CN104620497B - 逆变器控制装置以及逆变器控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明的逆变器控制装置包括：逆变器(6)，将从直流电源输入的直流电力变换为交流电力，提供给电机；指令值计算单元，根据交流电流的检测值计算从逆变器(6)输出的交流电压的指令值；相位补偿单元，补偿指令值或者检测值的相位；逆变器控制单元，根据由相位补偿单元补偿的指令值控制逆变器(6)；电机转速检测单元，检测电机(8)的转速；dq轴非干扰电压指令值运算单元，运算用于抵消dq轴间相互干扰的干扰电压的dq轴非干扰电压指令值，并输出到指令值计算单元；以及反向相位补偿单元，根据由相位补偿单元补偿的相位的补偿量补偿相位，相位补偿单元根据为了获得规定的相位余量而设定的相位补偿时间以及转速计算相位超前量，以相位超前量补偿基于电机的固有的特性的相位，反向相位补偿单元在与由相位补偿单元补偿的相位相反方向上，以与相位超前量相同的补偿量，补偿dq轴非干扰电压指令值的相位。

Description

逆变器控制装置以及逆变器控制方法

技术领域

本发明涉及逆变器控制装置以及逆变器控制方法。

本申请要求基于2012年9月21日提出申请的日本专利申请特愿2012-208063号的优先权，对于认可通过文献的参照进行引入的指定国，将上述的申请中记载的内容通过参照引入本申请，作为本申请的记载的一部分。

背景技术

公开了一种交流电机的控制装置，特征是，在包括对交流电机提供交流电力的电力变换器；以及为了控制该电力变换器，将每隔规定的采样时间检测的、至少所述交流电机的旋转角作为坐标变换角的从2相旋转轴变换为3相轴的旋转坐标变换部件的电机的控制装置中，设置对每隔规定的采样时间检测的至少所述交流电机的旋转角加上与所述采样时间对应地延迟的旋转角的第1的旋转角补偿部件，将该相加后的旋转角作为坐标变换角。

现有技术文献

专利文献

专利文献1:日本特开平6－335227号公报

发明内容

发明要解决的课题

但是，存在未预先应对基于电机固有的特性的相位余量的降低，控制系统变得不稳定的问题。

本发明要解决的课题是，提供作为稳定的控制系统的逆变器控制装置以及控制方法。

解决课题的手段

本发明通过基于相位补偿时间以及电机的转速计算相位超前量，根据该相位超前量，使基于电机的固有的特性的相位超前，在与该相位相反方向上， 并且以与该相位超前量相同的补偿量，补偿dq轴非干扰电压指令值的相位，来解决上述课题。

发明的效果

按照本发明，对于电机的转速的变化，抑制相位余量的降低，并且抑制增益余量的降低，而且，还补偿非干扰电压和干扰电压的相位差，所以作为其结果，可以使控制系统稳定。

附图说明

图1是本发明的实施方式的逆变器控制装置的方框图。

图2是图1的稳定性补偿器的方框图。

图3是图1的非干扰相位补偿器的方框图。

图4的(a)是表示图1的逆变器控制装置的增益特性以及比较例的增益特性的曲线图，(b)是表示图1的逆变器控制装置的相位特性以及比较例的相位特性的曲线图。

图5是在图1的逆变器控制装置中，(a)表示相对相位补偿时间(t_pm)的相位余量的特性的曲线图，(b)是表示相对相位超前量(Δθc)的相位余量的特性的曲线图。

图6是在图1的逆变器控制装置中，(a)表示相对参考例的时间的d轴电流特性的曲线图，(b)表示相对本发明的时间的d轴电流特性的曲线图，(c)表示相对本发明的时间的d轴电流特性的曲线图。

图7是在图1的逆变器控制装置中，(a)表示相对参考例的时间的q轴电流特性的曲线图，(b)表示相对本发明的时间的q轴电流特性的曲线图，(c)表示相对本发明的时间的q轴电流特性的曲线图。

图8是在图1的逆变器控制装置中，(a)表示相对参考例的时间的d轴电压特性的曲线图，(b)表示相对本发明的时间的d轴电压特性的曲线图，(c)表示相对本发明的时间的d轴电压特性的曲线图。

图9是在图1的逆变器控制装置中，(a)表示相对参考例的时间的q轴电压特性的曲线图，(b)表示相对本发明的时间的q轴电压特性的曲线图，(c)表示相对本发明的时间的q轴电压特性的曲线图。

图10是表示图1的逆变器控制装置的控制步骤的流程图。

图11是图1的逆变器控制装置的变形例的电流控制器以及稳定性补偿器的方框图。

图12是本发明的另一个实施方式的逆变器控制装置的方框图。

图13是表示图12的逆变器控制装置的控制步骤的流程图。

图14是本发明的另一个实施方式的逆变器控制装置的方框图。

图15是表示图14的逆变器控制装置的控制步骤的流程图。

具体实施方式

以下，根据附图说明本发明的实施方式。

《第1实施方式》

图1是本发明的实施方式的逆变器控制装置的方框图。虽然省略详细的图示，但是在将本例的逆变器控制装置设置在电动汽车中的情况下，三相交流电力的永久磁铁电机8作为行驶驱动源进行驱动，与电动汽车的车轴结合。而且本例的逆变器控制装置也可以适用于例如混合汽车(HEV)等电动汽车以外的车辆。

本例的逆变器控制装置是控制电机8的动作的控制装置，包括：电流电压映射图1；电流控制器2；坐标变换器3；PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)变换器4；电池5；逆变器6；电流传感器7；磁极位置检测器9；坐标变换器10；转数运算器11；LPF(Low PassFilter，低通滤波器)12；A/D变换器13；脉冲计数器14；无效时间补偿器15；稳定性补偿器16；以及非干扰相位补偿器17。

