WO2018229851A1 - 昇圧コンバータおよびモータ駆動制御装置 - Google Patents

昇圧コンバータおよびモータ駆動制御装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2018229851A1
WO2018229851A1 PCT/JP2017/021745 JP2017021745W WO2018229851A1 WO 2018229851 A1 WO2018229851 A1 WO 2018229851A1 JP 2017021745 W JP2017021745 W JP 2017021745W WO 2018229851 A1 WO2018229851 A1 WO 2018229851A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
voltage
reactor
bus
current
terminal
Prior art date
Application number
PCT/JP2017/021745
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
俊介 久保田
知宏 沓木
勝之 天野
Original Assignee
三菱電機株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 三菱電機株式会社 filed Critical 三菱電機株式会社
Priority to JP2019524583A priority Critical patent/JP6707196B2/ja
Priority to PCT/JP2017/021745 priority patent/WO2018229851A1/ja
Publication of WO2018229851A1 publication Critical patent/WO2018229851A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • the present invention relates to a power converter that converts an AC voltage into a DC voltage, and relates to a boost converter that includes a plurality of chopper circuit units and performs a boost operation, and a motor drive control device using the boost converter.
  • the chopper circuit section is composed of a switching element such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) or a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) and a reactor.
  • a switching element such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) or a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) and a reactor.
  • Japanese Patent Application Laid-Open No. H10-228667 describes a method of correcting current variations due to reactor variations among a plurality of chopper circuit units, but a method of controlling each chopper circuit unit to flow a target current. Therefore, current detectors are required for the number of reactors. Therefore, as the number of chopper circuit portions increases, the component cost increases.
  • the number of chopper circuit portions having reactor variations is particularly three or more.
  • the number of components increases to a plurality of configurations, it is difficult to accurately identify each current of each of the plurality of reactors from the combined bus current.
  • the calculation of the theoretical value of the on-duty is complicated, there is a risk that the computation load will be high for controlling the on-duty for each of the plurality of reactors during the boosting operation.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to obtain a boost converter that can reduce current variation between reactors of a plurality of chopper circuit portions with a simple configuration.
  • the present invention includes a rectifier that rectifies an AC voltage from an AC power source into a DC voltage and outputs the DC voltage to the first DC terminal and the second DC terminal, One terminal is connected to the reactor where one terminal is connected to the flow terminal, the backflow prevention element connected between the other terminal of the reactor and the first output terminal, and the connection between the reactor and the backflow prevention element.
  • a plurality of chopper circuit sections having a switching element having the other terminal connected to the second output terminal, a smoothing capacitor connected between the first output terminal and the second output terminal, a first output terminal, and a second output terminal.
  • a bus voltage detector for detecting a bus voltage between the two output terminals, a bus current detector for detecting a bus current flowing between the second DC terminal and the second output terminal, a bus voltage command value and a bus voltage; Bus voltage detected by the detector Based on the bus current command value and the bus current detected by the bus current detector, the on-duty command value is obtained, and the switching element is turned on or off according to the on-duty command value. And a control unit that executes a step-up operation by controlling to the above.
  • the bus current detector detects the current flowing through each of the reactors of the plurality of chopper circuit units, and the current flowing through each of the reactors detected by the bus current detector in the boosting operation is
  • the control unit corrects the on-duty command value for each chopper circuit unit based on the measured value.
  • the boost converter according to the present invention has an effect that current variation among reactors of a plurality of chopper circuit units can be reduced with a simple configuration.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a control microcomputer according to a first embodiment. Flowchart for explaining the operation of the boost converter according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a flowchart for explaining a reactor variation detection sequence of the boost converter according to the first embodiment;
  • FIG. 6 is a diagram for explaining bus current detection in the reactor variation detection sequence according to the first embodiment;
  • FIG. 1 is a diagram showing a circuit configuration of a boost converter 100 according to the first embodiment of the present invention.
  • Boost converter 100 includes rectifier circuit 2 as a rectifier, reactors 3a, 3b and 3c as boost coils, switching elements 4a, 4b and 4c, backflow prevention elements 5a, 5b and 5c, smoothing capacitor 6, and bus bar.
  • a voltage detector 7, a bus current detector 9, and a control microcomputer 8 serving as a control unit are provided.
  • Boost converter 100 has AC power supply 1 as an input, and outputs a DC voltage to first output terminal 11 and second output terminal 12.
  • the AC power source 1 is connected to a rectifier circuit 2 configured by a diode bridge or the like.
  • the rectifier circuit 2 rectifies the AC voltage input from the AC power source 1 into a DC voltage and outputs the DC voltage to the first DC terminal 21 and the second DC terminal 22.
  • the first DC terminal 21 of the rectifier circuit 2 is connected to one terminal of each of the plurality of reactors 3a, 3b, 3c, and the other terminal of each of the reactors 3a, 3b, 3c is as shown in FIG.
  • the switching elements 4a, 4b, 4c are connected to one end of the switching elements 4a, 4b, 4c and to the inputs of the backflow prevention elements 5a, 5b, 5c.
  • the outputs of the backflow prevention elements 5 a, 5 b, 5 c are connected to one end of the smoothing capacitor 6 and the first output terminal 11.
  • the bus current detector 9 To the second DC terminal 22 of the rectifier circuit 2, the other ends of the switching elements 4 a, 4 b, 4 c, the other end of the smoothing capacitor 6, and the second output terminal 12 are connected via the bus current detector 9. That is, the other ends of the switching elements 4 a, 4 b and 4 c and the other end of the smoothing capacitor 6 are connected to the second output terminal 12.
  • a DC voltage is output to the first output terminal 11 and the second output terminal 12 that are both ends of the smoothing capacitor 6, and the output load 10 is connected to the first output terminal 11 and the second output terminal 12.
  • FIG. 1 shows an example in which the number of phases of the chopper circuit unit is a phase, b phase, and c phase.
  • the chopper circuit part composed of the reactor 3a, the switching element 4a and the backflow prevention element 5a takes charge of the a phase
  • the chopper circuit part composed of the reactor 3b, the switching element 4b and the backflow prevention element 5b takes charge of the b phase
  • the reactor 3c, switching A chopper circuit unit including the element 4c and the backflow prevention element 5c is in charge of the c phase.
  • switching elements 4a, 4b, 4c semiconductor elements such as IGBTs or MOSFETs corresponding to the withstand voltage, current, and switching frequency are used.
  • diodes are used for the backflow prevention elements 5a, 5b and 5c, switching elements such as IGBTs or MOSFETs may be used because they have a withstand voltage and have a fast reverse recovery time.
  • a specific example of the output load 10 is an inverter and a motor connected to the output of the inverter.
  • the bus voltage detector 7 detects the voltage across the smoothing capacitor 6, that is, the bus voltage generated between the first output terminal 11 and the second output terminal 12.
  • the bus current detector 9 detects a current that flows between the second DC terminal 22 of the rectifier circuit 2 and the other ends of the switching elements 4a, 4b, and 4c. That is, the bus current detector 9 is not provided for each reactor, and detects the bus current flowing between the second DC terminal 22 and the second output terminal 12.
  • the control microcomputer 8 receives a detection value, which is an analog signal output from the bus voltage detector 7 and the bus current detector 9, at an A / D (Analog-to-Digital) conversion port, outputs a drive signal, and outputs a switching element.
  • the step-up operation is executed by controlling each of 4a, 4b, and 4c to be in an on state or an off state.
  • FIG. 2 is a block diagram of the configuration of the control microcomputer 8 according to the first embodiment.
  • the control microcomputer 8 includes a CPU (Central Processing Unit) 201 that executes calculation and control, a RAM (Random Access Memory) 202 that the CPU 201 uses as a work area, and a ROM (Read Only Memory) 203 that stores programs and data. And an input / output (I / O) 204 that is hardware for exchanging signals with the outside, and a peripheral device 205 including an oscillator that generates a clock.
  • Control of the boost converter 100 including the reactor variation detection sequence described below executed by the control microcomputer 8 is realized by the CPU 201 executing a program stored in the ROM 203.
  • the ROM 203 may be a non-volatile memory such as a rewritable flash memory.
  • a voltage detector or a phase detector for detecting an input power supply voltage may be provided between the AC power supply 1 and the rectifier circuit 2, or a subsequent stage of the rectifier circuit 2.
  • a voltage detector may be provided.
  • a noise filter may be provided between the AC power supply 1 and the rectifier circuit 2.
  • the AC power source 1 may be a three-phase AC power source. *
  • the bus current detector 9 detects a sum value of currents flowing through the switching elements 4a, 4b, and 4c via the reactors 3a, 3b, and 3c, and the switching elements When all of 4a, 4b and 4c are in the OFF state, the current flowing from the reactors 3a, 3b and 3c to the smoothing capacitor 6 is detected. In any of the above cases, the current value detected by the bus current detector 9 is the sum of the currents flowing through the reactors 3a, 3b, 3c.
  • FIG. 3 is a flowchart for explaining the operation of the boost converter 100 according to the first embodiment.
  • a reactor variation detection sequence is executed in order to detect variations in the plurality of reactors 3a, 3b, 3c. Since the variation in the inductance value of the reactor of each phase can be detected by the reactor variation detection sequence, the interphase correction value for the on-duty can be calculated when the boosting operation is performed as described later.
  • the on-duty is a ratio of a period during which the switching element is in the on state within the period of the switching cycle T s of the switching elements 4a, 4b, 4c.
  • the boost converter 100 After the reactor variation detection sequence in step S1, the boost converter 100 starts a boost operation.
  • the bus voltage detector 7 detects the bus voltage and outputs a detected bus voltage
  • the control microcomputer 8 detects the detected bus voltage and the target bus voltage command value detected by the bus voltage detector 7. And a bus current command value that is a command value of the bus current necessary to bring the detected bus voltage value closer to the bus voltage command value.
  • the bus current detector 9 detects the bus current and outputs a detected bus current value.
  • the control microcomputer 8 compares the detected bus current value with the bus current command value obtained in step S2. Based on the above, an on-duty command value, which is an on-duty command value necessary to bring the detected bus current value closer to the bus current command value, is calculated.
  • the boost converter 100 according to the first embodiment further uses the on-duty command value calculated as described above for each phase in step S3. Specifically, the control microcomputer 8 drives the switching element using the on-duty command value corrected for each phase by the interphase correction value obtained based on the variation of the inductance value detected in step S1. Thereafter, the process returns to step S2. Boost converter 100 performs the boost operation by repeating steps S2 and S3 in this way.
  • boost converter 100 can perform the boost operation of the bus voltage while suppressing variations in the current flowing through each reactor 3a, 3b, 3c. Note that other operations can be appropriately added to the flowchart of FIG. 3 as necessary.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating bus current detection of each reactor according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a flowchart for explaining a reactor variation detection sequence of the boost converter 100 according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining bus current detection in the reactor variation detection sequence according to the first embodiment.
  • the bus current detection value detected by the bus current detector 9 is a switching signal connected to the reactor when the drive signal becomes Hi (High). When the element is turned on, it increases with a positive slope. When the drive signal becomes Lo (Low) and the switching element is turned off, it decreases with a negative slope.
  • the switching elements 4a, 4b, and 4c are described as being turned on when the drive signal is Hi, however, even if the polarity is turned on at Lo according to the type of element or the polarity of the drive circuit. I do not care. Inclination of the bus current detected values in FIG.
