JP2926872B2 - インバータ制御回路 - Google Patents
インバータ制御回路Info
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- JP2926872B2 JP2926872B2 JP2105325A JP10532590A JP2926872B2 JP 2926872 B2 JP2926872 B2 JP 2926872B2 JP 2105325 A JP2105325 A JP 2105325A JP 10532590 A JP10532590 A JP 10532590A JP 2926872 B2 JP2926872 B2 JP 2926872B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、インバータの出力端に接続された変圧器
の偏励磁防止を行なうようにしたインバータ制御回路に
関する。
の偏励磁防止を行なうようにしたインバータ制御回路に
関する。
第５図はインバータ制御回路の従来励を示す構成図で
ある。
ある。
同図において、１はインバータ主回路、２は変圧器、
３は負荷、４は制御回路である。インバータ主回路１は
同図に示すように、直流電源Ｅの正負間に半導体スイッ
チ（以下、単にスイッチという）T1とT2を直列接続し、
同様にスイッチT3とT4を直列接続して構成される。各ス
イッチは１個または複数個の半導体素子により構成さ
れ、順方向電流の導通，遮断を制御端子を介して制御で
き、かつ逆方向電流は制御端子とは無関係に導通させる
機能を持つものを用いる。スイッチT1とT2の接続点およ
びT3とT4との接続点をそれぞれインバータ出力端子a,b
とすると、端子a,bには変圧器２の入力端を、また変圧
器２の出力端には負荷３を接続する。
３は負荷、４は制御回路である。インバータ主回路１は
同図に示すように、直流電源Ｅの正負間に半導体スイッ
チ（以下、単にスイッチという）T1とT2を直列接続し、
同様にスイッチT3とT4を直列接続して構成される。各ス
イッチは１個または複数個の半導体素子により構成さ
れ、順方向電流の導通，遮断を制御端子を介して制御で
き、かつ逆方向電流は制御端子とは無関係に導通させる
機能を持つものを用いる。スイッチT1とT2の接続点およ
びT3とT4との接続点をそれぞれインバータ出力端子a,b
とすると、端子a,bには変圧器２の入力端を、また変圧
器２の出力端には負荷３を接続する。
制御回路４は整流器41,フィルタ42,電圧設定器43,PI
調節器44,正弦波発生器45,掛算器46,加減算器47,コンパ
レータ48およびキャリア発生器49等より構成され、低周
波の交流信号（パルス幅指令ともいう）を出力する。す
なわち、整流器41はインバータ出力電圧を整流し、フィ
ルタ42はそれを平滑化する。PI調節器44はそのフィルタ
42からの直流出力を、電圧設定器43に設定された指令電
圧に一致させるよう調節演算をする。掛算器46はPI調節
器44の出力と正弦波発生器45からの出力とを乗算し、電
圧設定器43に設定された指令電圧に比例する大きさの正
弦波信号（パルス幅信号）を出力する。その出力は加減
算器47に与えられるが、ここにはインバータの検出出力
電圧も導かれ、これにより波形整形が行なわれる。した
がって、特に必要がなければ加減算器47は省略すること
ができる。加減算器47は出力はコンパレータ48において
キャリア発生回路49からのキャリアＣと比較され、その
大小関係に応じ図示されない駆動回路を介してスイッチ
T1〜T4のオン，オフ制御が行なわれる。
調節器44,正弦波発生器45,掛算器46,加減算器47,コンパ
レータ48およびキャリア発生器49等より構成され、低周
波の交流信号（パルス幅指令ともいう）を出力する。す
なわち、整流器41はインバータ出力電圧を整流し、フィ
ルタ42はそれを平滑化する。PI調節器44はそのフィルタ
42からの直流出力を、電圧設定器43に設定された指令電
圧に一致させるよう調節演算をする。掛算器46はPI調節
器44の出力と正弦波発生器45からの出力とを乗算し、電
圧設定器43に設定された指令電圧に比例する大きさの正
弦波信号（パルス幅信号）を出力する。その出力は加減