在电流电压映射图1中，输入作为电机8的输出目标值由外部输入的扭矩指令值(T^＊)、作为转数运算器11的输出的、作为电机8的转速的角频率(ω)、以及作为电池5的检测电压的电压(V_dc)。在电流电压映射图1中存储以扭矩指令值(T^＊)、角频率(ω)、电压(V_dc)作为指标，用于输出dq轴电流指令值(i^＊ _d，i^＊ _q)以及dq轴非干扰电压指令值(V^＊ _d＿dcpl，V^＊ _q＿dcpl)的映射图。电流电压映射图1通过参照该映射图，计算并输出与输入的扭矩指令值(T^＊)、角频率(ω)以及电压(V^＊ _dc)对应的dq轴电流指令值(i^＊ _d，i^＊ _q)以及dq轴非干扰电压指令值(V^＊ _d＿dcpl，V^＊ _q＿dcpl)。这里，dq轴表示旋转坐标系的分量。关于dq轴非干扰电压指令值(V^＊ _d＿dcpl，V^＊ _q＿dcpl)，在d轴以及q轴中流过电流时，d轴以及q轴产生相互干扰的干扰电压，dq轴非 干扰电压指令值(V^＊ _d＿dcpl，V^＊ _q＿dcpl)是用于抵消该干扰电压的电压。dq轴干扰电压指令值通过角频率(ω)、dq轴的电感(L_d，L_q)以及dq轴电流(i_d，i_q)来运算。dq轴非干扰电压指令值(V^＊ _d＿dcpl，V^＊ _q＿dcpl)被输出到非干扰相位补偿器17。

非干扰相位补偿器17通过根据由如后所述的稳定性补偿器16补偿的相位的补偿量，对dq轴非干扰电压指令值(V^＊ _d＿dcpl，V^＊ _q＿dcpl)的相位进行补偿，补偿dq轴间的干扰电压和dq轴非干扰电压之间的相位差。而且，非干扰相位补偿器17的详细的结构等如后所述。

而且，非干扰电压控制单元18由电流电压映射图1、LPF12以及非干扰相位补偿器17构成。

电流控制器2将dq轴电流指令值(i^＊ _d，i^＊ _q)、补偿后dq轴非干扰电压指令值(V^＊ _d＿dcpl＿c，V^＊ _q＿dcpl＿c)以及dq轴电流(i_d，i_q)作为输入，进行控制运算，将dq轴电压指令值(V^＊ _d，V^＊ _q)输出到稳定性补偿器16。电流控制器2具有：低通滤波器(LPF)12；PI控制器19；以及加法器。

LPF12将由非干扰相位补偿器17补偿的补偿后dq轴非干扰电压指令值(V^＊ _d＿dcpl＿c，V^＊ _q＿dcpl＿c)作为输入，截断高频频带，输出电压指令值(V^＊ _{d＿dcpl＿flt}，V^＊ _{q＿dcpl＿flt})。

PI控制器19运算用于使基于电流传感器7的检测电流的dq轴电流(i_d，i_q)与dq轴电流指令值(i^＊ _d，i^＊ _q)一致的dq轴追随电压指令值(V^＊ _d＿FB，V ^＊ _q＿FB)。PI控制器19是，通过根据dq轴电流(i_d，i_q)和dq轴电流指令值(i^＊ _d，i^＊ _q)的偏差，进行比例运算以及积分运算(PI控制运算)，使电流控制器2对dq轴电流(i_d，i_q)进行反馈控制，使dq轴电流追随dq轴电流指令值(i^＊ _d，i^＊ _q)的控制器。

LPF12和稳定性补偿器16之间、以及PI控制器19和稳定性补偿器16之间设置的加法器，通过将电压指令值(V^＊ _{d＿dcpl＿flt}，V^＊ _{q＿dcpl＿flt})和dq轴追随电压指令值(V^＊ _d＿FB，V^＊ _q＿FB)相加，运算dq轴电压指令值(V^＊ _d，V^＊ _q)，并对稳定性补偿器16输出dq轴电压指令值(V^＊ _d，V^＊ _q)。

稳定性补偿器16根据角频率(ω)，补偿dq轴电压指令值(V^＊ _d，V^＊ _q)，将补偿后的dq轴电压指令值(V^＊ _d＿c，V^＊ _q＿c)输出到坐标变换器3。而且，稳定性补偿器16的细节如后所述。

坐标变换器3将从稳定性补偿器16的补偿后dq轴电压指令值(V^＊ _d＿c，V^＊ _q＿c)以及无效时间补偿器15输出的相位量(θ’)作为输入，使用下述的式1，将该旋转坐标系的补偿后dq轴电压指令值(V^＊ _d＿c，V^＊ _q＿c)变换为固定坐标系的u、v、w轴的电压指令值(V^＊ _u，V^＊ _v，V^＊ _w)。

$\left[\begin{array}{c}{v}_u^{*}\\ v_v^{*}\\ v_w^{*}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ -\frac{1}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\\ -\frac{1}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\θ}}^{\′}& -\sin {\mathrm{\θ}}^{\′}\\ \sin {\mathrm{\θ}}^{\′}& \cos {\mathrm{\θ}}^{\′}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v}_{d\_c}^{*}\\ v_{q\_c}^{*}\end{array}\right]---\left(1\right)$

PWM变换器4根据输入的电压指令值(V^＊ _u，V^＊ _v，V^＊ _w)，生成逆变器6的开关元件的驱动信号(D^＊ _uu，D^＊ _ul，D^＊ _vu，D^＊ _vl，D^＊ _wu，D^＊ _wl)，输出到逆变器6。开关元件根据PWM的脉冲信号，切换接通和关断。

电池5是包含二次电池的直流电源，作为本例的车辆的动力源。逆变器6通过连接了多个将MOSFET或IGBT等开关元件(未图示)成对连接的电路的三相逆变器电路构成。在各开关元件中输入驱动信号(D^＊ _uu，D^＊ _ul，D^＊ _vu，D^＊ _vl，D^＊ _wu，D^＊ _wl)。然后，通过该开关元件的开关动作，将直流电源的直流电压变换为交流电压(V_u，V_v，V_w)，输入电机8。而且，在电机8作为发电机进行动作的情况下，逆变器6将从电机8输出的交流电压变换为直流电压并输出到电池5。因此，电池5被充电。

