JPWO2018229851A1 - 昇圧コンバータおよびモータ駆動制御装置 - Google Patents

Abstract

昇圧コンバータは、交流電圧を直流電圧に整流して第一、第二直流端子に出力する整流器と、第一直流端子に一方の端子が接続されたリアクタ、リアクタの他方の端子と第一出力端子との間に接続された逆流防止素子およびリアクタと逆流防止素子との接続部に一方の端子が接続されて第二出力端子に他方の端子が接続されたスイッチング素子を有するチョッパ回路部を複数と、第一、第二出力端子の間に接続された平滑コンデンサと、母線電圧を検出する母線電圧検出器と、母線電流を検出する母線電流検出器と、母線電圧指令値および母線電圧に基づいて母線電流指令値を求め、母線電流指令値および母線電流に基づいてオンデューティ指令値を求めて昇圧動作を実行する制御部を備え、昇圧動作開始前にリアクタそれぞれ単独に流れる電流を検出し、昇圧動作においてリアクタそれぞれ単独に流れる電流の測定値に基づいてチョッパ回路部ごとにオンデューティ指令値を補正する。

Description

本発明は、交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置であって複数のチョッパ回路部を備えて昇圧動作を行う昇圧コンバータおよびそれを用いたモータ駆動制御装置に関する。

複数のチョッパ回路部を並列に備えた複数相のチョッパ回路構成の昇圧コンバータにおいて、各チョッパ回路部のスイッチングの位相をずらすことで、平滑コンデンサへの入力電流のリプルを小さくできるといった利点がある。チョッパ回路部は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）またはＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）といったスイッチング素子とリアクタとにより構成される。そして、スイッチング素子およびリアクタを並列に複数組備えることにより、リアクタが一つだけの構成に比べて、リアクタを複数箇所に分割配置することができるため、リアクタのサイズを小さくすることが可能になるといった利点が得られる。

ここで、各相に流れる電流にばらつきが生じると、平滑コンデンサへの入力リプル電流の低減効果が小さくなり、平滑コンデンサの温度上昇に繋がり、寿命の低下に繋がる。さらに、複数のリアクタの内、電流の集中するリアクタが生じてしまうため、リアクタの温度上昇、経時劣化、さらには周辺の熱に強くない電子部品にダメージを与えてしまうといった問題がある。各相の電流のばらつきの原因としては、スイッチング素子または逆流防止素子における閾値電圧といった特性ばらつき、配線パターンのばらつきなども考えられるが、昇圧コイルとして用いるリアクタのインダクタンス値のばらつきが主要因となりやすい。

このため、各相間の電流ばらつきを抑制するためには、特性ばらつきの無いリアクタを用いる必要があり、リアクタ製造段階でのばらつき抑制および選別試験の基準範囲を絞るといったことが必要となる。リアクタにおいては、材料の特性ばらつきだけでなく、コイルの巻き線の巻き方なども特性ばらつきに影響するため、特性ばらつきを抑制しようとすると、リアクタの部品コストが高くなってしまうという問題がある。

上記の問題に対して、スイッチング制御により各チョッパ回路部のオンデューティを調節することで各相のリアクタに流れる電流のばらつきを抑制する手段がある。特許文献１においては、各リアクタに流れる電流および母線電圧を検出しながら、目標とする母線電圧になるようにスイッチングのオンデューティを計算して制御している。チョッパ回路部が複数ある場合にも、昇圧動作中にリアクタに流れる電流をそれぞれ検出して、相ごとにスイッチングのオンデューティを補正して制御することで、各相のリアクタに流れる電流のばらつきを抑制している。

特開２０１３−１８８００４号公報

従来技術である特許文献１には、複数のチョッパ回路部間でのリアクタばらつきによる電流ばらつきを補正する方法が記載されているが、各チョッパ回路部で目標とする電流を流すように制御する方法であり、リアクタの数分だけ電流検出器が必要となる。したがって、チョッパ回路部の数が増えると、部品コストが上がってしまう。

また、母線電流検出のために一つしか電流検出器が設置されていない回路構成の場合に、上記方法にて実施しようとしたとすると、リアクタばらつきを有するチョッパ回路部の数が特に３相以上など複数の構成に増えた場合には、合算された母線電流の中から複数のリアクタごとの電流それぞれを精度良く識別することが難しい。また、オンデューティの理論値の計算も複雑なため、昇圧動作中に複数のリアクタごとにオンデューティを制御するには演算負荷も高くなる恐れがある。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、複数のチョッパ回路部のリアクタ間の電流ばらつきを簡易な構成で低減することができる昇圧コンバータを得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、交流電源からの交流電圧を直流電圧に整流して第一直流端子および第二直流端子に出力する整流器と、第一直流端子に一方の端子が接続されたリアクタ、リアクタの他方の端子と第一出力端子との間に接続された逆流防止素子、およびリアクタと逆流防止素子との接続部に一方の端子が接続されて第二出力端子に他方の端子が接続されたスイッチング素子を有するチョッパ回路部を複数と、第一出力端子と第二出力端子との間に接続された平滑コンデンサと、第一出力端子と第二出力端子との間の母線電圧を検出する母線電圧検出器と、第二直流端子と第二出力端子との間に流れる母線電流を検出する母線電流検出器と、母線電圧指令値および母線電圧検出器が検出した母線電圧に基づいて母線電流指令値を求め、母線電流指令値および母線電流検出器が検出した母線電流に基づいてオンデューティ指令値を求めて、オンデューティ指令値に従ってスイッチング素子がオン状態またはオフ状態となるように制御することにより昇圧動作を実行する制御部と、を備える。本発明は、昇圧動作を開始する前に、複数のチョッパ回路部のリアクタそれぞれ単独に流れる電流を母線電流検出器が検出し、昇圧動作において、母線電流検出器が検出したリアクタそれぞれ単独に流れる電流の測定値に基づいてチョッパ回路部ごとに制御部はオンデューティ指令値を補正することを特徴とする。

