JP7267450B2 - 電力変換装置、モータ駆動装置、送風機、圧縮機及び空気調和機 - Google Patents

Description

本発明は、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置、電力変換装置を備えたモータ駆動装置、モータ駆動装置を備えた送風機及び圧縮機、並びに送風機又は圧縮機を備えた空気調和機に関する。

下記特許文献１には、ｎ相のスイッチング出力段を３６０°／ｎの位相差で駆動することにより所望の出力電圧を生成するインタリーブコンバータにおいて、各リアクタの検出電流に基づく電流帰還信号と、電圧帰還信号とに基づいて各相のリアクタに流れるリアクタ電流の平衡制御を行うことが記載されている。

特開２０１７－２０８９７６号公報

しかしながら、特許文献１では、各相におけるリアクタ間の個体差、即ちリアクタ間におけるインダクタ値の差異が考慮されていない。製品の出荷時等において、リアクタ間の個体差を把握することは可能である。一方、製品の使用中において、リアクタ間の個体差は、経年劣化等によってランダムに生じる。リアクタ間に個体差がある場合、特許文献１の技術では、各相のリアクタ電流の平準化が充分に行われない可能性がある。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、各相におけるリアクタ間に個体差がある場合であっても、リアクタ電流を平準化することができる電力変換装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係る電力変換装置は、１つのリアクタと、少なくとも１つのスイッチング素子とを有する単位コンバータを複数の相数分有し、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ回路を有する。また、電力変換装置は、複数のリアクタのそれぞれに流れる電流の合計値を検出する電流検出器と、コンバータ回路の出力電圧を検出する電圧検出器と、を備える。更に、電力変換装置は、電流検出器に１相分の電流が流れるように複数の単位コンバータを動作させる第１の制御器を備える。また、電力変換装置は、電流検出器及び電圧検出器の検出値に基づいて生成したデューティ指令と、キャリア信号との比較結果に基づいて、複数の単位コンバータの動作を制御する第２の制御器を備える。電流検出器の検出値が第１の閾値以下である場合、第１の制御器が起動される。また、電流検出器の検出値が第１の閾値を超えた場合、第２の制御器が起動される。

本発明に係る電力変換装置によれば、各相におけるリアクタ間に個体差がある場合であっても、リアクタ電流を平準化することができるという効果を奏する。

実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置の動作説明に使用する波形図 実施の形態１の制御手法の説明に使用するフローチャート 実施の形態１の制御装置内に構成される低電流用制御器の構成例を示すブロック図 図３に示すステップＳ１４の処理の説明に使用するフローチャート 実施の形態１の制御装置内に構成される高電流用制御器の構成例を示すブロック図 図６に示す高電流用制御器内で生成されるキャリア信号の波形例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置の効果の説明に使用する図 実施の形態１に係る電力変換装置の効果の説明に使用する比較図 実施の形態２に係るモータ駆動装置の構成例を示す図 実施の形態２の変形例に係るモータ駆動装置の構成例を示す図 図１０に示すモータ駆動装置を空気調和機に適用した例を示す図

以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る電力変換装置、モータ駆動装置、送風機、圧縮機及び空気調和機について説明する。なお、以下の実施の形態により、本発明が限定されるものではない。また、以下では、電気的な接続を単に「接続」と称して説明する。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る電力変換装置１２０の構成を示す図である。実施の形態１に係る電力変換装置１２０は、コンバータ回路１０と、平滑コンデンサ６と、電圧検出器７１，７２と、電流検出器７３と、制御装置２００とを備える。

コンバータ回路１０は、交流電源１から出力される交流電圧を直流電圧に変換する。平滑コンデンサ６は、コンバータ回路１０によって変換された直流電圧を平滑して保持する。

コンバータ回路１０は、単位コンバータ１００ａ，１００ｂ，１００ｃ，１００ｄ（以下、適宜「１００ａ～１００ｄ」と表記、他の符号の表記も同じ）、整流回路２０とを有する。

コンバータ回路１０において、単位コンバータ１００ａ～１００ｄは、それぞれが互いに並列に接続されて構成される。単位コンバータ１００ａ～１００ｄは、予め決められた周期に従って順番に動作する。この周期は「インタリーブ周期」と呼ばれる。

整流回路２０は、ブリッジ接続される４つのダイオードＤ２１，Ｄ２２，Ｄ２３，Ｄ２４を有する。整流回路２０は、交流電源１から出力される交流電圧を整流し、整流後の電圧を単位コンバータ１００ａ～１００ｄに印加する。

単位コンバータ１００ａは、リアクタ４ａと、逆流阻止ダイオード５ａと、スイッチング素子３ａとを有する。単位コンバータ１００ｂは、リアクタ４ｂと、逆流阻止ダイオード５ｂと、スイッチング素子３ｂとを有する。単位コンバータ１００ｃは、リアクタ４ｃと、逆流阻止ダイオード５ｃと、スイッチング素子３ｃとを有する。単位コンバータ１００ｄは、リアクタ４ｄと、逆流阻止ダイオード５ｄと、スイッチング素子３ｄとを有する。

コンバータ回路１０において、１つのリアクタと、１つのスイッチング素子との組み合わせを「相」と定義し、「１相」と数える。

図１は４相の例であり、４相インタリーブ方式の構成である。各相の識別は、ａ，ｂ，ｃ，ｄの添字で行っている。以下、各相の動作を「ａ相」、「ｂ相」、「ｃ相」及び「ｄ相」と記載する場合がある。なお、本発明は、４相のみに限定されるものではなく、２相、３相又は５相以上であってもよい。即ち、本発明は、複数の相数分の単位コンバータを備えたインタリーブ方式の電力変換装置である。

コンバータ回路１０は、リアクタ４ａ～４ｄの各一端同士が接続される接続点１２を有する。接続点１２と整流回路２０の一端とは、電気配線１６ａによって接続される。また、コンバータ回路１０は、逆流阻止ダイオード５ａ～５ｄの各カソード同士が接続される接続点１４を有する。接続点１４は、平滑コンデンサ６の正極側端子に接続される。