  • the inductance value L is expressed by the following formula (1), where t on is the time and the peak value of the bus current detection value is I p .
  • L V dc ⁇ t on / I p ⁇ (1)
  • the timing for detecting the peak value Ip of the bus current detection value may be detected at a timing after t on after the switching element is turned on . However, there is usually a delay from when the control microcomputer 8 outputs a drive signal until the switching element is turned on. If the delay is large, current detection is performed at a timing that also takes into account the delay time. Execute. Or time a drive signal less the delay amount from t on may be calculated inductance value L by using the bus current detection value I p 'when it becomes Lo. The timing for turning on the switching element depends on the magnitude of the rectified voltage V dc .
  • the switching element is turned on in order to find the phase of the rectified voltage V dc in which the bus current detector 9 can easily detect I p. Control may be performed such that detection is performed several times at different timings. Alternatively, the phase of the rectified voltage V dc in which the bus current detector 9 can easily detect I p may be obtained and determined in advance.
  • the control microcomputer 8 performs a-phase switching in step S51 in FIG. Detects the current flowing through Specifically, as shown in FIG. 6, the control microcomputer 8 in the ON state only during the switching elements 4a of t on by the Hi driving signals a phase only during t on, the bus current detection The detector 9 detects the peak value Ipaon of the a-phase current flowing in the reactor 3a.
  • the control microcomputer 8 performs b-phase switching in step S52 of FIG. 5 with a time interval that is an integral multiple of a half cycle of the AC voltage from the AC power source 1.
  • the current flowing through the b-phase reactor 3b is detected. That is, the switching element 4b is turned on at a timing after an integral multiple of a half cycle of the AC voltage after the switching element 4a is turned on. Specifically, as shown in FIG.
  • control microcomputer 8 to the drive signal b phase at the timing of time after an integral multiple of a half cycle of the AC voltage from the Hi drive signal a phase of t on the switching element 4b by only Hi while in the oN state only during t on, to detect the peak value I PBON the b-phase current flowing through the reactor 3b by the bus current detector 9.
  • the control microcomputer 8 performs c-phase switching in step S53 of FIG. 5 with a time interval that is an integral multiple of a half cycle of the AC voltage from the AC power supply 1.
  • the current flowing through the c-phase reactor 3c is detected. That is, the switching element 4c is turned on at a timing after an integral multiple of a half cycle of the AC voltage after the switching element 4b is turned on. Specifically, as shown in FIG.
  • control microcomputer 8 to the drive signal c phase at the timing of time after an integral multiple of a half cycle of the AC voltage from the driving signal b phase Hi of t on the switching element 4c by only Hi while in the oN state only during t on, to detect the peak value I PCON of current c phase flowing in the reactor 3c by bus current detector 9.
  • the switching timing of the b-phase and c-phase in steps S52 and S53 is the same as the detection of current in the reactor 3a in step S51 because the rectified voltage applied from the rectifier circuit 2 to the reactors 3b and 3c when the current in the reactors 3b and 3c is detected. Sometimes it needs to be determined under conditions that are equal to the rectified voltage applied from the rectifier circuit 2 to the reactor 3a. When current detection in a certain phase is performed and then current detection in the next phase is performed, the bus voltage increases due to the current of one switching in the previous phase.
  • the ratio of the inductance values L a , L b , and L c of each phase can be obtained from Equation (2).
  • V dc is calculated from the switching timing and the amplitude of the voltage of the AC power supply 1 or the voltage detector is provided with a voltage detector for the rectifier circuit 2.
  • the inductance values L a , L b , and L c may be obtained directly from the equation (1).
  • the peak value of the bus current is detected in the order of the a phase, the b phase, and the c phase, but the order may be changed. Further, the peak value of the bus current may be detected a plurality of times in each phase, and an average value may be taken.
  • the detection value of the bus current detector 9 is read using one A / D conversion port of the control microcomputer 8.
  • the bus current detector 9 detects the current at two time points separated by a predetermined time interval ⁇ t, so that the bus It is possible to detect the current change rate ⁇ I / ⁇ t when the current increases or decreases. Therefore, the ratio of the inductance values L a , L b , and L c of the reactors 3a, 3b, and 3c of each phase may be calculated by measuring the current change rate ⁇ I / ⁇ t of each phase.
  • the control microcomputer 8 uses the equation (2) to calculate the inductance values L a , L based on the measured values of the currents flowing independently of the reactors 3a, 3b, 3c detected by the reactor variation detection sequence.
  • the ratio of b 1 and L c can be obtained, or the values of inductance values L a , L b and L c can be obtained using Equation (1). Therefore, the obtained value is stored in the RAM 202, ROM 203 or other storage area of the control microcomputer 8.
  • step S2 of FIG. 3 the bus voltage detector 7 detects the bus voltage and outputs a detected bus voltage.
  • the control microcomputer 8 executes an operation by proportional integral control or proportional integral differential control based on the difference between the target bus voltage command value and the bus voltage detected value input from the bus voltage detector 7 to execute a bus current command. Calculate the value. As a result, the bus voltage detection value is controlled to become the bus voltage command value.
  • step S3 of FIG. 3 the control microcomputer 8 performs proportional integral control or proportional integral differentiation based on the difference between the bus current command value obtained in step S2 and the bus current detection value input from the bus current detector 9.
  • An on-duty command value is calculated by executing a control calculation.
  • the bus current detection value is controlled to become the bus current command value. If the inductance values of the reactors 3a, 3b, 3c of each phase are equal, drive control is performed so that the switching elements 4a, 4b, 4c are turned on or off according to the on-duty command value obtained here, By repeating this drive control operation and the operation of step S2 to control the on-duty command value, the bus voltage command value targeted by the bus voltage can be maintained.
  • the ripple to the smoothing capacitor 6 is also reduced by such control, and local heat generation due to variations in the current flowing through the reactors 3a, 3b, and 3c is also caused. Does not occur.
  • the on-duty command value calculated as described above is used for the chopper circuit unit using the on-duty interphase correction value obtained based on the reactor variation. By correcting for each phase, it is possible to suppress current variation for each phase.
  • the ratio of the inductance values L a , L b , L c or the inductance value L obtained by the condition that the current changes ⁇ I as , ⁇ I bs , ⁇ I cs are equal and the reactor variation detection sequence in step S1 of FIG.
  • the on-duty command value calculated from the command value is set to D aon , and the switching of the a-phase switching element 4a is executed.
  • the switching element 4c by using the on-duty command value corrected by the [Delta] D Caon Switching is executed (step S3).
  • the reference of the on-duty command value is described as the a phase, but other phases may be used as the reference.
  • the reference phase may be selected based on the inductance value detected in the reactor variation detection sequence in step S1 of FIG. 3 or its magnitude relationship. That is, in the reactor variation detection sequence, it may be selected based on the magnitude relationship between the inductance values of the reactors of each phase, or when the inductance value is calculated, the reactor phase closest to the ideal inductance value may be selected. . In any case, by selecting one reference phase and aligning the contribution to the current change in each phase by the on-duty interphase correction value, the problem of heat generation concentrated in the reactor of a certain phase is solved. Can do.
  • V dc is constant during the switching period of each phase of the a phase, the b phase, and the c phase.
  • the voltage detector or phase detector obtains the switching timing of each phase.
  • the on-duty interphase correction value may be calculated using the obtained voltage value as V dc .
  • control microcomputer 8 uses inductance values L a and L b based on measured values of currents by bus current detector 9 when currents flow independently through reactors 3a, 3b, and 3c. , L c ratios or inductance values L a , L b , L c , and chopper circuit units corresponding to each phase using on-duty correction values obtained for each phase based on the ratios or values Therefore, the on-duty command value is corrected.
  • Step-up converter 100 repeats steps S2 and S3 as described above, thereby suppressing variations in current flowing through reactors 3a, 3b, and 3c by a simple method of correcting the on-duty command value for each phase.
  • the boosting operation can be executed.
  • the boost converter 100 according to the first embodiment, it is not necessary to provide a current detector for each reactor, and an increase in the sorting cost of the reactor and other component costs can be suppressed, and a low calculation load can be achieved.
  • Current variation among a plurality of reactors can be reduced by a simple method. As a result, it is possible to prevent heat generation and deterioration of the reactor and damage to peripheral components.
  • the reactor may be two two phases, or conversely, four or more phases. It may be. If the number of phases of the chopper circuit section is plural, the same effect as described above can be obtained regardless of the number of phases.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration of the motor drive control device 200 according to the first embodiment.
  • FIG. 7 shows a configuration in which the output load 10 of FIG. 1 is replaced with an inverter 20 and a motor 30 connected to the output of the inverter 20.
  • the inverter 20 converts the bus voltage, which is a DC voltage output to the first output terminal 11 and the second output terminal 12, into an AC voltage applied to the motor 30 and outputs the AC voltage to the motor 30.
  • the motor drive control device 200 includes the boost converter 100 and the inverter 20 according to the first embodiment.
  • the on-duty command value is corrected for each phase based on the on-duty correction value obtained for each phase, thereby suppressing variations in the current flowing through each reactor 3a, 3b, 3c. be able to.
  • FIG. 1 The configurations of the boost converter 100 and the motor drive control device 200 according to the second embodiment of the present invention are the same as those in FIGS. 1 and 7.
  • the reactor variation detection sequence is executed every time before the boost operation of the boost converter 100 is started.
  • step-up converter 100 and motor drive control apparatus 200 according to the second embodiment a reactor variation detection sequence is introduced into a test program for inspection before shipment in the form of shipment of boost converter 100 and motor drive control apparatus 200. Keep it.
  • the boost converter 100 and the motor drive control device 200 according to the second embodiment by performing the reactor variation detection sequence in the pre-shipment inspection process, the reactor variation during actual use after shipment.
  • the detection sequence it is possible to omit a delay in time taken until the actual operation is started. Therefore, compared to the boost converter 100 and the motor drive control device 200 according to the first embodiment, it is possible to reduce the time taken to start the actual operation.
  • the reactor variation detection sequence is performed only at the time of inspection before shipment.
  • the reactor characteristics may change over time or in the usage environment.
  • the reactor variation detection sequence may be periodically performed after shipment to be used for calculating the on-duty correction value.
  • the step-up converter 100 according to the first and second embodiments can be applied to various motor control inverters, for example, a compressor in an air conditioner or an inverter for driving a fan motor. Even when the step-up converter 100 is applied to an air conditioner, by performing the reactor variation detection sequence during the pre-shipment inspection, it is not necessary to delay the time until the apparatus is started up during actual use after the shipment. Further, the reactor variation detection sequence may be performed not only at the time of inspection before shipment of the air conditioner but also at the time of trial operation at the time of installation after shipment. As described above, the reactor variation detection sequence can be periodically performed after the air conditioner is shipped.
  • the control microcomputer 8 can output the error signal to the outside via the I / O 204 or display it on a display unit (not shown). With such a configuration, it is possible to prevent a reactor out of the intended specifications from being incorporated into a product and shipped.
  • the configuration described in the above embodiment shows an example of the contents of the present invention, and can be combined with another known technique, and can be combined with other configurations without departing from the gist of the present invention. It is also possible to omit or change the part.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Rectifiers (AREA)