本発明にかかる昇圧コンバータは、複数のチョッパ回路部のリアクタ間の電流ばらつきを簡易な構成で低減することができるという効果を奏する。

本発明の実施の形態１にかかる昇圧コンバータの回路構成を示す図 実施の形態１にかかる制御マイクロコンピュータの構成を示すブロック図 実施の形態１にかかる昇圧コンバータの動作を説明するフローチャート 実施の形態１にかかる各リアクタの母線電流検出を説明する図 実施の形態１にかかる昇圧コンバータのリアクタばらつき検出シーケンスを説明するフローチャート 実施の形態１にかかるリアクタばらつき検出シーケンスにおける母線電流検出を説明する図 実施の形態１にかかるモータ駆動制御装置の構成を示す図

以下に、本発明の実施の形態にかかる昇圧コンバータおよびモータ駆動制御装置を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１にかかる昇圧コンバータ１００の回路構成を示す図である。昇圧コンバータ１００は、整流器である整流回路２と、昇圧コイルであるリアクタ３ａ，３ｂ，３ｃと、スイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃと、逆流防止素子５ａ，５ｂ，５ｃと、平滑コンデンサ６と、母線電圧検出器７と、母線電流検出器９と、制御部である制御マイクロコンピュータ８と、を備える。

昇圧コンバータ１００は、交流電源１を入力としており、第一出力端子１１および第二出力端子１２に直流電圧を出力する。交流電源１は、ダイオードブリッジなどにより構成される整流回路２に接続される。整流回路２は交流電源１から入力された交流電圧を直流電圧に整流して第一直流端子２１および第二直流端子２２に出力する。整流回路２の第一直流端子２１には、複数のリアクタ３ａ，３ｂ，３ｃそれぞれの一方の端子が接続され、リアクタ３ａ，３ｂ，３ｃのそれぞれの他方の端子は、図１に示すようにスイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃの一端および逆流防止素子５ａ，５ｂ，５ｃの入力に接続される。逆流防止素子５ａ，５ｂ，５ｃの出力は平滑コンデンサ６の一端および第一出力端子１１に接続される。整流回路２の第二直流端子２２には、母線電流検出器９を介してスイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃの他端、平滑コンデンサ６の他端および第二出力端子１２が接続される。すなわち、スイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃの他端および平滑コンデンサ６の他端は第二出力端子１２に接続されている。そして、平滑コンデンサ６の両端である第一出力端子１１および第二出力端子１２に直流電圧が出力され、第一出力端子１１および第二出力端子１２には出力負荷１０が接続される。

リアクタ、逆流防止素子およびスイッチング素子が一つのチョッパ回路部を構成し、図１は、チョッパ回路部の相数がａ相、ｂ相およびｃ相の３相の例を示している。リアクタ３ａ、スイッチング素子４ａおよび逆流防止素子５ａからなるチョッパ回路部がａ相を担当し、リアクタ３ｂ、スイッチング素子４ｂおよび逆流防止素子５ｂからなるチョッパ回路部がｂ相を担当し、リアクタ３ｃ、スイッチング素子４ｃおよび逆流防止素子５ｃからなるチョッパ回路部がｃ相を担当する。

スイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃには、耐圧、電流およびスイッチング周波数に応じたＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴといった半導体素子が用いられる。逆流防止素子５ａ，５ｂ，５ｃには、ダイオードが用いられるが、耐圧を有していて且つリバースリカバリータイムが早いものが好ましいので、ＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴといったスイッング素子を用いてもかまわない。出力負荷１０の具体例は、インバータおよびインバータの出力に接続されたモータである。

母線電圧検出器７は、平滑コンデンサ６の両端の電圧すなわち第一出力端子１１および第二出力端子１２の間に生ずる母線電圧を検出する。母線電流検出器９は、整流回路２の第二直流端子２２とスイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃの他端との間に流れる電流を検出する。すなわち、母線電流検出器９はリアクタごとには設けられておらず、第二直流端子２２と第二出力端子１２との間に流れる母線電流を検出する。制御マイクロコンピュータ８は、母線電圧検出器７および母線電流検出器９が出力するアナログ信号である検出値をＡ／Ｄ（Analog−to−Digital）変換ポートで受け付け、駆動信号を出力してスイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃそれぞれをオン状態またはオフ状態となるように制御することにより昇圧動作を実行する。