また、単位コンバータ１００ａにおいて、リアクタ４ａの他端は、逆流阻止ダイオード５ａのアノードに接続される。リアクタ４ａと逆流阻止ダイオード５ａとの接続点は、スイッチング素子３ａの一端に接続される。単位コンバータ１００ｂ～１００ｄも、単位コンバータ１００ａと同様に構成される。また、単位コンバータ１００ａ～１００ｄにおいて、スイッチング素子３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄの各他端同士も接続される。スイッチング素子３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄの各他端同士と、整流回路２０の他端とは、電気配線１６ｂによって接続される。

スイッチング素子３ａ～３ｄの一例は、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＭＯＳＦＥＴ）である。ＭＯＳＦＥＴに代えて、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ）を用いてもよい。

スイッチング素子３ａ～３ｄのそれぞれは、ドレインとソースとの間に逆並列に接続されるダイオードを備えている。逆並列の接続とは、ＭＯＳＦＥＴのドレインとダイオードのカソードとが接続され、ＭＯＳＦＥＴのソースとダイオードのアノードとが接続されることを意味する。なお、ダイオードは、ＭＯＳＦＥＴ自身が内部に有する寄生ダイオードを用いてもよい。寄生ダイオードは、ボディダイオードとも呼ばれる。

また、スイッチング素子３ａ～３ｄは、シリコンにより形成されたＭＯＳＦＥＴに限定されず、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドといったワイドバンドギャップ半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴでもよい。

一般的にワイドバンドギャップ半導体は、シリコン半導体に比べて耐電圧及び耐熱性が高い。そのため、スイッチング素子３ａ～３ｄのそれぞれにワイドバンドギャップ半導体を用いることにより、スイッチング素子の耐電圧性及び許容電流密度が高くなり、スイッチング素子を組み込んだ半導体モジュールを小型化できる。

電流検出器７３は、電気配線１６ｂに配置される。電流検出器７３は、リアクタ４ａ～４ｄのそれぞれに流れるリアクタ電流の合計値である合算電流Ｉｄｃを検出する。なお、図１では、電流検出器７３が電気配線１６ｂに配置される構成を例示しているが、これに限定されない。電流検出器７３は、電気配線１６ａに配置されていてもよい。

電圧検出器７１は、交流電源１の出力電圧である交流電圧ｖａｃを検出する。電圧検出器７２は、平滑コンデンサ６の電圧であるコンデンサ電圧Ｖｄｃを検出する。コンデンサ電圧Ｖｄｃは、コンバータ回路１０の出力電圧でもある。

制御装置２００は、プロセッサ２００ａと、メモリ２００ｂとを備える。制御装置２００は、電流検出器７３によって検出された合算電流Ｉｄｃの検出値を受信する。制御装置２００は、電圧検出器７１によって検出された交流電圧ｖａｃの検出値を受信する。制御装置２００は、電圧検出器７２によって検出されたコンデンサ電圧Ｖｄｃの検出値を受信する。

制御装置２００は、合算電流Ｉｄｃ、交流電圧ｖａｃ及びコンデンサ電圧Ｖｄｃに基づいて、ゲート信号Ｇ３ａ，Ｇ３ｂ，Ｇ３ｃ，Ｇ３ｄを生成する。

単位コンバータ１００ａ～１００ｄは、図示を省略したゲート駆動回路を有する。単位コンバータ１００ａのゲート駆動回路は、制御装置２００から出力されるゲート信号Ｇ３ａを用いて駆動パルスを生成し、生成した駆動パルスをスイッチング素子３ａのゲートに印加してスイッチング素子３ａを駆動する。

単位コンバータ１００ｂのゲート駆動回路は、制御装置２００から出力されるゲート信号Ｇ３ｂを用いて駆動パルスを生成し、生成した駆動パルスをスイッチング素子３ｂのゲートに印加してスイッチング素子３ｂを駆動する。

単位コンバータ１００ｃのゲート駆動回路は、制御装置２００から出力されるゲート信号Ｇ３ｃを用いて駆動パルスを生成し、生成した駆動パルスをスイッチング素子３ｃのゲートに印加してスイッチング素子３ｃを駆動する。

単位コンバータ１００ｄのゲート駆動回路は、制御装置２００から出力されるゲート信号Ｇ３ｄを用いて駆動パルスを生成し、生成した駆動パルスをスイッチング素子３ｄのゲートに印加してスイッチング素子３ｄを駆動する。

制御装置２００の詳細な動作については後述する。なお、制御装置２００に入力される検出値のうち、電圧検出器７１によって検出される交流電圧ｖａｃの検出値は、コンバータ回路１０に流れる電流のひずみの改善のために用いられる。このため、コンバータ回路１０の基本的な動作に関する制御は、電圧検出器７１を有していなくても成立する。

制御装置２００において、プロセッサ２００ａは、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）といった演算手段である。メモリ２００ｂは、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリである。

メモリ２００ｂには、上述した制御装置２００の機能、及び後述する制御装置２００の機能を実行するプログラムが格納されている。プロセッサ２００ａは、図示しないアナログディジタル変換器及びディジタルアナログ変換器を含むインタフェースを介して必要な情報を授受し、メモリ２００ｂに格納されたプログラムをプロセッサ２００ａが実行することにより、所要の処理を行う。プロセッサ２００ａによる演算結果は、メモリ２００ｂに記憶される。

スイッチング素子３ａ～３ｄの何れかが制御されてスイッチング動作すると、交流電源１から供給される電力が対応するリアクタに蓄積される。制御装置２００は、コンバータ回路１０から出力される電圧が所望の電圧となるように、予め決められたデューティでスイッチング素子３ａ～３ｄをスイッチング動作させる制御を行う。

次に、実施の形態１に係る電力変換装置１２０が動作するときに生じ得る各相間のリアクタ電流の偏差について説明する。

図２は、実施の形態１に係る電力変換装置１２０の動作説明に使用する波形図である。横軸は時間を表している。

図２において、太線の波形は、整流電圧Ｖｓを表している。整流電圧Ｖｓは、整流回路２０の出力電圧であり、単位コンバータ１００ａ～１００ｄへの印加電圧でもある。実線で示す４つのパルスは、着目するキャリア周期におけるゲート信号を示している。具体的に、４つのパルスは、時間軸の正方向に向かって左から順に、ゲート信号Ｇ３ａ、ゲート信号Ｇ３ｂ、ゲート信号Ｇ３ｃ及びゲート信号Ｇ３ｄを表している。

