WO2007007387A1 - 界磁巻線型同期モータの制御装置，電動駆動システム，電動４輪駆動車およびハイブリッド自動車 - Google Patents

界磁巻線型同期モータの制御装置，電動駆動システム，電動４輪駆動車およびハイブリッド自動車 Download PDF

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Satoru Kaneko
Kenta Katsuhama
Shigeru Akaishi
Kazuya Motegi
Tatsuyuki Yamamoto
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Hitachi, Ltd.
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Definitions

  • the present invention relates to a control device, an electric drive system, and a control device that controls a field wire type synchronous motor that generates a magnetic flux by causing a current to flow through the field wire and generates torque based on the magnetic flux. It relates to electric four-wheel drive vehicles and hybrid vehicles.
  • Electric vehicles are environment-friendly vehicles such as hybrid vehicles.
  • electric four-wheel drive vehicles in which the front wheels are driven directly by the engine and the rear wheels are driven by a motor, are beginning to spread.
  • the driving motors of these electric vehicles are small and highly efficient.
  • Synchronous motors are mainly used.
  • a permanent magnet motor with a permanent magnet embedded in the rotor a surface permanent magnet motor with a permanent magnet attached around the rotor, and a field wire on the rotor side.
  • a field-coil synchronous motor that generates a magnetic flux by passing a current through a wire.
  • the permanent magnet motor includes a permanent magnet in the rotor, and the field-coiled motor generates a magnetic flux by passing a current through the field wire.
  • the motor generates torque by passing a current through the stator winding on the stator side so as to be orthogonal to the magnetic flux on the rotor side.
  • a measure for suppressing an increase in the induced voltage is a force "field weakening control".
  • d-axis negative current is applied to cancel the magnetic flux generated by the rotor in the stator flux current in the rotor flux direction (generally d-axis direction).
  • Weak field control is achieved by passing a current in the direction.
  • the magnetic field linear synchronous motor can reduce the magnetic flux by directly reducing the field current.
  • Patent Document 1 Patent No. 3331734
  • a pulse of the d-axis current is applied to the field wire.
  • Dynamic effects may appear. That is, normally, a field current If is caused to flow through the field winding to generate a magnetic flux ⁇ . At this time, the required field voltage Vf is applied between the terminals of the field conductor.
  • This field current is usually a direct current, and tries to generate a constant magnetic flux ⁇ .
  • the d-axis current Id is applied to weaken the magnetic flux ⁇
  • the d-axis current can also be regarded as a direct current in the direction of the magnetic flux. The shoreline does not interfere.
  • An object of the present invention is to reduce a field pulsation without changing a magnetic flux acting on the torque even if a pulsation occurs in the d-axis current, and to generate a stable torque. It is intended to provide motor control devices, electric drive systems, electric four-wheel drive vehicles, and hybrid vehicles.
  • the present invention provides a field magnet wire type motor force having a field magnet wire in a rotor, and has a control means for controlling so as to generate a desired torque.
  • a winding synchronous motor control device wherein the control means controls an applied voltage of the field winding so as to suppress pulsation of a field current flowing in the field winding of the field winding motor. It is what you do.
  • the control means separates a current flowing in a stator winding of the field winding type motor into a magnetic flux direction of the motor and a direction orthogonal to the motor flux direction.
  • An induced voltage induced in the field winding is calculated based on a current component flowing in the direction of the magnetic flux of the data, and the field voltage of the field winding is compensated based on the induced voltage. It is what was made.
  • control means generates an induced voltage of the field winding based on a time change amount of a stator winding current flowing in a magnetic flux direction of the motor. It is designed to calculate.
  • the time change amount of the current flowing in the magnetic flux direction of the motor calculated by the control means is a time change at a predetermined multiple of the control period of the control means. Amount.
  • the amount of time change of the current flowing in the magnetic flux direction of the motor calculated by the control means is the stator winding current flowing in the magnetic flux direction of the motor.
  • a low-pass filter process is performed, and the time variation is calculated based on the current value subjected to the low-pass filter process.
  • the present invention includes a field wire motor having a field wire in a rotor, an inverter for supplying AC power to the field wire motor, The field winding motor force A voltage command is applied to the inverter to generate a desired torque. And an electric drive system having the control means, wherein the control means is configured to mark the field wire so as to suppress pulsation of a field current flowing in the field wire of the field wire type motor. The applied voltage is controlled.
  • the present invention generates electric power by being driven by an internal combustion engine that drives the first wheel, and also generates electric power by being supplied with electric power. And a motor driven by the electric power generated by the motor generator to drive the second wheel, and supply a field-coil-type motor having a field-coil wire in the rotor and AC power to the field-coil-type motor. And an electric four-wheel drive vehicle having a control means for applying a voltage command to the inverter so as to generate a desired torque, such as the field linear motor. The applied voltage of the field wire is controlled so as to suppress the pulsation of the field current flowing in the field wire of the magnetic field motor.
  • the present invention drives a wheel and has a field-coiled motor having a field-coiled wire in a rotor, and AC power applied to the field-coiled motor.
  • a hybrid vehicle comprising: an inverter to be supplied; and a control means for applying a voltage command to the inverter so as to generate a desired torque from the field wire linear motor car, wherein the control means includes the control means
  • the applied voltage of the field wire is controlled so as to suppress the pulsation of the field current flowing in the field wire of the field wire type motor.
  • FIG. 1 shows an electric motor equipped with a control device for a field winding type synchronous motor according to an embodiment of the present invention. It is a block diagram which shows the structure of a four-wheel drive vehicle.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a field winding type synchronous motor control device according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a non-interference compensation amount calculation unit used in the control device for the field wire synchronous motor according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is an explanatory diagram of an interference principle in a field winding type synchronous motor according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a flowchart showing the contents of non-interference compensation in the field-coil synchronous motor according to one embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating the principle of non-interference compensation in a field-coil synchronous motor according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a hybrid vehicle equipped with a field winding type synchronous motor control device according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an electric four-wheel drive vehicle equipped with a field winding type synchronous motor control device according to an embodiment of the present invention.
  • the front wheel FW is driven by the engine 10, and the rear wheel RW is driven by the field winding type synchronous motor 20.
  • the rotational speed of the engine 10 is controlled by an engine control unit (ECU) 30.
  • a dedicated generator 12 for generating high-voltage DC power is driven by the engine 10.
  • the DC power output from the generator 12 is converted into AC power by the inverter 14 and supplied to the motor 20.
  • the motor control unit (MCU) 100 controls the inverter 14 based on the motor torque command value Tr * given from the engine control unit 30 to control the current supplied to the stator winding of the motor 20, and By controlling the current that flows through the field wire of the motor 20, control is performed so that a predetermined torque is obtained from the motor 20.
  • the output of the engine 10 is transmitted to the front wheels FW via the transmission 16.