図２は、実施の形態１にかかる制御マイクロコンピュータ８の構成を示すブロック図である。制御マイクロコンピュータ８は、演算および制御を実行するＣＰＵ（Central Processing Unit）２０１と、ＣＰＵ２０１がワークエリアに用いるＲＡＭ（Random Access Memory）２０２と、プログラムおよびデータを記憶するＲＯＭ（Read Only Memory）２０３と、外部と信号をやりとりするハードウェアであるＩ／Ｏ（Input／Output）２０４と、クロックを生成する発振子を含む周辺装置２０５と、を備える。制御マイクロコンピュータ８が実行する以下に説明するリアクタばらつき検出シーケンスを含む昇圧コンバータ１００の制御は、ＲＯＭ２０３に記憶されるプログラムをＣＰＵ２０１が実行することにより実現される。ＲＯＭ２０３は、書き換え可能なフラッシュメモリといった不揮発性のメモリであってもよい。

また、図１には示していないが、交流電源１と整流回路２との間に入力電源電圧を検出する電圧検出器または位相検出器が備えられていてもよいし、または整流回路２の後段に電圧検出器が備えられていてもよい。また、交流電源１と整流回路２との間にノイズフィルターが備えられていてもよい。また、交流電源１は三相交流電源であっても構わない。

母線電流検出器９は、スイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃが全てオン状態であるときには、リアクタ３ａ，３ｂ，３ｃを介してスイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃに流れる電流の合算値を検出し、スイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃが全てオフ状態であるときには、リアクタ３ａ，３ｂ，３ｃから平滑コンデンサ６に流れる電流を検出する。上記いずれの場合においても、母線電流検出器９が検出する電流値は各リアクタ３ａ，３ｂ，３ｃを流れる電流の合算値となる。

図３は、実施の形態１にかかる昇圧コンバータ１００の動作を説明するフローチャートである。先ず、ステップＳ１において、複数のリアクタ３ａ，３ｂ，３ｃのばらつきを検出するため、リアクタばらつき検出シーケンスを実行する。リアクタばらつき検出シーケンスにより、各相のリアクタのインダクタンス値のばらつきが検出できるので、後述するように昇圧動作実行時にオンデューティに対する相間補正値を算出することができる。オンデューティは、スイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃのスイッチングの周期Ｔ_ｓの期間内におけるスイッチング素子がオン状態である期間の割合である。

ステップＳ１のリアクタばらつき検出シーケンスの後に、昇圧コンバータ１００は昇圧動作を開始する。ステップＳ２では、母線電圧検出器７が母線電圧を検出して母線電圧検出値を出力し、制御マイクロコンピュータ８は、母線電圧検出器７が検出した母線電圧検出値と目標とする母線電圧指令値とを比較して、母線電圧検出値を母線電圧指令値に近づかせるために必要な母線電流の指令値である母線電流指令値を算出する。そして、ステップＳ３では、母線電流検出器９が母線電流を検出して母線電流検出値を出力し、制御マイクロコンピュータ８は、母線電流検出値とステップＳ２で得られた母線電流指令値との比較に基づいて、母線電流検出値を母線電流指令値に近づかせるために必要なオンデューティの指令値であるオンデューティ指令値を算出する。ここで、実施の形態１にかかる昇圧コンバータ１００は、さらにステップＳ３において、上記のようにして算出されたオンデューティ指令値を相ごとに補正して使用する。具体的には、制御マイクロコンピュータ８は、ステップＳ１で検出したインダクタンス値のばらつきに基づいて求めた相間補正値により相ごとに補正したオンデューティ指令値を用いてスイッチング素子を駆動する。その後は、再びステップＳ２に戻る。昇圧コンバータ１００は、このようにステップＳ２およびＳ３を繰り返すことにより昇圧動作を実行する。

上記したようにステップＳ２およびＳ３を繰り返すことで、昇圧コンバータ１００は、各リアクタ３ａ，３ｂ，３ｃに流れる電流のばらつきを抑えつつ、母線電圧の昇圧動作を実行することが可能になる。なお、図３のフローチャートには、必要に応じて適宜他の動作を追加することが可能である。

以下では、図３のステップＳ１で実行するリアクタばらつき検出シーケンスおよび当該シーケンスにより検出されたインダクタンス値のばらつきに基づいたオンデューティの相間補正値の算出方法について、図１に示した回路構成を例にして具体的に説明する。図４は、実施の形態１にかかる各リアクタの母線電流検出を説明する図である。図５は、実施の形態１にかかる昇圧コンバータ１００のリアクタばらつき検出シーケンスを説明するフローチャートである。図６は、実施の形態１にかかるリアクタばらつき検出シーケンスにおける母線電流検出を説明する図である。