ゲート信号Ｇ３ａ～Ｇ３ｄは、パルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）信号である。これらのゲート信号に対して、破線で示される、１キャリア周期前の各ゲート信号のパルス幅は、着目するキャリア周期における各ゲート信号のパルス幅よりも広くなっている。また、破線で示される、１キャリア周期後の各ゲート信号のパルス幅は、着目するキャリア周期における各ゲート信号のパルス幅よりも狭くなっている。また、ゲート信号Ｇ３ａ～Ｇ３ｄにおいて、隣接するゲート信号間の間隔は、前述したインタリーブ周期に相当する。

１キャリア周期は、キャリア信号の周期である。１キャリア周期の位相を３６０°とすると、４相インタリーブ方式の電力変換装置におけるインタリーブ周期は、９０°（＝３６０°／４）になる。キャリア信号については、後述する。

次に、各単位コンバータにおいて、スイッチング素子がオンしたときに対応するリアクタに流れるリアクタ電流の変化について説明する。なお、リアクタ電流の変化を「電流リプル」と呼び、単位コンバータ１００ａ～１００ｄにおける電流リプルを、それぞれΔＩａ，ΔＩｂ，ΔＩｃ，ΔＩｄと表記する。これらの電流リプルΔＩａ，ΔＩｂ，ΔＩｃ，ΔＩｄは、以下の（１）～（４）式で表すことができる。

ΔＩａ＝（Ｖａｃ_ａ／Ｌａ）・Ｔｏｎ_ａ……（１）
ΔＩｂ＝（Ｖａｃ_ｂ／Ｌｂ）・Ｔｏｎ_ｂ……（２）
ΔＩｃ＝（Ｖａｃ_ｃ／Ｌｃ）・Ｔｏｎ_ｃ……（３）
ΔＩｄ＝（Ｖａｃ_ｄ／Ｌｄ）・Ｔｏｎ_ｄ……（４）

上記（１）～（４）式において、Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ，Ｌｄは、リアクタ４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄの各インダクタ値である。また、Ｔｏｎ_ａ，Ｔｏｎ_ｂ，Ｔｏｎ_ｃ，Ｔｏｎ_ｄは、スイッチング素子３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄがオンするときの各オン時間である。また、Ｖａｃ_ａ，Ｖａｃ_ｂ，Ｖａｃ_ｃ，Ｖａｃ_ｄは、スイッチング素子３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄがオンしたときの、リアクタ４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄの両端に生ずるリアクタ電圧の瞬時値である。

ここで、各単位コンバータへの印加電圧が時間的に一定である場合、単位コンバータ１００ａ～１００ｄにおける各リアクタの個体差が十分に小さければ、リアクタ電圧の瞬時値Ｖａｃ_ａ，Ｖａｃ_ｂ，Ｖａｃ_ｃ，Ｖａｃ_ｄの値も、ほぼ一定となる。即ち、１キャリア周期中において、Ｖａｃ_ａ＝Ｖａｃ_ｂ＝Ｖａｃ_ｃ＝Ｖａｃ_ｄの関係が成立すると見なしてもよい。この場合、１キャリア周期中における各スイッチング素子へのＰＷＭ信号のデューティ比を同じ値に設定すれば、１キャリア周期における電流リプルも等しくなる。これにより、１キャリア周期中の各リアクタの平均電流値も等しくなる。

これに対し、実施の形態１に係る電力変換装置１２０の場合、交流電源１は、電源周期を有する電圧源であるため、各単位コンバータへの印加電圧は、時間的に変化する。図２には、単位コンバータ１００ｂのスイッチング素子３ｂがオンするときの単位コンバータ１００ｂへの印加電圧が、単位コンバータ１００ａのスイッチング素子３ａがオンするときの単位コンバータ１００ａへの印加電圧よりも、ΔＶｓだけ高くなる様子が示されている。

このため、電源周期を有する電圧源である場合、各スイッチング素子を同一のデューティ値のゲートパルスで駆動させると、各リアクタ電流の電流リプルに偏差が発生する。１キャリア周期中における電流リプルが異なるため、１電源周期中における各リアクタ電流の平均値にも偏りが発生する。

上記では、１キャリア周期中における各単位コンバータへの印加電圧の差異に起因する各リアクタ電流の平均値の偏りについて説明したが、各相におけるリアクタ間に個体差がある場合にも、同様な現象が起こる。リアクタ間に個体差がある場合、上記（１）～（４）式におけるインダクタ値Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ，Ｌｄの値が同一ではない。このため、リアクタ電圧の瞬時値Ｖａｃ_ａ，Ｖａｃ_ｂ，Ｖａｃ_ｃ，Ｖａｃ_ｄが同じ値であっても、電流リプルΔＩａ，ΔＩｂ，ΔＩｃ，ΔＩｄが異なって来る。従って、各リアクタ電流の平均値にも偏りが発生する。

各単位コンバータへの印加電圧の差異については、キャリア周期を長くすることによって、印加電圧の影響を小さくすることが可能である。これに対して、リアクタ間の個体差はキャリア周期とは無関係である。このため、キャリア周期を長くしても、各リアクタ電流の平均値の偏りを小さくすることができない。

次に、リアクタ間の個体差に起因する各リアクタ電流の平均値の偏りを抑制するための制御手法について説明する。図３は、実施の形態１の制御手法の説明に使用するフローチャートである。図３の各処理は、制御装置２００によって実施される。

まず、ステップＳ１１では、合算電流Ｉｄｃの検出値に基づいて合算電流Ｉｄｃの実効値Ｉｄｃ_ｒｍｓが算出される。次のステップＳ１２では、実効値Ｉｄｃ_ｒｍｓと第１の閾値である閾値Ａとが比較される。実効値Ｉｄｃ_ｒｍｓが閾値Ａ以下である場合（ステップＳ１２，Ｎｏ）、ステップＳ１３に進む。一方、実効値Ｉｄｃ_ｒｍｓが閾値Ａを超えている場合（ステップＳ１２，Ｙｅｓ）、ステップＳ１５に進む。