电流传感器7被分别设置在U相以及V相，检测相电流(i_u，i_v)，输出到A/D变换器13。A/D变换器13对相电流(i_u，i_v)进行采样，将采样到的相电流(i_us，i_vs)输出到坐标变换器10。w相的电流不通过电流传感器7检测，取而代之，坐标变换器10根据输入的相电流(i_us，i_vs)，使用下述的式2，计算w相的相电流(i_ws)。

i_ws＝-i_us-i_vs (2)

而且，关于w相的相电流，也可以在w相设置电流传感器7，通过该电流传感器7进行检测。

电机8是多相电机，与逆变器6连接。而且，电机8也作为发电机动作。磁极位置检测器9是被设置在电机8中、检测电机8的磁极的位置的检测器，将与磁极的位置相应的A相、B相以及Z相的脉冲输出到脉冲计数器14。脉冲计数器14通过对从磁极位置检测器9输出的脉冲进行计数，获得作为电机 8的转子的位置信息的检测值(θ)，输出到转数运算器11。转数运算器11由磁极位置检测器9的检测值(θ)计算电机8的角频率(ω)。

坐标变换器10是进行3相2相变换的控制单元，将相电流(i_us，i_vs，i_ws)以及脉冲计数器14的检测值(θ)作为输入，通过下述的式3，将固定坐标系的相电流(i_us，i_vs，i_ws)变换为旋转坐标系的dq轴电流(i_d，i_q)。

$\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& \sin \mathrm{\θ}\\ -\sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{us}}\\ i_{\mathrm{vs}}\\ i_{\mathrm{ws}}\end{array}\right]---\left(3\right)$

然后，通过将该dq轴电流(id，iq)输入到电流控制器2，本例的逆变器控制装置进行基于电流控制环的控制。

无效时间补偿器15对从确定电压指令值(V^＊ _u，V^＊ _v，V^＊ _w)开始至交流电压(V_u，V_v，V_w)被施加到电机8为止的电压输出延迟、电流传感器7以及A/D变换器13中的由于0次采样保持的无效时间导致的延迟、以及噪声抑制滤波器产生的延迟等进行补偿，将检测值(θ)以及角频率(ω)作为输入，将相位量(θ’)输出到坐标变换器3。

接着，使用图2说明稳定性补偿器16的详细结构。图2是稳定性补偿器16的方框图。稳定性补偿器16利用正交坐标中的旋转坐标变换，由dq轴电压指令值(V^＊ _d，V^＊ _q)运算补偿后的dq轴电压指令值(V^＊ _d＿c，V^＊ _q＿c)。具体地说，通过从对d轴电压指令值(V^＊ _d)乘以cos(Δθ)后的结果中，减去对q轴电压指令值(V^＊ _q)乘以sin(Δθ)后的结果，运算补偿后的d轴电压指令值(V^＊ _d＿c)，通过将对q轴电压指令值(V^＊ _q)乘以cos(Δθ)后的结果加上对d轴电压令值(V^＊ _d)乘以sin(Δθ)后的结果，运算补偿后的q轴电压指令值(V^＊ _q＿c)。

通过稳定性补偿器16的旋转坐标变换进行旋转的相位的超前量(Δθ)，通过相位补偿时间(t_pm)和角频率(ω)来计算。相位补偿时间(t_pm)是根据电机8的固有的特性决定的值，是预先设定的值。在本例中，存储有将从外部输入的扭矩指令值(T^＊)、电池5的检测电压(V_dc)、电机8的转速(ω)、以及电机的温度与相位补偿时间(t_pm)相对应的查找表。然后，将从外部输入的扭矩指令值(T^＊)、电池5的检测电压(V_dc)、电机8的转速(ω)、以及电机的温度作为输入，通过参照该表，计算相位补偿时间(t_pm)。进而， 通过取角频率(ω)和作为表的输出值的相位补偿时间(t_pm)的积，计算相位的超前量(Δθ)。

由此，不改变作为磁极方向的电压指令值的d轴电压指令值(V^＊ _d)以及作为与磁极正交方向的电压指令值的q轴电压指令值(V^＊ _q)所构成的电压指令值向量的大小，而以相位的超前量(Δθ)补偿电压指令值，使得相位在电机8的旋转方向上超前。

接着，使用图3说明非干扰相位补偿器17的详细的结构。图3是非干扰相位补偿器17的方框图。非干扰相位补偿器17利用旋转坐标变换，由dq轴非干扰电压指令值(V^＊ _d＿dcpl，V^＊ _q＿dcpl)运算补偿后dq轴非干扰电压指令值(V^＊ _d＿dcpl＿c，V^＊ _q＿dcpl＿c)。具体地说，通过从对d轴非干扰电压指令值(V^＊ _d＿dcpl)乘以cos(－Δθ)后的结果，减去对q轴非干扰电压指令值(V^＊ _q＿dcpl)乘以sin(－Δθ)后的结果，运算补偿后的d轴非干扰电压指令值(V^＊ _d＿dcpl＿c)，通过将对q轴非干扰电压指令值(V^＊ _q＿dcpl)乘以cos(－Δθ)后的结果，与对d轴非干扰电压指令值(V^＊ _d＿dcpl)乘以sin(－Δθ)后的结果相加，运算补偿后的q轴非干扰电压指令值(V^＊ _q＿dcpl＿c)。因此，非干扰相位补偿器17通过将旋转的相位设定为(－Δθ)，在与稳定性补偿器16的旋转坐标变换的旋转方向相反的方向上，使dq轴非干扰电压指令值(V^＊ _d＿dcpl，V^＊ _q＿dcpl)进行旋转坐标变换，运算补偿后dq轴非干扰电压指令值(V^＊ _d＿dcpl＿c，V^＊ _q＿dcpl＿c)。