交流電源１により電源電圧は印加されているが昇圧コンバータ１００は昇圧動作を開始しておらず、平滑コンデンサ６には交流電源１による電源電圧に応じた電圧が生じている状態を考える。この状態において、チョッパ回路部毎の各リアクタ３ａ，３ｂ，３ｃに流れる電流を個別に検出するため、リアクタ３ａ，３ｂ，３ｃそれぞれに対応するスイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃを一つずつ個別にオン状態にして各相に流れる電流が重ならないタイミングで、母線電流検出器９が母線電流を検出して、各リアクタ３ａ，３ｂ，３ｃそれぞれに流れる電流を個別に検出する。一つのリアクタに流れる電流を検出するときは、図４に示す様に、母線電流検出器９が検出する母線電流検出値は、駆動信号がＨｉ（High）になって当該リアクタに接続されるスイッチング素子がオン状態になると共に正の傾きで増加し、駆動信号がＬｏ（Low）になって当該スイッチング素子がオフ状態になると共に負の傾きで減少する。ここでは、スイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃは駆動信号がＨｉのときにオン状態になるとして説明するが、素子の種類または駆動回路の極性に合わせて、Ｌｏでオン状態になる極性であっても構わない。図４における母線電流検出値の傾きは、リアクタに印加される電圧に比例し、当該リアクタのインダクタンス値Ｌに反比例するため、整流回路２が出力する整流電圧をＶ_ｄｃとし、スイッチング素子がオン状態である時間をｔ_ｏｎ、母線電流検出値のピーク値をＩ_ｐとするとインダクタンス値Ｌは、以下の数式（１）で示される。
Ｌ＝Ｖ_ｄｃ×ｔ_ｏｎ／Ｉ_ｐ ・・・（１）

母線電流検出値のピーク値Ｉ_ｐを検出するタイミングについては、スイッチング素子がオン状態になってからｔ_ｏｎ後のタイミングで電流検出をすれば良い。しかし、通常は、制御マイクロコンピュータ８が駆動信号を出力してからスイッチング素子がオン状態になるまでには、ディレイが存在するため、ディレイが大きい場合はディレイの時間分も考慮したタイミングで電流検出を実行する。またはｔ_ｏｎからディレイ分だけ引いた時間と駆動信号がＬｏになったときの母線電流検出値Ｉ_ｐ’とを用いてインダクタンス値Ｌを計算しても良い。また、スイッチング素子をオン状態にするタイミングは、整流電圧Ｖ_ｄｃの大きさに依存する。このため、電流のピーク値Ｉ_ｐが小さくて母線電流検出器９が検出しづらい場合は、母線電流検出器９がＩ_ｐを検出しやすい整流電圧Ｖ_ｄｃの位相を探すため、スイッチング素子をオン状態にするタイミングをずらして何回か検出するような制御をしてもよい。また、母線電流検出器９がＩ_ｐを検出しやすい整流電圧Ｖ_ｄｃの位相をあらかじめ求めて決定しておいてもよい。

以下、リアクタばらつき検出シーケンスについて説明する。平滑コンデンサ６の両端が交流電源１の入力電圧に対応した母線電圧になっている状態で、図５のステップＳ５１にて、制御マイクロコンピュータ８は、ａ相のスイッチングを行い、ａ相のリアクタ３ａに流れる電流を検出する。具体的には、図６に示すように、制御マイクロコンピュータ８がａ相の駆動信号をｔ_ｏｎの間だけＨｉにすることによりスイッチング素子４ａをｔ_ｏｎの間だけオン状態にして、母線電流検出器９によりリアクタ３ａに流れるａ相の電流のピーク値Ｉ_ｐａｏｎを検出する。

その後、スイッチング素子４ａをオン状態にしてから交流電源１による交流電圧の半周期の整数倍の時間間隔を空けて、図５のステップＳ５２にて、制御マイクロコンピュータ８は、ｂ相のスイッチングを行い、ｂ相のリアクタ３ｂに流れる電流を検出する。すなわち、スイッチング素子４ａをオン状態にしてから交流電圧の半周期の整数倍の時間後のタイミングでスイッチング素子４ｂがオン状態となるようにする。具体的には、図６に示すように、制御マイクロコンピュータ８がａ相の駆動信号をＨｉにしてから交流電圧の半周期の整数倍の時間後のタイミングでｂ相の駆動信号をｔ_ｏｎの間だけＨｉにすることによりスイッチング素子４ｂをｔ_ｏｎの間だけオン状態にして、母線電流検出器９によりリアクタ３ｂに流れるｂ相の電流のピーク値Ｉ_ｐｂｏｎを検出する。

その後、スイッチング素子４ｂをオン状態にしてから交流電源１による交流電圧の半周期の整数倍の時間間隔を空けて、図５のステップＳ５３にて、制御マイクロコンピュータ８は、ｃ相のスイッチングを行い、ｃ相のリアクタ３ｃに流れる電流を検出する。すなわち、スイッチング素子４ｂをオン状態にしてから交流電圧の半周期の整数倍の時間後のタイミングでスイッチング素子４ｃがオン状態となるようにする。具体的には、図６に示すように、制御マイクロコンピュータ８がｂ相の駆動信号をＨｉにしてから交流電圧の半周期の整数倍の時間後のタイミングでｃ相の駆動信号をｔ_ｏｎの間だけＨｉにすることによりスイッチング素子４ｃをｔ_ｏｎの間だけオン状態にして、母線電流検出器９によりリアクタ３ｃに流れるｃ相の電流のピーク値Ｉ_ｐｃｏｎを検出する。