ステップＳ１３では、第１の制御器である低電流用制御器が選択される。「低電流用制御器の選択」とは、制御装置２００によって、低電流用制御器が起動されることを意味する。低電流用制御器の詳細については、後述する。ステップＳ１３の処理を終えると、ステップＳ１４に進む。ステップＳ１４では、リアクタ間のばらつき度合いを算出する処理が行われる。ステップＳ１４の処理の詳細については、後述する。ステップＳ１４の処理を終えるとステップＳ１１に戻り、ステップＳ１１からの処理が繰り返される。

ステップＳ１５では、第２の制御器である高電流用制御器が選択される。「高電流用制御器の選択」とは、制御装置２００によって、高電流用制御器が起動されることを意味する。高電流用制御器の詳細については、後述する。ステップＳ１５の処理を終えると、ステップＳ１１に戻り、ステップＳ１１からの処理が繰り返される。

上記の処理について補足する。ステップＳ１１では、合算電流Ｉｄｃの実効値Ｉｄｃ_ｒｍｓを算出しているが、これに限定されない。実効値Ｉｄｃ_ｒｍｓに代えて、１キャリア周期における合算電流Ｉｄｃの平均値を用いてもよい。

また、上記ステップＳ１２では、合算電流Ｉｄｃの実効値Ｉｄｃ_ｒｍｓと、閾値Ａとが等しい場合を“Ｎｏ”と判定しているが、“Ｙｅｓ”と判定してもよい。即ち、実効値Ｉｄｃ_ｒｍｓと閾値Ａとが等しい場合を“Ｙｅｓ”又は“Ｎｏ”の何れで判定してもよい。

次に、上述した低電流用制御器について説明する。図４は、実施の形態１の制御装置２００内に構成される低電流用制御器３０の構成例を示すブロック図である。図４に示す低電流用制御器３０は、制御装置２００に構成される。

低電流用制御器３０は、図４に示されるように、差分器３１，３４と、電圧制御器３２と、乗算器３３と、ばらつき検知部３５と、電流制御器３６と、比較器３７ａ，３７ｂ，３７ｃ，３７ｄと、タイマ３８ａ，３８ｂ，３８ｃ，３８ｄとを備える。電圧制御器３２及び電流制御器３６の例は、比例積分（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ Ｉｎｔｅｇｒａｌ：ＰＩ）制御器である。以下では、電圧制御器３２及び電流制御器３６がＰＩ制御器である場合を一例として説明する。

差分器３１は、電圧指令値Ｖｄｃ＊と、コンデンサ電圧Ｖｄｃの検出値との偏差ΔＶｄｃを演算する。電圧指令値Ｖｄｃ＊は、予め定めたコンデンサ電圧Ｖｄｃの指令値である。電圧制御器３２は、偏差ΔＶｄｃをＰＩ制御することによって、合算電流Ｉｄｃの振幅指令値Ｉｄｃｒを生成する。

乗算器３３では、合算電流Ｉｄｃの振幅指令値Ｉｄｃｒに対して角周波数ω（＝２πｆ）の正弦波信号の絶対値｜ｓｉｎωｔ｜が乗算される。ｆは、交流電源１が出力する交流電圧の周波数、即ち電源周波数である。正弦波信号の絶対値｜ｓｉｎωｔ｜は、交流電圧ｖａｃの位相に同期した信号であり、交流電圧ｖａｃの検出値に基づいて生成される。

差分器３４は、乗算器３３の出力である合算電流Ｉｄｃの指令値Ｉｄｃ＊と、合算電流Ｉｄｃとの偏差ΔＩｄｃを演算する。電流制御器３６は、偏差ΔＩｄｃをＰＩ制御することによって、デューティ指令Ｄｒｅｆを生成する。生成されたデューティ指令Ｄｒｅｆは、比較器３７ａ，３７ｂ，３７ｃ，３７ｄのそれぞれにおける一方の端子（＋端子）に入力される。

比較器３７ａのもう一方の端子（－端子）には、タイマ３８ａから出力される信号が入力される。比較器３７ａは、デューティ指令Ｄｒｅｆとタイマ３８ａの出力信号の振幅値とを比較し、その比較結果を出力する。他の比較器３７ｂ，３７ｃ，３７ｄにおいても同様の処理が行われるが、説明が重複するので、ここでの説明は省略する。図示のように、比較器３７ａの出力がスイッチング素子３ａへのゲート信号Ｇ３ａとなり、比較器３７ｂの出力がスイッチング素子３ｂへのゲート信号Ｇ３ｂとなり、比較器３７ｃの出力がスイッチング素子３ｃへのゲート信号Ｇ３ｃとなり、比較器３７ｄの出力がスイッチング素子３ｄへのゲート信号Ｇ３ｄとなる。

ばらつき検知部３５には、合算電流Ｉｄｃ及び偏差ΔＶｄｃが入力される。ばらつき検知部３５は、リアクタ４ａ～４ｄ間のばらつき度合いを算出する処理を行う。この処理は、前述したステップＳ１４の処理に対応する。「ばらつき度合い」は、リアクタ４ａ～４ｄ間のばらつきの程度を表す指標であり、合算電流Ｉｄｃの実効値Ｉｄｃ_ｒｍｓに基づいて演算される。ばらつき検知部３５は、「ばらつき度合い」を算出する処理を行うため、各タイマの個々の出力を有効又は無効にする制御信号を生成して各タイマに出力する。この制御信号を「タイマ出力制御信号」と呼ぶ。タイマ出力制御信号によって、タイマ３８ａ～３８ｄの個々の出力タイミングが制御される。タイマ３８ａ，３８ｂ，３８ｃ，３８ｄのそれぞれに入力されるタイマ出力制御信号を「Ｅｎ３ａ」、「Ｅｎ３ｂ」、「Ｅｎ３ｃ」及び「Ｅｎ３ｄ」と表記する。