算器47に与えられるが、ここにはインバータの検出出力
電圧も導かれ、これにより波形整形が行なわれる。した
がって、特に必要がなければ加減算器47は省略すること
ができる。加減算器47は出力はコンパレータ48において
キャリア発生回路49からのキャリアＣと比較され、その
大小関係に応じ図示されない駆動回路を介してスイッチ
T1〜T4のオン，オフ制御が行なわれる。
すなわち、第５図の如き構成では、スイッチT1とT4が
オンでスイッチT2とT3がオフの状態では正の電圧パルス
（以下、単に正パルスという）が、またスイッチT2とT3
がオンでスイッチT1とT4がオフの状態では負の電圧パル
ス（以下、単に負パルスという）が出力され、さらにス
イッチT1とT3がオンでスイッチT2とT4がオフの状態、ま
たはスイッチT2とT4がオンでスイッチT1とT3がオフの状
態では出力電圧は零ボルトとなる。つまり、インバータ
出力電圧パルスの幅がパルス幅指令の絶対値に比例し、
かつU/D信号（キャリアＣの立上り，立下りに応じてキ
ャリア発生回路49から発生される信号：以下キャリア極
性信号ともいう）の極性とパルス幅指令の極性と一致す
るときは出力電圧パルスが正極性となり、U/D信号の極
性とパルス幅指令の極性とが一致しないときは出力電圧
パルスが負極性となるように、スイッチT1〜T4のオン，
オフが制御される。
オンでスイッチT2とT3がオフの状態では正の電圧パルス
（以下、単に正パルスという）が、またスイッチT2とT3
がオンでスイッチT1とT4がオフの状態では負の電圧パル
ス（以下、単に負パルスという）が出力され、さらにス
イッチT1とT3がオンでスイッチT2とT4がオフの状態、ま
たはスイッチT2とT4がオンでスイッチT1とT3がオフの状
態では出力電圧は零ボルトとなる。つまり、インバータ
出力電圧パルスの幅がパルス幅指令の絶対値に比例し、
かつU/D信号（キャリアＣの立上り，立下りに応じてキ
ャリア発生回路49から発生される信号：以下キャリア極
性信号ともいう）の極性とパルス幅指令の極性と一致す
るときは出力電圧パルスが正極性となり、U/D信号の極
性とパルス幅指令の極性とが一致しないときは出力電圧
パルスが負極性となるように、スイッチT1〜T4のオン，
オフが制御される。
第６図は第５図の動作を説明するための波形図で、同
図（ａ）はU/D信号、（ｂ）はパルス幅指令、（ｃ）は
インバータ出力電圧、（ｄ）および（ｅ）は変圧器磁束
の各波形をそれぞれ示している。
図（ａ）はU/D信号、（ｂ）はパルス幅指令、（ｃ）は
インバータ出力電圧、（ｄ）および（ｅ）は変圧器磁束
の各波形をそれぞれ示している。
以上の説明からも明らかなように、第５図の如きイン
バータでは、負荷３に入力される電圧の周波数はU/D信
号によって決定され、その実効値はパルス幅指令によっ
て制御されることになる。
バータでは、負荷３に入力される電圧の周波数はU/D信
号によって決定され、その実効値はパルス幅指令によっ
て制御されることになる。
そして、原理的には正パルスの電圧時間積と負パルス
のそれとは等しいため、インバータ出力電圧には出力周
波数よりも低い周波数成分は含まれないが、実際には制
御回路４の誤差やスイッチT1〜T4の特性のばらつきによ
って正負電圧時間積にしばしば不均等が生じ、インバー
タ出力電圧に直流成分や低周波成分が発生する。その結
果、第６図（ｅ）に示すような偏励磁が発生し、これが
甚だしい場合には磁気飽和が生じ、変圧器が正常な電圧
を出力しなくなるだけでなく、インバータ出力電流が過
大になるという問題が生じる。なお、第６図（ｄ）は正
常時の変圧器磁束を示している。
のそれとは等しいため、インバータ出力電圧には出力周
波数よりも低い周波数成分は含まれないが、実際には制
御回路４の誤差やスイッチT1〜T4の特性のばらつきによ
って正負電圧時間積にしばしば不均等が生じ、インバー
タ出力電圧に直流成分や低周波成分が発生する。その結
果、第６図（ｅ）に示すような偏励磁が発生し、これが
甚だしい場合には磁気飽和が生じ、変圧器が正常な電圧
を出力しなくなるだけでなく、インバータ出力電流が過
大になるという問題が生じる。なお、第６図（ｄ）は正
常時の変圧器磁束を示している。
したがって、この発明の目的はインバータ出力電圧に
含まれる直流成分または低周波成分、若しくはその双方
