JP2007245967A - 車両用駆動制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】発電機と交流モータとの組み合わせで、安定したモータトルク制御を行うことができる車両用駆動制御装置を提供する。
【解決手段】モータトルク指令値Ｔｔに基づいて発電機７が出力すべき電力Ｐｇを演算し、実発電電流値Ｉｄｃが電力Ｐｇを出力するための発電電流指令値Ｉｄｃ^*に追従するように発電機７の界磁電流Ｉｆｇを制御する。また、モータ回転数Ｎｍが発電機回転数Ｎｇに応じて変化するモータ回転数閾値Ｎｍ_TH以上であるときには、発電機７の出力電圧がハンチングすると推定し、インバータ９の負荷を固定してモータ制御を行う。
【選択図】 図１

Description

本発明は、主駆動軸を駆動する熱機関（例えば、エンジン）で発電機を駆動し、その発電機の出力で交流モータを駆動する車両用駆動制御装置に関するものである。

従来の車両用駆動制御装置としては、従駆動軸を発電機の電力で駆動される直流モータで駆動し、この直流モータの界磁電流を制御することで駆動トルクを制御するというものが知られている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００１−２３９８５２号公報

しかしながら、上記従来の車両用駆動制御装置にあっては、直流モータを適用してモータトルクを制御しているので、トルクアップをするためには直流モータの電機子電流を増加させる必要があるが、直流モータのブラシの寿命に限界があるため、電機子電流の増加に限界があり、質量の重い車両への適用が困難であったり４ＷＤ性能の向上が図れなかったりという未解決の課題がある。
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、発電機と交流モータとの組み合わせで、４ＷＤ性能を向上させることができる車両用駆動制御装置を提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、本発明に係る車両用駆動制御装置は、界磁制御手段で、交流モータが必要とするモータ必要電力に基づいて発電機の界磁を制御し、ハンチング推定手段で前記発電機の出力電圧のハンチングを検出又は推定し、前記ハンチング推定手段で前記発電機の出力電圧のハンチングを検出又は推定したとき、負荷固定手段で所定の負荷に固定した状態で前記インバータを制御する負荷固定制御を行う。

本発明によれば、発電機の出力電圧のハンチングを検出又は推定したときに負荷固定制御を行うので、例えば、交流モータの回転数が高いときに、トルク指令の変動に対する発電機の要求電力の変動が大きくなることより発電機の出力電圧がハンチングすると推定して負荷固定制御を行うことができ、トルク指令値が増減した場合の電圧の跳ね上がりや電圧の落ち込みを防止して、安定したモータトルク制御を行うことができ、４ＷＤ性能を向上させることができるという効果が得られる。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明を四輪駆動車両に適用した場合の概略構成図である。
この図１に示すように、本実施形態の車両は、左右前輪１Ｌ、１Ｒが、熱機関（内燃機関）であるエンジン２によって駆動される主駆動輪であり、左右後輪３Ｌ、３Ｒが、モータ４によって駆動可能な従駆動輪である。

前記エンジン２の吸気管路には、例えばメインスロットルバルブとサブスロットルバルブとが介装されている。メインスロットルバルブは、アクセルペダルの踏込み量等に応じてスロットル開度が調整制御される。サブスロットルバルブは、ステップモータ等をアクチュエータとし、そのステップ数に応じた回転角により開度が調整制御される。従って、サブスロットルバルブのスロットル開度をメインスロットルバルブの開度以下等に調整することによって、運転者のアクセルペダルの操作とは独立して、エンジンの出力トルクを減少させることができる。つまり、サブスロットルバルブの開度調整が、エンジン２による前輪１Ｌ、１Ｒの加速スリップを抑制する駆動力制御となる。

上記エンジン２の出力トルクＴｅは、トランスミッション及びデファレンスギヤ５を通じて左右前輪１Ｌ、１Ｒに伝達される。また、エンジン２の出力トルクＴｅの一部は、無端ベルト６を介して発電機７に伝達されることで、発電機７は、エンジン２の回転数Ｎｅにプーリ比を乗じた回転数Ｎｇで回転する。
上記発電機７は、４ＷＤコントローラ８によって調整される界磁電流Ｉｆｇに応じてエンジン２に対し負荷となり、その負荷トルクに応じた発電をする。この発電機７の発電電力の大きさは、回転数Ｎｇと界磁電流Ｉｆｇとの大きさにより決定される。なお、発電機７の回転数Ｎｇは、エンジン２の回転数Ｎｅからプーリ比に基づき演算することができる。

図２は発電機７の界磁電流駆動回路の構造を示す図である。この回路は、図２（ａ）に示すように、界磁電流電源として車両の１４Ｖバッテリ７ａのような定電圧電源と発電機自身の出力電圧とを選択する構成を適用し、界磁電流電源のプラス側を界磁コイル７ｂに繋げて、トランジスタ７ｃをスイッチングするように構成されている。この場合、発電機出力がバッテリ電圧Ｖｂを下回っている状態では、他励領域となってバッテリ電圧Ｖｂが界磁コイル７ｂの電源となり、発電機出力が増加して出力電圧Ｖｇがバッテリ電圧Ｖｂ以上となると、自励領域となって発電機の出力電圧Ｖｇが選ばれて界磁コイル７ｂの電源となる。即ち、界磁電流値を発電機の電源電圧により増大することができるので、大幅な発電機出力の増加が可能である。

なお、界磁電流駆動回路は、図２（ｂ）に示すように界磁電流電源として車両の１４Ｖバッテリ７ａのみ（他励領域のみ）を適用するようにしてもよい。
発電機７が発電した電力は、ジャンクションボックス１０及びインバータ９を介してモータ４に供給可能となっている。前記モータ４の駆動軸は、減速機１１及びクラッチ１２を介して後輪３Ｌ、３Ｒに接続可能となっている。なお、本実施形態のモータ４は交流モータである。また、図中の符号１３はデファレンスギヤを示す。