なお、ステップＳ５２およびＳ５３におけるｂ相およびｃ相のスイッチングのタイミングは、リアクタ３ｂおよび３ｃの電流検出時に整流回路２からリアクタ３ｂおよび３ｃに印加される整流電圧が、ステップＳ５１におけるリアクタ３ａの電流検出時に整流回路２からリアクタ３ａに印加される整流電圧と等しくなる条件で決定される必要がある。ある相における電流検出を実行してから次の相における電流検出を実行する場合、母線電圧は前の相の１スイッチング分の電流により増加する。したがって、前の相のスイッチングによる母線電圧の増加が無視できる場合は交流電圧の半周期の整数倍の時間間隔を守るだけで良いが、母線電圧の増加が無視できない場合は増加分の電圧が減衰して母線電圧が元の電圧値になるまで待つことをさらに条件に追加しても良い。

以上説明したように、ステップＳ５１〜Ｓ５３により各相の電流のピーク値Ｉ_ｐａｏｎ，Ｉ_ｐｂｏｎ，Ｉ_ｐｃｏｎが得られるので、数式（１）に基づいて、各相のリアクタ３ａ，３ｂ，３ｃそれぞれのインダクタンス値Ｌ_ａ，Ｌ_ｂ，Ｌ_ｃの比を得ることができる（ステップＳ５４）。各相ともＶ_ｄｃ×ｔ_ｏｎは同じ値になるので、以下の数式（２）の関係が成り立つ。
Ｌ_ａ×Ｉ_ｐａｏｎ＝Ｌ_ｂ×Ｉ_ｐｂｏｎ＝Ｌ_ｃ×Ｉ_ｐｃｏｎ ・・・（２）

したがって、数式（２）により各相のインダクタンス値Ｌ_ａ，Ｌ_ｂ，Ｌ_ｃの比を求めることができる。ここでは、インダクタンス値の比のみを求めるとしたが、スイッチングのタイミングおよび交流電源１の電圧の振幅とからＶ_ｄｃを計算するか、または整流回路２に対して電圧検出器を備えた場合は電圧検出値として整流電圧Ｖ_ｄｃを求めることにより、インダクタンス値Ｌ_ａ，Ｌ_ｂ，Ｌ_ｃを数式（１）から直接求めても良い。図５では、一例としてａ相、ｂ相、ｃ相の順番に母線電流のピーク値を検出するとして説明したが、順番は変更してもかまわない。また、各相それぞれにおいて母線電流のピーク値を複数回検出して平均値をとるなどしてもかまわない。

また、以上においては、母線電流検出器９の検出値を制御マイクロコンピュータ８の１つのＡ／Ｄ変換ポートを使用して読み取ることを想定して説明した。しかし、制御マイクロコンピュータ８のＡ／Ｄ変換ポートを２つ使用することができるのであれば、予め定めた時間間隔Δｔだけ離れた２つの時点において母線電流検出器９が電流検出することで、母線電流が増加または減少する際の電流変化率ΔＩ／Δｔを検出することができる。したがって、各相の電流変化率ΔＩ／Δｔを測定することにより各相のリアクタ３ａ，３ｂ，３ｃのインダクタンス値Ｌ_ａ，Ｌ_ｂ，Ｌ_ｃの比を算出してもかまわない。

以上説明したように、制御マイクロコンピュータ８は、リアクタばらつき検出シーケンスにより検出したリアクタ３ａ，３ｂ，３ｃそれぞれ単独に流れる電流の測定値に基づいて、数式（２）を用いてインダクタンス値Ｌ_ａ，Ｌ_ｂ，Ｌ_ｃの比を得るか、または数式（１）を用いてインダクタンス値Ｌ_ａ，Ｌ_ｂ，Ｌ_ｃの値を得ることができる。したがって、得られた値を、制御マイクロコンピュータ８のＲＡＭ２０２、ＲＯＭ２０３またはその他の記憶領域に記憶させておく。これにより、その後の昇圧動作における図３のステップＳ３において、インダクタンス値Ｌ_ａ，Ｌ_ｂ，Ｌ_ｃの比またはインダクタンス値Ｌ_ａ，Ｌ_ｂ，Ｌ_ｃの値を用いて、制御マイクロコンピュータ８は、オンデューティに対する相間補正値を算出することができる。

以下では、昇圧動作である図３のステップＳ２およびＳ３についてさらに具体的に説明する。図３のステップＳ２において、母線電圧検出器７は母線電圧を検出して母線電圧検出値を出力する。制御マイクロコンピュータ８は、目標とする母線電圧指令値と母線電圧検出器７から入力された母線電圧検出値との差分に基づいた比例積分制御または比例積分微分制御による演算を実行して母線電流指令値を算出する。これにより、母線電圧検出値が母線電圧指令値になるように制御される。

図３のステップＳ３において、制御マイクロコンピュータ８は、ステップＳ２で得られた母線電流指令値と母線電流検出器９から入力された母線電流検出値との差分に基づいた比例積分制御または比例積分微分制御による演算を実行してオンデューティ指令値を算出する。これにより、母線電流検出値が母線電流指令値になるように制御される。もし、各相のリアクタ３ａ，３ｂ，３ｃのインダクタンス値が等しいならば、ここで得たオンデューティ指令値に従ってスイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃがオン状態またはオフ状態となるように駆動制御を行い、この駆動制御動作とステップＳ２の動作とを繰り返してオンデューティ指令値を制御していくことで母線電圧が目標とする母線電圧指令値を維持することができる。各相のリアクタ３ａ，３ｂ，３ｃのインダクタンス値が等しい場合は、このような制御により平滑コンデンサ６へのリプルも小さくなり、各リアクタ３ａ，３ｂ，３ｃに流れる電流ばらつきによる局所的な発熱なども生じない。しかし、上述したように通常は各相のリアクタ３ａ，３ｂ，３ｃのインダクタンス値Ｌ_ａ，Ｌ_ｂ，Ｌ_ｃにばらつきが存在する。したがって、本実施の形態１にかかる昇圧コンバータ１００においては、上記のようにして算出したオンデューティ指令値に対して、リアクタばらつきに基づいて求めたオンデューティの相間補正値を用いてチョッパ回路部の相ごとに補正することで相ごとの電流ばらつきを抑制することができる。

