JP4702120B2 - 車両用駆動制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、主駆動軸を駆動する熱機関（例えば、エンジン）で発電機を駆動し、その発電機の出力で交流モータを駆動する車両用駆動制御装置に関するものである。

従来の車両用駆動制御装置としては、従駆動軸を発電機の電力で駆動される直流モータで駆動し、この直流モータの界磁電流を制御することで駆動トルクを制御するというものが知られている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００１−２３９８５２号公報

しかしながら、上記従来の車両用駆動制御装置にあっては、直流モータを適用してモータトルクを制御しているので、トルクアップをするためには直流モータの電機子電流を増加させる必要があるが、直流モータのブラシの寿命に限界があるため、電機子電流の増加に限界があり、質量の重い車両への適用が困難であったり４ＷＤ性能の向上が図れなかったりという未解決の課題がある。
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、発電機と交流モータとの組み合わせで、４ＷＤ性能を向上することができる車両用駆動制御装置を提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、本発明に係る車両用駆動制御装置は、従駆動輪の要求駆動力に基づいて、モータ必要電力演算手段で交流モータが必要とするモータ必要電力を演算し、前記モータ必要電力に基づいて、発電機制御手段で発電機を制御する。また、負荷固定手段で、前記インバータの負荷が一定のときに前記発電機が取り得る出力電圧及び出力電流から決定する動作点を示す負荷一定線を、前記発電機の目標電圧及び目標電流から決定する目標動作点を通る線で固定した状態でインバータを制御する負荷固定制御を行う。

本発明によれば、インバータの負荷一定線を発電機の目標動作点を通る線で固定とする負荷固定制御を行うので、トルク指令値が急激に増減する場合であっても、電圧の跳ね上がりや電圧の落ち込みをすることなく、モータトルクをトルク指令値に追従させることができ、４ＷＤ性能を向上させることができるという効果が得られる。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明を四輪駆動車両に適用した場合の概略構成図である。
この図１に示すように、本実施形態の車両は、左右前輪１Ｌ、１Ｒが、熱機関（内燃機関）であるエンジン２によって駆動される主駆動輪であり、左右後輪３Ｌ、３Ｒが、モータ４によって駆動可能な従駆動輪である。

前記エンジン２の吸気管路には、例えばメインスロットルバルブとサブスロットルバルブとが介装されている。メインスロットルバルブは、アクセルペダルの踏込み量等に応じてスロットル開度が調整制御される。サブスロットルバルブは、ステップモータ等をアクチュエータとし、そのステップ数に応じた回転角により開度が調整制御される。従って、サブスロットルバルブのスロットル開度をメインスロットルバルブの開度以下等に調整することによって、運転者のアクセルペダルの操作とは独立して、エンジンの出力トルクを減少させることができる。つまり、サブスロットルバルブの開度調整が、エンジン２による前輪１Ｌ、１Ｒの加速スリップを抑制する駆動力制御となる。

上記エンジン２の出力トルクＴｅは、トランスミッション及びデファレンスギヤ５を通じて左右前輪１Ｌ、１Ｒに伝達される。また、エンジン２の出力トルクＴｅの一部は、無端ベルト６を介して発電機７に伝達されることで、発電機７は、エンジン２の回転数Ｎｅにプーリ比を乗じた回転数Ｎｇで回転する。
上記発電機７は、４ＷＤコントローラ８によって調整される界磁電流Ｉｆｇに応じてエンジン２に対し負荷となり、その負荷トルクに応じた発電をする。この発電機７の発電電力の大きさは、回転数Ｎｇと界磁電流Ｉｆｇとの大きさにより決定される。なお、発電機７の回転数Ｎｇは、エンジン２の回転数Ｎｅからプーリ比に基づき演算することができる。

図２は発電機７の界磁電流駆動回路の構造を示す図である。この回路は、図２（ａ）に示すように、界磁電流電源として車両の１４Ｖバッテリ７ａのような定電圧電源と発電機自身の出力電圧とを選択する構成を適用し、界磁電流電源のプラス側を界磁コイル７ｂに繋げて、トランジスタ７ｃをスイッチングするように構成されている。この場合、発電機出力がバッテリ電圧Ｖｂを下回っている状態では、他励領域となってバッテリ電圧Ｖｂが界磁コイル７ｂの電源となり、発電機出力が増加して出力電圧Ｖｇがバッテリ電圧Ｖｂ以上となると、自励領域となって発電機の出力電圧Ｖｇが選ばれて界磁コイル７ｂの電源となる。即ち、界磁電流値を発電機の電源電圧により増大することができるので、大幅な発電機出力の増加が可能である。

なお、界磁電流駆動回路は、図２（ｂ）に示すように界磁電流電源として車両の１４Ｖバッテリ７ａのみ（他励領域のみ）を適用するようにしてもよい。
発電機７が発電した電力は、ジャンクションボックス１０及びインバータ９を介してモータ４に供給可能となっている。前記モータ４の駆動軸は、減速機１１及びクラッチ１２を介して後輪３Ｌ、３Ｒに接続可能となっている。なお、本実施形態のモータ４は交流モータである。また、図中の符号１３はデファレンスギヤを示す。

ジャンクションボックス１０内には、インバータ９と発電機７とを接続・遮断するリレーが設けられている。そして、このリレーが接続されている状態で、発電機７から図示しない整流器を介して供給された直流の電力は、インバータ９内で三相交流に変換されてモータ４を駆動する。
また、ジャンクションボックス１０内には、発電電圧を検出する発電機電圧センサと、インバータ９の入力電流である発電電流を検出する発電機電流センサとが設けられ、これらの検出信号は４ＷＤコントローラ８に出力される。また、モータ４の駆動軸にはレゾルバが連結されており、モータ４の磁極位置信号θを出力する。

また、前記クラッチ１２は、例えば湿式多板クラッチであって、４ＷＤコントローラ８からの指令に応じて締結及び開放を行う。なお、本実施形態においては、締結手段としてのクラッチを湿式多板クラッチとしたが、例えばパウダークラッチやポンプ式クラッチであってもよい。
また、各車輪１Ｌ、１Ｒ、３Ｌ、３Ｒには、車輪速センサ２７ＦＬ、２７ＦＲ、２７ＲＬ、２７ＲＲが設けられている。各車輪速センサ２７ＦＬ、２７ＦＲ、２７ＲＬ、２７ＲＲは、対応する車輪１Ｌ、１Ｒ、３Ｌ、３Ｒの回転速度に応じたパルス信号を車輪速検出値として４ＷＤコントローラ８に出力する。

前記４ＷＤコントローラ８は、例えばマイクロコンピュータ等の演算処理装置を備えて構成され、前記各車輪速度センサ２７ＦＬ〜２７ＲＲで検出される車輪速度信号、ジャンクションボックス１０内の電圧センサ及び電流センサの出力信号、モータ４に連結されたレゾルバの出力信号及びアクセルペダル（不図示）の踏込み量に相当するアクセル開度等が入力される。