ジャンクションボックス１０内には、インバータ９と発電機７とを接続・遮断するリレーが設けられている。そして、このリレーが接続されている状態で、発電機７から図示しない整流器を介して供給された直流の電力は、インバータ９内で三相交流に変換されてモータ４を駆動する。
また、ジャンクションボックス１０内には、発電電圧を検出する発電機電圧センサと、インバータ９の入力電流である発電電流を検出する発電機電流センサとが設けられ、これらの検出信号は４ＷＤコントローラ８に出力される。また、モータ４の駆動軸にはレゾルバが連結されており、モータ４の磁極位置信号θを出力する。

前記クラッチ１２は、例えば湿式多板クラッチであって、４ＷＤコントローラ８からの指令に応じて締結及び開放を行う。なお、本実施形態においては、締結手段としてのクラッチを湿式多板クラッチとしたが、例えばパウダークラッチやポンプ式クラッチであってもよい。
また、各車輪１Ｌ、１Ｒ、３Ｌ、３Ｒには、車輪速センサ２７ＦＬ、２７ＦＲ、２７ＲＬ、２７ＲＲが設けられている。各車輪速センサ２７ＦＬ、２７ＦＲ、２７ＲＬ、２７ＲＲは、対応する車輪１Ｌ、１Ｒ、３Ｌ、３Ｒの回転速度に応じたパルス信号を車輪速検出値として４ＷＤコントローラ８に出力する。

前記４ＷＤコントローラ８は、例えばマイクロコンピュータ等の演算処理装置を備えて構成され、前記各車輪速度センサ２７ＦＬ〜２７ＲＲで検出される車輪速度信号、ジャンクションボックス１０内の電圧センサ及び電流センサの出力信号、モータ４に連結されたレゾルバの出力信号及びアクセルペダル（不図示）の踏込み量に相当するアクセル開度等が入力される。

４ＷＤコントローラ８は、図３に示すように、目標モータトルク演算部８Ａ、発電機供給電力演算部８Ｂ、発電電流指令演算部８Ｃ、発電機制御部８Ｄ、ハンチング推定手段としての負荷固定判断部８Ｅ、負荷固定手段としてのモータ制御部８Ｆ、ＴＣＳ制御部８Ｇ、クラッチ制御部８Ｈを備える。なお、目標モータトルク演算部８Ａ、発電機供給電力演算部８Ｂ、発電電流指令演算部８Ｃ、及び発電機制御部８Ｄが界磁制御手段に対応している。

目標モータトルク演算部８Ａは、従駆動輪である後輪３Ｌ，３Ｒの要求駆動力、例えば、４輪の車輪速度信号に基づいて算出される前後輪の車輪速度差とアクセルペダル開度信号とから、モータトルク指令値Ｔｔを算出する。
発電機供給電力演算部８Ｂは、トルク指令値Ｔｔ、モータ回転数Ｎｍに基づいて、次式をもとに発電機供給電力Ｐｇを演算する。
Ｐｇ＝Ｔｔ×Ｎｍ／Иｍ ………（１）
ここで、Иｍはインバータ効率である。即ち、発電機供給電力Ｐｇは、トルク指令値Ｔｔとモータ回転数Ｎｍとの積により求められるモータに必要な電力Ｐｍ（＝Ｔｔ×Ｎｍ）よりインバータ効率Иｍ分多い値となる。

発電電流指令演算部８Ｃは、前記発電機供給電力演算部８Ｂで算出された発電機供給電力Ｐｇと、後述するモータ制御部８Ｅで算出される発電電圧指令値Ｖｄｃ^*とに基づいて、次式をもとに発電電流指令値Ｉｄｃ^*を演算する。
Ｉｄｃ^*＝Ｐｇ／Ｖｄｃ^* ………（２）
図４は、発電機７の発電制御を行う発電機制御部８Ｄの詳細を示すブロック図である。
この発電機制御部８Ｄは、Ｐ制御部１０１と、Ｉ制御部１０２と、ＦＦ制御部１０３と、制御量加算部１０４と、界磁制御部１０５とで構成され、界磁電圧ＰＷＭデューティ比Ｃ１を決定して発電機７の界磁電流ＩｆｇをＰＷＭ制御する。

Ｐ制御部１０１では、前記（２）式により算出された発電電流指令値Ｉｄｃ^*と実発電電流値Ｉｄｃとの偏差に基づいてＰ制御を行う。先ず、発電電流指令値Ｉｄｃ^*と実発電電流値Ｉｄｃとの偏差に所定のゲインを乗算する。そして、発電機の回転数変動に対してゲインの感度を一定にするために、この値に発電機回転数Ｎｇの逆数を乗算し、これをＰ制御における制御量Ｖｐとして後述する制御量加算部１０４に出力する。

Ｉ制御部１０２では、前記（２）式により算出された発電電流指令値Ｉｄｃ^*と実発電電流値Ｉｄｃとの偏差に基づいてＩ制御を行う。つまり、発電電流指令値Ｉｄｃ^*と実発電電流値Ｉｄｃとの偏差を積分していく。ここで、積分値は上限値及び下限値をもつ。そして、上記Ｐ制御同様、この積分値に発電機回転数Ｎｇの逆数を乗算し、これをＩ制御における制御量Ｖｉとして後述する制御量加算部１０４に出力する。