リアクタばらつきに基づいて、オンデューティの相間補正値を具体的に求める例を以下に説明する。スイッチング素子の１スイッチング中に、あるｎ相（ｎ＝ａ，ｂ，ｃ）のリアクタに流れる電流の前回のスイッチングからの変化分の内、あるｎ相１相分の寄与をΔＩ_ｎｓとし、ｎ相のスイッチング素子がオン状態での電流変化分をΔＩ_ｎｏｎ、スイッチング素子がオフ状態での電流変化分をΔＩ_ｎｏｆｆとすると、以下の数式（３）の関係となる。
ΔＩ_ｎｓ＝ΔＩ_ｎｏｎ＋ΔＩ_ｎｏｆｆ ・・・（３）

スイッチングの周期をＴ_ｓとし、オンデューティをＤ_ｎｏｎとし、ｎ相のリアクタのインダクタンス値をＬ_ｎとし、母線電圧検出値をＶ_ｏとし、整流電圧をＶ_ｄｃとすると、ΔＩ_ｎｏｎおよびΔＩ_ｎｏｆｆは、以下の数式（４）および数式（５）で表現できる。
ΔＩ_ｎｏｎ＝Ｄ_ｎｏｎ×Ｔ_ｓ×Ｖ_ｄｃ／Ｌ_ｎ ・・・（４）
ΔＩ_ｎｏｆｆ＝（１−Ｄ_ｎｏｎ）×Ｔ_ｓ×（Ｖ_ｄｃ−Ｖ_ｏ）／Ｌ_ｎ ・・・（５）

上記の数式（３）、数式（４）および数式（５）より、各リアクタ３ａ，３ｂ，３ｃに流れる電流の変化分ΔＩ_ｎｓ（ｎ＝ａ，ｂ，ｃ）とそれに必要なオンデューティの変化分ΔＤ_ｎｏｎとの関係を求めることができる。そして、図１のように昇圧コンバータ１００が３相で３つのリアクタ３ａ，３ｂ，３ｃを備える構成においては、各リアクタ３ａ，３ｂ，３ｃに流れる電流を等しくするためには、各相での電流変化分ΔＩ_ａｓ，ΔＩ_ｂｓ，ΔＩ_ｃｓを等しくする必要がある。

したがって、電流変化分ΔＩ_ａｓ，ΔＩ_ｂｓ，ΔＩ_ｃｓが等しくなるという条件と、図３のステップＳ１のリアクタばらつき検出シーケンスにより得られたインダクタンス値Ｌ_ａ，Ｌ_ｂ，Ｌ_ｃの比またはインダクタンス値Ｌ_ａ，Ｌ_ｂ，Ｌ_ｃの値とに基づいて、各相のオンデューティは各相（ｎ＝ａ，ｂ，ｃ）の内１相、例えばａ相のオンデューティＤ_ａｏｎを用いて表すことができる。したがって、ａ相のオンデューティＤ_ａｏｎに対するｂ相のオンデューティＤ_ｂｏｎの差分ΔＤ_ｂａｏｎおよびａ相のオンデューティＤ_ａｏｎに対するｃ相のオンデューティＤ_ｃｏｎの差分ΔＤ_ｃａｏｎは、それぞれ以下の数式（６）および数式（７）で示されるオンデューティの相間補正値として表わせる。
ΔＤ_ｂａｏｎ＝Ｄ_ｂｏｎ−Ｄ_ａｏｎ＝（Ｌ_ｂ−Ｌ_ａ）（Ｖ_ｄｃ−Ｖ_ｏ−Ｄ_ａｏｎＶ_ｏ）／（Ｖ_ｏＬ_ａ） ・・・（６）
ΔＤ_ｃａｏｎ＝Ｄ_ｃｏｎ−Ｄ_ａｏｎ＝（Ｌ_ｃ−Ｌ_ａ）（Ｖ_ｄｃ−Ｖ_ｏ−Ｄ_ａｏｎＶ_ｏ）／（Ｖ_ｏＬ_ａ） ・・・（７）

母線電流指令値と母線電流検出値との差分に基づいて制御マイクロコンピュータ８が算出したオンデューティ指令値の基準を一例としてａ相とした場合は、図３のステップＳ２で随時求められた母線電流指令値より算出されるオンデューティ指令値をＤ_ａｏｎとして、ａ相のスイッチング素子４ａのスイッチングを実行する。そして、ｂ相については、上記ΔＤ_ｂａｏｎによって補正したオンデューティ指令値を用いてスイッチング素子４ｂのスイッチングを実行し、ｃ相については、上記ΔＤ_ｃａｏｎによって補正したオンデューティ指令値を用いてスイッチング素子４ｃのスイッチングを実行する（以上、ステップＳ３）。