  • the output of the motor 20 is distributed to the left and right by the differential 18 and transmitted to the rear wheel RW.
  • a clutch (not shown) that opens and closes the power transmission path is provided between the motor 20 and the differential 18.
  • the front wheels may be driven by a motor and the rear wheels may be driven by an engine.
  • the performance required for a rear wheel drive motor as an electric four-wheel drive vehicle is that the operating point is wide. For example, when starting in deep snow, it is important to be able to start with only the rear wheels even when the front wheels completely lose grip. It will be necessary.
  • the motor needs to be rotated at a very high speed. In this way, when trying to achieve both low-speed large torque and high-speed rotation range, permanent magnet synchronous motors suffer from permanent magnet magnetic flux required for generating high-speed low-speed torque, and induced voltage is high in high rotation range. It may become too much to drive to the required high speed range.
  • field-coiled synchronous motors are effective as motors for electric four-wheel drive systems with a wide operating point.
  • a field linear synchronous motor it becomes possible to reduce the magnetic flux by suppressing the field current in the high rotation range, and as a result, the induced voltage can be suppressed to a low level and the motor can be driven to the high rotation range.
  • the output voltage of the generator that is the power generation source of the rear wheel drive motor is limited by the engine speed. For example, when starting a vehicle, it is necessary to have enough torque to start even when the engine speed cannot be increased sufficiently. At this time, the motor outputs a large torque at a low voltage.
  • the motor control unit 100 that controls the motor torque controls the field current If, Id for performing field weakening control, and Iq for controlling torque.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the control device for the field winding type synchronous motor according to the embodiment of the present invention.
  • the same reference numerals as those in FIG. 1 denote the same parts.
  • the motor control unit 100 shown in FIG. 2 performs feedback control on the d-axis current Id, the q-axis current Iq, and the field current If of the motor 20.
  • the torque command Tr * input to the motor control unit 100 is given from the engine control unit 30.
  • Torque command Tr * is output by engine control unit 30 in accordance with the state of the vehicle.
  • the operation mode MODE
  • the torque command Tr * is set to ONm, for example.
  • the operation mode is set to the 4WD standby mode, and the torque command Tr * is set to the first predetermined value.
  • the accelerator pedal is depressed, the operation mode is set to the 4WD mode, and the torque command Tr * is gradually increased to a second predetermined value (second predetermined value> first predetermined value).
  • second predetermined value second predetermined value> first predetermined value.
  • the torque command Tr * is output according to the difference between the front and rear wheels.
  • the motor control unit 100 includes a current command determination unit 110, a d-qZ three-phase conversion unit 120, a PWM conversion unit 130, a motor current detection unit 140, a three-phase Zd-q conversion unit 150, and a magnetic pole position.
  • the current command determination unit 110 of the motor control unit 100 uses the torque command Tr * input from the engine control unit 30 and the motor rotation speed com detected by the magnetic pole position / rotation speed detection unit 160. Determine command value Id * for d-axis current Id, command value Iq * for q-axis current Iq, and command value If * for field current If.
  • Current command determination methods include a calculation method based on the motor torque equation, or a table of data stored in advance in the ROM area of the controller, and each current command using Tr * and ⁇ m as arguments. A method of searching for a value can be used.
  • the rotor speed com of the motor is calculated by the magnetic pole position rotation speed detector 160 based on the position signal PLS from the position sensor 24 attached to the rotation shaft of the motor 20.
  • the d-axis current Id and q-axis current Iqlq cannot be directly detected by the motor current force.
  • the three-phase current of the motor 20 is detected by the current sensor CS.
  • the physical values of three-phase AC current are Iu, Iv, and Iw.
  • the three-phase Zd-q converter 150 is based on the physical values Iu, Iv, Iw of the three-phase AC current and the rotor magnetic pole position ⁇ of the motor 20 obtained by the magnetic pole position rotational speed detector 160.
  • the subtractor DF1 calculates the difference between the d-axis current Id command value Id * and the calculated d-axis current detection value Id ".
  • the subtractor DF2 calculates the q-axis current Iq command value Iq. Calculate the difference between * and the calculated q-axis current detection value Iq ".
  • the controller CNT1 calculates the d ⁇ q coordinate voltage command Vd * from the output of the subtractor DF1.
  • the controller CNT2 determines the d-q coordinate from the output of the subtractor DF2. Calculate the voltage command Vq *.
  • the voltage commands Vd * and Vq * are converted to AC voltage signals Vu *, Vv *, and Vw * by the d-qZ three-phase converter 120 because they are applied to the three-phase AC motor 20.
  • the PWM converter 130 obtains PWM signals Pu, Pv, and Pw that are pulse width modulated and drive the switching elements of the inverter 14. Based on the PWM signals Pu, Pv, and Pw, a voltage is also applied to the three-phase stator winding 22a of the motor 20 for the PWM inverter 14 force. Note that the force shown in Fig. 2 is a simplified illustration of three PWM signals. Actually, the six switching elements of the PWM inverter are turned ONZFF, so six signals are output.
  • the d-axis current Id and the q-axis current Iq each constitute a feedback control system. Further, the Id—If non-interference compensation amount calculation unit 180 compensates for the interference of the induced voltage generated between the d-axis and the q-axis, and the force used for non-interference control between the d-q axis. This will be described later with reference to FIG.
  • the motor 20 used in the present embodiment is a field winding type synchronous motor, and a field current If flows through the field winding wire 22f in order to generate the magnetic flux of the rotor.
  • the field current command value If * is determined by the current command determination unit 110.
  • the subtractor DF3 calculates the difference between the field current command value If * and the field current detection value ⁇ detected by the current sensor 26.
  • the controller CNT3 calculates the field voltage command Vf * based on the output of the subtractor DF3.
  • Duty converter 170 duty-converts field voltage command Vf * so that a voltage corresponding to field voltage command Vf * is applied to field winding wire 22f, and drives switching element SW1.
  • the above is an example of the control method of the field winding type synchronous motor.
  • the d-axis current Id, the q-axis current Iq, and the field current If are controlled by providing feedback loops, respectively.
  • each current can be made to follow the command value at a predetermined response speed.
  • a non-interference component generally occurs between d-q axes.
  • the non-interference component is the q-axis induced voltage component eq shown in the following equation (1) acting on the d-axis voltage, and the d-axis induced voltage component ed shown in equation (2) acting on the q-axis voltage.
  • ⁇ is the motor angular velocity [radZs]
  • Ld is the d-axis inductance [H]
  • Lq is the q-axis inductance [ ⁇ ]
  • ⁇ is the field main magnetic flux [Wb].
  • non-interference compensation amount calculation unit 180 is used for non-interference control between the d and q axes in order to compensate for interference of the induced voltage generated between the d and q axes.
  • the non-interference compensation amount calculation unit 180 estimates and calculates the equivalents of the induced voltages on the d-axis and q-axis, respectively, and compensates the d-q-axis voltage commands Vd * and Vq *, which are outputs of the current control.
  • FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of the non-interference compensation amount calculation unit 180 used in the controller for the field winding type synchronous motor according to the embodiment of the present invention.
  • the same reference numerals as those in FIG. 1 denote the same parts.
  • FIG. 4 is an explanatory diagram of the interference principle in the field-coil synchronous motor according to one embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a flowchart showing the contents of non-interference compensation in the field wire synchronous motor according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining the principle of non-interference compensation in the field-coil synchronous motor according to one embodiment of the present invention.
  • the field main magnetic flux ⁇ generated by passing a current through the field wire and the magnetic flux in the weakening direction generated by the d-axis current interfere with each other. To do.
  • This interference principle will be described with reference to FIG.
  • a field current If is passed through the field winding 22f to generate a magnetic flux ⁇ .
  • a required field voltage Vf is applied between the terminals of the field winding wire 22f.
  • This field current If is a direct current and tries to generate a magnetic flux ⁇ constant.
  • the d-axis current when a d-axis current is applied to weaken the magnetic flux ⁇ , the d-axis current can be regarded as a direct current in the direction of the magnetic flux, so basically the field wire 22f and the stator coil
  • the d-axis shoreline 22ad of the line does not interfere.
  • the d-axis current Id which tries to weaken the magnetic flux ⁇ while the squeezing force, is d-axis current if it is caused by disturbances such as q-axis current pulsation or motor speed fluctuation as described above. Magnetic flux changes due to the pulsation of the current Id.
  • an induced voltage ef is generated in the field winding 22f.
  • the field current If is the potential difference between the field voltage Vf and the induced voltage ef.
  • the fluctuation of the field current If can cause the magnetic flux ⁇ to pulsate, resulting in torque pulsation.
  • FIG. 6 (A) shows a state in which pulsation has occurred in the d-axis current Id as indicated by the solid line in a state where the d-axis current Idl as originally indicated by the broken line flows. Due to the pulsation of the d-axis current Id, as shown in FIG. 6 (B), the pulsation is generated in the field current If as shown by the solid line with respect to the original field current If1 shown by the broken line.
  • non-interference compensation amount calculation unit 180 includes an Id change amount calculation unit 182 that calculates a time change amount didZdt of the d-axis current Id. That is, at step slO in FIG. 5, the Id change amount calculation unit 182 stores the previous d-axis current value Id (n ⁇ l). Next, in step s20, the Id variation calculation unit 182 stores the current d-axis current value Id (n). In step s20, the Id change amount calculation unit 182 calculates a change ⁇ Id of the d-axis current Id by taking the difference between the value of step slO and the value of step s20.
  • step s40 of FIG. 6 the Vf compensation calculation unit 184 in FIG. 3 adds the time change amount didZdt of the d-axis current Id obtained by the Id change amount calculation unit 182 to the d-axis By multiplying by inductance Ld, the change d ⁇ dZdt corresponding to the induced voltage is calculated.
  • the Id change amount calculation unit 182 calculates the time change amount of Id, and the Vf compensation calculation unit 184 multiplies the d-axis inductance Ld equivalent to obtain a change equivalent to the induced voltage. ing.
  • the Vf compensation calculation unit 184 multiplies the d-axis current change amount didZdt by the d-axis inductance Ld equivalent, so that it depends on the d-axis current pulsation with respect to the field winding voltage command.
  • the induced voltage d dZdt can be used.
  • the adjustment gain multiplier 186 in FIG. 3 further multiplies the adjustment gain K in step s50 in FIG. Calculated.
  • the adjustment gain K for example, a numerical value of about 0.8 to 0.9 is selected.
  • the induced voltage component of the field wire generated by the pulsation of the d-axis current is obtained by calculating the time variation of the d-axis current, and compensated for the field wire voltage command. By doing so, it is possible to suppress pulsation of the field winding current and torque pulsation.
  • the time interval (dt) for obtaining the time variation didZdt of the d-axis is determined by the sampling of the controller, the frequency of the noise included in the detected d-axis current, its amplitude, and the like.
  • the calculation load can be reduced by setting the amount of current change in a time length that is an integral multiple of sampling. If the detected d-axis current contains noise and it is difficult to calculate the correct amount of time change, pass the d-axis current detection value through the low-pass filter 190 as shown by the broken line in Fig. 2. By removing the included noise components, it is easier to detect the actual d-axis current change.
  • FIG. 7 is a block diagram showing the configuration of a hybrid vehicle that is equipped with a field winding type synchronous motor control device according to an embodiment of the present invention.
  • the same reference numerals as those in FIG. 1 denote the same parts.
  • the front wheel FW is driven by the engine 10 and the motor generator 20A. Moved. Outputs of the engine 10 and the motor generator 20A are transmitted to the front wheel FW via the transmission 16.
  • motor generator 20A has the same configuration as the field-coil-type synchronous motor in FIG. 1, is driven by engine 10 and stores generated power in battery 40.
  • Motor generator 20A is driven by the electric power of battery 40 to drive engine 10 and restart the engine after the idle stop.
  • the motor generator 20A is driven by the electric power of the battery 40 and drives the front wheels FW.
  • the AC power output from motor generator 20A is converted to DC power by inverter 14 and stored in battery 40. Further, the DC power of the battery 40 is converted into AC power by the inverter 14 and supplied to the motor generator 20A.
  • the rotational speed of the engine 10 is controlled by an engine control unit (ECU) 30.
  • the motor control unit (MCU) 100 controls the inverter 14 based on the motor torque command value Tr * given from the engine control unit 30 to control the current supplied to the stator winding of the motor generator 20A. Then, by controlling the current flowing through the field wire of the motor generator 20A, control is performed so that a predetermined torque is obtained from the motor generator 20A.
  • the configuration of the motor control rule unit 100 is the same as that shown in FIG.
  • the motor control unit 100 has the non-interference compensation amount calculation unit 180, and suppresses the torque pulsation of the motor generator 20A by applying the Id—If non-interference control of the present invention. It becomes possible.
  • the time change amount of the d-axis current is calculated, and the induced voltage generated in the field winding is compensated based on the time change amount. Since it operates, torque pulsation can be suppressed.