図４において、タイマ出力制御信号Ｅｎ３ａが「有効」を意味する論理レベルである場合、タイマ３８ａは有効化され、タイマ３８ａからは既定の信号が出力される。これにより、比較器３７ａからは、既定のゲート信号Ｇ３ａが出力される。また、タイマ出力制御信号Ｅｎ３ａが「無効」を意味する論理レベルである場合、タイマ３８ａは無効化される。図４の構成例の場合、タイマ３８ａからは「論理１」の信号が出力される。これにより、ゲート信号Ｇ３ａの出力は停止される。他の比較器３７ｂ～３７ｄ及びタイマ３８ｂ～３８ｄにおいても同様の処理が行われるが、説明が重複するので、ここでの説明は省略する。

図５は、図３に示すステップＳ１４の処理の説明に使用するフローチャートである。図５の各処理は、制御装置２００によって実施される。

まず、ステップＳ１４１では、タイマ３８ａ～３８ｄが順次選択される。これにより、上述した既定のゲート信号Ｇ３ａ～Ｇ３ｄが生成され、平滑コンデンサ６が充電され、コンデンサ電圧Ｖｄｃが上昇する。ステップＳ１４２では、偏差ΔＶｄｃの実効値ΔＶｄｃ_ｒｍｓが演算される。ステップＳ１４３では、実効値ΔＶｄｃ_ｒｍｓと第２の閾値である閾値Ｂとが比較される。実効値ΔＶｄｃ_ｒｍｓが閾値Ｂ以下である場合（ステップＳ１４３，Ｙｅｓ）、ステップＳ１４４に進む。一方、実効値ΔＶｄｃ_ｒｍｓが閾値Ｂを超えている場合（ステップＳ１４３，Ｎｏ）、ステップＳ１４１に戻り、ステップＳ１４１からの処理が繰り返される。以上のように、ステップＳ１４１～Ｓ１４３の処理では、実効値ΔＶｄｃ_ｒｍｓが閾値Ｂ以下になるまで、平滑コンデンサ６に対する充電制御が継続される。

ステップＳ１４４では、タイマ３８ａ～３８ｄが順次選択され、それぞれのタイマが選択されたときの各相におけるリアクタ電流の実効値が算出される。なお、ステップＳ１４４の処理では、電流検出器７３に１相分の電流が流れるように、単位コンバータ１００ａ～１００ｄの動作が制御される。この制御により、電流検出器７３は、リアクタ４ａ～４ｄのそれぞれに流れる電流、即ち選択された１つのリアクタのみに流れるリアクタ電流の実効値を検出することができる。

ステップＳ１４５では、ステップＳ１４４で算出されたリアクタ電流の実効値に基づいて、リアクタ４ａ～４ｄ間のばらつき度合いを表す係数が算出される。ここでは、ばらつき度合いを表す係数を「ばらつき係数」と呼ぶ。ばらつき係数の具体的な算出式は、以下の（５）～（７）式で表すことができる。

ｋ１＝Ｉａ_ｒｍｓ／Ｉｂ_ｒｍｓ……（５）
ｋ２＝Ｉａ_ｒｍｓ／Ｉｃ_ｒｍｓ……（６）
ｋ３＝Ｉａ_ｒｍｓ／Ｉｄ_ｒｍｓ……（７）

上記（５）～（７）式において、Ｉａ_ｒｍｓ，Ｉｂ_ｒｍｓ，Ｉｃ_ｒｍｓ，Ｉｄ_ｒｍｓは、各リアクタ電流の実効値である。ばらつき係数ｋ１，ｋ２，ｋ３は、高電流用制御器で使用される。

ステップＳ１４５の処理を終えると、呼び出し元である図３のフローチャートに戻る。図３に示されるように、合算電流Ｉｄｃの実効値Ｉｄｃ_ｒｍｓが閾値Ａ以下である場合には、ステップＳ１４の処理が呼び出されて、上記の演算処理が繰り返し実施される。

上記の処理について補足する。ステップＳ１４１，Ｓ１４４では、タイマ３８ａ～３８ｄを順次選択して、既定のゲート信号Ｇ３ａ～Ｇ３ｄを生成しているが、これに限定されない。タイマ３８ａ～３８ｄの選択順序は任意である。

また、ステップＳ１４１では、４つのゲート信号を生成して４つの単位コンバータを動作させているが、複数のゲート信号を生成せず、１つのゲート信号によって１つの単位コンバータのみを動作させてもよい。なお、この場合、１つ又は特定のリアクタの温度が上昇しないように、ステップＳ１４１の処理の都度、動作させる単位コンバータを切り替えることが好ましいことは言うまでもない。

また、ステップＳ１４２では、偏差ΔＶｄｃの実効値ΔＶｄｃ_ｒｍｓを算出しているが、これに限定されない。実効値ΔＶｄｃ_ｒｍｓに代えて、１キャリア周期における偏差ΔＶｄｃの平均値を用いてもよい。

また、上記ステップＳ１４３では、実効値ΔＶｄｃ_ｒｍｓと、閾値Ｂとが等しい場合を“Ｙｅｓ”と判定しているが、“Ｎｏ”と判定してもよい。即ち、実効値ΔＶｄｃ_ｒｍｓと閾値Ｂとが等しい場合を“Ｙｅｓ”又は“Ｎｏ”の何れで判定してもよい。

また、上記（５）～（７）式は、ａ相におけるリアクタ電流の実効値Ｉａ_ｒｍｓを基準とする算出式となっている。即ち、上記ステップＳ１４５では、ａ相を基準相としてばらつき係数ｋ１，ｋ２，ｋ３を求めているが、これに限定されない。基準相は、ａ～ｄ相のうちの何れかの相であればよい。

次に、高電流用制御器について説明する。図６は、実施の形態１の制御装置２００内に構成される高電流用制御器４０の構成例を示すブロック図である。図６に示す高電流用制御器４０は、制御装置２００に構成される。図７は、図６に示す高電流用制御器４０内で生成されるキャリア信号の波形例を示す図である。

高電流用制御器４０は、図６に示されるように、差分器４１，４４と、電圧制御器４２と、乗算器４３と、キャリア信号生成部４５と、電流制御器４６と、比較器４７ａ，４７ｂ，４７ｃ，４７ｄと、増幅器４８ｂ，４８ｃ，４８ｄとを備える。電圧制御器４２及び電流制御器４６の例は、ＰＩ制御器である。以下では、電圧制御器４２及び電流制御器４６がＰＩ制御器である場合を一例として説明する。