を防止することにある。
含まれる直流成分または低周波成分、若しくはその双方
を防止することにある。
正負の直流電源間に自己消弧形のスイッチング素子を
複数個直列接続し、各素子のオン，オフ動作により直流
入力電圧をその極性が交互に正または負となる交流出力
電圧パルス列に変換するインバータと、その出力端に接
続された変圧器と、前記スイッチング素子のオン，オフ
を制御する制御回路とからなり、前記交流出力電圧パル
スの幅を前記制御回路内部のパルス幅指令の絶対値に比
例して変化させるとともに、前記交流出力電圧パルスの
極性を前記制御回路内部のパルス幅指令の周波数に対し
て充分周波数の高いキャリア極性信号によって反転させ
るインバータ制御回路において、前記キャリア極性信号
と同周波数かつ同位相の直流偏励磁補正信号を前記パル
ス幅指令に加算する直流偏励磁補正回路と、前記キャリ
ア極瀬信号と同周波数かつ同位相の低周波偏励磁補正信
号を直接または極性反転をした後に前記パルス幅指令に
加算する操作を、前記パルス幅指令の極性に応じ選択し
て実行する低周波偏励磁補正回路との少なくとも一方を
設ける。
複数個直列接続し、各素子のオン，オフ動作により直流
入力電圧をその極性が交互に正または負となる交流出力
電圧パルス列に変換するインバータと、その出力端に接
続された変圧器と、前記スイッチング素子のオン，オフ
を制御する制御回路とからなり、前記交流出力電圧パル
スの幅を前記制御回路内部のパルス幅指令の絶対値に比
例して変化させるとともに、前記交流出力電圧パルスの
極性を前記制御回路内部のパルス幅指令の周波数に対し
て充分周波数の高いキャリア極性信号によって反転させ
るインバータ制御回路において、前記キャリア極性信号
と同周波数かつ同位相の直流偏励磁補正信号を前記パル
ス幅指令に加算する直流偏励磁補正回路と、前記キャリ
ア極瀬信号と同周波数かつ同位相の低周波偏励磁補正信
号を直接または極性反転をした後に前記パルス幅指令に
加算する操作を、前記パルス幅指令の極性に応じ選択し
て実行する低周波偏励磁補正回路との少なくとも一方を
設ける。
パルス幅指令に対し直流偏励磁補正信号，低周波偏励
磁補正信号の少なくとも一方を加算することにより、イ
ンバータ出力電圧の直流成分，低周波成分の少なくとも
一方を低減する。
磁補正信号の少なくとも一方を加算することにより、イ
ンバータ出力電圧の直流成分，低周波成分の少なくとも
一方を低減する。
第１図にこの発明の実施例を、第2,第３図にその動作
波形例を示す。
波形例を示す。
第１図からも明らかなように、この実施例は第５図に
示す従来例に対し、直流分調整回路51,商用周波分（低
周波分）調整回路52および加算器53を設けた点が特徴で
ある。
示す従来例に対し、直流分調整回路51,商用周波分（低
周波分）調整回路52および加算器53を設けた点が特徴で
ある。
すなわち、変圧器２の磁束に第２図（ａ）に示すよう
な正の直流成分が含まれている場合は、同図（ｂ）に示
すU/D信号に対して逆極性の同図（ｄ）に示す如き負の
直流補正信号を、同図（ｃ）に示すパルス幅指令値に加
算する。その結果、パルス幅指令値が正極性のときに
は、正パルス出力時にパルス幅指令値の絶対値が減少す
るため、正パルスの幅が減少する。また、パルス幅指令
値が負極性のときには、負パルス出力時にパルス幅指令
値の絶対値が増加するため、負パルスの幅が増加する。
以上により、パルス幅指令値の全周期にわたり、インバ
ータ出力電圧の負の時間積が相対的に増加するため、正
の直流偏励磁成分が減少することになる。
な正の直流成分が含まれている場合は、同図（ｂ）に示
すU/D信号に対して逆極性の同図（ｄ）に示す如き負の
直流補正信号を、同図（ｃ）に示すパルス幅指令値に加
算する。その結果、パルス幅指令値が正極性のときに
は、正パルス出力時にパルス幅指令値の絶対値が減少す
るため、正パルスの幅が減少する。また、パルス幅指令
値が負極性のときには、負パルス出力時にパルス幅指令
値の絶対値が増加するため、負パルスの幅が増加する。
以上により、パルス幅指令値の全周期にわたり、インバ
ータ出力電圧の負の時間積が相対的に増加するため、正
の直流偏励磁成分が減少することになる。
一方、変圧器２の磁束に第３図（ａ）に示すような低