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Abstract

　ｄ軸電流に脈動が生じても、トルクに作用する磁束を変動させることなく、トルク脈動を低減して、安定にトルクを出すことができる界磁巻線型同期モータの制御装置，電動駆動システム，電動４輪駆動車およびハイブリッド自動車を提供することにある。 　モータコントルールユニット(100)は、界磁巻線(22f)を回転子に有する界磁巻線型モータ(20)から所望のトルクを発生するように制御する。モータコントルールユニット(100)は、界磁巻線型モータ(20)の固定子巻線(22a)に流れる電流の内、ｄ軸方向に流れる電流Ｉｄに基づいて、界磁巻線(22f)に誘起される誘起電圧Ｖf2を演算し、この誘起電圧Ｖｆ２に基づいて前記界磁巻線の界磁電圧Ｖｆを補償することで、界磁巻線型モータ(20)の界磁巻線に流れる界磁電流の脈動を抑制する。

Description

明 細 書
界磁巻線型同期モータの制御装置，電動駆動システム，電動 4輪駆動車 およびハイブリッド自動車
技術分野
[0001] 本発明は、界磁卷線に電流を流して磁束を発生させ、その磁束に基づ!/、てトルクを 発生する界磁卷線型同期モータを制御する制御装置，電動駆動システム，電動 4輪 駆動車およびハイブリッド自動車に関する。
背景技術
[0002] 最近、モータを駆動源として走行する自動車が増加して!/、る。電気自動車ゃハイブ リツド車に代表される環境対応自動車である。さらに、環境対応自動車とともに、前輪 をエンジンで直接駆動し、後輪をモータで駆動する電動 4輪駆動自動車も普及し始 めている。これら電動自動車の走行駆動用モータは小形で高効率という特長力 同 期モータが主流として用いられて 、る。この同期モータには 、くつかの種類がある。 回転子に永久磁石を埋め込んだタイプの埋め込み型永久磁石モータ、回転子の周 囲に永久磁石を貼り付けた表面型永久磁石モータ、さらには回転子側に界磁卷線を 有し、その卷線に電流を流して磁束を発生させる界磁卷線型同期モータなどである。
[0003] これら同期モータは、回転子側に磁束を有している。この磁束の持たせ方には種々 の方法があり、永久磁石モータは回転子に永久磁石を備え、また界磁卷線型モータ は界磁卷線に電流を流すことにより磁束を発生させる。モータは、この回転子側の磁 束に直交するように固定子側の固定子卷線に電流を流すことでトルクを発生させる。
[0004] 以上のように、モータは磁束を有して 、ることから、モータの回転数が高くなると、回 転数に応じて誘起電圧が発生する。モータが高回転になることによりこの誘起電圧が 高くなり、誘起電圧がシステム電圧を超えた場合、その回転において電流を流し込め ず必要トルクが出せな 、こととなる。
[0005] このときに、誘起電圧の上昇を抑える方策が一般的に行われているの力 「弱め界 磁制御」である。永久磁石モータでは、固定子卷線電流のうち回転子の磁束方向（ 一般的に d軸方向とする）に、回転子が発生している磁束を打ち消すように、 d軸の負 方向に電流を流すことで弱め界磁制御を実現している。これに対して、界磁卷線型 同期モータでは、直接界磁電流を減少させて磁束を減らすことができる。
[0006] さらに、界磁卷線型モータを用いた場合、アプリケーションによっては上記 2つの弱 め界磁制御方式を併用することがある。このような場合には、特許第 3331734号明 細書に記載されているように、界磁電流を回転数に逆比例させて流す方式と、固定 子卷線電流を誘起電圧と同位相成分と直交する成分に分けて ( ヽゎゆる d軸電流と q 軸電流）、それぞれの電流を制御する方式がある。特許第 3331734号明細書に記 載の方式では、界磁電流と d軸電流をそれぞれ制御できるため、モータに誘起される 電圧を抑えながら、所望のトルクを発生させることができる。
[0007] 特許文献 1：特許第 3331734号明細書
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0008] ここで、界磁卷線型同期モータにおいて、磁束を発生するために界磁電流を流し、 さらに弱め界磁制御として d軸方向に電流を流した場合、界磁卷線に d軸電流の脈 動による影響が現れる場合がある。すなわち、通常は、界磁卷線に界磁電流 Ifを流し 、磁束 φを発生させる。このとき、界磁卷線の端子間には所要の界磁電圧 Vfを印加 する。この界磁電流は通常、直流電流であり、磁束 φを一定に発生させようとする。こ のとき、磁束 φを弱めようと d軸電流 Idを流したときには、 d軸電流も磁束方向におい ては直流分の電流とみなすことができ、基本的には界磁卷線と d軸方向卷線は干渉 することはないものである。
[0009] し力しながら、磁束 φを弱めようとする d軸電流 Idがモータ速度変動などの外乱等 により脈動を起こした場合、この脈動により磁束 φの変化が発生する。このように磁束 が脈動による変動を起こした場合、界磁卷線に誘起電圧 efが発生する。誘起電圧 ef が発生すると、界磁電流 Ifは界磁電圧 Vfと誘起電圧 efの電位差で流れるため、 d軸 電流の脈動成分と同周波数で変動を起こす。この界磁電流 Ifの変動により磁束 φが 脈動し、結果としてトルク脈動が発生するという問題があった。
[0010] 本発明の目的は、 d軸電流に脈動が生じても、トルクに作用する磁束を変動させる ことなぐトルク脈動を低減して、安定にトルクを出すことができる界磁卷線型同期モ ータの制御装置，電動駆動システム，電動 4輪駆動車およびハイブリッド自動車を提 供することにある。
課題を解決するための手段
[0011] (1)上記目的を達成するために、本発明は、界磁卷線を回転子に有する界磁卷線 型モータ力 所望のトルクを発生するように制御する制御手段を有する界磁卷線型 同期モータの制御装置であって、前記制御手段は、前記界磁卷線型モータの界磁 卷線に流れる界磁電流の脈動を抑制するように、前記界磁卷線の印加電圧を制御 するようにしたものである。
力かる構成により、 d軸電流に脈動が生じても、トルクに作用する磁束を変動させる ことなぐトルク脈動を低減して、安定にトルクを出すことができるものとなる。
[0012] (2)上記（1)において、好ましくは、前記制御手段は、前記界磁卷線型モータの固 定子卷線に流れる電流をモータの磁束方向とそれに直交する方向に分離し、前記モ ータの磁束方向に流れる電流成分に基づ 、て前記界磁卷線に誘起される誘起電圧 を演算し、前記誘起電圧に基づ 、て前記界磁卷線の界磁電圧を補償するようにした ものである。
[0013] (3)上記（1)において、好ましくは、前記制御手段は、前記モータの磁束方向に流 れる固定子卷線電流の時間変化量に基づいて、前記界磁卷線の誘起電圧を演算 するようにしたものである。