Abstract

昇圧コンバータは、交流電圧を直流電圧に整流して第一、第二直流端子に出力する整流器と、第一直流端子に一方の端子が接続されたリアクタ、リアクタの他方の端子と第一出力端子との間に接続された逆流防止素子およびリアクタと逆流防止素子との接続部に一方の端子が接続されて第二出力端子に他方の端子が接続されたスイッチング素子を有するチョッパ回路部を複数と、第一、第二出力端子の間に接続された平滑コンデンサと、母線電圧を検出する母線電圧検出器と、母線電流を検出する母線電流検出器と、母線電圧指令値および母線電圧に基づいて母線電流指令値を求め、母線電流指令値および母線電流に基づいてオンデューティ指令値を求めて昇圧動作を実行する制御部を備え、昇圧動作開始前にリアクタそれぞれ単独に流れる電流を検出し、昇圧動作においてリアクタそれぞれ単独に流れる電流の測定値に基づいてチョッパ回路部ごとにオンデューティ指令値を補正する。

Description

昇圧コンバータおよびモータ駆動制御装置
　本発明は、交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置であって複数のチョッパ回路部を備えて昇圧動作を行う昇圧コンバータおよびそれを用いたモータ駆動制御装置に関する。
　複数のチョッパ回路部を並列に備えた複数相のチョッパ回路構成の昇圧コンバータにおいて、各チョッパ回路部のスイッチングの位相をずらすことで、平滑コンデンサへの入力電流のリプルを小さくできるといった利点がある。チョッパ回路部は、ＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）またはＭＯＳＦＥＴ（Metal　Oxide　Semiconductor　Field　Effect　Transistor）といったスイッチング素子とリアクタとにより構成される。そして、スイッチング素子およびリアクタを並列に複数組備えることにより、リアクタが一つだけの構成に比べて、リアクタを複数箇所に分割配置することができるため、リアクタのサイズを小さくすることが可能になるといった利点が得られる。
　ここで、各相に流れる電流にばらつきが生じると、平滑コンデンサへの入力リプル電流の低減効果が小さくなり、平滑コンデンサの温度上昇に繋がり、寿命の低下に繋がる。さらに、複数のリアクタの内、電流の集中するリアクタが生じてしまうため、リアクタの温度上昇、経時劣化、さらには周辺の熱に強くない電子部品にダメージを与えてしまうといった問題がある。各相の電流のばらつきの原因としては、スイッチング素子または逆流防止素子における閾値電圧といった特性ばらつき、配線パターンのばらつきなども考えられるが、昇圧コイルとして用いるリアクタのインダクタンス値のばらつきが主要因となりやすい。
　このため、各相間の電流ばらつきを抑制するためには、特性ばらつきの無いリアクタを用いる必要があり、リアクタ製造段階でのばらつき抑制および選別試験の基準範囲を絞るといったことが必要となる。リアクタにおいては、材料の特性ばらつきだけでなく、コイルの巻き線の巻き方なども特性ばらつきに影響するため、特性ばらつきを抑制しようとすると、リアクタの部品コストが高くなってしまうという問題がある。
　上記の問題に対して、スイッチング制御により各チョッパ回路部のオンデューティを調節することで各相のリアクタに流れる電流のばらつきを抑制する手段がある。特許文献１においては、各リアクタに流れる電流および母線電圧を検出しながら、目標とする母線電圧になるようにスイッチングのオンデューティを計算して制御している。チョッパ回路部が複数ある場合にも、昇圧動作中にリアクタに流れる電流をそれぞれ検出して、相ごとにスイッチングのオンデューティを補正して制御することで、各相のリアクタに流れる電流のばらつきを抑制している。
特開２０１３－１８８００４号公報
　従来技術である特許文献１には、複数のチョッパ回路部間でのリアクタばらつきによる電流ばらつきを補正する方法が記載されているが、各チョッパ回路部で目標とする電流を流すように制御する方法であり、リアクタの数分だけ電流検出器が必要となる。したがって、チョッパ回路部の数が増えると、部品コストが上がってしまう。
　また、母線電流検出のために一つしか電流検出器が設置されていない回路構成の場合に、上記方法にて実施しようとしたとすると、リアクタばらつきを有するチョッパ回路部の数が特に３相以上など複数の構成に増えた場合には、合算された母線電流の中から複数のリアクタごとの電流それぞれを精度良く識別することが難しい。また、オンデューティの理論値の計算も複雑なため、昇圧動作中に複数のリアクタごとにオンデューティを制御するには演算負荷も高くなる恐れがある。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、複数のチョッパ回路部のリアクタ間の電流ばらつきを簡易な構成で低減することができる昇圧コンバータを得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、交流電源からの交流電圧を直流電圧に整流して第一直流端子および第二直流端子に出力する整流器と、第一直流端子に一方の端子が接続されたリアクタ、リアクタの他方の端子と第一出力端子との間に接続された逆流防止素子、およびリアクタと逆流防止素子との接続部に一方の端子が接続されて第二出力端子に他方の端子が接続されたスイッチング素子を有するチョッパ回路部を複数と、第一出力端子と第二出力端子との間に接続された平滑コンデンサと、第一出力端子と第二出力端子との間の母線電圧を検出する母線電圧検出器と、第二直流端子と第二出力端子との間に流れる母線電流を検出する母線電流検出器と、母線電圧指令値および母線電圧検出器が検出した母線電圧に基づいて母線電流指令値を求め、母線電流指令値および母線電流検出器が検出した母線電流に基づいてオンデューティ指令値を求めて、オンデューティ指令値に従ってスイッチング素子がオン状態またはオフ状態となるように制御することにより昇圧動作を実行する制御部と、を備える。本発明は、昇圧動作を開始する前に、複数のチョッパ回路部のリアクタそれぞれ単独に流れる電流を母線電流検出器が検出し、昇圧動作において、母線電流検出器が検出したリアクタそれぞれ単独に流れる電流の測定値に基づいてチョッパ回路部ごとに制御部はオンデューティ指令値を補正することを特徴とする。
　本発明にかかる昇圧コンバータは、複数のチョッパ回路部のリアクタ間の電流ばらつきを簡易な構成で低減することができるという効果を奏する。
本発明の実施の形態１にかかる昇圧コンバータの回路構成を示す図 実施の形態１にかかる制御マイクロコンピュータの構成を示すブロック図 実施の形態１にかかる昇圧コンバータの動作を説明するフローチャート 実施の形態１にかかる各リアクタの母線電流検出を説明する図 実施の形態１にかかる昇圧コンバータのリアクタばらつき検出シーケンスを説明するフローチャート 実施の形態１にかかるリアクタばらつき検出シーケンスにおける母線電流検出を説明する図 実施の形態１にかかるモータ駆動制御装置の構成を示す図
　以下に、本発明の実施の形態にかかる昇圧コンバータおよびモータ駆動制御装置を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、本発明の実施の形態１にかかる昇圧コンバータ１００の回路構成を示す図である。昇圧コンバータ１００は、整流器である整流回路２と、昇圧コイルであるリアクタ３ａ，３ｂ，３ｃと、スイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃと、逆流防止素子５ａ，５ｂ，５ｃと、平滑コンデンサ６と、母線電圧検出器７と、母線電流検出器９と、制御部である制御マイクロコンピュータ８と、を備える。
　昇圧コンバータ１００は、交流電源１を入力としており、第一出力端子１１および第二出力端子１２に直流電圧を出力する。交流電源１は、ダイオードブリッジなどにより構成される整流回路２に接続される。整流回路２は交流電源１から入力された交流電圧を直流電圧に整流して第一直流端子２１および第二直流端子２２に出力する。整流回路２の第一直流端子２１には、複数のリアクタ３ａ，３ｂ，３ｃそれぞれの一方の端子が接続され、リアクタ３ａ，３ｂ，３ｃのそれぞれの他方の端子は、図１に示すようにスイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃの一端および逆流防止素子５ａ，５ｂ，５ｃの入力に接続される。逆流防止素子５ａ，５ｂ，５ｃの出力は平滑コンデンサ６の一端および第一出力端子１１に接続される。整流回路２の第二直流端子２２には、母線電流検出器９を介してスイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃの他端、平滑コンデンサ６の他端および第二出力端子１２が接続される。すなわち、スイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃの他端および平滑コンデンサ６の他端は第二出力端子１２に接続されている。そして、平滑コンデンサ６の両端である第一出力端子１１および第二出力端子１２に直流電圧が出力され、第一出力端子１１および第二出力端子１２には出力負荷１０が接続される。
　リアクタ、逆流防止素子およびスイッチング素子が一つのチョッパ回路部を構成し、図１は、チョッパ回路部の相数がａ相、ｂ相およびｃ相の３相の例を示している。リアクタ３ａ、スイッチング素子４ａおよび逆流防止素子５ａからなるチョッパ回路部がａ相を担当し、リアクタ３ｂ、スイッチング素子４ｂおよび逆流防止素子５ｂからなるチョッパ回路部がｂ相を担当し、リアクタ３ｃ、スイッチング素子４ｃおよび逆流防止素子５ｃからなるチョッパ回路部がｃ相を担当する。
　スイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃには、耐圧、電流およびスイッチング周波数に応じたＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴといった半導体素子が用いられる。逆流防止素子５ａ，５ｂ，５ｃには、ダイオードが用いられるが、耐圧を有していて且つリバースリカバリータイムが早いものが好ましいので、ＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴといったスイッング素子を用いてもかまわない。出力負荷１０の具体例は、インバータおよびインバータの出力に接続されたモータである。
　母線電圧検出器７は、平滑コンデンサ６の両端の電圧すなわち第一出力端子１１および第二出力端子１２の間に生ずる母線電圧を検出する。母線電流検出器９は、整流回路２の第二直流端子２２とスイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃの他端との間に流れる電流を検出する。すなわち、母線電流検出器９はリアクタごとには設けられておらず、第二直流端子２２と第二出力端子１２との間に流れる母線電流を検出する。制御マイクロコンピュータ８は、母線電圧検出器７および母線電流検出器９が出力するアナログ信号である検出値をＡ／Ｄ（Analog－to－Digital）変換ポートで受け付け、駆動信号を出力してスイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃそれぞれをオン状態またはオフ状態となるように制御することにより昇圧動作を実行する。
　図２は、実施の形態１にかかる制御マイクロコンピュータ８の構成を示すブロック図である。制御マイクロコンピュータ８は、演算および制御を実行するＣＰＵ（Central　Processing　Unit）２０１と、ＣＰＵ２０１がワークエリアに用いるＲＡＭ（Random　Access　Memory）２０２と、プログラムおよびデータを記憶するＲＯＭ（Read　Only　Memory）２０３と、外部と信号をやりとりするハードウェアであるＩ／Ｏ（Input／Output）２０４と、クロックを生成する発振子を含む周辺装置２０５と、を備える。制御マイクロコンピュータ８が実行する以下に説明するリアクタばらつき検出シーケンスを含む昇圧コンバータ１００の制御は、ＲＯＭ２０３に記憶されるプログラムをＣＰＵ２０１が実行することにより実現される。ＲＯＭ２０３は、書き換え可能なフラッシュメモリといった不揮発性のメモリであってもよい。
　また、図１には示していないが、交流電源１と整流回路２との間に入力電源電圧を検出する電圧検出器または位相検出器が備えられていてもよいし、または整流回路２の後段に電圧検出器が備えられていてもよい。また、交流電源１と整流回路２との間にノイズフィルターが備えられていてもよい。また、交流電源１は三相交流電源であっても構わない。　　　
　母線電流検出器９は、スイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃが全てオン状態であるときには、リアクタ３ａ，３ｂ，３ｃを介してスイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃに流れる電流の合算値を検出し、スイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃが全てオフ状態であるときには、リアクタ３ａ，３ｂ，３ｃから平滑コンデンサ６に流れる電流を検出する。上記いずれの場合においても、母線電流検出器９が検出する電流値は各リアクタ３ａ，３ｂ，３ｃを流れる電流の合算値となる。
　図３は、実施の形態１にかかる昇圧コンバータ１００の動作を説明するフローチャートである。先ず、ステップＳ１において、複数のリアクタ３ａ，３ｂ，３ｃのばらつきを検出するため、リアクタばらつき検出シーケンスを実行する。リアクタばらつき検出シーケンスにより、各相のリアクタのインダクタンス値のばらつきが検出できるので、後述するように昇圧動作実行時にオンデューティに対する相間補正値を算出することができる。オンデューティは、スイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃのスイッチングの周期Ｔｓの期間内におけるスイッチング素子がオン状態である期間の割合である。
　ステップＳ１のリアクタばらつき検出シーケンスの後に、昇圧コンバータ１００は昇圧動作を開始する。ステップＳ２では、母線電圧検出器７が母線電圧を検出して母線電圧検出値を出力し、制御マイクロコンピュータ８は、母線電圧検出器７が検出した母線電圧検出値と目標とする母線電圧指令値とを比較して、母線電圧検出値を母線電圧指令値に近づかせるために必要な母線電流の指令値である母線電流指令値を算出する。そして、ステップＳ３では、母線電流検出器９が母線電流を検出して母線電流検出値を出力し、制御マイクロコンピュータ８は、母線電流検出値とステップＳ２で得られた母線電流指令値との比較に基づいて、母線電流検出値を母線電流指令値に近づかせるために必要なオンデューティの指令値であるオンデューティ指令値を算出する。ここで、実施の形態１にかかる昇圧コンバータ１００は、さらにステップＳ３において、上記のようにして算出されたオンデューティ指令値を相ごとに補正して使用する。具体的には、制御マイクロコンピュータ８は、ステップＳ１で検出したインダクタンス値のばらつきに基づいて求めた相間補正値により相ごとに補正したオンデューティ指令値を用いてスイッチング素子を駆動する。その後は、再びステップＳ２に戻る。昇圧コンバータ１００は、このようにステップＳ２およびＳ３を繰り返すことにより昇圧動作を実行する。
　上記したようにステップＳ２およびＳ３を繰り返すことで、昇圧コンバータ１００は、各リアクタ３ａ，３ｂ，３ｃに流れる電流のばらつきを抑えつつ、母線電圧の昇圧動作を実行することが可能になる。なお、図３のフローチャートには、必要に応じて適宜他の動作を追加することが可能である。
　以下では、図３のステップＳ１で実行するリアクタばらつき検出シーケンスおよび当該シーケンスにより検出されたインダクタンス値のばらつきに基づいたオンデューティの相間補正値の算出方法について、図１に示した回路構成を例にして具体的に説明する。図４は、実施の形態１にかかる各リアクタの母線電流検出を説明する図である。図５は、実施の形態１にかかる昇圧コンバータ１００のリアクタばらつき検出シーケンスを説明するフローチャートである。図６は、実施の形態１にかかるリアクタばらつき検出シーケンスにおける母線電流検出を説明する図である。
　交流電源１により電源電圧は印加されているが昇圧コンバータ１００は昇圧動作を開始しておらず、平滑コンデンサ６には交流電源１による電源電圧に応じた電圧が生じている状態を考える。この状態において、チョッパ回路部毎の各リアクタ３ａ，３ｂ，３ｃに流れる電流を個別に検出するため、リアクタ３ａ，３ｂ，３ｃそれぞれに対応するスイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃを一つずつ個別にオン状態にして各相に流れる電流が重ならないタイミングで、母線電流検出器９が母線電流を検出して、各リアクタ３ａ，３ｂ，３ｃそれぞれに流れる電流を個別に検出する。一つのリアクタに流れる電流を検出するときは、図４に示す様に、母線電流検出器９が検出する母線電流検出値は、駆動信号がＨｉ（High）になって当該リアクタに接続されるスイッチング素子がオン状態になると共に正の傾きで増加し、駆動信号がＬｏ（Low）になって当該スイッチング素子がオフ状態になると共に負の傾きで減少する。ここでは、スイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃは駆動信号がＨｉのときにオン状態になるとして説明するが、素子の種類または駆動回路の極性に合わせて、Ｌｏでオン状態になる極性であっても構わない。図４における母線電流検出値の傾きは、リアクタに印加される電圧に比例し、当該リアクタのインダクタンス値Ｌに反比例するため、整流回路２が出力する整流電圧をＶｄｃとし、スイッチング素子がオン状態である時間をｔｏｎ、母線電流検出値のピーク値をＩｐとするとインダクタンス値Ｌは、以下の数式（１）で示される。
　Ｌ＝Ｖｄｃ×ｔｏｎ／Ｉｐ　　　・・・（１）
　母線電流検出値のピーク値Ｉｐを検出するタイミングについては、スイッチング素子がオン状態になってからｔｏｎ後のタイミングで電流検出をすれば良い。しかし、通常は、制御マイクロコンピュータ８が駆動信号を出力してからスイッチング素子がオン状態になるまでには、ディレイが存在するため、ディレイが大きい場合はディレイの時間分も考慮したタイミングで電流検出を実行する。またはｔｏｎからディレイ分だけ引いた時間と駆動信号がＬｏになったときの母線電流検出値Ｉｐ’とを用いてインダクタンス値Ｌを計算しても良い。また、スイッチング素子をオン状態にするタイミングは、整流電圧Ｖｄｃの大きさに依存する。このため、電流のピーク値Ｉｐが小さくて母線電流検出器９が検出しづらい場合は、母線電流検出器９がＩｐを検出しやすい整流電圧Ｖｄｃの位相を探すため、スイッチング素子をオン状態にするタイミングをずらして何回か検出するような制御をしてもよい。また、母線電流検出器９がＩｐを検出しやすい整流電圧Ｖｄｃの位相をあらかじめ求めて決定しておいてもよい。