通过非干扰相位补偿器17的旋转坐标变换进行旋转的相位的补偿量(－Δθ)，是与作为稳定性补偿器16的补偿量的相位的超前量(Δθ)相同的补偿量，对于相位的超前量(Δθ)的旋转方向为相反方向。因此，与稳定性补偿器16的补偿量一样，非干扰相位补偿器17的相位的补偿量通过相位补偿时间(t_pm)和角频率(ω)计算。由此，构成非干扰相位补偿器17，以抵消稳定性补偿器16造成的相位补偿。

这里，使用图4说明相位补偿时间(t_pm)与本例的逆变器控制装置的控制系统中的相位余量以及增益余量之间的关系。图4表示逆变器控制装置的电流控制系统中的一周传递特性波特线图，(a)表示相对角频率的增益特性，(b)表示相对角频率的相位特性。在图4(a)以及(b)中，曲线图a表示本发明的特性，曲线图b表示不设定相位补偿时间(t_pm)的比较例的特性。

与增益曲线相切0(dB)的频率(增益交点)中的相位－180°的差分为相位余量，与相位曲线相切－180°的频率(相位交点)中的增益0(dB)的 差分为增益余量。图4(a)所示，将本例的增益特性设为g_a，将比较例的增益特性设为g_b，如图4(b)所示，将本例的相位特性设为将比较例的相位特性设为

如图4(b)所示，在比较例中相位余量不足，所以成为不稳定的控制系统，而在本例中由于获得足够的相位余量，所以成为稳定的控制系统。而且，如图4(a)所示，本例和比较例的增益余量(g_a、g_b)为基本相同的值。如比较例的曲线图所示，相位余量的降低在低频区域发生，但是对于这样的相位余量的降低，在如上述的专利文献1所示，预想转子的位置超前至相当于经过无效时间的时间的值来进行补偿的方法中，不能抑制低频区域中的相位余量的降低。在本例中，因为可以确认低频区域中的相位余量的降低由于电机8的固有的特性而产生，所以本例将基于该电机8的特性的补偿系数设定作为相位补偿时间(t_pm)，根据该相位补偿时间(t_pm)，补偿dq轴电流指令值的相位。因此，本例可以防止高频区域中的增益余量的降低，并且抑制低频区域中的相位余量的降低。

接着，说明在计算相位超前量(Δθ)时，在本例中，取作为时间单位的参数的相位补偿时间(t_pm)和角转速(ω)之积的情况。图5(a)表示相对相位补偿时间(t)的相位余量的特性，图5(b)表示相对Δθc的相位余量的特性。而且图5的曲线图a是角频率(ω₁)的特性，曲线图b是高于角频率(ω₁)的角频率即(ω₂)的特性。图5(a)的特性是，在与本发明同样地设定相位补偿时间(t)，并将与电机8的角转速(ω)的积设为了相位超前量(Δθ)后，取相位余量的特性，以相位补偿时间(t)作为参数。另一方面，图5(b)的特性是，将相位超前量(Δθc)自身作为参数取相位余量的特性，所以在相位超前量(Δθc)中不包含电机8的被检测出的角转速(ω)的要素，图5(b)作为比较例举出。

如图5(b)所示，在将相位超前量(Δθc)作为参数的情况下，角频率不同时相位余量为不同的值。另一方面，如图5(a)所示，在将相位补偿时间(t)作为参数的情况下，通过将相位补偿时间(t)设定为t_pm，即使角频率不同，相位余量也为大致相同的值。因此，本例中，设定作为时间单位的相位补偿时间(t_pm)作为用于确定控制系统的稳定性的参数，通过与角频率(ω)之积取相位超前量(Δθ)，对于电机8的转速，可以稳定地将相位余量维持得较高。

接着，说明非干扰相位补偿器17的、干扰电压和非干扰电压的相位差的补偿。

如上所述，通过包含dq轴非干扰电压的、电流控制器2的运算处理，运算dq轴电压指令值(V^＊ _d，V^＊ _q)，通过稳定性补偿器16进行补偿，使得该dq轴电压指令值(V^＊ _d，V^＊ _q)的相位超前，抑制基于电机8的固有的特性的相位余量的降低。

而且，在本例中，通过使用了非干扰电压的、dq轴电流(i_d，i_q)的反馈控制来控制逆变器，但是为了使响应性稳定，进行基于无效时间补偿器15以及稳定性补偿器16的相位补偿。其中，无效时间补偿器15补偿输出电压的延迟、由于0次采样保持输出电压的等效的无效时间的延迟。

这里，在本例的非干扰控制中，在由于电流传感器7的电流检测的平均化处理等而发生了无效时间等的情况下，实际的干扰电压和非干扰电压指令值(V^＊ _d＿dcpl，V^＊ _q＿dcpl)受到稳定性补偿器16的相位补偿的影响，在实际的干扰电压和非干扰电压指令值(V^＊ _d＿dcpl，V^＊ _q＿dcpl)之间产生相位差。因此，在本例中，通过补偿基于电机固有的特性的相位，同时补偿非干扰电压和干扰电压之间产生的相位差，防止电流响应的恶化。

非干扰电压和干扰电压之间产生的相位差由于稳定性补偿器16的相位补偿而发生，稳定性补偿器16通过相位超前量(Δθ)，补偿dq轴电压指令值(V^＊ _d，V^＊ _q)。而且，该dq轴电压指令值(V^＊ _d，V^＊ _q)是基于非干扰电压和包含干扰电压成分的反馈的电压指令值(FB电压指令值)运算的值，相位差在该非干扰电压和电压指令值(FB电压指令值)之间发生。因此，本例通过非干扰相位补偿器17，在与相位超前量(Δθ)相反方向上，以与相位超前量(Δθ)相同大小的补偿量补偿非干扰电压指令值的相位。换言之，非干扰相位补偿器17在与稳定性补偿器16补偿的相位相反方向上补偿非干扰电压指令值的相位，非干扰相位补偿器17的相位补偿的绝对值(标量)设为与基于稳定性补偿器16的相位补偿的绝对值(标量)相同。

进而，换言之，稳定补偿器16使dq轴电压指令值(V^＊ _d，V^＊ _q)的向量旋转相当于相位超前角(Δθ)的补偿量，非干扰相位补偿器使dq轴非干扰电压指令值(V^＊ _d＿dcpl，V^＊ _q＿dcpl)的向量在与稳定补偿器16的旋转相反方向旋转相当于相位超前角(Δθ)的补偿量。