４ＷＤコントローラ８は、図３に示すように、目標モータトルク演算部８Ａ、モータ必要電力演算手段としての発電機供給電力演算部８Ｂ、発電電流指令演算部８Ｃ、発電機制御手段としての発電機制御部８Ｄ、負荷固定手段としてのモータ制御部８Ｅ、ＴＣＳ制御部８Ｆ、クラッチ制御部８Ｇを備える。
目標モータトルク演算部８Ａは、従駆動輪である後輪３Ｌ，３Ｒの要求駆動力、例えば、４輪の車輪速度信号に基づいて算出される前後輪の車輪速度差とアクセルペダル開度信号とから、モータトルク指令値Ｔｔを算出する。

発電機供給電力演算部８Ｂは、トルク指令値Ｔｔ、モータ回転数Ｎｍに基づいて、次式をもとに発電機供給電力Ｐｇを演算する。
Ｐｇ＝Ｔｔ×Ｎｍ／Иｍ ………（１）
ここで、Иｍはインバータ効率である。即ち、発電機供給電力Ｐｇは、トルク指令値Ｔｔとモータ回転数Ｎｍとの積により求められるモータに必要な電力Ｐｍ（＝Ｔｔ×Ｎｍ）よりインバータ効率Иｍ分多い値となる。

発電電流指令演算部８Ｃは、前記発電機供給電力演算部８Ｂで算出された発電機供給電力Ｐｇと、後述するモータ制御部８Ｅで算出される発電電圧指令値Ｖｄｃ^*とに基づいて、次式をもとに発電電流指令値Ｉｄｃ^*を演算する。
Ｉｄｃ^*＝Ｐｇ／Ｖｄｃ^* ………（２）
図４は、発電機７の発電制御を行う発電機制御部８Ｄの詳細を示すブロック図である。

この発電機制御部８Ｄは、Ｐ制御部１０１と、Ｉ制御部１０２と、ＦＦ制御部１０３と、制御量加算部１０４と、界磁制御部１０５とで構成され、界磁電圧ＰＷＭデューティ比Ｃ１を決定して発電機７の界磁電流ＩｆｇをＰＷＭ制御する。
Ｐ制御部１０１では、前記（２）式により算出された発電電流指令値Ｉｄｃ^*と実発電電流値Ｉｄｃとの偏差に基づいてＰ制御を行う。先ず、発電電流指令値Ｉｄｃ^*と実発電電流値Ｉｄｃとの偏差に所定のゲインを乗算する。そして、発電機の回転数変動に対してゲインの感度を一定にするために、この値に発電機回転数Ｎｇの逆数を乗算し、これをＰ制御における制御量Ｖｐとして後述する制御量加算部１０４に出力する。

Ｉ制御部１０２では、前記（２）式により算出された発電電流指令値Ｉｄｃ^*と実発電電流値Ｉｄｃとの偏差に基づいてＩ制御を行う。つまり、発電電流指令値Ｉｄｃ^*と実発電電流値Ｉｄｃとの偏差を積分していく。ここで、積分値は上限値及び下限値をもつ。そして、上記Ｐ制御同様、この積分値に発電機回転数Ｎｇの逆数を乗算し、これをＩ制御における制御量Ｖｉとして後述する制御量加算部１０４に出力する。

ＦＦ制御部１０３では、図５に示すように予め格納された回転数毎の発電機特性マップを参照し、発電電圧指令値Ｖｄｃ^*と発電電流指令値Ｉｄｃ^*とに基づいて、フィードフォワードで発電機界磁電圧のＰＷＭデューティ比Ｄ１を求める。この図５において、曲線ａ１〜ａ４は、発電機７の自励領域において界磁電圧ＰＷＭデューティ比Ｄ１を固定とし、発電機７の負荷を徐々に変化させた場合の動作点の軌跡であり、曲線ａ１〜ａ４はデューティ比Ｄ１の違いを示している。

そして、このＰＷＭデューティ比Ｄ１と発電電圧指令値Ｖｄｃ^*とに基づいて、次式をもとにＦＦ制御における制御量Ｖｆｆを算出し、制御量加算部１０４に出力する。
Ｖｆｆ＝Ｄ１×Ｖｄｃ^* ………（３）
なお、本実施形態においては、ＰＷＭデューティ比Ｄ１と発電電圧指令値Ｖｄｃ^*とに基づいて制御量Ｖｆｆを算出する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、発電機７の界磁電流Ｉｆと界磁コイル抵抗Ｒｆとに基づいて制御量Ｖｆｆを算出するようにしてもよい。

この場合、先ず、モータ回転数Ｎｍとトルク指令値Ｔｔとから予め格納されたマップを参照して発電機７に必要な必要発電電圧Ｖ₀及び必要発電電流Ｉ₀を算出し、これらをもとに図６に示すように予め格納された回転数毎の発電機７の界磁電流特性マップを参照し、必要界磁電流Ｉｆ₀を算出する。そして、このようにして算出された必要界磁電流Ｉｆ₀に基づいて、Ｖｆｆ＝Ｉｆ₀×Ｒｆにより制御量Ｖｆｆを算出するようにすればよい。

制御量加算部１０４では、制御量Ｖｐと制御量Ｖｉと制御量Ｖｆｆとを加算し、これを界磁コイルにかける電圧Ｖｆとして界磁制御部１０５に出力する。
界磁制御部１０５では、実発電電圧値Ｖｄｃが発電機７の界磁電流電源としてのバッテリ電圧Ｖｂ以下であるか否かを判定し、Ｖｄｃ≦Ｖｂであるときには下記（４）式をもとに界磁電圧ＰＷＭのデューティ比Ｃ１を算出する。
Ｃ１＝Ｖｆ／Ｖｂ ………（４）
一方、Ｖｄｃ＞Ｖｂであるときには、下記（５）式をもとに界磁電圧ＰＷＭデューティ比Ｃ１を算出する。
Ｃ１＝Ｖｆ／Ｖｄｃ ………（５）
そして、このようにして算出されたデューティ比Ｃ１に応じて、発電機７の界磁電流Ｉｆｇを制御する。

つまりこの発電機制御部８Ｄでは、トルク指令値Ｔｔから決まる発電機供給電力Ｐｇを実現する発電機動作点をフィードフォワードで指定すると共に、発電電流指令値Ｉｄｃ^*と実発電電流値Ｉｄｃとの偏差をＰＩ補償にてフィードバックすることにより、実発電電流値Ｉｄｃを発電電流指令値Ｉｄｃ^*に追従させる。これにより、モータ４の要求に応じた電力をインバータ９に供給するように発電機７の界磁電流Ｉｆｇが制御される。
なお、ここではフィードバック制御に用いる制御手法としてＰＩ補償を適用しているが、これに限定されるものではなく、系を安定にする制御手法であればよい。