　以下、リアクタばらつき検出シーケンスについて説明する。平滑コンデンサ６の両端が交流電源１の入力電圧に対応した母線電圧になっている状態で、図５のステップＳ５１にて、制御マイクロコンピュータ８は、ａ相のスイッチングを行い、ａ相のリアクタ３ａに流れる電流を検出する。具体的には、図６に示すように、制御マイクロコンピュータ８がａ相の駆動信号をｔｏｎの間だけＨｉにすることによりスイッチング素子４ａをｔｏｎの間だけオン状態にして、母線電流検出器９によりリアクタ３ａに流れるａ相の電流のピーク値Ｉｐａｏｎを検出する。
　その後、スイッチング素子４ａをオン状態にしてから交流電源１による交流電圧の半周期の整数倍の時間間隔を空けて、図５のステップＳ５２にて、制御マイクロコンピュータ８は、ｂ相のスイッチングを行い、ｂ相のリアクタ３ｂに流れる電流を検出する。すなわち、スイッチング素子４ａをオン状態にしてから交流電圧の半周期の整数倍の時間後のタイミングでスイッチング素子４ｂがオン状態となるようにする。具体的には、図６に示すように、制御マイクロコンピュータ８がａ相の駆動信号をＨｉにしてから交流電圧の半周期の整数倍の時間後のタイミングでｂ相の駆動信号をｔｏｎの間だけＨｉにすることによりスイッチング素子４ｂをｔｏｎの間だけオン状態にして、母線電流検出器９によりリアクタ３ｂに流れるｂ相の電流のピーク値Ｉｐｂｏｎを検出する。
　その後、スイッチング素子４ｂをオン状態にしてから交流電源１による交流電圧の半周期の整数倍の時間間隔を空けて、図５のステップＳ５３にて、制御マイクロコンピュータ８は、ｃ相のスイッチングを行い、ｃ相のリアクタ３ｃに流れる電流を検出する。すなわち、スイッチング素子４ｂをオン状態にしてから交流電圧の半周期の整数倍の時間後のタイミングでスイッチング素子４ｃがオン状態となるようにする。具体的には、図６に示すように、制御マイクロコンピュータ８がｂ相の駆動信号をＨｉにしてから交流電圧の半周期の整数倍の時間後のタイミングでｃ相の駆動信号をｔｏｎの間だけＨｉにすることによりスイッチング素子４ｃをｔｏｎの間だけオン状態にして、母線電流検出器９によりリアクタ３ｃに流れるｃ相の電流のピーク値Ｉｐｃｏｎを検出する。
　なお、ステップＳ５２およびＳ５３におけるｂ相およびｃ相のスイッチングのタイミングは、リアクタ３ｂおよび３ｃの電流検出時に整流回路２からリアクタ３ｂおよび３ｃに印加される整流電圧が、ステップＳ５１におけるリアクタ３ａの電流検出時に整流回路２からリアクタ３ａに印加される整流電圧と等しくなる条件で決定される必要がある。ある相における電流検出を実行してから次の相における電流検出を実行する場合、母線電圧は前の相の１スイッチング分の電流により増加する。したがって、前の相のスイッチングによる母線電圧の増加が無視できる場合は交流電圧の半周期の整数倍の時間間隔を守るだけで良いが、母線電圧の増加が無視できない場合は増加分の電圧が減衰して母線電圧が元の電圧値になるまで待つことをさらに条件に追加しても良い。
　以上説明したように、ステップＳ５１～Ｓ５３により各相の電流のピーク値Ｉｐａｏｎ，Ｉｐｂｏｎ，Ｉｐｃｏｎが得られるので、数式（１）に基づいて、各相のリアクタ３ａ，３ｂ，３ｃそれぞれのインダクタンス値Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃの比を得ることができる（ステップＳ５４）。各相ともＶｄｃ×ｔｏｎは同じ値になるので、以下の数式（２）の関係が成り立つ。
　Ｌａ×Ｉｐａｏｎ＝Ｌｂ×Ｉｐｂｏｎ＝Ｌｃ×Ｉｐｃｏｎ　　　・・・（２）
　したがって、数式（２）により各相のインダクタンス値Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃの比を求めることができる。ここでは、インダクタンス値の比のみを求めるとしたが、スイッチングのタイミングおよび交流電源１の電圧の振幅とからＶｄｃを計算するか、または整流回路２に対して電圧検出器を備えた場合は電圧検出値として整流電圧Ｖｄｃを求めることにより、インダクタンス値Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃを数式（１）から直接求めても良い。図５では、一例としてａ相、ｂ相、ｃ相の順番に母線電流のピーク値を検出するとして説明したが、順番は変更してもかまわない。また、各相それぞれにおいて母線電流のピーク値を複数回検出して平均値をとるなどしてもかまわない。
　また、以上においては、母線電流検出器９の検出値を制御マイクロコンピュータ８の１つのＡ／Ｄ変換ポートを使用して読み取ることを想定して説明した。しかし、制御マイクロコンピュータ８のＡ／Ｄ変換ポートを２つ使用することができるのであれば、予め定めた時間間隔Δｔだけ離れた２つの時点において母線電流検出器９が電流検出することで、母線電流が増加または減少する際の電流変化率ΔＩ／Δｔを検出することができる。したがって、各相の電流変化率ΔＩ／Δｔを測定することにより各相のリアクタ３ａ，３ｂ，３ｃのインダクタンス値Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃの比を算出してもかまわない。
　以上説明したように、制御マイクロコンピュータ８は、リアクタばらつき検出シーケンスにより検出したリアクタ３ａ，３ｂ，３ｃそれぞれ単独に流れる電流の測定値に基づいて、数式（２）を用いてインダクタンス値Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃの比を得るか、または数式（１）を用いてインダクタンス値Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃの値を得ることができる。したがって、得られた値を、制御マイクロコンピュータ８のＲＡＭ２０２、ＲＯＭ２０３またはその他の記憶領域に記憶させておく。これにより、その後の昇圧動作における図３のステップＳ３において、インダクタンス値Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃの比またはインダクタンス値Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃの値を用いて、制御マイクロコンピュータ８は、オンデューティに対する相間補正値を算出することができる。
　以下では、昇圧動作である図３のステップＳ２およびＳ３についてさらに具体的に説明する。図３のステップＳ２において、母線電圧検出器７は母線電圧を検出して母線電圧検出値を出力する。制御マイクロコンピュータ８は、目標とする母線電圧指令値と母線電圧検出器７から入力された母線電圧検出値との差分に基づいた比例積分制御または比例積分微分制御による演算を実行して母線電流指令値を算出する。これにより、母線電圧検出値が母線電圧指令値になるように制御される。
　図３のステップＳ３において、制御マイクロコンピュータ８は、ステップＳ２で得られた母線電流指令値と母線電流検出器９から入力された母線電流検出値との差分に基づいた比例積分制御または比例積分微分制御による演算を実行してオンデューティ指令値を算出する。これにより、母線電流検出値が母線電流指令値になるように制御される。もし、各相のリアクタ３ａ，３ｂ，３ｃのインダクタンス値が等しいならば、ここで得たオンデューティ指令値に従ってスイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃがオン状態またはオフ状態となるように駆動制御を行い、この駆動制御動作とステップＳ２の動作とを繰り返してオンデューティ指令値を制御していくことで母線電圧が目標とする母線電圧指令値を維持することができる。各相のリアクタ３ａ，３ｂ，３ｃのインダクタンス値が等しい場合は、このような制御により平滑コンデンサ６へのリプルも小さくなり、各リアクタ３ａ，３ｂ，３ｃに流れる電流ばらつきによる局所的な発熱なども生じない。しかし、上述したように通常は各相のリアクタ３ａ，３ｂ，３ｃのインダクタンス値Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃにばらつきが存在する。したがって、本実施の形態１にかかる昇圧コンバータ１００においては、上記のようにして算出したオンデューティ指令値に対して、リアクタばらつきに基づいて求めたオンデューティの相間補正値を用いてチョッパ回路部の相ごとに補正することで相ごとの電流ばらつきを抑制することができる。
　リアクタばらつきに基づいて、オンデューティの相間補正値を具体的に求める例を以下に説明する。スイッチング素子の１スイッチング中に、あるｎ相（ｎ＝ａ，ｂ，ｃ）のリアクタに流れる電流の前回のスイッチングからの変化分の内、あるｎ相１相分の寄与をΔＩｎｓとし、ｎ相のスイッチング素子がオン状態での電流変化分をΔＩｎｏｎ、スイッチング素子がオフ状態での電流変化分をΔＩｎｏｆｆとすると、以下の数式（３）の関係となる。
　ΔＩｎｓ＝ΔＩｎｏｎ＋ΔＩｎｏｆｆ　　　・・・（３）
　スイッチングの周期をＴｓとし、オンデューティをＤｎｏｎとし、ｎ相のリアクタのインダクタンス値をＬｎとし、母線電圧検出値をＶｏとし、整流電圧をＶｄｃとすると、ΔＩｎｏｎおよびΔＩｎｏｆｆは、以下の数式（４）および数式（５）で表現できる。
　ΔＩｎｏｎ＝Ｄｎｏｎ×Ｔｓ×Ｖｄｃ／Ｌｎ　　　・・・（４）
　ΔＩｎｏｆｆ＝（１－Ｄｎｏｎ）×Ｔｓ×（Ｖｄｃ－Ｖｏ）／Ｌｎ　　　・・・（５）
　上記の数式（３）、数式（４）および数式（５）より、各リアクタ３ａ，３ｂ，３ｃに流れる電流の変化分ΔＩｎｓ（ｎ＝ａ，ｂ，ｃ）とそれに必要なオンデューティの変化分ΔＤｎｏｎとの関係を求めることができる。そして、図１のように昇圧コンバータ１００が３相で３つのリアクタ３ａ，３ｂ，３ｃを備える構成においては、各リアクタ３ａ，３ｂ，３ｃに流れる電流を等しくするためには、各相での電流変化分ΔＩａｓ，ΔＩｂｓ，ΔＩｃｓを等しくする必要がある。