使用图6～图9说明对于本例的电流控制系统中的高旋转时(10000rpm)的阶梯状的扭矩的响应特性。图6是表示d轴电流的响应特性的曲线图，(a)是参考例的电流特性的曲线图，(b)是本发明的电流特性的曲线图，(c)是将(b)的A₁所包围的部分扩大的曲线图。而且，在图6中，i_d ^＊表示d轴电流指令值，i_d表示d轴电流(实际的d轴电流)，i_d＿ref ^＊表示规范响应特性。而且，参考例是在图1的电流控制系统中不执行由非干扰相位补偿器17进行的相位补偿的控制系统的响应特性。

如图6(a)所示，在参考例中，受到基于稳定补偿器16的相位补偿的影响，非干扰电压和干扰电压不匹配，d轴电流(i_d)对于d轴电流指令值为反向响应，进而过冲。因此，在参考例中，对于输入扭矩，d轴电流的响应特性恶化。

另一方面，如图6(b)以及(c)所示，在本例中，由于通过非干扰相位补偿器17补偿由补偿稳定补偿器16造成的相位补偿的影响，所以非干扰电压和干扰电压之间的相位差被消除，d轴电流与规范响应一致。因此，本例可以防止参考例那样的d轴电流的响应特性的恶化。

图7是表示q轴电流的响应特性的曲线图，(a)是参考例的电流特性的曲线图，(b)是本发明的电流特性的曲线图，(c)是将(b)的A₂所包围的部分扩大的曲线图。而且，在图7中，i_q ^＊表示q轴电流指令值，i_q表示q轴电流(实际的q轴电流)，i_q＿ref ^＊表示规范响应特性。而且，参考例是在图1的电流控制系统中，不执行由非干扰相位补偿器17进行的相位补偿的控制系统的响应特性。

如图7(a)所示，在参考例中，受到稳定补偿器16的相位补偿的影响，非干扰电压和干扰电压不匹配，q轴电流(i_q)对于q轴电流指令值过冲，进而成为反向响应。因此，在参考例中，对于输入扭矩，q轴电流的响应特性恶化。

另一方面，如图7(b)以及(c)所示，在本例中，通过非干扰相位补偿器17补偿由补偿稳定补偿器16造成的相位补偿的影响，所以非干扰电压和干扰电压之间的相位差被消除，q轴电流与规范响应一致。因此，本例可以防止参考例那样的q轴电流的响应特性的恶化。

图8是d轴电压的响应特性的曲线图，(a)是参考例的电流特性的曲线图，(b)是本发明的电流特性的曲线图，(c)是将(b)的A₃所包围的部 分扩大的曲线图。而且，在图8中，V^＊ _d＿dcpl表示d轴非干扰电压，V^＊ _{d＿dcpl＿real}表示实际的干扰电压。而且，参考例是在图1的电流控制系统中，不进行由非干扰相位补偿器17进行的相位补偿的控制系统的响应特性。

如图8(a)所示，在参考例中，受到稳定补偿器16的相位补偿的影响，非干扰电压和实际的干扰电压不匹配，d轴非干扰电压和d轴干扰电压之间发生恒定误差。

另一方面，如图8(b)以及(c)所示，在本例，由于通过非干扰相位补偿器17补偿由稳定补偿器16造成的相位补偿的影响，所以非干扰电压和干扰电压之间的相位差被消除，没有d轴非干扰电压和d轴干扰电压之间的误差，d轴干扰电压和d轴非干扰电压一致。

图9是表示q轴电压的响应特性的曲线图，(a)是参考例的电流特性的曲线图，(b)是本发明的电流特性的曲线图，(c)是将(b)的A₄所包围的部分扩大的曲线图。而且，在图9中，V^＊ _q＿dcpl表示q轴非干扰电压，V^＊ _{q＿dcpl＿real}表示实际的干扰电压。而且，参考例是在图1的电流控制系统中，不进行由非干扰相位补偿器17进行的相位补偿的控制系统的响应特性。

如图9(a)所示，在参考例中，受到稳定补偿器16的相位补偿的影响，非干扰电压和实际的干扰电压不匹配，q轴非干扰电压和q轴干扰电压之间发生恒定误差。

另一方面，如图9(b)以及(c)所示，在本例，由于通过非干扰相位补偿器17补偿由稳定补偿器16造成的相位补偿的影响，所以非干扰电压和干扰电压之间的相位差被消除，没有q轴非干扰电压和q轴干扰电压之间的误差，q轴干扰电压和q轴非干扰电压一致。

接着，使用图10，说明本例的逆变器控制装置的反馈控制的控制步骤。图10是表示本例的逆变器控制装置的控制步骤的流程图。

在步骤S1中，由电流传感器7检测的相电流(i_u，i_v)，经由A/D变换器13检测相电流(i_us，i_vs)，并通过脉冲计数器14对从磁极位置检测器9输出的脉冲进行计数来检测检测值(θ)。在步骤S2中，转数运算器11计算电机8的角频率(ω)。在步骤S3中，在坐标变换器10中将相电流(i_us，i_vs)坐标变换为dq轴电流(i_d，i_q)。

在步骤S4中，参照电流电压映射图1中存储的映射图，计算与从外部输入的扭矩指令值(T^＊)、角频率(ω)以及电压(V^＊ _dc)对应的dq轴电流指令值(i^＊ _d，i^＊ _q)以及dq轴非干扰电压指令值(V^＊ _d＿dcpl，V^＊ _q＿dcpl)。

在步骤S5中，稳定性补偿器16进行相位补偿时间(t_pm)和角频率(ω)的乘法运算，运算相位超前量(Δθ)。在步骤S6中，非干扰相位补偿器17运算相位超前角(－Δθ)。