図７は、インバータ９によりモータ４を制御するモータ制御部８Ｅの詳細を示すブロック図である。
このモータ制御部８Ｅは、Ｉｄ，Ｉｑ指令値演算部２０１と、Ｖｄ，Ｖｑ指令値演算部２０２と、Ｖｄｃ^*指令値演算部２０３と、２相／３相変換部２０４と、ＰＷＭ制御部２０５と、界磁電流指令値演算部２０６と、界磁磁束演算部２０７とで構成され、目標モータトルク演算部８Ａで算出されたトルク指令値Ｔｔが入力されて実モータトルクＴがトルク指令値Ｔｔとなるようにインバータ９の３相のパワー素子をスイッチング制御する。

Ｉｄ，Ｉｑ指令値演算部２０１では、トルク指令値Ｔｔとモータ回転数Ｎｍとに基づいて、このトルク指令値Ｔｔに一致するトルクを出力するためのｄ軸（磁束成分）電流とｑ軸（トルク成分）電流との指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*を演算し、Ｖｄ，Ｖｑ指令値演算部２０２に出力する。
Ｖｄ，Ｖｑ指令値演算部２０２では、Ｉｄ，Ｉｑ指令値演算部２０１から入力される電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*と、モータ回転数Ｎｍと、後述する界磁磁束演算部２０７から入力されるモータパラメータ（インダクタンスＬｄ，Ｌｑ、界磁磁束Φ）とに基づいて、ｄ軸電流値Ｉｄをｄ軸電流指令値Ｉｄ^*にするためのｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*と、ｑ軸電流値Ｉｑをｑ軸電流指令値Ｉｑ^*にするためのｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*とを演算する。

Ｖｄｃ^*指令値演算部２０３では、Ｖｄ，Ｖｑ指令値演算部２０２で算出された電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*に基づいて、発電電圧指令値Ｖｄｃ^*を演算し、前述した図４の発電機制御部８Ｄに出力する。
Ｖｄｃ^*＝２√２／√３・√（Ｖｄ^*2＋Ｖｑ^*2） ………（６）
また、２相／３相変換部２０４では、Ｖｄ，Ｖｑ指令値演算部２０２で演算されたｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*，Ｖｑ^*を３相正弦波指令値である３相座標系のＵ相電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ^*、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ^*に変換し、ＰＷＭ制御部２０５に出力する。

ＰＷＭ制御部２０５では、２相／３相変換部２０４から入力される３相正弦波指令値をもとに三角波との大小比較をしてＰＷＭ指令を演算し、インバータ９に出力するスイッチング信号を生成する。インバータ９は、このスイッチング信号に応じたＰＷＭ波電圧を生成してモータ４へ印加し、これによりモータ４が駆動される。
上記三角波比較の際、本実施形態では、直流電圧指令値である発電電圧指令値Ｖｄｃ^*を用いて、例えばＵ相の場合、Ｖｕ^*／Ｖｄｃ^*により正弦波振幅の正規化を行い、この正弦波指令値と三角波とを比較することでＵ相のスイッチング信号を出力する。これにより、発電機から見たインバータのインピーダンスは、トルク指令値Ｔｔ、モータ回転数Ｎｍの組み合わせ毎に固定となる。つまりこれは、ＰＷＭ波電圧のパルス幅をトルク指令値Ｔｔ、モータ回転数Ｎｍごとに固定することに相当する。

また、界磁電流指令値演算部２０６では、モータ回転数Ｎｍに基づいて界磁電流指令値Ｉｆ^*を演算して界磁磁束演算部２０７に出力し、この界磁磁束演算部２０７で界磁磁束を演算して前述したＶｄ，Ｖｑ指令値演算部２０２に出力する。
したがって、このモータ制御部８Ｅでは、要求されるモータ出力に対し、インバータの動作を、要求電圧が満足されたときに行われるスイッチングパターンで固定している。

この図７において、ＰＷＭ制御部２０５がＰＷＭ制御手段に対応している。
また、図３のＴＣＳ制御部８Ｆは、図示しないエンジントルク制御コントローラ（ＥＣＭ）からのエンジン発生駆動トルクデマンド信号Ｔｅｔ、左右前輪の回転速度Ｖ_FR，Ｖ_FL、車速Ｖに基づいて、公知の方法によりＥＣＭに対してエンジン発生駆動トルクデマンド信号Ｔｅを送り返すことにより前輪トラクションコントロール制御を行う。
クラッチ制御部８Ｇは、上記クラッチ１２の状態を制御し、４輪駆動状態と判定している間はクラッチ１２を接続状態に制御する。

次に、本発明の第１の実施形態の動作及び効果について説明する。
今、発電機７の動作点が図８のα₀にあり、そのときのモータトルク指令値に相当する電力一定線が曲線Ｐ_Aであるものとする。この状態から車輪速及びアクセルペダル開度に基づいてモータトルク指令値Ｔｔが急増したものとすると、発電機供給電力演算部８Ｂにおいて、トルク指令値Ｔｔ、モータ回転数Ｎｍに基づいて、発電機供給電力Ｐｇが演算される。発電機供給電力Ｐｇに相当する電力一定線は、図８の発電機７の特性図における曲線Ｐ_Bで表される。

そして、発電機制御部８Ｄで、発電機供給電力Ｐｇから算出される発電電流指令値Ｉｄｃ^*と実発電電流値Ｉｄｃとの偏差に対してＰＩ制御が施され、実発電電流値Ｉｄｃが発電電流指令値Ｉｄｃ^*に追従するように発電機７の界磁電流Ｉｆｇが制御される。このとき、図８に示すように、発電機７の出力可能特性線は、現在の出力可能特性線Ｓ_Aから目標の出力可能特性線Ｓ_Bへ徐々に移行することになる。ここで、出力可能特性線とは、ある回転速度である界磁電流が与えられているとき、発電機７が動作し得る出力特性線である。

モータ制御部８Ｅでは、トルク指令値Ｔｔやモータ回転数Ｎｍに基づいて、インバータ９の３相のパワー素子をスイッチング制御するための３相正弦波指令を演算し、この３相正弦波指令に基づいてＰＷＭ指令を演算しインバータ９に出力する。このとき、Ｖｕ^*／Ｖｄｃ^*等、発電電圧指令値Ｖｄｃ^*を用いて正弦波振幅の正規化を行って三角波比較を行い、インバータインピーダンスをトルク指令値Ｔｔ及びモータ回転数Ｎｍの組み合わせ毎に固定とする。これにより、図８に示すように、インバータの負荷一定線を直線Ａで固定とする。

そのため、発電機制御部８Ｄによる界磁電流Ｉｆｇの制御により、発電機７の界磁電流Ｉｆｇが徐々に上昇し、出力可能特性線がＳ_AからＳ_A’へ移行したときには、発電機動作点はα₀から出力可能特性線Ｓ_A’と負荷一定線Ａとの交点であるα₁へ移行する。このように、発電機７の界磁電流Ｉｆｇの上昇に伴って、発電機７の動作点は負荷一定線Ａ上を動作して、出力可能特性線Ｓ_Bと負荷一定線Ａとの交点である目標動作点α^*まで到達することになる。