ここでは、オンデューティ指令値の基準をａ相として説明したが、他の相を基準にしてもかまわない。基準となる相は、図３のステップＳ１のリアクタばらつき検出シーケンスにて検出したインダクタンス値またはその大小関係に基づいて選ぶようにしてもよい。すなわち、リアクタばらつき検出シーケンスにて、各相のリアクタのインダクタンス値の大小関係に基づいて選んでもよいし、インダクタンス値を算出した場合には理想的なインダクタンス値に最も近いリアクタの相を選んでもよい。いずれにしても一つ基準となる相を選び、オンデューティの相間補正値により各相での電流変化分への寄与を揃えることで、ある相のリアクタに発熱が集中するといった問題を解決することができる。

ここで、入力電圧または整流電圧の周波数に対してスイッチング周波数が十分高いためａ相、ｂ相およびｃ相の各相のスイッチングの期間においてはＶ_ｄｃは一定であるとして説明した。しかし、交流電源１と整流回路２との間に入力電源電圧を検出する電圧検出器または位相検出器が備えられていれば、各相のスイッチングのタイミングごとに電圧検出器または位相検出器から得られる電圧値をＶ_ｄｃとして用いてオンデューティの相間補正値を計算してもよい。

オンデューティ指令値に対する各相の補正値をオンデューティ補正値とすれば、ａ相はオンデューティ補正値がゼロであり、ｂ相はオンデューティ補正値がΔＤ_ｂａｏｎであり、ｃ相はオンデューティ補正値がΔＤ_ｃａｏｎと考えらえる。したがって、実施の形態１の昇圧コンバータ１００では、リアクタ３ａ，３ｂ，３ｃそれぞれ単独に電流を流したときの母線電流検出器９による電流の測定値から制御マイクロコンピュータ８がインダクタンス値Ｌ_ａ，Ｌ_ｂ，Ｌ_ｃの比またはインダクタンス値Ｌ_ａ，Ｌ_ｂ，Ｌ_ｃの値を求めて、当該比または値に基づいて相ごとに求めたオンデューティ補正値を用いて各相に対応するチョッパ回路部ごとにオンデューティ指令値を補正していることになる。

上記で説明したようなステップＳ２およびＳ３を昇圧コンバータ１００は繰り返すことにより、相ごとにオンデューティ指令値を補正するという簡素な方法で、各リアクタ３ａ，３ｂ，３ｃに流れる電流のばらつきを抑制しながら昇圧動作を実行することができる。

以上説明したように、実施の形態１にかかる昇圧コンバータ１００によれば、リアクタごとに電流検出器を設ける必要がなく、リアクタの選別コスト、その他の部品コストの増加を抑えて、低い演算負荷の簡素な方法で複数のリアクタ間での電流ばらつきを低減することができる。これにより、リアクタの発熱および劣化、周辺部品へのダメージを防ぐことが可能となる。

図１の実施の形態１にかかる昇圧コンバータ１００においては、チョッパ回路部の相数が３相の例を示しているが、リアクタが２つの２相であっても良いし、逆に４相以上であっても良い。チョッパ回路部の相数が複数であれば、相数によらず上記と同様な効果が得られる。

昇圧コンバータ１００は様々なモータ制御用のインバータに適用可能である。図７は、実施の形態１にかかるモータ駆動制御装置２００の構成を示す図である。図７は、図１の出力負荷１０がインバータ２０およびインバータ２０の出力に接続されたモータ３０に置き換わった構成を示している。インバータ２０は、第一出力端子１１および第二出力端子１２に出力された直流電圧である母線電圧をモータ３０に与える交流電圧に変換してモータ３０に出力する。モータ駆動制御装置２００は、実施の形態１にかかる昇圧コンバータ１００およびインバータ２０により構成されている。モータ駆動制御装置２００において、上記したように、相ごとに求めたオンデューティ補正値により相ごとにオンデューティ指令値を補正することによって、各リアクタ３ａ，３ｂ，３ｃに流れる電流のばらつきを抑制することができる。

実施の形態２．
本発明の実施の形態２にかかる昇圧コンバータ１００およびモータ駆動制御装置２００の構成は、図１および図７と同じである。実施の形態１においては、昇圧コンバータ１００の昇圧動作開始前に、毎回リアクタばらつき検出シーケンスを実行するとして説明した。実施の形態２にかかる昇圧コンバータ１００およびモータ駆動制御装置２００においては、昇圧コンバータ１００およびモータ駆動制御装置２００の出荷時の形態にて、出荷前検査の試験プログラム等にリアクタばらつき検出シーケンスを導入しておく。これにより、出荷前検査の工程にて各リアクタ３ａ，３ｂ，３ｃのインダクタンス値Ｌ_ａ，Ｌ_ｂ，Ｌ_ｃの比またはインダクタンス値Ｌ_ａ，Ｌ_ｂ，Ｌ_ｃの値を算出して、制御マイクロコンピュータ８のＲＯＭ２０３またはその他の記憶領域に記憶させておく。