在步骤S7中，非干扰相位补偿器17将dq轴非干扰电压指令值(V^＊ _d＿dcpl，V^＊ _q＿dcpl)通过旋转坐标变换，使相位延迟相当于相位超前量(Δθ)的部分(使相位超前相当于相位超前量(－Δθ)的部分)，进行补偿dq轴非干扰电压指令值的相位的运算。

在步骤S8中，电流控制器2将步骤S7的补偿后的dq轴非干扰电压指令值(V^＊ _d＿dcpl＿c，V^＊ _q＿dcpl＿c)通过LPF12而运算电压指令值(V^＊ _{d＿dcpl＿flt}，V^＊ _{q＿dcpl＿flt})，由dq轴电流指令值(i^＊ _d，i^＊ _q)和dq轴电流(i_d，i_q)的偏差进行PI控制运算，从而运算dq轴追随电压指令值(V^＊ _d＿FB，V^＊ _q＿FB)。然后，电流控制器2将电压指令值(V^＊ _{d＿dcpl＿flt}，V^＊ _{q＿dcpl＿flt})和dq轴追随电压指令值(V^＊ _d＿FB，V^＊ _q＿FB)相加，计算dq轴电压指令值(V^＊ _d，V^＊ _q)。

在步骤S9中，稳定性补偿器16将dq轴电压指令值(V^＊ _d，V^＊ _q)通过旋转坐标变换，使相位超前相当于相位超前量(Δθ)的部分，从而进行用于补偿相位余量的运算。

在步骤S10中，将步骤S9的运算结果的补偿后的dq轴电压指令值(V^＊ _d＿c，V^＊ _q＿c)通过从无效时间补偿器15输出的相位量(θ’)进行坐标变换，计算电压指令值(V^＊ _u，V^＊ _v，V^＊ _w)。然后，在步骤S11中，PWM变换器4将电压指令值(V^＊ _u，V^＊ _v，V^＊ _w)PWM变换为驱动信号(D^＊ _uu，D^＊ _ul，D^＊ _vu，D^＊ _vl，D^＊ _wu，D^＊ _wl)，在步骤S12中，根据该驱动信号对逆变器6进行开关控制，驱动电机8，从而结束本例的控制。

如上所述，本例中，根据为了获得稳定的规定的相位余量而设定的相位补偿时间(t_pm)以及角频率(ω)计算相位超前量(Δθ)，根据该相位超前量(Δθ)补偿指令值，以超前基于电机8的固有的特性的相位，在与通过该相位超前量(Δθ)补偿的该相位相反方向上，以与该相位超前量(Δθ)相同的补偿量补偿dq轴非干扰电压指令值的相位。因此，可以抑制电机8的固有的特性造成的相位余量的降低，所以可以实现稳定的控制系统的逆变器控制装置。而且，本例中，可以降低低频区域中的相位延迟并且确保相位余量，抑制高频区域中的增益降低，所以可以省略相位余量或者增益余量的再调整。而且，本例中，因为消除了由于电机8的固有的特性而降低的相位余量的补偿所产生的、干扰电压和非干扰电压之间的相位差，所以可以提高电流的响应性。

而且，本例中，通过非干扰相位补偿器17的相位补偿，补偿由于电流传感器7的电流检测的无效时间产生的相位差。因此，本例补偿相当于电流检测的无效时间产生的相位差的补偿量，所以在发生了电流检测的无效时间的情况下，可以补偿受到稳定性补偿器16的相位补偿的影响的、干扰电压和非干扰电压之间的相位差。

而且，在本例中通过将相位补偿时间(t_pm)和角频率(ω)相乘来计算相位超前量(Δθ)。因此，在将相位补偿时间(t_pm)设定为固定值后，即使角频率根据电机8的状态产生变化，也可以抑制相位余量的变动，所以可以实现稳定的控制系统。

而且，在本例中，在稳定性补偿器16中存储将角频率(ω)、扭矩指令值(T^＊)、电机8的温度、或者对逆变器6的输入电压(V_dc)与相位补偿时间(t_pm)相对应的表。除了角频率(ω)以外，相位余量还根据受到电机8的电流或磁通的大小的影响的电机8的电感或者绕线电阻而变化。而且，本例的逆变器控制装置中的最大效率电流条件，即使在同扭矩下，也由于电池5的电压而变化。因此，如本例那样，通过根据作为动作点的角频率(ω)、扭矩指令值(T^＊)、电机8的温度、或者对逆变器6的输入电压(V_dc)设定相位补偿时间(t_pm)，即使控制系统的特性产生变化，也可以使控制系统稳定。

而且，在本例中，在稳定性补偿器16中存储的表，不一定需要是将角频率(ω)、扭矩指令值(T^＊)、电机8的温度、以及对逆变器6的输入电压(V_dc)与相位补偿时间(t_pm)相对应的表，只要至少将角频率(ω)、扭矩指令值(T^＊)、电机8的温度、或者对逆变器6的输入电压(V_dc)中的一个值与相位补偿时间(t_pm)相对应即可。而且，在稳定性补偿器16中存储的表也可以将电机8的电流与相位补偿时间(t_pm)相对应。

而且，在本例中，如图11所示，在构成电流控制器2的电流控制单元21以及非干扰控制单元22之间设置稳定性补偿器16，根据相位超前量(Δθ) 进行相位补偿，使得dq轴电压指令值超前。图11是本例的逆变器控制装置的变形例，是电流控制器2以及稳定性补偿器16的方框图。电流控制单元21分别进行由PI控制器19进行的反馈控制，使dq轴电流(i_d，i_q)追随dq轴电流指令值(i^＊ _di^＊ _q)，输出到稳定性补偿器16，并且将通过稳定性补偿器16补偿后的指令值输出到非干扰控制单元22，将电压指令值(V^＊ _{d＿dcpl＿flt}，V ^＊ _{q＿dcpl＿flt})以及该补偿后的指令值作为输入，进行控制运算，将dq轴电压指令值(V^＊ _d，V^＊ _q)输出到坐标变换器3。