　したがって、電流変化分ΔＩａｓ，ΔＩｂｓ，ΔＩｃｓが等しくなるという条件と、図３のステップＳ１のリアクタばらつき検出シーケンスにより得られたインダクタンス値Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃの比またはインダクタンス値Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃの値とに基づいて、各相のオンデューティは各相（ｎ＝ａ，ｂ，ｃ）の内１相、例えばａ相のオンデューティＤａｏｎを用いて表すことができる。したがって、ａ相のオンデューティＤａｏｎに対するｂ相のオンデューティＤｂｏｎの差分ΔＤｂａｏｎおよびａ相のオンデューティＤａｏｎに対するｃ相のオンデューティＤｃｏｎの差分ΔＤｃａｏｎは、それぞれ以下の数式（６）および数式（７）で示されるオンデューティの相間補正値として表わせる。
　ΔＤｂａｏｎ＝Ｄｂｏｎ－Ｄａｏｎ＝（Ｌｂ－Ｌａ）（Ｖｄｃ－Ｖｏ－ＤａｏｎＶｏ）／（ＶｏＬａ）　　　・・・（６）
　ΔＤｃａｏｎ＝Ｄｃｏｎ－Ｄａｏｎ＝（Ｌｃ－Ｌａ）（Ｖｄｃ－Ｖｏ－ＤａｏｎＶｏ）／（ＶｏＬａ）　　　・・・（７）
　母線電流指令値と母線電流検出値との差分に基づいて制御マイクロコンピュータ８が算出したオンデューティ指令値の基準を一例としてａ相とした場合は、図３のステップＳ２で随時求められた母線電流指令値より算出されるオンデューティ指令値をＤａｏｎとして、ａ相のスイッチング素子４ａのスイッチングを実行する。そして、ｂ相については、上記ΔＤｂａｏｎによって補正したオンデューティ指令値を用いてスイッチング素子４ｂのスイッチングを実行し、ｃ相については、上記ΔＤｃａｏｎによって補正したオンデューティ指令値を用いてスイッチング素子４ｃのスイッチングを実行する（以上、ステップＳ３）。
　ここでは、オンデューティ指令値の基準をａ相として説明したが、他の相を基準にしてもかまわない。基準となる相は、図３のステップＳ１のリアクタばらつき検出シーケンスにて検出したインダクタンス値またはその大小関係に基づいて選ぶようにしてもよい。すなわち、リアクタばらつき検出シーケンスにて、各相のリアクタのインダクタンス値の大小関係に基づいて選んでもよいし、インダクタンス値を算出した場合には理想的なインダクタンス値に最も近いリアクタの相を選んでもよい。いずれにしても一つ基準となる相を選び、オンデューティの相間補正値により各相での電流変化分への寄与を揃えることで、ある相のリアクタに発熱が集中するといった問題を解決することができる。
　ここで、入力電圧または整流電圧の周波数に対してスイッチング周波数が十分高いためａ相、ｂ相およびｃ相の各相のスイッチングの期間においてはＶｄｃは一定であるとして説明した。しかし、交流電源１と整流回路２との間に入力電源電圧を検出する電圧検出器または位相検出器が備えられていれば、各相のスイッチングのタイミングごとに電圧検出器または位相検出器から得られる電圧値をＶｄｃとして用いてオンデューティの相間補正値を計算してもよい。
　オンデューティ指令値に対する各相の補正値をオンデューティ補正値とすれば、ａ相はオンデューティ補正値がゼロであり、ｂ相はオンデューティ補正値がΔＤｂａｏｎであり、ｃ相はオンデューティ補正値がΔＤｃａｏｎと考えらえる。したがって、実施の形態１の昇圧コンバータ１００では、リアクタ３ａ，３ｂ，３ｃそれぞれ単独に電流を流したときの母線電流検出器９による電流の測定値から制御マイクロコンピュータ８がインダクタンス値Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃの比またはインダクタンス値Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃの値を求めて、当該比または値に基づいて相ごとに求めたオンデューティ補正値を用いて各相に対応するチョッパ回路部ごとにオンデューティ指令値を補正していることになる。
　上記で説明したようなステップＳ２およびＳ３を昇圧コンバータ１００は繰り返すことにより、相ごとにオンデューティ指令値を補正するという簡素な方法で、各リアクタ３ａ，３ｂ，３ｃに流れる電流のばらつきを抑制しながら昇圧動作を実行することができる。
　以上説明したように、実施の形態１にかかる昇圧コンバータ１００によれば、リアクタごとに電流検出器を設ける必要がなく、リアクタの選別コスト、その他の部品コストの増加を抑えて、低い演算負荷の簡素な方法で複数のリアクタ間での電流ばらつきを低減することができる。これにより、リアクタの発熱および劣化、周辺部品へのダメージを防ぐことが可能となる。
　図１の実施の形態１にかかる昇圧コンバータ１００においては、チョッパ回路部の相数が３相の例を示しているが、リアクタが２つの２相であっても良いし、逆に４相以上であっても良い。チョッパ回路部の相数が複数であれば、相数によらず上記と同様な効果が得られる。
　昇圧コンバータ１００は様々なモータ制御用のインバータに適用可能である。図７は、実施の形態１にかかるモータ駆動制御装置２００の構成を示す図である。図７は、図１の出力負荷１０がインバータ２０およびインバータ２０の出力に接続されたモータ３０に置き換わった構成を示している。インバータ２０は、第一出力端子１１および第二出力端子１２に出力された直流電圧である母線電圧をモータ３０に与える交流電圧に変換してモータ３０に出力する。モータ駆動制御装置２００は、実施の形態１にかかる昇圧コンバータ１００およびインバータ２０により構成されている。モータ駆動制御装置２００において、上記したように、相ごとに求めたオンデューティ補正値により相ごとにオンデューティ指令値を補正することによって、各リアクタ３ａ，３ｂ，３ｃに流れる電流のばらつきを抑制することができる。
実施の形態２．
　本発明の実施の形態２にかかる昇圧コンバータ１００およびモータ駆動制御装置２００の構成は、図１および図７と同じである。実施の形態１においては、昇圧コンバータ１００の昇圧動作開始前に、毎回リアクタばらつき検出シーケンスを実行するとして説明した。実施の形態２にかかる昇圧コンバータ１００およびモータ駆動制御装置２００においては、昇圧コンバータ１００およびモータ駆動制御装置２００の出荷時の形態にて、出荷前検査の試験プログラム等にリアクタばらつき検出シーケンスを導入しておく。これにより、出荷前検査の工程にて各リアクタ３ａ，３ｂ，３ｃのインダクタンス値Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃの比またはインダクタンス値Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃの値を算出して、制御マイクロコンピュータ８のＲＯＭ２０３またはその他の記憶領域に記憶させておく。
　上記したように、実施の形態２にかかる昇圧コンバータ１００およびモータ駆動制御装置２００においては、出荷前検査の工程にてリアクタばらつき検出シーケンスを実施することにより、出荷後の実使用時において、リアクタばらつき検出シーケンスによって実運転開始までにかかる時間の遅延を省くことができる。したがって、実施の形態１にかかる昇圧コンバータ１００およびモータ駆動制御装置２００に比べて、実運転開始までにかかる時間を短縮することが可能となる。
　上記した場合は、リアクタばらつき検出シーケンスを出荷前検査時にしか実施しないとして説明したが、昇圧コンバータ１００およびモータ駆動制御装置２００の適用装置に応じて、リアクタの特性の経時変化または使用環境の変化に適応するため、出荷後も定期的にリアクタばらつき検出シーケンスを実施してオンデューティ補正値の計算に用いてもかまわない。
　実施の形態１および２にかかる昇圧コンバータ１００は様々なモータ制御用のインバータに適用可能であり、例えば、空気調和機における圧縮機またはファンモータ駆動用のインバータにも適用可能である。昇圧コンバータ１００を空気調和機に適用した場合においても出荷前検査時にリアクタばらつき検出シーケンスを実施することによって、出荷後の実使用時に、装置の起動までの時間に遅延を与えないですむ。また、空気調和機の出荷前検査時だけでなく、出荷後の設置時の試運転の時にリアクタばらつき検出シーケンスを実施してもかまわない。そして上述したように、空気調和機の出荷後に定期的にリアクタばらつき検出シーケンスを実施することも可能である。
　また、出荷前検査時にリアクタばらつき検出シーケンスを実施することにより、数式（１）および数式（２）で得た結果により、インダクタンス値Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃのばらつきが一定の基準を超えた場合には、制御マイクロコンピュータ８がエラー信号をＩ／Ｏ２０４を介して外部に出力したり、図示せぬ表示部などに表示したりする構成とすることもできる。このような構成にすれば、意図したスペックから外れたリアクタを製品に組み込んで出荷してしまうことを防ぐことも可能である。
　以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　交流電源、２　整流回路、３ａ～３ｃ　リアクタ、４ａ～４ｃ　スイッチング素子、５ａ～５ｃ　逆流防止素子、６　平滑コンデンサ、７　母線電圧検出器、８　制御マイクロコンピュータ、９　母線電流検出器、１０　出力負荷、１１　第一出力端子、１２　第二出力端子、２０　インバータ、２１　第一直流端子、２２　第二直流端子、３０　モータ、１００　昇圧コンバータ、２００　モータ駆動制御装置、２０１　ＣＰＵ、２０２　ＲＡＭ、２０３　ＲＯＭ、２０４　Ｉ／Ｏ、２０５　周辺装置。