ＦＦ制御部１０３では、図５に示すように予め格納された回転数毎の発電機特性マップを参照し、発電電圧指令値Ｖｄｃ^*と発電電流指令値Ｉｄｃ^*とに基づいて、フィードフォワードで発電機界磁電圧のＰＷＭデューティ比Ｄ１を求める。この図５において、曲線ａ１〜ａ４は、発電機７の自励領域において界磁電圧ＰＷＭデューティ比Ｄ１を固定とし、発電機７の負荷を徐々に変化させた場合の動作点の軌跡であり、曲線ａ１〜ａ４はデューティ比Ｄ１の違いを示している。

そして、このＰＷＭデューティ比Ｄ１と発電電圧指令値Ｖｄｃ^*とに基づいて、次式をもとにＦＦ制御における制御量Ｖｆｆを算出し、制御量加算部１０４に出力する。
Ｖｆｆ＝Ｄ１×Ｖｄｃ^* ………（３）
なお、本実施形態においては、ＰＷＭデューティ比Ｄ１と発電電圧指令値Ｖｄｃ^*とに基づいて制御量Ｖｆｆを算出する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、発電機７の界磁電流Ｉｆと界磁コイル抵抗Ｒｆとに基づいて制御量Ｖｆｆを算出するようにしてもよい。

この場合、先ず、モータ回転数Ｎｍとトルク指令値Ｔｔとから予め格納されたマップを参照して発電機７に必要な必要発電電圧Ｖ₀及び必要発電電流Ｉ₀を算出し、これらをもとに図６に示すように予め格納された回転数毎の発電機７の界磁電流特性マップを参照し、必要界磁電流Ｉｆ₀を算出する。そして、このようにして算出された必要界磁電流Ｉｆ₀に基づいて、Ｖｆｆ＝Ｉｆ₀×Ｒｆにより制御量Ｖｆｆを算出するようにすればよい。

制御量加算部１０４では、制御量Ｖｐと制御量Ｖｉと制御量Ｖｆｆとを加算し、これを界磁コイルにかける電圧Ｖｆとして界磁制御部１０５に出力する。
界磁制御部１０５では、実発電電圧値Ｖｄｃが発電機７の界磁電流電源としてのバッテリ電圧Ｖｂ以下であるか否かを判定し、Ｖｄｃ≦Ｖｂであるときには下記（４）式をもとに界磁電圧ＰＷＭのデューティ比Ｃ１を算出する。
Ｃ１＝Ｖｆ／Ｖｂ ………（４）
一方、Ｖｄｃ＞Ｖｂであるときには、下記（５）式をもとに界磁電圧ＰＷＭデューティ比Ｃ１を算出する。
Ｃ１＝Ｖｆ／Ｖｄｃ ………（５）
そして、このようにして算出されたデューティ比Ｃ１に応じて、発電機７の界磁電流Ｉｆｇを制御する。

つまりこの発電機制御部８Ｄでは、トルク指令値Ｔｔから決まる発電機供給電力Ｐｇを実現する発電機動作点をフィードフォワードで指定すると共に、発電電流指令値Ｉｄｃ^*と実発電電流値Ｉｄｃとの偏差をＰＩ補償にてフィードバックすることにより、実発電電流値Ｉｄｃを発電電流指令値Ｉｄｃ^*に追従させる。これにより、モータ４の要求に応じた電力をインバータ９に供給するように発電機７の界磁電流Ｉｆｇが制御される。

なお、ここではフィードバック制御に用いる制御手法としてＰＩ補償を適用しているが、これに限定されるものではなく、系を安定にする制御手法であればよい。
負荷固定判断部８Ｅは、図７に示す負荷固定判断処理を行う。この負荷固定判断処理は、所定時間毎のタイマ割込み処理として実行され、先ず、ステップＳ１でモータ回転数Ｎｍを検出し、ステップＳ２に移行する。

ステップＳ２では発電機回転数Ｎｇを検出し、ステップＳ３に移行する。
ステップＳ３では、負荷固定制御領域を設定する。具体的には、モータ回転数Ｎｍが所定のモータ回転数閾値Ｎｍ_TH以上の領域を、負荷固定制御を実行する負荷固定制御領域として設定するものとし、上記モータ回転数閾値Ｎｍ_THは、発電機回転数Ｎｇが高いほど小さく設定する。例えば、発電機回転数Ｎｇ＝０でモータ回転数閾値Ｎｍ_TH＝Ｎｍ１（例えば、３０００ｒｐｍ）に設定し、発電機回転数Ｎｇが大きいほどモータ回転数閾値Ｎｍ_THを小さく設定し、発電機回転数Ｎｇ＝Ｎｇ１（例えば、９０００ｒｐｍ）でモータ回転数閾値Ｎｍ_TH＝０とする。

これは、発電機回転数Ｎｇが所定の発電機回転数閾値以上の領域を負荷固定制御領域として設定し、発電機回転数閾値をモータ回転数Ｎｍが高いほど小さく設定することと等価である。
ステップＳ４では、前記ステップＳ１で検出したモータ回転数Ｎｍと、前記ステップＳ２で検出した発電機回転数Ｎｇとから決定される動作点が、負荷固定制御領域にあるか否かを判定する。そして、当該動作点が負荷固定制御領域にあるときにはステップＳ５に移行し、通常制御（３相電流Ｆ／Ｂ制御）領域にあるときには後述するステップＳ９に移行する。

ステップＳ５では、負荷固定フラグＦｃをインバータの負荷固定制御を行うことを意味する“１”にセットしてからステップＳ６に移行する。
ステップＳ６では、モータの高速回転時に誘起される電圧を抑制するための弱め界磁制御中であるか否かを判定する。ここでは、実モータ界磁電流Ｉｆｍと最大モータ界磁電流Ｉｆｍ_MAXとから求まる弱め界磁率Ｉｆｍ／Ｉｆｍ_MAXが１より小さいか否かを判定し、Ｉｆｍ／Ｉｆｍ_MAX＜１であるときには弱め界磁中であると判定し、Ｉｆｍ／Ｉｆｍ_MAX＝１であるときには弱め界磁中でないと判定する。