差分器４１は、電圧指令値Ｖｄｃ＊と、コンデンサ電圧Ｖｄｃの検出値との偏差ΔＶｄｃを演算する。電圧制御器４２は、偏差ΔＶｄｃをＰＩ制御することによって、合算電流Ｉｄｃの振幅指令値Ｉｄｃｒを生成する。

乗算器４３では、合算電流Ｉｄｃの振幅指令値Ｉｄｃｒに対して角周波数ω（＝２πｆ）の正弦波信号の絶対値｜ｓｉｎωｔ｜が乗算される。低電流用制御器３０と同様に、ｆは電源周波数を表し、正弦波信号の絶対値｜ｓｉｎωｔ｜は、交流電圧ｖａｃの位相に同期した信号である。

差分器４４は、乗算器４３の出力である合算電流Ｉｄｃの指令値Ｉｄｃ＊と、合算電流Ｉｄｃとの偏差ΔＩｄｃを演算する。電流制御器４６は、偏差ΔＩｄｃをＰＩ制御することによって、デューティ指令Ｄｒｅｆを生成する。

キャリア信号生成部４５には、合算電流Ｉｄｃが入力される。キャリア信号生成部４５は、合算電流Ｉｄｃに基づいてキャリア信号Ｃａｒ３ａ，Ｃａｒ３ｂ，Ｃａｒ３ｃ，Ｃａｒ３ｄを生成する。

図７には、４相インタリーブ方式の場合の各キャリア信号の例が示されている。４相の場合、各キャリア信号間の位相差は９０°である。このため、ａ相を基準相とするとき、ｂ相のキャリア信号Ｃａｒ３ｂは、ａ相のキャリア信号Ｃａｒ３ａに対して９０°の位相差を有している。また、ｃ相のキャリア信号Ｃａｒ３ｃは、ａ相のキャリア信号Ｃａｒ３ａに対して１８０°の位相差を有している。また、ｄ相のキャリア信号Ｃａｒ３ｄは、ａ相のキャリア信号Ｃａｒ３ａに対して２７０°の位相差を有している。

なお、図７では、各キャリア信号が、逆のこぎり波である場合を一例として示しているが、これに限定されない。各キャリア信号は、三角波又はのこぎり波であってもよい。

図６に戻り、比較器４７ａの＋端子にはデューティ指令Ｄｒｅｆが入力され、比較器４７ａの－端子にはキャリア信号Ｃａｒ３ａが入力される。比較器４７ａは、デューティ指令Ｄｒｅｆとキャリア信号Ｃａｒ３ａの振幅値とを比較し、その比較結果を出力する。図示のように、比較器４７ａの出力がスイッチング素子３ａへのゲート信号Ｇ３ａとなる。

また、比較器４７ｂの＋端子には増幅器４８ｂの出力が入力され、比較器４７ｂの－端子にはキャリア信号Ｃａｒ３ｂが入力される。増幅器４８ｂでは、上記（５）式に示されるばらつき係数ｋ１がゲインとして付与される。即ち、高電流用制御器４０で用いられる制御パラメータは、低電流用制御器３０を動作させたときの演算結果を用いて設定される。これにより、比較器４７ｂの＋端子には、デューティ指令Ｄｒｅｆをｋ１倍した信号が入力される。また、比較器４７ｂの出力は、リアクタ４ｂのばらつき度合いに応じて調整されたゲート信号Ｇ３ｂとなる。

他の比較器４７ｃ，４７ｄにおいても同様の処理が行われる。増幅器４８ｃには、ばらつき係数ｋ２がゲインとして付与される。比較器４７ｃの＋端子には増幅器４８ｃの出力が入力され、比較器４７ｃの－端子にはキャリア信号Ｃａｒ３ｃが入力される。比較器４７ｃの出力は、リアクタ４ｃのばらつき度合いに応じて調整されたゲート信号Ｇ３ｃとなる。また、増幅器４８ｄには、ばらつき係数ｋ３がゲインとして付与される。比較器４７ｄの＋端子には増幅器４８ｄの出力が入力され、比較器４７ｄの－端子にはキャリア信号Ｃａｒ３ｄが入力される。比較器４７ｄの出力は、リアクタ４ｄのばらつき度合いに応じて調整されたゲート信号Ｇ３ｄとなる。

なお、図６では、増幅器４８ｂ，４８ｃ，４８ｄに付与されるゲインを、それぞれｋ１，ｋ２，ｋ３としているが、各増幅器の特性を考慮した調整用ゲインが付与されることを妨げるものではない。

図８は、実施の形態１に係る電力変換装置１２０の効果の説明に使用する図である。図９は、実施の形態１に係る電力変換装置１２０の効果の説明に使用する比較図である。図８及び図９に示す図は、何れも数値シミュレーションを行った結果を示すものである。具体的に、図８は、図６に示す高電流用制御器４０において、増幅器４８ｂ，４８ｃ，４８ｄによるゲイン調整を行った場合のシミュレーション結果である。これに対し、図９は、図６に示す高電流用制御器４０において、増幅器４８ｂ，４８ｃ，４８ｄによるゲイン調整を行わない場合のシミュレーション結果である。図８及び図９において、実線はａ相のリアクタ電流の実効値、一点鎖線はｂ相のリアクタ電流の実効値、二点鎖線はｃ相のリアクタ電流の実効値、破線はｄ相のリアクタ電流の実効値を示している。なお、シミュレーションの条件として、インダクタ値Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ，Ｌｄとの間に、Ｌａ＜Ｌｂ＝Ｌｃ＝Ｌｄの関係がある。

前述の通り、単位コンバータ１００ａにおけるリアクタ４ａは、他の３つの単位コンバータ１００ｂ，１００ｃ，１００ｄにおけるリアクタ４ｂ，４ｃ，４ｄよりもインダクタ値が小さい。このため、ゲイン調整を行わない場合、図９に示されるように、ｂ相、ｃ相及びｄ相のリアクタ電流の実効値に比べて、ａ相のリアクタ電流の実効値は大きくなる。一方、実施の形態１におけるゲイン調整を行った場合、図８と図９とを比較すると、ａ相のリアクタ電流の実効値は小さくなり、ｂ相、ｃ相及びｄ相のリアクタ電流の実効値は大きくなっている。即ち、図８及び図９には、実施の形態１におけるゲイン調整によって、複数の単位コンバータ間におけるリアクタ電流が平準化されることが示されている。