Claims (4)

  1. 　交流電源からの交流電圧を直流電圧に整流して第一直流端子および第二直流端子に出力する整流器と、
    　前記第一直流端子に一方の端子が接続されたリアクタ、前記リアクタの他方の端子と第一出力端子との間に接続された逆流防止素子、および前記リアクタと前記逆流防止素子との接続部に一方の端子が接続されて第二出力端子に他方の端子が接続されたスイッチング素子を有するチョッパ回路部を複数と、
    　前記第一出力端子と前記第二出力端子との間に接続された平滑コンデンサと、
    　前記第一出力端子と前記第二出力端子との間の母線電圧を検出する母線電圧検出器と、
    　前記第二直流端子と前記第二出力端子との間に流れる母線電流を検出する母線電流検出器と、
    　母線電圧指令値および前記母線電圧検出器が検出した前記母線電圧に基づいて母線電流指令値を求め、前記母線電流指令値および前記母線電流検出器が検出した前記母線電流に基づいてオンデューティ指令値を求めて、前記オンデューティ指令値に従って前記スイッチング素子がオン状態またはオフ状態となるように制御することにより昇圧動作を実行する制御部と、
    　を備え、
    　前記昇圧動作を開始する前に、複数の前記チョッパ回路部の前記リアクタそれぞれ単独に流れる電流を前記母線電流検出器が検出し、前記昇圧動作において、前記母線電流検出器が検出した前記リアクタそれぞれ単独に流れる電流の測定値に基づいて前記チョッパ回路部ごとに前記制御部は前記オンデューティ指令値を補正する
    　ことを特徴とする昇圧コンバータ。
  2. 　前記制御部は前記交流電圧の半周期の整数倍の時間間隔で、複数の前記チョッパ回路部の前記スイッチング素子をスイッチングさせることにより、複数の前記リアクタそれぞれ単独に流れる電流を前記母線電流検出器が検出する
    　ことを特徴とする請求項１に記載の昇圧コンバータ。
  3. 　前記制御部は、前記リアクタそれぞれ単独に流れる電流の測定値に基づいて、前記リアクタのインダクタンス値の比またはインダクタンス値を求めて記憶する
    　ことを特徴とする請求項１または２に記載の昇圧コンバータ。
  4. 　請求項１から３のいずれか１つに記載の昇圧コンバータと、
    　前記母線電圧をモータに与える交流電圧に変換して前記モータに出力するインバータと、
    　を備える
    　ことを特徴とするモータ駆動制御装置。
PCT/JP2017/021745 2017-06-13 2017-06-13 昇圧コンバータおよびモータ駆動制御装置 WO2018229851A1 (ja)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2019524583A JP6707196B2 (ja) 2017-06-13 2017-06-13 昇圧コンバータおよびモータ駆動制御装置
PCT/JP2017/021745 WO2018229851A1 (ja) 2017-06-13 2017-06-13 昇圧コンバータおよびモータ駆動制御装置