周波偏励磁成分が含まれている場合は、同図（ｄ）に示
すようにパルス幅指令値の正の半周期にはU/D信号に対
して逆極性の低周波補正信号を、またパルス幅指令値の
負の半周期にはU/D信号に対して同極性の低周波補正信
号をパルス幅指令値に加算する。その結果、パルス幅指
令値が正極性のときには、正パルス出力時にパルス幅指
令値の絶対値が減少するため、正パルスの幅が減少す
る。また、パルス幅指令値が負極性のときには、負パル
ス出力時にパルス幅指令値の絶対値が減少するため、負
パルスの幅が減少する。以上により、パルス幅指令値の
正の半周期には負の電圧時間積が相対的に増加し、負の
半周期には正の電圧時間積が相対的に増加するため、低
周波偏励磁成分は減少する。
周波偏励磁成分が含まれている場合は、同図（ｄ）に示
すようにパルス幅指令値の正の半周期にはU/D信号に対
して逆極性の低周波補正信号を、またパルス幅指令値の
負の半周期にはU/D信号に対して同極性の低周波補正信
号をパルス幅指令値に加算する。その結果、パルス幅指
令値が正極性のときには、正パルス出力時にパルス幅指
令値の絶対値が減少するため、正パルスの幅が減少す
る。また、パルス幅指令値が負極性のときには、負パル
ス出力時にパルス幅指令値の絶対値が減少するため、負
パルスの幅が減少する。以上により、パルス幅指令値の
正の半周期には負の電圧時間積が相対的に増加し、負の
半周期には正の電圧時間積が相対的に増加するため、低
周波偏励磁成分は減少する。
第４図に直流分調整回路51および商用周波分調整回路
52の具体例を示す。
52の具体例を示す。
同図において、51A,52Aは設定器、51B,52B〜52Dはア
ナログスイッチ、52Eはコンパレータ、52Fは論理反転回
路、52Gは反転アンプ、52H,53は加算器である。
ナログスイッチ、52Eはコンパレータ、52Fは論理反転回
路、52Gは反転アンプ、52H,53は加算器である。
すなわち、直流分調整回路51では設定器51Aにより、
直流偏励磁補正値を出力する。設定器51Aの調整は、偏
磁状態をオシロスコープ等で観測しながら、直流偏励磁
成分が最小となるよう手動にて行なう。この直流偏励磁
補正値をアナログスイッチ51Bに入力し、そのオン，オ
フをU/D信号にて行なうことにより、第２図（ｄ）の如
き直流偏励磁補正信号を得、これを加算器53にてパルス
幅指令値に加算する。補正後のパルス幅指令を第２図
（ｅ）に、またインバータ出力電圧の各波形を同図
（ｆ）にそれぞれ示す。
直流偏励磁補正値を出力する。設定器51Aの調整は、偏
磁状態をオシロスコープ等で観測しながら、直流偏励磁
成分が最小となるよう手動にて行なう。この直流偏励磁
補正値をアナログスイッチ51Bに入力し、そのオン，オ
フをU/D信号にて行なうことにより、第２図（ｄ）の如
き直流偏励磁補正信号を得、これを加算器53にてパルス
幅指令値に加算する。補正後のパルス幅指令を第２図
（ｅ）に、またインバータ出力電圧の各波形を同図
（ｆ）にそれぞれ示す。
これに対し、商用周波分調整回路52では設定器52Aに
より、低周波偏励磁補正値を出力する。設定器52Aの調
整は設定器51Aの場合と同様に行なわれる。設定器52Aか
らの補正値をアナログスイッチ52Bに入力し、その出力
をアナログスイッチ52Cにはゲイン１の反転アンプ52Gを
介して、またアナログスイッチ52Dには直接入力する。
一方、パルス幅指令値または正弦波発生器45からの極性
信号（正弦波極性信号）をゼロクロスコンパレータ52E
に入力し、その出力をスイッチ52Cのオン／オフ制御端
子には論理反転回路52Fを介して、またスイッチ52Dのオ
ン／オフ制御端子には直接入力する。スイッチ52Cはパ
ルス幅指令値が負極性のときには補正信号を極性反転し
て出力し、スイッチ52Dはパルス幅指令値が正極性のと
きには補正信号を直接出力する。これらスイッチ52C,52
Dの出力を加算器52Hに入力し、第３図（ｄ）に示すよう
な低周波偏励磁補正信号を得、直流偏励磁補正信号と同
様に加算器53によりパルス幅指令値に加算する。補正後
のパルス幅指令を第３図（ｅ）に、またインバータ出力
電圧の各波形を同図（ｆ）にそれぞれ示す。
より、低周波偏励磁補正値を出力する。設定器52Aの調
整は設定器51Aの場合と同様に行なわれる。設定器52Aか