因此，本发明的变形例中，运算使dq轴电流追随dq轴电流指令值的dq轴追随指令值，根据由稳定性补偿器16补偿的dq轴追随电压指令值、和由非干扰相位补偿器补偿的补偿后的dq轴非干扰电压指令值，运算dq电压指令值。由此，在本例中，消除由于电机8的固有的特性而降低的相位余量的补偿所产生的、干扰电压和非干扰电压之间的相位差，所以可以提高电流的响应性。

而且，作为本例的变形例，也可以将稳定性补偿器16的旋转坐标变换(相当于相位超前量(Δθ)的补偿)、和坐标变换器3的旋转坐标变换进行合成，在坐标变换器3中，以θ”(θ’+Δθ)进行2相3相变换处理。因此，该变形例可以保持本例的响应性。

而且，在本例中，通过稳定性补偿器16，以相位超前量(Δθ)补偿了dq轴电压指令值(V^＊ _d，V^＊ _q)的相位，但是也可以将稳定性补偿器16设置在电流控制器2和坐标变换器10之间，补偿电流传感器7的检测值。

上述电流控制器2相当于本发明的“指令值计算单元”，稳定性补偿器16相当于“相位补偿单元”，PWM变换器4相当于“逆变器控制单元”，磁极位置检测器9、脉冲计数器14以及转数运算器11相当于“电机转速检测单元”，电流电压映射图1相当于“dq轴非干扰电压指令值运算单元”，非干扰相位补偿器17以及非干扰电压控制器18相当于“反向相位补偿单元”，电流传感器7相当于“电流检测单元”。

《第2实施方式》

图12是表示发明的另一个实施方式的逆变器控制装置的方框图。在本例中，相对于上述的第1实施方式，有从非干扰电压控制单元18省略了非干扰相位补偿器17这一点。除此之外的结构与上述的第1实施方式相同，所以适当沿用其记载。

如图12所示，非干扰电压控制单元18具有电流电压映射图1和LPF12。在电流电压映射图1中，与第1实施方式一样，存储用于以扭矩指令值(T^＊)、角频率(ω)、电压(V_dc)作为指标，输出dq轴电流指令值(i^＊ _d，i^＊ _q)以及dq轴非干扰电压指令值(V^＊ _d＿dcpl，V^＊ _q＿dcpl)的映射图，但是运算dq轴非干扰电压时的映射图构成为，运算进行了基于相位超前角(－Δθ)的旋转坐标变换处理的值。

换言之，在电流电压映射图1的映射图值中，包含第1实施方式的非干扰相位补偿器的补偿运算。因此，电流电压映射图1中，通过参照该映射图，运算与输入的扭矩指令值(T^＊)、角频率(ω)以及电压(V^＊ _dc)对应的dq轴电流指令值(i^＊ _d，i^＊ _q)，进而，运算基于相位超前角(Δθ)的逆旋转坐标变换的、补偿后的dq轴非干扰电压指令值(V^＊ _d＿dcpl＿c，V^＊ _q＿dcpl＿c)。

接着，使用图13，说明本例的逆变器控制装置的反馈控制的控制步骤。图13是表示本例的逆变器控制装置的控制步骤的流程图。而且，步骤S21～S23以及步骤S26～S30的控制处理与图10的步骤S1～S3以及步骤S8～12的控制处理相同，所以省略说明。

在步骤S23的控制处理后，在步骤S24中，非干扰电压控制单元18参照电流电压映射图中存储的映射图，计算与从外部输入的扭矩指令值(T^＊)、角频率(ω)以及电压(V^＊ _dc)对应的dq轴电流指令值(i^＊ _d，i^＊ _q)以及补偿后dq轴非干扰电压指令值(V^＊ _d＿dcpl＿c，V^＊ _q＿dcpl＿c)。在步骤S25中，稳定性补偿器16将相位补偿时间(t_pm)和角频率(ω)相乘，运算相位超前量(Δθ)。

在步骤S26中，电流控制器2使步骤S24的补偿后的dq轴非干扰电压指令值(V^＊ _d＿dcpl＿c，V^＊ _q＿dcpl＿c)通过LPF12而运算电压指令值(V^＊ _{d＿dcpl＿flt}，V^＊ _{q＿dcpl＿flt})，由dq轴电流指令值(i^＊ _d，i^＊ _q)和dq轴电流(i_d，i_q)的偏差进行PI控制运算，从而运算dq轴追随电压指令值(V^＊ _d＿FB，V^＊ _q＿FB)。然后，电流控制器2将电压指令值(V^＊ _{d＿dcpl＿flt}，V^＊ _{q＿dcpl＿flt})和dq轴追随电压指令值(V^＊ _d＿FB，V^＊ _q＿FB)相加，计算dq轴电压指令值(V^＊ _d，V^＊ _q)。

如上所述，本例通过基于映射图的运算，在与使用了相位超前量(Δθ)的稳定性补偿器16的相位相反方向上，以与该相位超前量(Δθ)相同的补偿量，补偿干扰电压和非干扰电压指令值的相位。因此，本例因为消除了由于电机8的固有的特性而降低的相位余量的补偿所产生的、干扰电压和非干扰电压之间的相位差，所以可以提高电流的响应性。

上述电流电压映射图1相当于本发明的“反向相位补偿单元”。

《第3实施方式》

图14是表示发明的另一个实施方式的逆变器控制装置的方框图。在本例中，相对上述的第1实施方式，在设置非干扰电压指令运算器31这一点上有所不同。除此之外的结构与上述的第1实施方式一样，所以适当沿用第1实施方式以及第2的实施方式的记载。

如图14所示，非干扰电压控制单元18具有：电流电压映射图1、LPF12和非干扰电压指令运算部31。非干扰电压指令运算器31根据输入的dq轴电流(i_d，i_q)以及各频率(ω)，使用下述的式4，运算dq轴非干扰电压指令值(V^＊ _d＿dcpl，V^＊ _q＿dcpl)，输出到非干扰电压补偿器17。