従来のＰＷＭ制御では、三角波比較の際、三角波の振幅はマイコン内で一定値に固定されているため、パルス振幅変調方式に基づき、三角波の振幅を直流電流値に見立て、Ｖｕ^*／Ｖｄｃの演算により正弦波振幅を正規化してから三角波との比較を行っている。
直流電圧Ｖｄｃが直流電圧指令値Ｖｄｃ^*より低い場合は、Ｖｕ^*／Ｖｄｃの結果、図９の下段に示すように正弦波指令値振幅が小さくなるため、スイッチングのＯＮ時間が長くなり（発電機から見てインバータのインピーダンスが小さくなり）、直流電流Ｉｄｃが増加することで電力が合うようになっている。一方、直流電圧Ｖｄｃが直流電圧指令値Ｖｄｃ^*より高い場合は、スイッチングのＯＮ時間が短くなり（発電機から見てインバータのインピーダンスが大きくなり）、直流電流Ｉｄｃが減少することで電力が合うようになっている。

しかし、上記従来の制御方法を用いた場合、例えば、モータトルク指令値が急増する過程では、発電能力が低く電圧が足りないために、電流を増加させることで電力を供給しようとしてインバータのインピーダンスを小さくするが、発電機動作点は出力可能特性線（等界磁電流線）上でしか動作できないため、電圧が落ち込むことになり、逆に必要な電力を供給することができなくなるという問題がある。

つまり、図１０に示すように、現在の動作点がα₀にあり、目標のトルク指令値に相当する電力一定線がＰ^*であるとすると、直流電圧Ｖｄｃが直流電圧指令値Ｖｄｃ^*より低いため、直流電流Ｉｄｃを増加させることで目標電力を供給しようとしてインバータの負荷を小さくする。即ち、負荷一定線（インバータ負荷一定のときに発電機が取り得る動作点）を直線Ａから直線Ｂに変更する。このとき、発電機は破線で示す出力可能特性線Ｓ₀上しか動作できないため、動作点はα₀から、目標とすべき動作点α^*に移行せず、出力可能特性線Ｓ₀と負荷一定線Ｂとの交点である効率の悪い動作点α₁へ移行し、電圧が落ち込んでしまう。

これに対して、本実施形態では、三角波比較の際に、Ｖｕ^*／Ｖｄｃ^*により正弦波振幅の正規化を行って、インバータインピーダンスを固定とするため、負荷一定線を固定として電圧の落ち込みを防止することができ、４ＷＤ性能の向上を図ることができる。
このように、上記第１の実施形態では、インバータの負荷を固定とするので、発電機動作点が発電能力に合わせて所定の負荷一定線上を動作することになり、発電機の電圧上昇と電流上昇とが一対一の関係となる。そのため、トルク指令値が急激に増減する場合であっても、電圧の落ち込みや過電圧が生じることを防止することができ、安定したモータトルク制御を実現することができる。

また、電圧が落ち込むことがないため、発電機制御が目標電圧に追従することで目標のトルクを出力することができる。また、電圧が落ち込むことがないため、発電機界磁電流制御の応答性を改善することができる。
さらに、過電圧となることがないため、発電機出力電圧がフェイル電圧を超えることに起因する部品の破損を防止することができる。

また、モータに印加するＰＷＭ波電圧のパルス幅を固定とすることでインバータの負荷を固定とするので、比較的容易にインバータの負荷固定制御を実施することができる。
さらにまた、インバータ制御における三角波比較の際、従来の実電圧を用いた正弦波振幅の正規化の代わりに、直流電圧指令値を用いた正規化を行うため、要求されるモータ出力に対し、インバータの動作を、要求電圧が満足されたときに行われるスイッチングパターンで固定することができる。
なお、上記第１の実施形態においては、直流電圧指令値Ｖｄｃ^*を用いて正弦波振幅の正規化を行う場合について説明したが、インバータインピーダンスを固定にする方法であれば、これに限定されるものではなく、例えば、モータの効率が最も良い動作点での電圧を用いて正弦波振幅の正規化を行うこともできる。

次に、本発明の第２の実施形態について説明する。
この第２の実施形態は、モータの要求電力（発電機供給電力）が、発電機が安定して出力できる出力可能電力を上回ったときにインバータの負荷を固定とするようにしたものである。
即ち、第２の実施形態における４ＷＤコントローラ８のブロック図を図１１に示すように、インバータの負荷を固定する負荷固定制御を行うか否かを判断する負荷固定判断部８Ｈを追加し、モータ制御部８Ｅを、負荷固定判断部８Ｈによる判断結果をもとにインバータ９によりモータ４を制御するモータ制御部８Ｉに置換したことを除いては、図３と同様の構成を有するため、その詳細な説明は省略する。

負荷固定判断部８Ｈは、図１２に示す負荷固定判断処理を行う。この負荷固定判断処理は、所定時間毎のタイマ割込み処理として実行され、先ず、ステップＳ１でエンジン回転数Ｎｇを検出し、ステップＳ２に移行する。
ステップＳ２では、発電機７の最大出力電力線を決定する。この最大出力電力線は、エンジン回転数Ｎｇごとに決定する線であり、発電機７の各出力可能特性線上の動作点において、発電機７の出力電力が最大となる点を結んでできる線である。

次に、ステップＳ３で、発電機７が安定して出力できる電力、所謂出力可能電力Ｐａｂｌを算出する。この出力可能電力Ｐａｂｌは、前記ステップＳ２でもとめた最大出力電力線とフェイル電圧閾値（システムが安定に動作する電圧：５５Ｖ）との交点の電力である。
次に、ステップＳ４でモータ回転数Ｎｍを検出してステップＳ５に移行し、モータトルク指令値Ｔｔを検出する。そして、ステップＳ６では、モータ回転数Ｎｍとモータトルク指令値Ｔｔとそのときのモータ効率Иｍとから、発電機７に供給すべき発電機供給電力Ｐｇ（モータ４が必要とする必要電力）を算出し（Ｐｇ＝Ｔｔ×Ｎｍ／Иｍ）、ステップＳ７に移行する。

ステップＳ７では、前記ステップＳ６で算出した発電機供給電力Ｐｇが前記ステップＳ３で算出した出力可能電力Ｐａｂｌより大きいか否かを判定し、Ｐｇ＞ＰａｂｌであるときにはステップＳ８に移行する。そして、ステップＳ８では、負荷固定フラグＦｃを、インバータの負荷固定制御を行うことを意味する“１”にセットしてから後述するステップＳ１４に移行する。

一方、前記ステップＳ７の判定結果がＰａｂｌ≦Ｐｇであるときには、ステップＳ９に移行して、発電機７の現在の動作点が安定領域内に存在するか否かを判定する。ここで、安定領域とは、図１３に示すように、最大出力電力線ηによって２つの領域に分けたとき、発電機７の出力可能特性線Ｓ上の動作点の出力電力が、発電電流の増加に伴って増加する領域である。また、出力可能特性線Ｓ上の動作点の出力電力が、発電電流の増加に伴って減少する領域を、不安定領域と称す。
そして、発電機７の現在の動作点が安定領域内に存在する場合には、ステップＳ１０に移行し、負荷固定フラグＦｃを、インバータの負荷固定制御を行わないことを意味する“０”にリセットしてから後述するステップＳ１４に移行する。