らの補正値をアナログスイッチ52Bに入力し、その出力
をアナログスイッチ52Cにはゲイン１の反転アンプ52Gを
介して、またアナログスイッチ52Dには直接入力する。
一方、パルス幅指令値または正弦波発生器45からの極性
信号（正弦波極性信号）をゼロクロスコンパレータ52E
に入力し、その出力をスイッチ52Cのオン／オフ制御端
子には論理反転回路52Fを介して、またスイッチ52Dのオ
ン／オフ制御端子には直接入力する。スイッチ52Cはパ
ルス幅指令値が負極性のときには補正信号を極性反転し
て出力し、スイッチ52Dはパルス幅指令値が正極性のと
きには補正信号を直接出力する。これらスイッチ52C,52
Dの出力を加算器52Hに入力し、第３図（ｄ）に示すよう
な低周波偏励磁補正信号を得、直流偏励磁補正信号と同
様に加算器53によりパルス幅指令値に加算する。補正後
のパルス幅指令を第３図（ｅ）に、またインバータ出力
電圧の各波形を同図（ｆ）にそれぞれ示す。
以上では、直流分調整回路51および商用周波分調整回
路52の双方を設けるようにしたが、いずれか一方のみ設
けることができるのは云うまでもない。
路52の双方を設けるようにしたが、いずれか一方のみ設
けることができるのは云うまでもない。
この発明によれば、インバータ出力電圧時間積が正負
均等化されるので、変圧器の磁気飽和による装置の動作
異常や破壊のおそれがなくなる、という利点が得られ
る。
均等化されるので、変圧器の磁気飽和による装置の動作
異常や破壊のおそれがなくなる、という利点が得られ
る。
第１図はこの発明の実施例を示す全体構成図、第２図お
よび第３図はいずれも第１図の動作を説明するための波
形図、第４図は商用周波分調整回路および直流分調整回
路の具体例を示す回路図、第５図はインバータ制御回路
の従来例を示す全体構成図、第６図はその動作を説明す
るための波形図である。 符号説明 １……インバータ主回路、２……変圧器、３……負荷、
４……制御回路、41……整流器、42……フィルタ、43,5
1A,52A……設定器、44……PI調節器、45……正弦波発生
器、46……掛算器、47……加減算器、48,52E……コンパ
レータ、49……キャリア発生器、52H,53……加算器、51
……直流分調整回路、52……商用周波分調整回路、51B,
52B〜52D……アナログスイッチ、52F……論理反転回
路、52G……反転アンプ。
よび第３図はいずれも第１図の動作を説明するための波
形図、第４図は商用周波分調整回路および直流分調整回
路の具体例を示す回路図、第５図はインバータ制御回路
の従来例を示す全体構成図、第６図はその動作を説明す
るための波形図である。 符号説明 １……インバータ主回路、２……変圧器、３……負荷、
４……制御回路、41……整流器、42……フィルタ、43,5
1A,52A……設定器、44……PI調節器、45……正弦波発生
器、46……掛算器、47……加減算器、48,52E……コンパ
レータ、49……キャリア発生器、52H,53……加算器、51
……直流分調整回路、52……商用周波分調整回路、51B,
52B〜52D……アナログスイッチ、52F……論理反転回
路、52G……反転アンプ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 篠原 潤一 神奈川県川崎市川崎区田辺新田１番１号 富士電機株式会社内 (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02M 7/42 - 7/98
Claims (3)
- 【請求項１】正負の直流電源間に自己消弧形のスイッチ
ング素子を複数個直列接続し、各素子のオン，オフ動作
により直流入力電圧をその極性が交互に正または負とな
る交流出力電圧パルス列に変換するインバータと、その
出力端に接続された変圧器と、前記スイッチング素子の
オン，オフを制御する制御回路とからなり、前記交流出
力電圧パルスの幅を前記制御回路内部のパルス幅指令の
絶対値に比例して変化させるとともに、前記交流出力電
圧パルスの極性を前記制御回路内部のパルス幅指令の周
波数に対して充分周波数の高いキャリア極性信号によっ
て反転させるインバータ制御回路において、 前記キャリア極性信号と同周波数かつ同位相の直流偏励