そして、弱め界磁中であるときには、ステップＳ７に移行して、界磁電流制御フラグＦｉを後述するモータ界磁電流Ｉｆｍの増加制御を行うことを意味する“１”にセットしてから後述するステップＳ１１に移行する。また、前記ステップＳ６の判定結果が弱め界磁中でないときには、ステップＳ８に移行して、界磁電流制御フラグＦｉを“０”にリセットしてから後述するステップＳ１１に移行する。

また、ステップＳ９では、現在通常制御（３相電流Ｆ／Ｂ制御）が行われているか否かを判定し、通常制御中でなく負荷固定制御中であるときにはステップＳ１０に移行して、負荷固定フラグＦｃをインバータの負荷固定制御を行わないことを意味する“０”にリセットしてステップＳ１１に移行する。一方、ステップＳ９の判定結果が、通常制御中であるときには、そのままステップＳ１１に移行する。
ステップＳ１１では、負荷固定フラグ値及び界磁電流制御フラグ値をモータ制御部８Ｆに出力してから負荷固定判断処理を終了する。

図８は、インバータ９によりモータ４を制御するモータ制御部８Ｆの詳細を示すブロック図である。
このモータ制御部８Ｆは、２相／３相変換部３０１と、Ｉｄ，Ｉｑ指令値演算部３０２と、ＰＩＤ制御部３０３と、Ｖｄ，Ｖｑ指令値演算部３０４と、制御切換部３０５と、Ｖｄｃ^*指令値演算部３０６と、２相／３相変換部３０７と、ＰＷＭ制御部３０８と、界磁電流指令値演算部３０９と、界磁磁束演算部３１０と、非干渉制御部３１１とで構成され、目標モータトルク演算部８Ａで算出されたトルク指令値Ｔｔが入力されて実モータトルクＴがトルク指令値Ｔｔとなるようにインバータ９の３相のパワー素子をスイッチング制御する。

このとき、負荷固定判断部８Ｅから入力される負荷固定フラグＦｃの値に応じて、通常制御（３相電流Ｆ／Ｂ制御）と負荷固定制御との切り換えを行うようになっている。また、負荷固定判断部８Ｅから入力される界磁電流制御フラグＦｉの値に応じて、モータ４の界磁電流Ｉｆｍの増加制御を行うようになっている。
２相／３相変換部３０１では、電流センサにより検出された３相の交流電流値であるＵ相電流値Ｉｕ、Ｖ相電流値Ｉｖ、Ｗ相電流値Ｉｗを２相の直流電流値であるｄ軸電流値Ｉｄ、ｑ軸電流値Ｉｑに変換し、出力する。

Ｉｄ，Ｉｑ指令値演算部３０２では、トルク指令値Ｔｔとモータ回転数Ｎｍとに基づいて、このトルク指令値Ｔｔに一致するトルクを出力するためのｄ軸電流とｑ軸電流との指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*を演算し、出力する。
ＰＩＤ制御部３０３では、２相／３相変換部３０１から出力される電流値Ｉｄ、ＩｑとＩｄ，Ｉｑ指令値演算部３０２から出力される電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*との偏差に対してＰＩＤ制御を施し、Ｖｄ，Ｖｑ指令値演算部３０４にフィードバックする。

Ｖｄ，Ｖｑ指令値演算部３０４では、ＰＩＤ制御部３０３から入力されるフィードバック値と、モータ回転数Ｎｍと、後述する界磁磁束演算部３１０から入力されるモータパラメータ（インダクタンスＬｄ，Ｌｑ、界磁磁束Φ）とに基づいて、ｄ軸電流値Ｉｄをｄ軸電流指令値Ｉｄ^*にするためのｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*と、ｑ軸電流値Ｉｑをｑ軸電流指令値Ｉｑ^*にするためのｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*とを演算する。

制御切換部３０５は、負荷固定フラグＦｃに応じてスイッチを切り換える。具体的には、負荷固定フラグＦｃが負荷固定制御を行わないことを示す“０”にリセットされているときには、Ｖｄ，Ｖｑ指令値演算部３０４から入力される電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*をＶｄｃ^*指令値演算部３０５へ出力し、負荷固定フラグＦｃが負荷固定制御を行うことを示す“１”にセットされているときには、後述する非干渉制御部３１１から入力される電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*をＶｄｃ^*指令値演算部３０５へ出力するようになっている。

Ｖｄｃ^*指令値演算部３０６では、電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*に基づいて、発電電圧指令値Ｖｄｃ^*を演算し、前述した図４の発電機制御部８Ｄに出力する。
Ｖｄｃ^*＝２√２／√３・√（Ｖｄ^*2＋Ｖｑ^*2） ………（６）
また、２相／３相変換部３０７では、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*，Ｖｑ^*を３相正弦波指令値である３相座標系のＵ相電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ^*、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ^*に変換し、ＰＷＭ制御部３０８に出力する。

ＰＷＭ制御部３０８では、２相／３相変換部３０７から入力される３相正弦波指令値をもとに三角波との大小比較をしてＰＷＭ指令を演算し、インバータ９に出力するスイッチング信号を生成する。インバータ９は、このスイッチング信号に応じたＰＷＭ波電圧を生成してモータ４へ印加し、これによりモータ４が駆動される。
この三角波比較の際、直流電圧指令値である発電電圧指令値Ｖｄｃ^*を用いて、例えばＵ相の場合、Ｖｕ^*／Ｖｄｃ^*により正弦波振幅の正規化を行い、この正弦波指令値と三角波とを比較することでＵ相のスイッチング信号を出力する。これにより、発電機から見たインバータのインピーダンスは、トルク指令値Ｔｔ、モータ回転数Ｎｍの組み合わせ毎に固定となる。つまりこれは、ＰＷＭ波電圧のパルス幅をトルク指令値Ｔｔ、モータ回転数Ｎｍごとに固定することに相当する。