また、ステップＳ９の判定結果が、発電機７の現在の動作点が不安定領域内に存在する場合には、ステップＳ１１に移行して、モータの高速回転時に誘起される電圧を抑制するための弱め界磁制御中であるか否かを判定する。この判定は、実モータ界磁電流Ｉｆｍと最大モータ界磁電流Ｉｆｍ_MAXとから求まる弱め界磁率Ｉｆｍ／Ｉｆｍ_MAXが１より小さいか否かによって行い、Ｉｆｍ／Ｉｆｍ_MAX＜１であるときには弱め界磁中であると判定し、Ｉｆｍ／Ｉｆｍ_MAX＝１であるときには弱め界磁中でないと判定する。そして、弱め界磁中であるときには、ステップＳ１２に移行して、界磁電流制御フラグＦｉを後述するモータ界磁電流Ｉｆｍの増加制御を行うことを意味する“１”にセットしてから前記ステップＳ８に移行する。

一方、前記ステップＳ１１の判定結果が弱め界磁中でないときには、ステップＳ１３に移行して、界磁電流制御フラグＦｉをモータ界磁電流Ｉｆｍの増加制御を行わないことを意味する“０”にリセットしてから前記ステップＳ８に移行する。
そして、ステップＳ１４では、負荷固定フラグ値及び界磁電流制御フラグ値をモータ制御部８Ｉに出力して、負荷固定判断処理を終了する。

つまり、発電機供給電力Ｐｇが出力可能電力Ｐａｂｌより大きい、即ちモータ要求電力が発電機の特性で出力できない電力であるとき、発電機供給電力Ｐｇを出力するためには発電機が不安定領域で動作するか、フェイル電圧を超えるしかないため、この負荷固定判断部８Ｈでは、これを予め予測して、インバータの負荷を固定とするためのフラグをモータ制御部８Ｉに出力する。

図１２の処理において、ステップＳ７及びＳ８の処理が負荷固定判断手段に対応し、ステップＳ９及びＳ１０の処理が負荷固定解除手段に対応し、ステップＳ１１及びＳ１２の処理が界磁電流制御手段に対応している。
図１４は、第２の実施形態のモータ制御部８Ｉの詳細を示すブロック図である。
このモータ制御部８Ｉは、２相／３相変換部３０１と、Ｉｄ，Ｉｑ指令値演算部３０２と、ＰＩＤ制御部３０３と、Ｖｄ，Ｖｑ指令値演算部３０４と、制御切換部３０５と、Ｖｄｃ^*指令値演算部３０６と、２相／３相変換部３０７と、ＰＷＭ制御部３０８と、界磁電流指令値演算部３０９と、界磁磁束演算部３１０と、非干渉制御部３１１とで構成され、目標モータトルク演算部８Ａで算出されたトルク指令値Ｔｔが入力されて実モータトルクＴがトルク指令値Ｔｔとなるようにインバータ９の３相のパワー素子をスイッチング制御する。

このとき、負荷固定判断部８Ｈから入力される負荷固定フラグＦｃの値に応じて、通常制御（３相電流Ｆ／Ｂ制御）と負荷固定制御との切り換えを行うようになっている。また、負荷固定判断部８Ｈから入力される界磁電流制御フラグＦｉの値に応じて、モータ４の界磁電流Ｉｆｍの増加制御を行うようになっている。
２相／３相変換部３０１では、電流センサにより検出された３相の交流電流値であるＵ相電流値Ｉｕ、Ｖ相電流値Ｉｖ、Ｗ相電流値Ｉｗを２相の直流電流値であるｄ軸電流値Ｉｄ、ｑ軸電流値Ｉｑに変換し、出力する。

Ｉｄ，Ｉｑ指令値演算部３０２では、トルク指令値Ｔｔとモータ回転数Ｎｍとに基づいて、このトルク指令値Ｔｔに一致するトルクを出力するためのｄ軸電流とｑ軸電流との指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*を演算し、出力する。
ＰＩＤ制御部３０３では、２相／３相変換部３０１から出力される電流値Ｉｄ、ＩｑとＩｄ，Ｉｑ指令値演算部３０２から出力される電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*との偏差に対してＰＩＤ制御を施し、Ｖｄ，Ｖｑ指令値演算部３０４にフィードバックする。

Ｖｄ，Ｖｑ指令値演算部３０４では、ＰＩＤ制御部３０３から入力されるフィードバック値と、モータ回転数Ｎｍと、後述する界磁磁束演算部３１０から入力されるモータパラメータ（インダクタンスＬｄ，Ｌｑ、界磁磁束Φ）とに基づいて、ｄ軸電流値Ｉｄをｄ軸電流指令値Ｉｄ^*にするためのｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*と、ｑ軸電流値Ｉｑをｑ軸電流指令値Ｉｑ^*にするためのｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*とを演算する。

制御切換部３０５は、負荷固定フラグＦｃに応じてスイッチを切り換える。具体的には、負荷固定フラグＦｃが負荷固定制御を行わないことを示す“０”にリセットされているときには、Ｖｄ，Ｖｑ指令値演算部３０４から入力される電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*をＶｄｃ^*指令値演算部３０５へ出力し、負荷固定フラグＦｃが負荷固定制御を行うことを示す“１”にセットされているときには、後述する非干渉制御部３１１から入力される電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*をＶｄｃ^*指令値演算部３０５へ出力するようになっている。

Ｖｄｃ^*指令値演算部３０６では、電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*に基づいて、発電電圧指令値Ｖｄｃ^*を演算し、前述した図４の発電機制御部８Ｄに出力する。
Ｖｄｃ^*＝２√２／√３・√（Ｖｄ^*2＋Ｖｑ^*2） ………（６）
また、２相／３相変換部３０７では、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*，Ｖｑ^*を３相正弦波指令値である３相座標系のＵ相電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ^*、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ^*に変換し、ＰＷＭ制御部３０８に出力する。

ＰＷＭ制御部３０８では、２相／３相変換部３０７から入力される３相正弦波指令値をもとに三角波との大小比較をしてＰＷＭ指令を演算し、インバータ９に出力するスイッチング信号を生成する。インバータ９は、このスイッチング信号に応じたＰＷＭ波電圧を生成してモータ４へ印加し、これによりモータ４が駆動される。この三角波比較の際、前述した図７のＰＷＭ制御部２０５と同様に、直流電圧指令値である発電電圧指令値Ｖｄｃ^*を用いて、例えばＵ相の場合、Ｖｕ^*／Ｖｄｃ^*により正弦波振幅の正規化を行う。