[0014] (4)上記（3)において、好ましくは、前記制御手段により演算される前記モータの磁 束方向に流れる電流の時間変化量は、前記制御手段の制御周期の所定倍数での 時間変化量である。
[0015] (5)上記（3)において、好ましくは、前記制御手段により演算される前記モータの磁 束方向に流れる電流の時間変化量は、前記モータの磁束方向に流れる固定子卷線 電流をローパスフィルタ処理し、前記ローノ スフィルタ処理された電流値にっ 、て前 記時間変化量を演算するものである。
[0016] (6)上記目的を達成するために、本発明は、界磁卷線を回転子に有する界磁卷線 型モータと、前記界磁卷線型モータに交流電力を供給するインバータと、前記界磁 卷線型モータ力 所望のトルクを発生するように前記インバータに電圧指令を印加す る制御手段とを有する電動駆動システムであって、前記制御手段は、前記界磁卷線 型モータの界磁卷線に流れる界磁電流の脈動を抑制するように、前記界磁卷線の印 加電圧を制御するようにしたものである。
力かる構成により、 d軸電流に脈動が生じても、トルクに作用する磁束を変動させる ことなぐトルク脈動を低減して、安定にトルクを出すことができるものとなる。
[0017] (7)上記目的を達成するために、本発明は、第 1の車輪を駆動する内燃機関によつ て駆動されて発電するとともに、電力を供給されて駆動力を発生する電動発電機と、 この電動発電機の発電電力によって駆動され、第 2の車輪を駆動するとともに、界磁 卷線を回転子に有する界磁卷線型モータと、前記界磁卷線型モータに交流電力を 供給するインバータと、前記界磁卷線型モータカゝら所望のトルクを発生するように前 記インバータに電圧指令を印加する制御手段とを有する電動 4輪駆動車であって、 前記制御手段は、前記界磁卷線型モータの界磁卷線に流れる界磁電流の脈動を抑 制するように、前記界磁卷線の印加電圧を制御するようにしたものである。
力かる構成により、 d軸電流に脈動が生じても、トルクに作用する磁束を変動させる ことなぐトルク脈動を低減して、安定にトルクを出すことができるものとなる。
[0018] (8)上記目的を達成するために、本発明は、車輪を駆動するとともに、界磁卷線を 回転子に有する界磁卷線型モータと、前記界磁卷線型モータに交流電力を供給す るインバータと、前記界磁卷線型モータカゝら所望のトルクを発生するように前記インバ ータに電圧指令を印加する制御手段とを有するハイブリット自動車であって、前記制 御手段は、前記界磁卷線型モータの界磁卷線に流れる界磁電流の脈動を抑制する ように、前記界磁卷線の印加電圧を制御するようにしたものである。
力かる構成により、 d軸電流に脈動が生じても、トルクに作用する磁束を変動させる ことなぐトルク脈動を低減して、安定にトルクを出すことができるものとなる。
発明の効果
[0019] 本発明によれば、 d軸電流に脈動が生じても、トルクに作用する磁束を変動させるこ となぐトルク脈動を低減して、安定にトルクを出し得るものとなる。
図面の簡単な説明
[0020] [図 1]本発明の一実施形態による界磁卷線型同期モータの制御装置を搭載した電動 4輪駆動車の構成を示すブロック図である。
[図 2]本発明の一実施形態による界磁卷線型同期モータの制御装置の構成を示す ブロック図である。
[図 3]本発明の一実施形態による界磁卷線型同期モータの制御装置に用いる非干 渉補償量演算部の構成を示すブロック図である。
[図 4]本発明の一実施形態による界磁卷線型同期モータにおける干渉原理の説明 図である。
[図 5]本発明の一実施形態による界磁卷線型同期モータにおける非干渉補償の内 容を示すフローチャートである。
[図 6]本発明の一実施形態による界磁卷線型同期モータにおける非干渉補償の原 理説明図である。
[図 7]本発明の一実施形態による界磁卷線型同期モータの制御装置を搭載したハイ ブリット自動車の構成を示すブロック図である。
符号の説明
10…エンジン
14· ··インバータ
20· ··界磁卷線型同期モータ
20Α· · ·モータジェネレータ
22a…固定子卷線
22f…界磁卷線
100· ··モータコントノレ一ノレユニット
110…電流指令演算部
130 PWM変換部
140…モータ電流犬種部
ISO Id— If非干渉補償量演算部
182· -Id変化量演算部
18Φ ··νί補償演算部
190· ··ローパスフィルタ 発明を実施するための最良の形態
[0022] 以下、図 1〜図 7を用いて、本発明の一実施形態による界磁卷線型同期モータの 制御装置の構成及び動作につ!、て説明する。
最初に、図 1を用いて、本実施形態による界磁卷線型同期モータの制御装置を搭 載した電動 4輪駆動車の構成について説明する。
図 1は、本発明の一実施形態による界磁卷線型同期モータの制御装置を搭載した 電動 4輪駆動車の構成を示すブロック図である。
[0023] 電動 4輪駆動車は、前輪 FWをエンジン 10により駆動され、後輪 RWを界磁卷線型 同期モータ 20により駆動される。エンジン 10の回転数は、エンジンコントロールュ- ット (ECU) 30によって制御される。高圧直流電力を発電する専用の発電機 12は、 エンジン 10により駆動される。発電機 12が出力する直流電力は、インバータ 14によ つて交流電力に変換され、モータ 20に供給される。モータコントロールユニット（MC U) 100は、エンジンコントロールユニット 30から与えられるモータトルク指令値 Tr*に 基づいて、インバータ 14を制御して、モータ 20の固定子卷線に供給する電流を制御 し、また、モータ 20の界磁卷線に流す電流を制御することで、モータ 20から所定のト ルクが得られるように制御する。
[0024] エンジン 10の出力は、変速機 16を介して、前輪 FWに伝達される。モータ 20の出 力は、デフ 18によって左右に分配され、後輪 RWに伝達される。なお、モータ 20とデ フ 18の間には、動力伝達経路を開閉するクラッチ（図示せず）が設けられている。
[0025] なお、前輪をモータで駆動し、後輪をエンジンで駆動するようにしてもょ 、ものであ る。
[0026] 電動 4輪駆動自動車では、後輪駆動用のモータとして、界磁卷線型モータを用い た場合、 d軸方向に電流を流す方式と直接界磁電流を減じる方式の 2つの方式を併 用する場合がある。これにより、モータに誘起される電圧を抑えながら、所望のトルク を得ることができる。