また、界磁電流指令値演算部３０９では、後述する界磁電流制御フラグＦｉの値に応じた界磁電流指令値Ｉｆ^*を演算する。具体的には、界磁電流制御フラグＦｉ＝０でありモータ界磁電流の増加制御を行わない場合には、モータ回転数Ｎｍに基づいて図９に示すマップを参照して界磁電流指令値Ｉｆ^*を演算し、界磁磁束演算部３１０に出力する。
一方、界磁電流制御フラグＦｉ＝１であるときには、先ず、弱め界磁率Ｉｆｍ／Ｉｆｍ_MAXに応じて、図１０に示す目標界磁電流係数マップを参照し、界磁電流指令値Ｉｆ^*を演算するための補正係数Ｋ（Ｋ≧１）を算出する。次いで、現在のモータ界磁電流Ｉｆｍに前記補正係数Ｋを乗じることで、増加補正された界磁電流指令値Ｉｆ^*を演算し（Ｉｆ^*＝Ｉｆｍ×Ｋ）、界磁磁束演算部３１０に出力する。

界磁磁束演算部３１０では、界磁磁束Φを演算して、前述したＶｄ，Ｖｑ指令値演算部３０４に出力する。
非干渉制御部３１１では、モータトルク指令値Ｔｔとモータ回転数Ｎｍとに基づいて所定のｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*，Ｖｑ^*を演算し、出力する。この非干渉制御部３１１では、前述した２相／３相変換部３０１〜Ｖｄ，Ｖｑ指令値演算部３０４のようにフィードバック制御を行わずに、モータトルク指令値Ｔｔ及びモータ回転数Ｎｍごとに固定のｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*，Ｖｑ^*を演算することになる。

次に、第１の実施形態の動作及び効果について説明する。
今、発電機７の動作点が図１１のα₀にあり、そのときのモータトルク指令値に相当する電力一定線が曲線Ｐ_Aであるものとする。この状態から車輪速及びアクセルペダル開度に基づいてモータトルク指令値Ｔｔが増加したものとすると、発電機供給電力演算部８Ｂにおいて、トルク指令値Ｔｔ、モータ回転数Ｎｍに基づいて、発電機供給電力Ｐｇが演算される。発電機供給電力Ｐｇに相当する電力一定線は、図１１の発電機７の特性図における曲線Ｐ_Bで表される。

そして、発電機制御部８Ｄで、発電機供給電力Ｐｇから算出される発電電流指令値Ｉｄｃ^*と実発電電流値Ｉｄｃとの偏差に対してＰＩ制御が施され、実発電電流値Ｉｄｃが発電電流指令値Ｉｄｃ^*に追従するように発電機７の界磁電流Ｉｆｇが制御される。このとき、図１１に示すように、発電機７の出力可能特性線は、現在の出力可能特性線Ｓ_Aから目標の出力可能特性線Ｓ_Bへ徐々に移行することになる。ここで、出力可能特性線とは、ある回転速度である界磁電流が与えられているとき、発電機７が動作し得る出力特性線（発電機出力特性線）である。

モータ回転数Ｎｍが低く、モータ回転数Ｎｍ及び発電機回転数Ｎｇから決定する動作点が通常制御領域にあるものとすると、負荷固定判断部８Ｅで負荷固定フラグＦｃが負荷固定制御を行わないことを意味する“０”にリセットされるため、モータ制御部８Ｆでは、通常の３相電流Ｆ／Ｂ制御が実施される。
このとき、発電機７の制御応答性が低いことから、発電機７の出力可能特性線Ｓ_Aが速やかに目標の出力可能特性線Ｓ_Bとならず、出力不足状態でトルク指令値Ｔｔを発生しようとするために、動作点はα₀から出力可能特性線Ｓ_Aと電力一定線Ｐ_Bとの交点α₁へ移動する。

モータ回転数Ｎｍと発電機供給電力Ｐｇとには、前記（１）式のような関係があるため、上記のようにモータ回転数Ｎｍが低い場合には、トルク指令値Ｔｔの変動に対する発電機供給電力Ｐｇの変動が小さい。したがって、通常の３相電流Ｆ／Ｂ制御を行っても、発電機７の動作点は点α₀から点α₁へ移動するに留まり、急激な発電機出力電圧の落ち込みは発生しない（落ち込み量ΔＶ₁）。

したがって、発電機７の界磁電流Ｉｆｇの上昇に伴って出力可能特性線が目標の出力可能特性線Ｓ_Bへ移行すれば、発電機動作点も目標動作点へ移行することになる。
一方、モータ回転数Ｎｍが高い状態で、発電機７の動作点が図１１のβ₀にあり、そのときのモータトルク指令値に相当する電力一定線が曲線Ｐ_Cであるものとする。この状態からモータトルク指令値Ｔｔが前述した低モータ回転数時と同じだけ増加した場合、発電機供給電力Ｐｇの変動は低モータ回転数時と比較して大きくなり、発電機供給電力Ｐｇに相当する電力一定線は曲線Ｐ_Dとなる。