上記したように、実施の形態２にかかる昇圧コンバータ１００およびモータ駆動制御装置２００においては、出荷前検査の工程にてリアクタばらつき検出シーケンスを実施することにより、出荷後の実使用時において、リアクタばらつき検出シーケンスによって実運転開始までにかかる時間の遅延を省くことができる。したがって、実施の形態１にかかる昇圧コンバータ１００およびモータ駆動制御装置２００に比べて、実運転開始までにかかる時間を短縮することが可能となる。

上記した場合は、リアクタばらつき検出シーケンスを出荷前検査時にしか実施しないとして説明したが、昇圧コンバータ１００およびモータ駆動制御装置２００の適用装置に応じて、リアクタの特性の経時変化または使用環境の変化に適応するため、出荷後も定期的にリアクタばらつき検出シーケンスを実施してオンデューティ補正値の計算に用いてもかまわない。

実施の形態１および２にかかる昇圧コンバータ１００は様々なモータ制御用のインバータに適用可能であり、例えば、空気調和機における圧縮機またはファンモータ駆動用のインバータにも適用可能である。昇圧コンバータ１００を空気調和機に適用した場合においても出荷前検査時にリアクタばらつき検出シーケンスを実施することによって、出荷後の実使用時に、装置の起動までの時間に遅延を与えないですむ。また、空気調和機の出荷前検査時だけでなく、出荷後の設置時の試運転の時にリアクタばらつき検出シーケンスを実施してもかまわない。そして上述したように、空気調和機の出荷後に定期的にリアクタばらつき検出シーケンスを実施することも可能である。

また、出荷前検査時にリアクタばらつき検出シーケンスを実施することにより、数式（１）および数式（２）で得た結果により、インダクタンス値Ｌ_ａ，Ｌ_ｂ，Ｌ_ｃのばらつきが一定の基準を超えた場合には、制御マイクロコンピュータ８がエラー信号をＩ／Ｏ２０４を介して外部に出力したり、図示せぬ表示部などに表示したりする構成とすることもできる。このような構成にすれば、意図したスペックから外れたリアクタを製品に組み込んで出荷してしまうことを防ぐことも可能である。

以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ 交流電源、２ 整流回路、３ａ〜３ｃ リアクタ、４ａ〜４ｃ スイッチング素子、５ａ〜５ｃ 逆流防止素子、６ 平滑コンデンサ、７ 母線電圧検出器、８ 制御マイクロコンピュータ、９ 母線電流検出器、１０ 出力負荷、１１ 第一出力端子、１２ 第二出力端子、２０ インバータ、２１ 第一直流端子、２２ 第二直流端子、３０ モータ、１００ 昇圧コンバータ、２００ モータ駆動制御装置、２０１ ＣＰＵ、２０２ ＲＡＭ、２０３ ＲＯＭ、２０４ Ｉ／Ｏ、２０５ 周辺装置。

Claims (4)

1. 交流電源からの交流電圧を直流電圧に整流して第一直流端子および第二直流端子に出力する整流器と、
   前記第一直流端子に一方の端子が接続されたリアクタ、前記リアクタの他方の端子と第一出力端子との間に接続された逆流防止素子、および前記リアクタと前記逆流防止素子との接続部に一方の端子が接続されて第二出力端子に他方の端子が接続されたスイッチング素子を有するチョッパ回路部を複数と、
   前記第一出力端子と前記第二出力端子との間に接続された平滑コンデンサと、
   前記第一出力端子と前記第二出力端子との間の母線電圧を検出する母線電圧検出器と、
   前記第二直流端子と前記第二出力端子との間に流れる母線電流を検出する母線電流検出器と、
   母線電圧指令値および前記母線電圧検出器が検出した前記母線電圧に基づいて母線電流指令値を求め、前記母線電流指令値および前記母線電流検出器が検出した前記母線電流に基づいてオンデューティ指令値を求めて、前記オンデューティ指令値に従って前記スイッチング素子がオン状態またはオフ状態となるように制御することにより昇圧動作を実行する制御部と、
   を備え、
   前記昇圧動作を開始する前に、複数の前記チョッパ回路部の前記リアクタそれぞれ単独に流れる電流を前記母線電流検出器が検出し、前記昇圧動作において、前記母線電流検出器が検出した前記リアクタそれぞれ単独に流れる電流の測定値に基づいて前記チョッパ回路部ごとに前記制御部は前記オンデューティ指令値を補正する
   ことを特徴とする昇圧コンバータ。
2. 前記制御部は前記交流電圧の半周期の整数倍の時間間隔で、複数の前記チョッパ回路部の前記スイッチング素子をスイッチングさせることにより、複数の前記リアクタそれぞれ単独に流れる電流を前記母線電流検出器が検出する
   ことを特徴とする請求項１に記載の昇圧コンバータ。
3. 前記制御部は、前記リアクタそれぞれ単独に流れる電流の測定値に基づいて、前記リアクタのインダクタンス値の比またはインダクタンス値を求めて記憶する
   ことを特徴とする請求項１または２に記載の昇圧コンバータ。
4. 請求項１から３のいずれか１つに記載の昇圧コンバータと、
   前記母線電圧をモータに与える交流電圧に変換して前記モータに出力するインバータと、
   を備える
   ことを特徴とするモータ駆動制御装置。

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