[0027] すなわち、電動 4輪駆動車として後輪駆動用モータに求められる性能は、まず動作 点が広いということである。例えば深雪の中で発進する場合、前輪が完全にグリップ を失ったときでも後輪のみで発進できることが重要となり、低速域で大トルクを出力す る必要が生じる。また、中速走行域まで 4輪駆動を継続するとした場合、モータとして は非常に高回転にする必要が生じる。このように、低速大トルクと高速回転域を両立 しょうとした場合、永久磁石同期モータでは低速大トルクを発生するために必要な永 久磁石の磁束が災いして高回転域では誘起電圧が高くなりすぎてしまい、必要な高 回転域まで駆動できない場合が生じる。それに対して、動作点が広い電動 4輪駆動 システムに用いるモータとしては、「界磁卷線型の同期モータ」が有効である。界磁卷 線型の同期モータであれば、高回転域において界磁電流を抑えることにより磁束を 小さくすることが可能となり、結果として誘起電圧を小さく抑え、高回転域まで駆動で きるようになる。さらに、電動 4輪駆動システムでは、後輪駆動用モータの電力発生源 となる発電機はエンジンの回転数により出力電圧に制限が生じる。例えば発進時のと き、エンジン回転数が十分に上がりきれない状態においても発進するだけのトルクが 必要となってくる。このときモータとしては、低電圧で大きなトルクを出すことになる。し たがって、このような場合には、界磁電流を落としすぎるとトルクが出なくなるため、界 磁電流をあまり落とさず、 d軸電流を流すことで誘起電圧を下げる必要がある。すなわ ち、上述のような場合、モータのトルクを制御するモータコントロールユニット 100は、 界磁電流 If、弱め界磁制御を行うための Id、トルクを制御するための Iqをそれぞれ制 御する。
[0028] 次に、図 2を用いて、本実施形態による界磁卷線型同期モータの制御装置の構成 について説明する。
図 2は、本発明の一実施形態による界磁卷線型同期モータの制御装置の構成を示 すブロック図である。なお、図 1と同一符号は、同一部分を示している。
[0029] 図 2に示すモータコントロールユニット 100は、モータ 20の d軸電流 Idと、 q軸電流 Iq と、界磁電流 Ifを、フィードバック制御する。モータコントロールユニット 100に入力す るトルク指令 Tr*は、エンジンコントロールユニット 30から与えられる。
[0030] トルク指令 Tr*は、車両の状態に応じて、エンジンコントロールユニット 30が出力す る。例えば、シフト位置が-ユートラルレンジの場合、運転モード（MODE)を 2WDモ ードとして、トルク指令 Tr*を、例えば， ONmとする。シフト位置が 1STレンジとなると、 運転モードを 4WD待機モードとして、トルク指令 Tr*を、第 1の所定値とする。更に、 アクセルペダルが踏み込まれると、運転モードが 4WDモードとして、第 2の所定値（ 第 2の所定値 >第 1の所定値)までトルク指令 Tr*を徐々に増加する。また、前輪速 と後輪速の差が発生してスリップして 、る状態では、前後輪差に応じてトルク指令 Tr* を出力する。
[0031] モータコントロールユニット 100は、電流指令決定部 110と、 d— qZ3相変換部 120 と、 PWM変換部 130と、モータ電流検出部 140と、 3相 Zd— q変換部 150と、磁極 位置 ·回転速度検出部 160と、デューティ変換部 170と、 Id— If非干渉補償量演算 部 180と、制御器 CNT1, CNT2, CNT3と、減算器 DF1, DF2, DF3と、加算器 A D1とを備えている。
[0032] モータコントロールユニット 100の電流指令決定部 110は、エンジンコントロールュ ニット 30から入力したトルク指令 Tr*と、磁極位置 ·回転速度検出部 160によって検 出されたモータの回転速度 co mにより、 d軸電流 Idの指令値 Id*、 q軸電流 Iqの指令 値 Iq*、界磁電流 Ifの指令値 If*をそれぞれ決定する。電流指令決定方法としては、 モータのトルク式に基づいて算出する方式や、予めデータをテーブル化してコント口 ーラの ROM領域に記憶させておいて、 Tr*と ω mを引数として各電流指令値を検索 する方式などを用いることができる。ここで、モータの回転子速度 co mは、モータ 20の 回転軸に取り付けられた位置センサ 24からの位置信号 PLSに基づき、磁極位置回 転速度検出部 160によって演算される。
[0033] ここで、 d軸電流 Id、 q軸電流 Iqlqは直接モータ電流力 検出できるものではなぐ 図 2に示すように、モータ 20の 3相電流を電流センサ CSで検出し、モータ電流検出 部 140で 3相交流電流の物理値 Iu、 Iv、 Iwとする。さら〖こ、 3相 Zd— q変換部 150は 、 3相交流電流の物理値 Iu、 Iv、 Iwと磁極位置回転速度検出部 160によって得られ るモータ 20の回転子磁極位置 Θに基づいて、 d軸電流 'q軸電流の検出値 Id"、 Iq" を演算する。
[0034] 減算器 DF1は、 d軸電流 Idの指令値 Id*と、演算された d軸電流の検出値 Id"の差 分を演算する。減算器 DF2は、 q軸電流 Iqの指令値 Iq*と、演算された q軸電流の検 出値 Iq"の差分を演算する。制御器 CNT1は、減算器 DF1の出力から、 d— q座標の 電圧指令 Vd*を算出する。制御器 CNT2は、減算器 DF2の出力から、 d— q座標の 電圧指令 Vq*を算出する。
[0035] 電圧指令 Vd*、 Vq*は、 3相交流モータ 20に印加されるために、 d— qZ3相変換部 120で交流電圧信号 Vu*、 Vv*、 Vw*に変換される。さらに、 PWM変換部 130にお いて、パルス幅変調され、インバータ 14のスイッチング素子を駆動するための PWM 信号 Pu, Pv, Pwが得られる。そして、この PWM信号 Pu, Pv, Pwに基づいて、 PW Mインバータ 14力もモータ 20の 3相の固定子卷線 22aに電圧が印加される。なお、 図 2では PWM信号を簡略化して 3本で図示した力 実際は PWMインバータの 6つ のスイッチング素子を ONZFFするため、 6本の信号が出力される。
[0036] 以上のように、 d軸電流 Id、 q軸電流 Iqはそれぞれフィードバック制御系が構成され る。さらに、 Id— If非干渉補償量演算部 180は、 d軸と q軸間に生じる誘起電圧の干 渉を補償するため、 d— q軸間の非干渉制御に用いられるものである力 この詳細に ついては、図 3を用いて後述する。
[0037] ここで、本実施形態で用いるモータ 20は界磁卷線型同期モータであり、回転子の 磁束を発生させるために界磁卷線 22fに界磁電流 Ifを流す。界磁電流指令値 If*は、 電流指令決定部 110によって決定される。減算器 DF3は、界磁電流指令値 If*と、電 流センサ 26にて検出された界磁電流検出値 ΙΓの差分を演算する。制御器 CNT3は 、減算器 DF3の出力に基づいて、界磁電圧指令 Vf*を演算する。デューティ変換器 170は、界磁電圧指令 Vf*に相当する電圧が界磁卷線 22fにかかるように、界磁電 圧指令 Vf*をデューティー変換し、スイッチング素子 SW1を駆動する。