以上説明したように、実施の形態１に係る電力変換装置は、低電流用制御器と高電流用制御器とを備える。電流検出器の検出値が第１の閾値以下である場合、第１の制御器が起動され、電流検出器の検出値が第１の閾値を超えた場合、第２の制御器が起動される。低電流用制御器は、電流検出器に１相分の電流が流れるように複数の単位コンバータを動作させる。高電流用制御器は、電流検出器及び電圧検出器の検出値に基づいて生成したデューティ指令と、キャリア信号との比較結果に基づいて複数の単位コンバータの動作を制御する。第２の制御器で用いられる制御パラメータは、第１の制御器を動作させたときの演算結果を用いて設定される。制御パラメータは、リアクタ間のばらつき度合いを含むものである。これにより、各相におけるリアクタ間に個体差がある場合であっても、リアクタ電流を平準化することができる。また、リアクタ電流が平準化されるので、特定のリアクタが高温となってしまう状況を回避することができる。これにより、リアクタが大型化するのを回避することができる。

また、実施の形態１に係る電力変換装置では、各相におけるリアクタ電流を個々に検出せずに、各相のリアクタ電流の合計値である合算電流に基づいて上述した制御を行うことができる。これにより、電流検出器の数は１つでよく、インタリーブの相数が増えた場合であっても、電流検出器の増加を抑制することができる。

実施の形態２．
実施の形態２では、実施の形態１で説明した電力変換装置１２０のモータ駆動装置への適用例について説明する。図１０は、実施の形態２に係るモータ駆動装置１５０の構成例を示す図である。図１０に示す実施の形態２に係るモータ駆動装置１５０では、図１に示す電力変換装置１２０の構成に、インバータ７ａ及びモータ７ｂが追加されている。

インバータ７ａの出力側には、モータ７ｂが接続されている。モータ７ｂは、負荷機器の一例である。インバータ７ａは、平滑コンデンサ６に蓄積された直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力をモータ７ｂに供給することでモータ７ｂを駆動する。図１０に示すモータ駆動装置１５０は、送風機、圧縮機及び空気調和機といった製品に適用することが可能である。

図１１は、実施の形態２の変形例に係るモータ駆動装置１５０Ａの構成例を示す図である。図１１に示すモータ駆動装置１５０Ａでは、図１０に示すモータ駆動装置１５０の構成において、平滑コンデンサ６とインバータ７ａとの間に電流検出器７４が追加されている。電流検出器７４は、コンバータ回路１０とインバータ７ａとの間に流れる直流電流Ｉｄｃ２を検出する。電流検出器７４によって検出された直流電流Ｉｄｃ２の検出値は、制御装置２００に入力される。

実施の形態２の変形例に係るモータ駆動装置１５０Ａのように、電流検出器７４を備える構成である場合、低電流用制御器３０と、高電流用制御器４０との切り替えを電流検出器７４の検出値に基づいて実施してもよい。具体的な制御は、以下の通りである。なお、電流検出器７４を「第２の電流検出器」と呼ぶ場合がある。

制御装置２００は、直流電流Ｉｄｃ２の検出値に基づいて、直流電流Ｉｄｃ２の実効値Ｉｄｃ２_ｒｍｓを演算する。制御装置２００は、実効値Ｉｄｃ２_ｒｍｓと第３の閾値である閾値Ｃとを比較し、実効値Ｉｄｃ２_ｒｍｓが閾値Ｃ以下である場合、低電流用制御器３０を起動する。一方、実効値Ｉｄｃ２_ｒｍｓが閾値Ｃを超えている場合、高電流用制御器４０を起動する。電流検出器７３に流れる合算電流Ｉｄｃと、電流検出器７４に流れる直流電流Ｉｄｃ２との間には相関関係がある。このため、直流電流Ｉｄｃ２の検出値に基づいて低電流用制御器３０と高電流用制御器４０との切り替え制御を行ってもよい。この制御によっても、実施の形態１と同等の効果を得ることができる。

なお、上記の制御に代え、直流電流Ｉｄｃ２の実効値Ｉｄｃ２_ｒｍｓが閾値Ｃ未満である場合に低電流用制御器３０を起動し、直流電流Ｉｄｃ２の実効値Ｉｄｃ２_ｒｍｓが閾値Ｃ以上である場合に高電流用制御器４０を起動してもよい。

図１２は、図１０に示すモータ駆動装置１５０を空気調和機に適用した例を示す図である。モータ駆動装置１５０の出力側にはモータ７ｂが接続されており、モータ７ｂは、圧縮要素５０４に連結されている。圧縮機５０５は、モータ７ｂと圧縮要素５０４とを備える。冷凍サイクル部５０６は、四方弁５０６ａ、室内熱交換器５０６ｂ、膨張弁５０６ｃ及び室外熱交換器５０６ｄを含む態様で構成されている。

空気調和機の内部を循環する冷媒の流路は、圧縮要素５０４から、四方弁５０６ａ、室内熱交換器５０６ｂ、膨張弁５０６ｃ、室外熱交換器５０６ｄを経由し、再び四方弁５０６ａを経由して、圧縮要素５０４へ戻る態様で構成されている。モータ駆動装置１５０は、交流電源１より電力の供給を受け、モータ７ｂを回転させる。圧縮要素５０４は、モータ７ｂが回転することによって、冷媒の圧縮動作を実行し、冷媒を冷凍サイクル部５０６の内部で循環させることができる。

実施の形態２に係るモータ駆動装置１５０又は１５０Ａによれば、実施の形態１に係る電力変換装置１２０を備えて構成される。これにより、実施の形態２に係るモータ駆動装置１５０又は１５０Ａを適用した送風機、圧縮機及び空気調和機といった製品において、実施の形態１で説明した効果を得ることができる。

