、Ｄ２１，Ｄ２２，Ｄ２３，Ｄ２４ ダイオード。

Claims (10)

  1. １つのリアクタと、少なくとも１つのスイッチング素子とを有する単位コンバータを複数の相数分有し、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ回路と、
    複数の前記リアクタのそれぞれに流れる電流の合計値を検出する電流検出器と、
    前記コンバータ回路の出力電圧を検出する電圧検出器と、
    前記電流検出器及び前記電圧検出器の検出値に基づいて基準デューティを生成すると共に、前記基準デューティとキャリア信号との比較結果に基づいて前記スイッチング素子を制御するためのパルス幅変調信号を生成する制御装置と、
    を備え、
    前記キャリア信号の周期である第１の周期は、前記交流電圧の周期である第２の周期よりも短く、
    各々の前記単位コンバータにおいて、
    前記パルス幅変調信号は、前記第１の周期内に１つのパルスを有し、且つ、前記第１の周期を前記相数倍した第３の周期内に前記相数分のパルスを有すると共に、
    前記第３の周期内の前記相数分のパルスは、前記第１の周期ごとに位相が全て異なっている
    電力変換装置。
  2. 各々の前記単位コンバータにおける前記第３の周期内の前記相数よりも１少ない数のパルスは、先行するパルスよりも後続するパルスの方が前記第１の周期内の位相が進んでいる
    請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 各々の前記単位コンバータにおける前記第３の周期内の前記相数よりも１少ない数のパルスは、先行するパルスよりも後続するパルスの方が前記第１の周期内の位相が遅れている
    請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 各々の前記単位コンバータにおいて、前記第３の周期内で用いる前記キャリア信号は、前記第１の周期ごとに位相が全て異なっている
    請求項１から３の何れか１項に記載の電力変換装置。
  5. 複数の前記スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体により形成されている
    請求項１から４の何れか１項に記載の電力変換装置。
  6. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドである
    請求項５に記載の電力変換装置。
  7. 請求項１から６の何れか１項に記載の電力変換装置と、
    前記電力変換装置から出力される直流電力を交流電力に変換するインバータと、を備える
    モータ駆動装置。
  8. 請求項７に記載のモータ駆動装置を備える
    送風機。
  9. 請求項７に記載のモータ駆動装置を備える
    圧縮機。
  10. 請求項８に記載の送風機及び請求項９に記載の圧縮機の少なくとも一方を備える
    空気調和機。
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