[0038] 以上が、界磁卷線型同期モータの制御方式の一例である。この制御方式では、 d 軸電流 Id、 q軸電流 Iq、界磁電流 Ifのそれぞれにフィードバックループを設けて制御 して 、る。この方式はそれぞれの電流を指令値に対してある所定の応答速度で追従 させることが可會である。
[0039] ここで、交流モータでは、 d— q軸間には一般的に非干渉成分が発生する。非干渉 成分とは、以下の式（1)に示す q軸誘起電圧成分 eqが d軸電圧に、式（2)に示す d軸 誘起電圧成分 edが q軸電圧に作用するものである。
eq= ω X Lq X Iq …ひ）
ω X (Ld X Id+ ) · '· (2) ここで、 ωはモータ角速度 [radZs]、 Ldは d軸インダクタンス [H]、 Lqは q軸インダク タンス [Η]、 φは界磁主磁束 [Wb]である。
[0040] この誘起電圧成分 ed, eqは d— q軸間の電圧に影響するため、各 d, q軸電流制御 系に外乱となって現れる。 Id— If非干渉補償量演算部 180は、 d軸と q軸間に生じる 誘起電圧の干渉を補償するため、 d— q軸間の非干渉制御に用いられるものである。 非干渉補償量演算部 180は、それぞれ d軸、 q軸の誘起電圧相当を推定演算し、電 流制御の出力である d—q軸電圧指令 Vd*， Vq*を補償する。
[0041] 次に、図 3〜図 6を用いて、本実施形態による界磁卷線型同期モータの制御装置 に用いる非干渉補償量演算部 180の構成及び動作について説明する。
図 3は、本発明の一実施形態による界磁卷線型同期モータの制御装置に用いる非 干渉補償量演算部 180の構成を示すブロック図である。なお、図 1と同一符号は、同 一部分を示している。図 4は、本発明の一実施形態による界磁卷線型同期モータに おける干渉原理の説明図である。図 5は、本発明の一実施形態による界磁卷線型同 期モータにおける非干渉補償の内容を示すフローチャートである。図 6は、本発明の 一実施形態による界磁卷線型同期モータにおける非干渉補償の原理説明図である
[0042] ここで、本実施形態で用いる界磁卷線型同期モータでは、界磁卷線に電流を流す ことによって発生する界磁主磁束 φと d軸電流により発生する弱め方向の磁束が干 渉する。この干渉原理を図 4を用いて説明する。通常、界磁卷線 22fに界磁電流 Ifを 流し、磁束 φを発生させる。このとき、界磁卷線 22fの端子間には所要の界磁電圧 V fを印加する。この界磁電流 Ifは直流電流であり、磁束 φを一定に発生させようとする 。このとき、磁束 φを弱めようと d軸電流を流したときには、 d軸電流も磁束方向におい ては直流分の電流とみなすことができるため、基本的には界磁卷線 22fと固定子卷 線の d軸方向卷線 22adは干渉することはない。し力しながら、磁束 φを弱めようとす る d軸電流 Idは、前述のように q軸電流の脈動やモータ速度の変動などの外乱等によ り脈動を起こした場合には、 d軸電流 Idの脈動により磁束の変化が発生する。このよう に磁束が d軸電流脈動による変動を起こした場合、界磁卷線 22fに誘起電圧 efが発 生する。誘起電圧 efが発生すると、界磁電流 Ifは界磁電圧 Vfと誘起電圧 efの電位差 で流れるため、 d軸電流の脈動成分と同周波数で変動を起こす。この界磁電流 Ifの 変動により磁束 Φが脈動し、結果としてトルク脈動を引き起こすことがある。
[0043] 次に、図 3を用いて、 Id— If非干渉補償量演算部 180による界磁電流 Ifと d軸電流 の非干渉制御方法 (以下、「Id— If非干渉制御」と称する）について説明する。本制 御方法の目的は、前述の Idの脈動により発生する界磁電流 Ifの脈動、そして、その 結果として発生するトルク脈動を抑制することにある。すなわち、図 6 (A)は、本来破 線で示すような d軸電流 Idlが流れている状態で、実線で示すように、 d軸電流 Idに 脈動が発生した状態を示している。この d軸電流 Idの脈動によって、図 6 (B)に示すよ うに、破線で示す本来の界磁電流 If 1に対して、実線で示すように、界磁電流 Ifに脈 動が発生する。
[0044] 図 3に示すように、 Id— If非干渉補償量演算部 180は、 Id変化量演算部 182と、 Vf 補償演算部 184と、調整ゲイン乗算部 186とを備えている。 Id— If非干渉補償量演 算部 180は、 d軸電流 Idのフィードバック制御系と界磁電流 Ifのフィードバック制御系 との間に設けられている。
[0045] Id— If非干渉補償量演算部 180の Id変化量演算部 182は、 d軸電流 Idの時間変 化量 didZdtを演算する。すなわち、図 5のステップ slOにおいて、 Id変化量演算部 1 82は、前回の d軸電流値 Id (n—l)を格納する。次に、ステップ s20において、 Id変 化量演算部 182は、今回の d軸電流値 Id (n)を格納する。そして、ステップ s20にお いて、 Id変化量演算部 182は、ステップ slOの値とステップ s20の値の差分を取ること により、 d軸電流 Idの変化分 Δ Idを算出する。
[0046] 次に、図 3の Vf補償演算部 184は、図 6のステップ s40に示すように、 Id変化量演 算部 182によって求められた d軸電流 Idの時間変化量 didZdtに、 d軸インダクタンス Ld相当を乗算することで、誘起電圧相当の変化 d Φ dZdtを演算する。
[0047] これは、 d軸電流 Idによる磁束 Φ(1が、以下の式（3)であらわされることに基づいて いる。
Φά = Ld X Id - -- (3)
すなわち、 Id変化量演算部 182において、 Idの時間変化量を演算し、 Vf補償演算 部 184にて d軸インダクタンス Ld相当を乗算することで誘起電圧相当の変化を得られ ている。
[0048] 理論的には Vf補償演算部 184にて d軸電流の時間変化量 didZdtに対し、 d軸ィ ンダクタンス Ld相当を乗算することで、界磁卷線電圧指令に対する d軸電流脈動に よる誘起電圧 d dZdtとすることができる。実際にはパラメータ誤差や制御安定性を 考慮する必要があるため、図 3の調整ゲイン乗算部 186は、図 6のステップ s50にお いて、調整ゲイン Kをさらに乗算して、補償量 Vf 2が演算される。ここで、調整ゲイン Kは、例えば、 0. 8〜0. 9程度の数値が選ばれる。
[0049] さらに、 Id— If非干渉補償量演算部 180で求められた補償量 Vf2は、図 6 (C)に示 すように、 d軸電流 Idの脈動分に相当する電圧となる。そして、 Id— If非干渉補償量 演算部 180で求められた補償量 Vf2は、加算器 AD1によって、界磁卷線電圧指令 Vflに加算され、非干渉の補償される界磁卷線電圧指令 Vf*として、デューティ変換 器 170に入力する（図 6のステップ s60)。