磁補正信号を前記パルス幅指令に加算する直流偏励磁補
正回路と、 前記キャリア極性信号と同周波数かつ同位相の低周波偏
励磁補正信号を直接または極性を反転した後に前記パル
ス幅指令に加算する操作を、前記パルス幅指令の極性に
応じ選択して実行する低周波偏励磁補正回路と、 を設けてなることを特徴とするインバータ制御回路。 - 【請求項２】正負の直流電源間に自己消弧形のスイッチ
ング素子を複数個直列接続し、各素子のオン，オフ動作
により直流入力電圧をその極性が交互に正または負とな
る交流出力電圧パルス列に交換するインバータと、その
出力端に接続された変圧器と、前記スイッチング素子の
オン，オフを制御する制御回路とからなり、前記交流出
力電圧パルスの幅を前記制御回路内部のパルス幅指令の
絶対値に比例して変化させるとともに、前記交流出力電
圧パルスの極性を前記制御回路内部のパルス幅指令の周
波数に対して充分周波数の高いキャリア極性信号によっ
て反転させるインバータ制御回路において、 前記キャリア極性信号と同周波数かつ同位相の直流偏励
磁補正信号を前記パルス幅指令に加算する直流偏励磁補
正回路を設けてなることを特徴とするインバータ制御回
路。 - 【請求項３】正負の直流電源間に自己消弧形のスイッチ
ング素子を複数個直列接続し、各素子のオン，オフ動作
により直流入力電圧をその極性が交互に正または負とな
る交流出力電圧パルス列に変換するインバータと、その
出力端に接続された変圧器と、前記スイッチング素子の
オン，オフを制御する制御回路とからなり、前記交流出
力電圧パルスの幅を前記制御回路内部のパルス幅指令の
絶対値に比例して変化させるとともに、前記交流出力電
圧パルスの極性を前記制御回路内部のパルス幅指令の周
波数に対して充分周波数の高いキャリア極性信号によっ
て反転させるインバータ制御回路において、 前記キャリア極性信号と同周波数かつ同位相の低周波偏
励磁補正信号を直接または極性を反転した後に前記パル
ス幅指令に加算する操作を、前記パルス幅指令の極性に
応じ選択して実行する低周波偏励磁補正回路とを設けて
なることを特徴とするインバータ制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2105325A JP2926872B2 (ja) | 1990-04-23 | 1990-04-23 | インバータ制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2105325A JP2926872B2 (ja) | 1990-04-23 | 1990-04-23 | インバータ制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH044759A JPH044759A (ja) | 1992-01-09 |
| JP2926872B2 true JP2926872B2 (ja) | 1999-07-28 |
Family
ID=14404566
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2105325A Expired - Lifetime JP2926872B2 (ja) | 1990-04-23 | 1990-04-23 | インバータ制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2926872B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6062327B2 (ja) * | 2013-07-09 | 2017-01-18 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | インバータ装置および電動車両 |
-
1990
- 1990-04-23 JP JP2105325A patent/JP2926872B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH044759A (ja) | 1992-01-09 |
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