したがって、この場合に通常の３相電流Ｆ／Ｂ制御を行うと、発電機７の動作点はβ₀から出力可能特性線Ｓ_Aと電力一定線Ｐ_Dとの交点β₁へ移動し、急激な発電機出力電圧の落ち込みが発生してしまう（落ち込み量ΔＶ₂）。
このように、発電機７の出力電圧及び出力電流の変動幅が大きいと、これが原因でモータトルクがハンチングする可能性がある。つまり、発電機出力電圧がハンチングしてモータ電流がハンチングすると、モータの界磁磁束が変動を起こし、モータトルクを出すためにモータに流れ込む電流がハンチングすることになる。そのため、モータ誘起電圧が変動する。これはインピーダンスが変動することに相当するため、発電機動作点が出力可能特性線上を動き、さらに発電機出力電圧のハンチングが助長される。その結果、モータトルクのハンチングが起こると共に、高電圧フェイルとなる可能性が大きくなる。

そこで、本実施形態では、モータ回転数Ｎｍが所定のモータ回転数閾値Ｎｍ_TH以上であるときには、発電機３の出力電圧Ｖｄｃがハンチングすると推定して負荷固定制御を行うことにより、発電機出力電圧の落ち込みや高電圧フェイルを防止する。
つまり、モータ回転数Ｎｍが高く、図７のステップＳ４で、モータ回転数Ｎｍ及び発電機回転数Ｎｇから決定される動作点が負荷固定制御領域にあると判定されると、ステップＳ５で負荷固定フラグＦｃ＝１にセットされる。そのため、モータ制御部８ＦではＦ／Ｂ制御が中止され、非干渉制御部３１１でトルク指令値Ｔｔ及びモータ回転数Ｎｍごとに固定にされたｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*，Ｖｑ^*を用いてインバータのスイッチング制御が行われることにより、インバータの負荷一定線が直線Ａに固定される。

これにより、発電機７の動作点は、点β₀から出力可能特性線Ｓ_Aと負荷一定線Ａとの交点β₂へ移動する。その後は、発電機７の界磁電流Ｉｆｇの上昇に伴って、発電機７の動作点は負荷一定線Ａ上を動作して、出力可能特性線Ｓ_Bと負荷一定線Ａとの交点β₃（目標動作点）まで到達することになる。このように、発電機７の電圧が急激に落ち込むことなくトルク指令値Ｔｔを出力することができる。

ところで、発電機７の出力可能特性線は、発電機回転数Ｎｇの大きさによって変化する。図１２に示すように、発電機回転数Ｎｇが低い場合には出力可能特性線の傾きは緩く、発電機回転数Ｎｇが高くなるほど出力可能特性線の傾きがきつくなる。
今、発電機回転数Ｎｇが低い状態で、発電機７の動作点が図１２のα₂にあり、そのときのモータトルク指令値に相当する電力一定線が曲線Ｐ_Aであるものとする。この状態からモータトルク指令値Ｔｔが増加し、発電機供給電力Ｐｇに相当する電力一定線が曲線Ｐ_Bで表されるものとする。このとき、通常の３相電流Ｆ／Ｂ制御を行った場合、発電機７の動作点は、点α₂から出力可能特性線Ｓ_Cと電力一定線Ｐ_Bとの交点α₃へ移動し、発電機出力電圧の落ち込み量は比較的小さいΔＶ₃となる。

一方、発電機回転数Ｎｇが高い状態で、発電機７の動作点が図１２のβ₄にあり、そのときのモータトルク指令値に相当する電力一定線が曲線Ｐ_Aであるものとする。この状態からモータトルク指令値Ｔｔが増加し、発電機供給電力Ｐｇに相当する電力一定線が曲線Ｐ_Bとなったものとする。このとき、通常の３相電流Ｆ／Ｂ制御を行った場合、発電機７の動作点は、点β₄から出力可能特性線Ｓ_Dと電力一定線Ｐ_Bとの交点β₅へ移動し、発電機出力電圧の急激な落ち込みが発生する（落ち込み量ΔＶ₄）。

このように、発電機回転数Ｎｇが高いときにトルク指令値が増減すると、発電機出力電圧の急激な変動が起こり、発電機出力電圧の落ち込みや高電圧フェイルが発生する恐れがある。
これに対して本実施形態では、負荷固定制御領域を決定するモータ回転数Ｎｍのモータ回転数閾値Ｎｍ_THを、発電機回転数Ｎｇが高いほど小さく設定するので、発電機回転数Ｎｇが高いときには、図７のステップＳ４で、モータ回転数Ｎｍ及び発電機回転数Ｎｇから決定される動作点が負荷固定制御領域にあると判定されるため、ステップＳ５で負荷固定フラグＦｃ＝１にセットされる。そのため、モータ制御部８ＦではＦ／Ｂ制御が中止され、負荷固定制御が実施される。

したがって、発電機回転数Ｎｇが高い場合にも、トルク指令値Ｔｔが増減したときの発電機出力電圧の落ち込みや高電圧フェイルを防止することができる。
このように、上記第１の実施形態では、発電機の出力電圧のハンチングを推定したとき、負荷固定制御を行ってインバータを制御するので、安定したモータトルク制御を行うことができ、４ＷＤ性能を向上させることができる。

また、モータ回転数が所定のモータ回転数閾値以上であるときに、発電機の出力電圧がハンチングする可能性があると判断するので、トルク指令値の変動に対する発電機出力電圧の変動が大きい高モータ回転数時に確実に負荷固定制御を行うことができる。その結果、トルク指令値が増減した場合の電圧の跳ね上がりや電圧の落ち込みを防止することができ、安定したモータトルク制御を行うことができる。