[0050] 以上に述べたように、 d軸電流の脈動により発生する界磁卷線の誘起電圧成分を d 軸電流の時間変化量を演算することにより求め、界磁卷線電圧指令に対し補償する ことにより、界磁卷線電流の脈動やトルク脈動を抑制することができる。
[0051] ここで、 d軸の時間変化量 didZdtを求めるための時間間隔（dt)は、コントローラの サンプリングや検出された d軸電流に含まれるノイズの周波数やその振幅等によって 決定する。実際には、サンプリングの整数倍の時間長さでの電流変化量とすることで 、演算負荷を軽くすることができる。また、検出された d軸電流にノイズが含まれてい て、正しい時間変化量が演算しにくい場合は、図 2に破線で示したように、 d軸電流 検出値をローパスフィルタ 190に通して、含まれるノイズ成分を取り除くことにより、実 d軸電流の変化量を検出しやすくする。
[0052] 次に、図 7を用いて、本発明の一実施形態による界磁卷線型同期モータの制御装 置を搭載したハイブリット自動車の構成にっ 、て説明する。
図 7は、本発明の一実施形態による界磁卷線型同期モータの制御装置を搭載した ノ、イブリット自動車の構成を示すブロック図である。なお、図 1と同一符号は、同一部 分を示している。
[0053] ハイブリット自動車は、前輪 FWをエンジン 10及びモータジェネレータ 20Aにより駆 動される。エンジン 10及びモータジェネレータ 20Aの出力は、変速機 16を介して、 前輪 FWに伝達される。ここで、モータジェネレータ 20Aは、図 1における界磁卷線型 同期モータと同様の構成を有し、エンジン 10によって駆動され、発電電力をバッテリ 40に蓄電する。また、モータジェネレータ 20Aは、バッテリ 40の電力によって駆動さ れ、エンジン 10を駆動して、アイドルストップ後のエンジンの再始動をする。さらに、モ ータジェネレータ 20Aは、バッテリ 40の電力によって駆動され、前輪 FWを駆動する 。ここで、モータジェネレータ 20Aが出力する交流電力は、インバータ 14によって直 流電力に変換され、ノ ッテリ 40に蓄電される。また、ノ ッテリ 40の直流電力は、イン バータ 14によって交流電力に変換され、モータジェネレータ 20Aに供給される。
[0054] エンジン 10の回転数は、エンジンコントロールユニット（ECU) 30によって制御され る。モータコントロールユニット（MCU) 100は、エンジンコントロールユニット 30から 与えられるモータトルク指令値 Tr*に基づいて、インバータ 14を制御して、モータジェ ネレータ 20Aの固定子卷線に供給する電流を制御し、また、モータジェネレータ 20 Aの界磁卷線に流す電流を制御することで、モータジヱネレータ 20Aから所定のトル クが得られるように制御する。
[0055] ここで、モータコントルールユニット 100の構成は、図 2に示したものと同様である。
本例でも、モータコントルールユニット 100は、非干渉補償量演算部 180を有してお り、本発明の Id— If非干渉制御を適用することにより、モータジェネレータ 20Aのトル ク脈動を抑制することが可能となる。
[0056] 以上説明したように、本実施形態によれば、 d軸電流の時間変化量を演算し、この 時間変化量に基づ ヽて界磁卷線に発生する誘起電圧を補償するように動作するた め、トルク脈動を抑制することができる。

Claims

請求の範囲
[1] 界磁卷線を回転子に有する界磁卷線型モータ力 所望のトルクを発生するように制 御する制御手段を有する界磁卷線型同期モータの制御装置であって、
前記制御手段は、前記界磁卷線型モータの界磁卷線に流れる界磁電流の脈動を 抑制するように、前記界磁卷線の印加電圧を制御することを特徴とする界磁卷線型 同期モータの制御装置。
[2] 請求項 1記載の界磁卷線型同期モータの制御装置において、
前記制御手段は、前記界磁卷線型モータの固定子卷線に流れる電流をモータの 磁束方向とそれに直交する方向に分離し、前記モータの磁束方向に流れる電流成 分に基づ 、て前記界磁卷線に誘起される誘起電圧を演算し、前記誘起電圧に基づ いて前記界磁卷線の界磁電圧を補償することを特徴とする界磁卷線型同期モータの 制御装置。
[3] 請求項 1記載の界磁卷線型同期モータの制御装置において、
前記制御手段は、前記モータの磁束方向に流れる固定子卷線電流の時間変化量 に基づいて、前記界磁卷線の誘起電圧を演算することを特徴とする界磁卷線型同期 モータの制御装置。
[4] 請求項 3記載の界磁卷線型同期モータの制御装置において、
前記制御手段により演算される前記モータの磁束方向に流れる電流の時間変化量 は、前記制御手段の制御周期の所定倍数での時間変化量であることを特徴とする界 磁卷線型同期モータの制御装置。
[5] 請求項 3記載の界磁卷線型同期モータの制御装置において、
前記制御手段により演算される前記モータの磁束方向に流れる電流の時間変化量 は、前記モータの磁束方向に流れる固定子卷線電流をローパスフィルタ処理し、前 記ローパスフィルタ処理された電流値について前記時間変化量を演算することを特 徴とする界磁卷線型同期モータの制御装置。
[6] 界磁卷線を回転子に有する界磁卷線型モータと、
前記界磁卷線型モータに交流電力を供給するインバータと、
前記界磁卷線型モータカゝら所望のトルクを発生するように前記インバータに電圧指 令を印加する制御手段とを有する電動駆動システムであって、
前記制御手段は、前記界磁卷線型モータの界磁卷線に流れる界磁電流の脈動を 抑制するように、前記界磁卷線の印加電圧を制御することを特徴とする電動駆動シス テム。
[7] 第 1の車輪を駆動する内燃機関によって駆動されて発電するとともに、電力を供給 されて駆動力を発生する電動発電機と、
この電動発電機の発電電力によって駆動され、第 2の車輪を駆動するとともに、 界磁卷線を回転子に有する界磁卷線型モータと、
前記界磁卷線型モータに交流電力を供給するインバータと、
前記界磁卷線型モータカゝら所望のトルクを発生するように前記インバータに電圧指 令を印加する制御手段とを有する電動 4輪駆動車であって、
前記制御手段は、前記界磁卷線型モータの界磁卷線に流れる界磁電流の脈動を 抑制するように、前記界磁卷線の印加電圧を制御することを特徴とする電動 4輪駆動 車。
[8] 車輪を駆動するとともに、界磁卷線を回転子に有する界磁卷線型モータと、
前記界磁卷線型モータに交流電力を供給するインバータと、
前記界磁卷線型モータカゝら所望のトルクを発生するように前記インバータに電圧指 令を印加する制御手段とを有するハイブリット自動車であって、
前記制御手段は、前記界磁卷線型モータの界磁卷線に流れる界磁電流の脈動を 抑制するように、前記界磁卷線の印加電圧を制御することを特徴とするハイブリット自 動車。
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