また、界磁電流指令値演算部３０９では、後述する界磁電流制御フラグＦｉの値に応じた界磁電流指令値Ｉｆ^*を演算する。具体的には、界磁電流制御フラグＦｉ＝０でありモータ界磁電流の増加制御を行わない場合には、モータ回転数Ｎｍに基づいて図１５に示すマップを参照して界磁電流指令値Ｉｆ^*を演算し、界磁磁束演算部３１０に出力する。
一方、界磁電流制御フラグＦｉ＝１であるときには、先ず、弱め界磁率Ｉｆｍ／Ｉｆｍ_MAXに応じて、図１６に示す目標界磁電流係数マップを参照し、界磁電流指令値Ｉｆ^*を演算するための補正係数Ｋ（Ｋ≧１）を算出する。次いで、現在のモータ界磁電流Ｉｆｍに前記補正係数Ｋを乗じることで、増加補正された界磁電流指令値Ｉｆ^*を演算し（Ｉｆ^*＝Ｉｆｍ×Ｋ）、界磁磁束演算部３１０に出力する。

界磁磁束演算部３１０では、界磁磁束Φを演算して、前述したＶｄ，Ｖｑ指令値演算部３０４に出力する。
非干渉制御部３１１では、モータトルク指令値Ｔｔとモータ回転数Ｎｍとに基づいて所定のｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*，Ｖｑ^*を演算し、出力する。この非干渉制御部３１１では、前述した２相／３相変換部３０１〜Ｖｄ，Ｖｑ指令値演算部３０４のようにフィードバック制御を行わずに、モータトルク指令値Ｔｔ及びモータ回転数Ｎｍごとに固定のｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*，Ｖｑ^*を演算することになる。

次に、本発明の第２の実施形態の動作及び効果について説明する。
今、発電機７の動作点が図１７のα₀にあり、そのときのモータトルク指令値に相当する電力一定線が曲線Ｐ_Aであるものとする。この状態から車輪速及びアクセルペダル開度に基づいてモータトルク指令値Ｔｔが急増したものとすると、発電機供給電力演算部８Ｂにおいて、トルク指令値Ｔｔ、モータ回転数Ｎｍに基づいて、発電機供給電力Ｐｇが演算される。発電機供給電力Ｐｇに相当する電力一定線は、図１７の発電機７の特性図における曲線Ｐ_Bで表される。そして、発電機制御部８Ｄで、発電機供給電力Ｐｇから算出される発電電流指令値Ｉｄｃ^*と実発電電流値Ｉｄｃとの偏差に対してＰＩ制御が施され、実発電電流値Ｉｄｃが発電電流指令値Ｉｄｃ^*に追従するように発電機７の界磁電流Ｉｆｇが制御される。

このとき、発電機供給電力Ｐｇが、エンジン回転数Ｎｇから求められる最大出力電力線ηとフェイル電圧閾値Ｖｍａｘとの交点の出力可能電力Ｐａｂｌより大きいことから、図１２の負荷固定判断処理のステップＳ７の判定によりステップＳ８に移行し、負荷固定フラグＦｃが“１”にセットされる。
そのため、モータ制御部８ＩではＦ／Ｂ制御が中止され、非干渉制御部３１１で演算された、トルク指令値Ｔｔ及びモータ回転数Ｎｍごとに固定にされたｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*，Ｖｑ^*を用いてインバータのスイッチング制御が行われることにより、インバータの負荷一定線が一点鎖線Ａに固定される。

そして、発電機７の界磁電流Ｉｆｇの上昇により、出力可能特性線Ｓが変化すると、電力一定線Ｐ_Bと負荷一定線Ａとの交点α^*を目標動作点として、発電機７の動作点が負荷一定線Ａ上を動作するので、電圧が落ち込むことなくトルク指令値Ｔｔを出力することができる。
ところで、エンジン回転数Ｎｇが上昇すると、発電機の出力電流と出力電力との増加減の関係が比例する領域の電圧が上昇していき、またある所定の電圧範囲（高電圧フェイル閾値）以内で出力できる電力が減少していく。つまり、図１８に示すように、最大出力線ηはエンジン回転数Ｎｇに応じて変化するため、エンジン回転数Ｎｇが上昇すると、発電機を安定に制御できる制御可能範囲が狭くなっていく。

そのため、エンジン回転数Ｎｇが高い領域では、モータ要求電力に相当する電力一定線を曲線Ｐに示すように、要求電力が、発電機が安定して出力できる最大の電力Ｐａｂｌを超えやすくなり、当該要求電力を安定領域で安定して出力することができない。このような場合、発電電圧が落ち込んだり高電圧フェイル閾値を超えたりすることで、例えば制御系が発散するような問題が生じる。

そこで、インバータの負荷を固定（負荷一定線をＡに固定）することで、ハンチングを起こすことなく動作点αで前記要求電力を出力するようにする。つまり、インバータの負荷を固定とすることで、破線でしめす出力大の領域で要求電力を出力するようにする。したがって、発電機の安定領域、不安定領域にかかわらず、モータトルクを指令値どおりに出力することができる。

このインバータの負荷固定制御中に、発電機の動作点が不安定領域に存在し、且つモータの界磁電流に対して弱め界磁制御が行われている場合、ステップＳ１１からステップＳ１２に移行して、界磁電流制御フラグＦｉ＝１にセットされる。そのため、モータ制御部８Ｉの界磁電流指令値演算部３０９では、弱め界磁率Ｉｆｍ／Ｉｆｍ_MAXに応じた補正係数Ｋに基づいて界磁電流指令値Ｉｆ^*が演算されるため、モータ界磁電流Ｉｆｍが上昇する。モータ界磁電流Ｉｆｍが上昇すると誘起電圧が上昇し、発電電圧Ｖｄｃが上がると共に発電電流Ｉｄｃが下がる。その結果、図１９に示すように、発電機７の動作点が安定領域に移行しやすくなる。

その後、エンジン回転数Ｎｇの減少により、最大出力電力線ηがη₁に変化し、出力可能電力がＰａｂｌからＰａｂｌ₁に変化し、Ｐｇ＜Ｐａｂｌ₁となったものとする。このとき、発電機７の出力電圧及び出力電流、即ち発電機７の現在の動作点が安定領域に存在しているものとすると、図１２のステップＳ７からステップＳ９に移行し、ステップＳ９の判定によりステップＳ１０に移行して、負荷固定フラグＦｃが“０”にリセットされる。

そのため、モータ制御部８Ｉでは、負荷固定制御（Ｆ／Ｆ制御）から通常制御（Ｆ／Ｂ制御）に切り換えられ、２相／３相変換部３０１〜Ｖｄ，Ｖｑ指令値演算部３０４で演算されたｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*，Ｖｑ^*を用いてインバータのスイッチング制御が行われる。これにより、安定領域で効率よくトルク指令値Ｔｔを出力することができる。
インバータの負荷が固定となった場合、３相電流Ｆ／Ｂ制御を禁止しているため、モータトルクの応答性やシステム効率は悪化してしまう。そのため、本実施形態のように、インバータの負荷固定制御中にモータ界磁電流を上昇させて発電機動作点が早く安定領域に移行するようにすることで、上記モータトルクの応答性やシステム効率を早く復帰させることができる。