さらに、発電機回転数が所定の発電機回転数閾値以上であるときに、発電機の出力電圧がハンチングする可能性があると判断するので、トルク指令値の変動に対する発電機出力電圧の変動が大きい高発電機回転数時に確実に負荷固定制御を行うことができる。
また、上記モータ回転数閾値を発電機の回転数が高いほど小さく設定するので、トルク指令値の変動に対する発電機出力電圧の変動が大きく、ハンチングする可能性の高い状態を適切に判断して負荷固定制御を行うことができ、より安定したモータトルク制御を行うことができる。

さらにまた、モータに印加するＰＷＭ波電圧のパルス幅を固定とすることでインバータの負荷を固定とするので、比較的容易にインバータの負荷固定制御を実施することができる。
なお、上記第１の実施形態においては、モータ回転数と発電機回転数とを用いて負荷固定判断を行う場合について説明したが、何れか一方のみを用いて負荷固定判断を行うこともできる。すなわち、モータ回転数及び発電機回転数の何れか一方が所定の回転数閾値以上であるときに、発電機の出力電圧がハンチングすると推定して負荷固定制御を行うようにすることもできる。この場合にも、トルク指令値の変動に対して発電機の出力電圧が大きく変動することを抑制することができるので、安定したモータトルク制御を実現することができる。

次に、本発明における第２の実施形態について説明する。
この第２の実施形態は、発電機の現在の動作点が、発電機の目標動作点に基づいて設定されるハンチング領域内に存在するとき、負荷固定制御を行うようにしたものである。
図１３は、第２の実施形態における負荷固定判断部８Ｅで実行される負荷固定判断処理手順を示すフローチャートであり、図７に示す前述した第１の実施形態の負荷固定判断処理と同一処理を行う部分には同一ステップ番号を付し、処理の異なる部分を中心に説明する。

ステップＳ２１では、発電電圧Ｖｄｃを検出し、ステップＳ２２に移行して発電電流Ｉｄｃを検出する。
次いで、ステップＳ２３に移行して、発電機回転数Ｎｇを検出し、ステップＳ２４に移行する。
ステップＳ２４では、発電機回転数Ｎｇをもとに最大出力電力線ηを求め、この最大出力電力線ηから安定領域及び不安定領域を設定し、ステップＳ２５に移行する。ここで、最大出力電力線ηとは、発電機回転数Ｎｇごとに決定される線であり、発電機７の各出力可能特性線上の動作点において、発電機７の出力電力が最大となる点を結んでできる線である。

また、安定領域とは、最大出力電力線ηによって２つの領域に分けたとき、発電機７の出力可能特性線上の動作点の出力電力が、発電電流の増加に伴って増加する領域であり、不安定領域とは、発電機７の出力可能特性線上の動作点の出力電力が、発電電流の増加に伴って減少する領域である。
ステップＳ２５では、発電電圧Ｖｄｃ及び発電電流Ｉｄｃから決定される発電機７の現在の動作点が、前記ステップＳ２４で設定された不安定領域内に存在するか否かを判定する。そして、当該動作点が不安定領域内に存在するときには前記ステップＳ５に移行し、安定領域内に存在するときにはステップＳ２６に移行する。

ステップＳ２６では、発電機７の目標電圧である必要発電電圧Ｖ₀及び目標電流である必要発電電流Ｉ₀から所定のハンチング領域を設定する。本実施形態では、発電機７の界磁電流Ｉｆｇが、必要発電電圧Ｖ₀及び必要発電電流Ｉ₀から算出される必要界磁電流Ｉｆ₀に所定の界磁電流幅を設けた界磁電流範囲内にあり、且つ出力電圧Ｖｄｃが、必要発電電圧Ｖ₀に所定の電圧幅を設けた出力電圧範囲内にない場合、発電機７の出力電圧がハンチングしているとみなす。

すなわち、ハンチング領域は図１４に示すようになる。この図１４において、出力可能特性線Ｓ₀は現在の回転速度で必要界磁電流Ｉｆ₀が与えられているときに、発電機７が動作し得る出力特性線である。
次にステップＳ２７で、発電電圧Ｖｄｃ及び発電電流Ｉｄｃから決定される発電機７の現在の動作点が、前記ステップＳ２６で設定されたハンチング領域内に存在するか否かを判定する。そして、当該動作点がハンチング領域内に存在するときには前記ステップＳ５に移行し、ハンチング領域外に存在するときには前記ステップＳ９に移行する。

次に、第２の実施形態の動作及び効果について説明する。
今、モータ回転数Ｎｍが高い状態であるときに、車輪速及びアクセルペダル開度に基づいてモータトルク指令値Ｔｔが増加したものとする。このとき、モータトルク指令値Ｔｔの変動に対する発電機供給電力Ｐｇの変動が大きいことから、発電機７の出力電圧Ｖｄｃがハンチングしたものとする。

この場合には、発電機７の出力電圧Ｖｄｃ及び出力電流Ｉｄｃから決定される現在の動作点が、図１３のステップＳ２６で設定されるハンチング領域内に存在するため、ステップＳ２７の判定によりステップＳ５に移行して、負荷固定フラグＦｃ＝１にセットされる。そのため、モータ制御部８ＦではＦ／Ｂ制御が中止され、非干渉制御部３１１でトルク指令値Ｔｔ及びモータ回転数Ｎｍごとに固定にされたｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*，Ｖｑ^*を用いてインバータのスイッチング制御が行われることにより、インバータの負荷一定線が固定される。これにより、高電圧フェイルとなることなくトルク指令値Ｔｔを出力することができる。