また、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ 交流電源、３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ スイッチング素子、４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ リアクタ、５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ 逆流阻止ダイオード、６ 平滑コンデンサ、７ａ インバータ、７ｂ モータ、１０ コンバータ回路、２０ 整流回路、３０ 低電流用制御器、３１，３４，４１，４４ 差分器、３２，４２ 電圧制御器、３３，４３ 乗算器、３５ ばらつき検知部、３６，４６ 電流制御器、３７ａ，３７ｂ，３７ｃ，３７ｄ，４７ａ，４７ｂ，４７ｃ，４７ｄ 比較器、３８ａ，３８ｂ，３８ｃ，３８ｄ タイマ、４０ 高電流用制御器、４５ キャリア信号生成部、４８ｂ，４８ｃ，４８ｄ 増幅器、７１，７２ 電圧検出器、７３，７４ 電流検出器、１００ａ，１００ｂ，１００ｃ，１００ｄ 単位コンバータ、１２０ 電力変換装置、１５０，１５０Ａ モータ駆動装置、２００ 制御装置、２００ａ プロセッサ、２００ｂ メモリ、５０４ 圧縮要素、５０５ 圧縮機、５０６ 冷凍サイクル部、５０６ａ 四方弁、５０６ｂ 室内熱交換器、５０６ｃ 膨張弁、５０６ｄ 室外熱交換器。

Claims (13)

1. １つのリアクタと、少なくとも１つのスイッチング素子とを有する単位コンバータを複数の相数分有し、複数の相数分の前記単位コンバータは互いに並列に接続され、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ回路と、
   複数の前記リアクタのそれぞれに流れる電流の合計値を検出する電流検出器と、
   前記コンバータ回路の出力電圧を検出する電圧検出器と、
   前記電流検出器が１相分の電流を検出できるように複数の前記単位コンバータを順次動作させる第１の制御器と、
   前記電流検出器及び前記電圧検出器の検出値に基づいて生成したデューティ指令と、キャリア信号との比較結果に基づいて、複数の前記単位コンバータの動作を制御する第２の制御器と、
   を備え、
   前記電流検出器の検出値が第１の閾値以下である場合、前記第１の制御器が起動され、
   前記電流検出器の検出値が第１の閾値を超えた場合、前記第２の制御器が起動され、
   前記第２の制御器で用いられる制御パラメータは、複数の前記リアクタ間のインダクタ値のばらつき度合いを表すばらつき係数であり、
   前記第１の制御器は、電圧指令値と前記電圧検出器の検出値との偏差の実効値と第２の閾値とを比較し、前記偏差の実効値が前記第２の閾値以下である場合、前記ばらつき係数を算出する処理を行う
   電力変換装置。
2. １つのリアクタと、少なくとも１つのスイッチング素子とを有する単位コンバータを複数の相数分有し、複数の相数分の前記単位コンバータは互いに並列に接続され、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ回路と、
   複数の前記リアクタのそれぞれに流れる電流の合計値を検出する電流検出器と、
   前記コンバータ回路の出力電圧を検出する電圧検出器と、
   前記電流検出器が１相分の電流を検出できるように複数の前記単位コンバータを順次動作させる第１の制御器と、
   前記電流検出器及び前記電圧検出器の検出値に基づいて生成したデューティ指令と、キャリア信号との比較結果に基づいて、複数の前記単位コンバータの動作を制御する第２の制御器と、
   を備え、
   前記電流検出器の検出値が第１の閾値以下である場合、前記第１の制御器が起動され、
   前記電流検出器の検出値が第１の閾値を超えた場合、前記第２の制御器が起動され、
   前記第２の制御器で用いられる制御パラメータは、複数の前記リアクタ間のインダクタ値のばらつき度合いを表すばらつき係数であり、
   前記第１の制御器は、前記スイッチング素子を駆動するためのゲート信号の生成に用いるタイマを相ごとに備え、
   複数の前記タイマの出力はタイマ出力制御信号によって制御され、
   前記タイマ出力制御信号は、複数の前記タイマの個々の出力を有効又は無効にする制御信号であり、
   前記タイマの出力が有効である場合には、前記ゲート信号が出力され、前記タイマの出力が無効である場合には前記ゲート信号の出力が停止され、
   前記第１の制御器は、前記ばらつき係数を算出する際には、前記タイマ出力制御信号によって、複数の前記タイマの出力タイミングを制御する
   電力変換装置。
3. 前記第１の制御器は、電圧指令値と前記電圧検出器の検出値との偏差の実効値と第２の閾値とを比較し、
   前記偏差が前記第２の閾値以下である場合、前記ばらつき係数を算出する処理を行う
   請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記第１の制御器は、複数の前記リアクタのそれぞれに流れる電流の実効値に基づいて前記ばらつき係数を算出する
   請求項１から３の何れか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記制御パラメータは、前記第１の制御器を動作させたときの演算結果を用いて設定される
   請求項１から４の何れか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記第２の制御器は、前記電流検出器及び前記電圧検出器の検出値に基づいて生成したデューティ指令と、前記ばらつき係数とに基づいて前記スイッチング素子を駆動するためのゲート信号を生成する
   請求項１から５の何れか１項に記載の電力変換装置。
7. 複数の前記スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体により形成されている
   請求項１から６の何れか１項に記載の電力変換装置。
8. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドである
   請求項７に記載の電力変換装置。
9. 請求項１から８の何れか１項に記載の電力変換装置と、
   前記電力変換装置から出力される直流電力を交流電力に変換するインバータと、を備える
   モータ駆動装置。
10. 前記コンバータ回路と前記インバータとの間に流れる直流電流を検出する第２の電流検出器を備え、
    前記電流検出器の検出値を用いずに、前記第２の電流検出器の検出値を用いて前記第１の制御器と前記第２の制御器との切り替え制御を行う
    請求項９に記載のモータ駆動装置。
11. 請求項９又は１０に記載のモータ駆動装置を備える
    送風機。
12. 請求項９又は１０に記載のモータ駆動装置を備える
    圧縮機。
13. 請求項１１に記載の送風機及び請求項１２に記載の圧縮機の少なくとも一方を備える
    空気調和機。

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