このように、上記第２の実施形態では、モータ要求電力が発電機の出力可能電力より大きいとき、インバータの負荷を固定とするので、発電電圧が落ち込んだり過電圧となったりすることなく、また安定領域／不安定領域にかかわらず確実にモータトルク指令値を出力することができる。
また、負荷固定制御を開始した後、エンジン回転数の減少、モータ回転数の上昇（誘起電圧の上昇）、モータトルク指令値の減少等により発電機動作点が安定領域に移行し、且つモータ要求電力が発電機の出力可能電力以下であると判断されたとき、負荷固定制御を解除して安定領域で動作させるので、常に負荷固定制御を作動して効率の悪い動作点で動作し続けることを回避することができる。

さらに、負荷固定制御中にモータ界磁電流を上昇させるので、早く不安定領域から抜け出して効率の良い安定領域で動作させることができる。
なお、上記第２の実施形態においては、図１２のステップＳ９で発電機の現在の動作点が安定領域に存在するか否かの判断において、最大出力電力線ηを用いる場合について説明したが、この最大出力電力線ηにマージン（例えば、５Ｖ程度）をもたせた最大出力電力線η’を用いて、発電機の現在の動作点が安定領域に存在するか否かの判断を行うようにしてもよい。これにより、負荷固定制御と通常制御とのハンチングを抑制することができる。
また、上記第２の実施形態においては、弱め界磁率−目標界磁電流係数マップをもとに補正係数Ｋを算出して、界磁電流指令値Ｉｆ^*を算出する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、一律に所定の補正係数（例えば、Ｋ＝１．１）を用いて界磁電流指令値Ｉｆ^*を算出するようにしてもよい。

次に、本発明の第３の実施形態について説明する。
この第３の実施形態は、発電機の現在の動作点が不安定領域に存在するとき、インバータの負荷を固定とするようにしたものである。
すなわち、第３の実施形態では、図１１に示す第２の実施形態の４ＷＤコントローラのブロック図において、負荷固定判断部８Ｈで、図１２に示す負荷固定判断処理の代わりに図２０に示す負荷固定判断処理を実行するようにしたことを除いては、図１１と同様の構成を有するため、その詳細な説明は省略する。

図２０に示す負荷固定判断処理では、先ず、ステップＳ１１で発電電圧Ｖｄｃを検出し、ステップＳ１２に移行して発電電流Ｉｄｃを検出する。
次いで、ステップＳ１３に移行して、エンジン回転数Ｎｇを検出し、ステップＳ１４に移行する。
ステップＳ１４では、エンジン回転数Ｎｇをもとに最大出力電力線ηを求め、この最大出力電力線ηから安定領域及び不安定領域を設定し、ステップＳ１５に移行する。

ステップＳ１５では、発電電圧Ｖｄｃ及び発電電流Ｉｄｃから決定される発電機７の現在の動作点が、前記ステップＳ１４で設定された不安定領域内に存在するか否かを判定する。そして、当該動作点が不安定領域内に存在するときにはステップＳ１６に移行し、安定領域内に存在するときには後述するステップＳ２０に移行する。
ステップＳ１６では、負荷固定フラグＦｃをインバータの負荷固定制御を行うことを意味する“１”にセットしてからステップＳ１７に移行する。

ステップＳ１７では、前述した第２の実施形態における図１２のステップＳ１１と同様に、弱め界磁制御中か否かを判定し、弱め界磁中であるときにはステップＳ１８に移行して、界磁電流制御フラグＦｉを“１”にセットしてから後述するステップＳ２２に移行する。また、前記ステップＳ１７の判定結果が弱め界磁中でないときには、ステップＳ１９に移行して、界磁電流制御フラグＦｉを“０”にリセットしてから後述するステップＳ２２に移行する。

また、ステップＳ２０では、現在通常制御（３相電流Ｆ／Ｂ制御）が行われているか否かを判定し、通常制御中でなく負荷固定制御中であるときにはステップＳ２１に移行して、負荷固定フラグＦｃをインバータの負荷固定制御を行わないことを意味する“０”にリセットしてステップＳ２２に移行する。一方、ステップＳ２０の判定結果が、通常制御中であるときには、そのままステップＳ２２に移行する。

ステップＳ２２では、負荷固定フラグ値及び界磁電流制御フラグ値をモータ制御部８Ｉに出力してから負荷固定判断処理を終了する。
図２０の処理において、ステップＳ１５及びＳ１６の処理が負荷固定判断手段に対応し、ステップＳ１７及びＳ１８の処理が界磁電流制御手段に対応し、ステップＳ２０及びＳ２１の処理が負荷固定解除手段に対応している。

次に、本発明の第３の実施形態の動作及び効果について説明する。
今、発電機７の動作点が図２１のα₀にあり、そのときのモータトルク指令値に相当する電力一定線が曲線Ｐ_Aであるものとする。この状態から車輪速及びアクセルペダル開度に基づいてモータトルク指令値Ｔｔが急増したものとすると、発電機供給電力演算部８Ｂにおいて、トルク指令値Ｔｔ、モータ回転数Ｎｍに基づいて、発電機供給電力Ｐｇが演算される。発電機供給電力Ｐｇに相当する電力一定線は、図２１の発電機７の特性図における曲線Ｐ_Bで表される。そして、発電機制御部８Ｄで、発電機供給電力Ｐｇから算出される発電電流指令値Ｉｄｃ^*と実発電電流値Ｉｄｃとの偏差に対してＰＩ制御が施され、実発電電流値Ｉｄｃが発電電流指令値Ｉｄｃ^*に追従するように発電機７の界磁電流Ｉｆｇが制御される。

ところが、発電機７の制御応答性が低いことから、発電機７の出力可能特性線Ｓｔが速やかに目標の出力可能特性線とならず、出力不足状態でトルク指令値Ｔｔを発生しようとするために、動作点はα₀から図中右下の効率の悪い動作点α₁へ移動してしまう。
このように、発電機７の動作点が移動し、この動作点が不安定領域内に存在すると、インバータの負荷固定制御を行うものと判断して、図２０のステップＳ１５の判定によりステップＳ１６に移行する。そして、負荷固定フラグＦｃ＝１にセットされるため、モータ制御部８ＩではＦ／Ｂ制御が中止され、非干渉制御部３１１でトルク指令値Ｔｔ及びモータ回転数Ｎｍごとに固定にされたｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*，Ｖｑ^*を用いてインバータのスイッチング制御が行われることにより、インバータの負荷一定線が一点鎖線Ａに固定される。これにより、発電機７の界磁電流Ｉｆｇの上昇により電力一定線Ｐ_Bと負荷一定線Ａとの交点α^*を目標動作点として負荷一定線Ａ上を動作するので、発電機７の電圧が落ち込むことなくトルク指令値Ｔｔを出力することができる。