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2017/021745 WO2018229851A1 (ja) 2017-06-13 2017-06-13 昇圧コンバータおよびモータ駆動制御装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2018229851A1 true WO2018229851A1 (ja) 2018-12-20

Family

ID=64659689

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2017/021745 WO2018229851A1 (ja) 2017-06-13 2017-06-13 昇圧コンバータおよびモータ駆動制御装置

Country Status (2)

Country Link
JP (1) JP6707196B2 (ja)
WO (1) WO2018229851A1 (ja)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2021095216A1 (ja) * 2019-11-14 2021-05-20 三菱電機株式会社 電力変換装置、モータ駆動装置、送風機、圧縮機及び空気調和機
WO2022049734A1 (ja) * 2020-09-04 2022-03-10 三菱電機株式会社 電力変換装置、モータ駆動装置、送風機、圧縮機及び空気調和機
CN114325306A (zh) * 2021-12-03 2022-04-12 广东友电新能源科技有限公司 逆变系统连通性检测方法、装置、电子设备及介质

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2013157303A1 (ja) * 2012-04-20 2013-10-24 三菱電機株式会社 電力変換装置、その電力変換装置を備えたモータ駆動制御装置、そのモータ駆動制御装置を備えた送風機および圧縮機、ならびに、その送風機あるいは圧縮機を備えた空気調和機
JP2017085858A (ja) * 2015-10-30 2017-05-18 ローム株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータおよびその制御回路、システム電源

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2013157303A1 (ja) * 2012-04-20 2013-10-24 三菱電機株式会社 電力変換装置、その電力変換装置を備えたモータ駆動制御装置、そのモータ駆動制御装置を備えた送風機および圧縮機、ならびに、その送風機あるいは圧縮機を備えた空気調和機
JP2017085858A (ja) * 2015-10-30 2017-05-18 ローム株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータおよびその制御回路、システム電源

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2021095216A1 (ja) * 2019-11-14 2021-05-20 三菱電機株式会社 電力変換装置、モータ駆動装置、送風機、圧縮機及び空気調和機
JPWO2021095216A1 (ja) * 2019-11-14 2021-05-20
JP7267450B2 (ja) 2019-11-14 2023-05-01 三菱電機株式会社 電力変換装置、モータ駆動装置、送風機、圧縮機及び空気調和機
WO2022049734A1 (ja) * 2020-09-04 2022-03-10 三菱電機株式会社 電力変換装置、モータ駆動装置、送風機、圧縮機及び空気調和機
JPWO2022049734A1 (ja) * 2020-09-04 2022-03-10
JP7275398B2 (ja) 2020-09-04 2023-05-17 三菱電機株式会社 電力変換装置、モータ駆動装置、送風機、圧縮機及び空気調和機
CN114325306A (zh) * 2021-12-03 2022-04-12 广东友电新能源科技有限公司 逆变系统连通性检测方法、装置、电子设备及介质
CN114325306B (zh) * 2021-12-03 2024-03-22 深圳科士达科技股份有限公司 逆变系统连通性检测方法、装置、电子设备及介质

Also Published As

Publication number Publication date
JPWO2018229851A1 (ja) 2019-11-07
JP6707196B2 (ja) 2020-06-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9847735B2 (en) Power conversion device, motor drive control apparatus including the power conversion device, air blower and compressor including the motor drive control apparatus, and air conditioner including the air blower or the compressor
EP2058938B1 (en) Controller of multi-phase electric motor
US9263876B2 (en) Multi-phase switching converter with over current protection and control method thereof
US9130481B2 (en) Power converting appartatus
US20190260306A1 (en) Power converter
JP6479160B2 (ja) コンバータ装置
WO2018229851A1 (ja) 昇圧コンバータおよびモータ駆動制御装置
AU2017336112B2 (en) Control device for power converter
JP2015080313A (ja) 電力変換装置及び空気調和装置
JP2009017671A (ja) 電力変換装置
JPWO2019049299A1 (ja) 電力変換装置、圧縮機、送風機、および空気調和装置
KR101066742B1 (ko) 전원공급회로
KR102620030B1 (ko) 전원 장치 및 교류 전원의 이상 검출 방법
JP2014197945A (ja) 電力変換装置およびそれを備えたモータ駆動装置
JP2022031962A (ja) スイッチング電源装置
JP6543872B2 (ja) 制御装置、制御方法及びプログラム
US10826411B2 (en) Device for controlling power conversion circuit
JP6689688B2 (ja) 電力変換装置、空気調和機および電力変換装置の制御方法
JP2008172979A (ja) スイッチング電源装置
JP2012235582A (ja) 電力変換装置
JP5355655B2 (ja) Ｄｃｄｃコンバータおよびｄｃｄｃコンバータの制御方法
JP4764986B2 (ja) 三相可変速モータ駆動用モータ駆動装置
JP7196750B2 (ja) 電力変換装置
JP7267450B2 (ja) 電力変換装置、モータ駆動装置、送風機、圧縮機及び空気調和機
JP5664263B2 (ja) 電力変換装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 17913803

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2019524583

Country of ref document: JP

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 17913803

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1