$v_{d\_\mathrm{dcpl}}^{*}=-\mathrm{\ω}{L}_q{i}_q---\left(4\right)$

$v_{q\_\mathrm{dcpl}}^{*}=\mathrm{\ω}{L}_d{i}_d+\mathrm{\ω}{\mathrm{\Φ}}_a$

其中，Φ_a表示电机8的磁铁磁通的强度，L_d、L_q分别表示dq轴的电感。

接着，使用图15，说明本例的逆变器控制装置的反馈控制的控制步骤。图15是表示本例的逆变器控制装置的控制步骤的流程图。而且，步骤S31～S33以及步骤S36～S43的控制处理与图10的步骤S1～S3以及步骤S5～12的控制处理相同，所以省略说明。

在步骤S33的控制处理后，在步骤S34中，参照电流电压映射图1中存储的映射图，计算与从外部输入的扭矩指令值(T^＊)、角频率(ω)以及电压(V^＊ _dc)对应的dq轴电流指令值(i^＊ _d，i^＊ _q)。

在步骤S35中，非干扰电压指令运算器31根据dq轴电流(i_d，i_q)以及各频率(ω)，使用上述的式4，运算dq轴非干扰电压指令值(V^＊ _d＿dcpl，V^＊ _q＿dcpl)，输出到非干扰电压补偿器17。

因此，本例通过基于非干扰电压指令运算部31的运算，在与使用了相位超前量(Δθ)的稳定性补偿器16的相位相反方向上，以与该相位超前量(Δθ)相同的补偿量，补偿干扰电压和非干扰电压指令值的相位。因此，本例因为消除了由于电机8的固有的特性而降低的相位余量的补偿所产生的、干扰电压和非干扰电压之间的相位差，所以可以提高电流的响应性。

标号说明

1…电流电压映射图

2…电流控制器

21…电流控制单元

22…非干扰控制单元

3…坐标变换器

4…PWM变换器

5…电池

6…逆变器

7…电流传感器

8…电机

9…磁极位置检测器

10…坐标变换器

11…转数运算器

13…A/D变换器

14…脉冲计数器

15…无效时间补偿器

16…稳定性补偿器

17…非干扰相位补偿器

18…非干扰电压控制单元

19…PI控制器

31…非干扰电压指令运算器

Claims (6)

1.一种逆变器控制装置，其特征在于，

该逆变器控制装置包括：

逆变器，将从直流电源输入的直流电力变换为交流电力，提供给电机；

指令值计算单元，根据交流电流的检测值计算从所述逆变器输出的交流电压的指令值；

相位补偿单元，补偿所述指令值或者所述检测值的相位；

逆变器控制单元，根据由所述相位补偿单元补偿的指令值控制所述逆变器；

电机转速检测单元，检测所述电机的转速；

dq轴非干扰电压指令值运算单元，运算将dq轴间相互干扰的干扰电压抵消的dq轴非干扰电压指令值，将其输出到所述指令值计算单元；以及

反向相位补偿单元，根据由所述相位补偿单元补偿的相位的补偿量，补偿相位，

所述相位补偿单元

根据为了获得规定的相位余量而设定的相位补偿时间以及所述转速计算相位超前量，以所述相位超前量，补偿基于所述电机的固有的特性的相位，

所述反向相位补偿单元

在与由所述相位补偿单元补偿的相位相反方向上，以与所述相位超前量相同的补偿量，补偿所述dq轴非干扰电压指令值的相位。

2.如权利要求1所述的逆变器控制装置，其特征在于，

所述逆变器控制装置还包括：

电流检测单元，检测所述电机的相电流，

所述反向相位补偿单元的所述补偿量，至少相当于由所述电流检测单元的电流检测的无效时间产生的相位差。

3.如权利要求1或2所述的逆变器控制装置，其特征在于，

所述逆变器控制装置还包括：

dq轴电流指令值运算单元，根据所述电机的扭矩指令值以及所述转速，运算作为所述交流电流的指令值的dq轴电流指令值，

所述相位补偿单元补偿dq轴追随电压指令值，

所述指令值计算单元运算使作为所述交流电流的检测值的dq轴电流追随所述dq轴电流指令值的所述dq轴追随电压指令值，并且根据由所述相位补偿单元补偿的所述dq轴追随电压指令值以及由所述反向相位补偿单元补偿的所述dq轴非干扰电压指令值，运算所述交流电压的指令值。

4.如权利要求1或2所述的逆变器控制装置，其特征在于，

所述相位补偿单元通过将所述相位补偿时间和所述转速相乘，计算所述相位超前量。

5.如权利要求1或2所述的逆变器控制装置，其特征在于，

所述相位补偿单元存储映射图，所述映射图将所述转速、所述电机的电流、从外部输入的扭矩指令值、所述电机的温度或者至所述逆变器的输入电压中的至少一个值，与所述相位补偿时间相对应。

6.一种逆变器控制方法，其特征在于，

所述逆变器控制方法包括：

通过逆变器将从直流电源输入的直流电力变换为交流电力，并提供给电机的步骤；

检测从所述逆变器输出的交流电流的检测步骤；

根据由所述检测步骤所检测的检测值，计算从所述逆变器输出的交流电压的指令值的指令值运算步骤；

补偿所述指令值或者所述检测值的相位的相位补偿步骤；

根据由所述相位补偿步骤补偿的指令值控制所述逆变器的逆变器控制步骤；

检测所述电机的转速的转速检测步骤；

运算将dq轴间相互干扰的干扰电压抵消的dq轴非干扰电压指令值的dq轴非干扰电压指令值运算步骤；以及

根据由所述相位补偿步骤补偿的相位的补偿量，补偿相位的反向相位补偿步骤，

所述指令值运算步骤包括：根据所述dq轴非干扰电压指令值，运算所述交流电压的所述指令值的步骤，

所述相位补偿步骤包括：根据为了获得规定的相位余量而设定的相位补偿时间以及所述转速计算相位超前量，以所述相位超前量，补偿基于所述电机的固有的特性的相位的步骤，

所述反向相位补偿步骤包括：在与通过所述相位补偿步骤补偿的相位相反方向上，以与所述相位超前量相同的补偿量，补偿所述dq轴非干扰电压指令值的相位的步骤。