その後、エンジン回転数Ｎｇの減少により最大出力電力線ηが変化したり、モータ４の界磁電流制御によりモータ界磁電流Ｉｆｍが上昇したりすることで、発電機７の出力電圧及び出力電流、即ち発電機７の現在の動作点が安定領域に移行したものとすると、図２０のステップＳ１５からステップＳ２０に移行し、ステップＳ２０の判定によりステップＳ２１に移行して負荷固定フラグＦｃが“０”にリセットされる。

そのため、モータ制御部８Ｉでは、負荷固定制御（Ｆ／Ｆ制御）から通常制御（Ｆ／Ｂ制御）に切り換えられ、２相／３相変換部３０１〜Ｖｄ，Ｖｑ指令値演算部３０４で演算されたｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*，Ｖｑ^*を用いてインバータのスイッチング制御が行われる。これにより、安定領域で効率よくトルク指令値Ｔｔを出力することができる。
このように、上記第３の実施形態では、発電機動作点が不安定領域に存在するとき、インバータの負荷を固定するので、発電電圧の落ち込みや過電圧を防止することができる。
また、上記各実施形態においては、界磁電流推定部２０２で前記（８）式をもとに界磁電流Ｉｆｇを推定する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、発電機７の界磁コイルに流れる電流を電流センサで直接検出するようにしてもよい。

本発明の実施形態を示す概略構成図である。 発電機の構造を示す図である。 第１の実施形態の４ＷＤコントローラの詳細を示すブロック図である。 図３の発電機制御部の詳細を示すブロック図である。 回転数毎の発電機特性マップである。 回転数毎の界磁電流特性マップである。 第１の実施形態のモータ制御部の詳細を示すブロック図である。 第１の実施形態の動作を説明する図である。 従来のＰＷＭ制御方法を説明する図である。 従来の制御方法における動作を説明する図である。 第２の実施形態の４ＷＤコントローラの詳細を示すブロック図である。 第２の実施形態の負荷固定判断部で実行する負荷固定判断処理を示すフローチャートである。 安定領域を説明する図である。 第２の実施形態のモータ制御部の詳細を示すブロック図である。 界磁電流指令値算出マップである。 弱め界磁率−目標界磁電流係数マップである。 第２の実施形態の動作を説明する図である。 第２の実施形態の動作を説明する図である。 安定領域判断の別の例を説明する図である。 第３の実施形態の負荷固定判断部で実行する負荷固定判断処理を示すフローチャートである。 第３の実施形態の動作を説明する図である。

符号の説明

１Ｌ、１Ｒ 前輪
２ エンジン
３Ｌ、３Ｒ 後輪
４ モータ
６ ベルト
７ 発電機
８ ４ＷＤコントローラ
８Ａ 目標モータトルク演算部
８Ｂ 発電機供給電力演算部
８Ｃ 発電電流指令演算部
８Ｄ 発電機制御部
８Ｅ モータ制御部
８Ｆ ＴＣＳ制御部
８Ｇ クラッチ制御部
８Ｈ 負荷固定判断部
８Ｉ モータ制御部
９ インバータ
１０ ジャンクションボックス
１１ 減速機
１２ クラッチ
２７ＦＬ、２７ＦＲ、２７ＲＬ、２７ＲＲ 車輪速センサ
１０１ Ｐ制御部
１０２ Ｉ制御部
１０３ ＦＦ制御部
１０４ 制御量加算部
１０５ 界磁制御部
２０１ Ｉｄ，Ｉｑ指令値演算部
２０２ Ｖｄ，Ｖｑ指令値演算部
２０３ Ｖｄｃ^*指令値演算部
２０４ ２相／３相変換部
２０５ ＰＷＭ制御部
２０６ 界磁電流指令値演算部
２０７ 界磁磁束演算部
３０１ ２相／３相変換部
３０２ Ｉｄ，Ｉｑ指令値演算部
３０３ ＰＩＤ制御部
３０４ Ｖｄ，Ｖｑ指令値演算部
３０５ 制御切換部
３０６ Ｖｄｃ^*指令値演算部
３０７ ２相／３相変換部
３０８ ＰＷＭ制御部
３０９ 界磁電流指令値演算部
３１０ 界磁磁束演算部
３１１ 非干渉制御部

Claims (7)

1. 主駆動輪を駆動する熱機関と、その熱機関で駆動される発電機と、当該発電機の電力がインバータを介して供給されて従駆動輪を駆動する交流モータとを備える車両用駆動制御装置において、
   前記従駆動輪の要求駆動力に基づいて、前記交流モータが必要とするモータ必要電力を演算するモータ必要電力演算手段と、前記モータ必要電力に基づいて、前記発電機を制御する発電機制御手段と、前記インバータの負荷が一定のときに前記発電機が取り得る出力電圧及び出力電流から決定する動作点を示す負荷一定線を、前記発電機の目標電圧及び目標電流から決定する目標動作点を通る線で固定した状態で前記インバータを制御する負荷固定制御を行う負荷固定手段を備えることを特徴とする車両用駆動制御装置。
2. 前記負荷固定制御を行うことを判断する負荷固定判断手段を備え、前記負荷固定手段は、前記負荷固定判断手段で前記負荷固定制御を行うと判断されたとき、当該負荷固定制御を行うことを特徴とする請求項１に記載の車両用駆動制御装置。
3. 前記負荷固定判断手段は、前記交流モータが必要とする必要出力電力が、発電機が安定して出力できる出力可能電力より大きいとき、前記負荷固定制御を行うと判断することを特徴とする請求項２に記載の車両用駆動制御装置。
4. 前記負荷固定判断手段は、前記発電機の回転速度及び界磁電流をパラメータとする各発電機出力特性線上の動作点の出力電力が出力電流の増加に伴って増加する所定領域を設定し、前記発電機の出力電圧及び出力電流から決定する動作点が前記所定領域外に存在するとき、前記負荷固定制御を行うと判断することを特徴とする請求項２又は３に記載の車両用駆動制御装置。
5. 前記インバータを制御して前記交流モータにＰＷＭ波電圧を印加するＰＷＭ制御手段を有し、前記負荷固定手段は、前記ＰＷＭ波電圧のパルス幅を固定することで前記負荷一定線を固定することを特徴とする請求項１〜４の何れか１項に記載の発電機電力制御装置。
6. 前記発電機の回転速度及び界磁電流をパラメータとする各発電機出力特性線上の動作点の出力電力が出力電流の増加に伴って増加する所定領域を設定し、前記発電機の出力電圧及び出力電流から決定する動作点が前記所定領域内に存在するとき、前記負荷固定制御を解除する負荷固定解除手段を備えることを特徴とする請求項１〜５の何れか１項に記載の車両用駆動制御装置。
7. 前記負荷固定制御が行われているとき、前記交流モータの界磁電流を増加制御する界磁電流制御手段を備えることを特徴とする請求項１〜６の何れか１項に記載の車両用駆動制御装置。

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