このインバータの負荷固定制御中に、モータの界磁電流に対して弱め界磁制御が行われている場合には、ステップＳ６からステップＳ７に移行して、界磁電流制御フラグＦｉ＝１にセットされる。これにより、モータ制御部８Ｆの界磁電流指令値演算部３０９では、弱め界磁率Ｉｆｍ／Ｉｆｍ_MAXに応じた補正係数Ｋに基づいて界磁電流指令値Ｉｆ^*が演算されるため、モータ界磁電流Ｉｆｍが上昇する。モータ界磁電流Ｉｆｍが上昇すると誘起電圧が上昇し、発電電圧Ｖｄｃが上がると共に発電電流Ｉｄｃが下がる。その結果、発電機７の動作点は、発電機７の出力可能特性線上の動作点の出力電力が発電電流の増加に伴って増加する安定領域で動作することになる。

このように、上記第２の実施形態では、発電機の出力電圧及び出力電流から決定する動作点がハンチング領域内に存在するとき、発電機の出力電圧がハンチングしていると判断するので、適切に負荷固定制御を実施することができ、安定したモータトルク制御を行うことができる。
また、発電機の目標電圧及び目標電流に基づいてハンチング領域を設定するので、発電機が目標電圧及び目標電流から算出される目標界磁電流付近の出力可能特性線上を動作しており、且つ発電機出力電圧が目標電圧付近にない場合に、ハンチングを起こしていると判断することができ、適切にハンチングを検出して負荷固定制御を実施することができる。

さらに、発電機動作点が不安定領域に存在するとき、負荷固定制御を実施するので、発電電圧の落ち込みや過電圧を防止することができる。
また、負荷固定制御を開始した後、エンジン回転数の減少、モータ回転数の上昇（誘起電圧の上昇）、モータトルク指令値の減少等により発電機動作点が安定領域に移行し、且つ発電機動作点がハンチング領域にないと判断されたとき、負荷固定制御を解除して安定領域で動作させるので、常に負荷固定制御を作動して効率の悪い動作点で動作し続けることを回避することができる。

さらにまた、負荷固定制御中にモータ界磁電流を上昇させるので、早く不安定領域から抜け出して効率の良い安定領域で動作させることができる。
なお、上記実施形態においては、直流電圧指令値Ｖｄｃ^*を用いて正弦波振幅の正規化を行うことで負荷固定制御を実施する場合について説明したが、インバータインピーダンスを固定にする方法であれば、これに限定されるものではなく、例えば、モータの効率が最も良い動作点での電圧を用いて正弦波振幅の正規化を行うこともできる。

本発明の実施形態を示す概略構成図である。 発電機の構造を示す図である。 本実施形態の４ＷＤコントローラの詳細を示すブロック図である。 発電機制御部の詳細を示すブロック図である。 回転数毎の発電機特性マップである。 回転数毎の界磁電流特性マップである。 第１の実施形態における負荷固定判断部で実行する負荷固定判断処理を示すフローチャートである。 モータ制御部の詳細を示すブロック図である。 界磁電流指令値算出マップである。 弱め界磁率−目標界磁電流係数マップである。 本実施形態の動作を説明する図である。 本実施形態の動作を説明する図である。 第２の実施形態における負荷固定判断部で実行する負荷固定判断処理を示すフローチャートである。 ハンチング領域を示す図である。

符号の説明

１Ｌ、１Ｒ 前輪
２ エンジン
３Ｌ、３Ｒ 後輪
４ モータ
６ ベルト
７ 発電機
８ ４ＷＤコントローラ
８Ａ 目標モータトルク演算部
８Ｂ 発電機供給電力演算部
８Ｃ 発電電流指令演算部
８Ｄ 発電機制御部
８Ｅ 負荷固定判断部
８Ｆ モータ制御部
８Ｇ ＴＣＳ制御部
８Ｈ クラッチ制御部
９ インバータ
１０ ジャンクションボックス
１１ 減速機
１２ クラッチ
２７ＦＬ、２７ＦＲ、２７ＲＬ、２７ＲＲ 車輪速センサ

Claims (6)

1. 主駆動輪を駆動する熱機関と、その熱機関で駆動される発電機と、当該発電機の電力がインバータを介して供給されて従駆動輪を駆動する交流モータとを備える車両用駆動制御装置において、
   前記交流モータが必要とするモータ必要電力に基づいて前記発電機の界磁を制御する界磁制御手段と、前記発電機の出力電圧のハンチングを検出又は推定するハンチング推定手段と、該ハンチング推定手段で前記発電機の出力電圧のハンチングを検出又は推定したとき、所定の負荷に固定した状態で前記インバータを制御する負荷固定制御を行う負荷固定手段とを備えることを特徴とする車両用駆動制御装置。
2. 前記ハンチング推定手段は、前記交流モータの回転数が所定のモータ回転数閾値以上であるとき、前記発電機の出力電圧がハンチングすると推定することを特徴とする請求項１に記載の車両用駆動制御装置。
3. 前記ハンチング推定手段は、前記発電機の回転数が所定の発電機回転数閾値以上であるとき、前記発電機の出力電圧がハンチングすると推定することを特徴とする請求項１又は２に記載の車両用駆動制御装置。
4. 前記モータ回転数閾値は、前記発電機の回転数が高いほど小さく設定することを特徴とする請求項２又は３に記載の車両用駆動制御装置。
5. 前記ハンチング推定手段は、前記モータ必要電力を出力するための前記発電機の目標動作点に基づいてハンチング領域を設定し、前記発電機の出力電圧及び出力電流から決定する動作点が前記ハンチング領域内に存在するとき、前記発電機の出力電圧がハンチングしていると判断することを特徴とする請求項１に記載の車両用駆動制御装置。
6. 前記インバータを制御して前記交流モータにＰＷＭ波電圧を印加するＰＷＭ制御手段を有し、前記負荷固定手段は、前記ＰＷＭ波電圧のパルス幅を固定することで前記インバータの負荷を固定することを特徴とする請求項１〜５の何れか１項に記載の発電機電力制御装置。

Images