JPS6118386A - 無整流子電動機 - Google Patents
無整流子電動機Info
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- JPS6118386A JPS6118386A JP59137483A JP13748384A JPS6118386A JP S6118386 A JPS6118386 A JP S6118386A JP 59137483 A JP59137483 A JP 59137483A JP 13748384 A JP13748384 A JP 13748384A JP S6118386 A JPS6118386 A JP S6118386A
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- magnetic flux
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
- H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
- H02P25/022—Synchronous motors
- H02P25/03—Synchronous motors with brushless excitation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の属づる技術分野〕
本発明は無整流子電動機に関するものである。
（発明の技術的青用）
無整流子゛電動機は、第６図に示づように、電機子２Ａ
おＪ：び界磁２「からなる同１ｊｌｌ電動機２にサイリ
スタインバータ３から制御された交流電力を供給する（
１４成を塁木としている。インバータ３には直流電源４
Ａ ｌｆｉ ｉうリアク１−ル５を介して直流電力が
入力されている。インバータ３（よ同期電動は２の相数
に対応して正相ブリッジ型に結線されており、回転７位
■を検出する泣隋検出器６の検出出力に応じて各アーム
のサイリスタを各相電機子巻線に！２０６幅の三相電機
子電流を流す。界磁２Ｆには直流電源７Ａから界磁電流
１ｆが供給される。
おＪ：び界磁２「からなる同１ｊｌｌ電動機２にサイリ
スタインバータ３から制御された交流電力を供給する（
１４成を塁木としている。インバータ３には直流電源４
Ａ ｌｆｉ ｉうリアク１−ル５を介して直流電力が
入力されている。インバータ３（よ同期電動は２の相数
に対応して正相ブリッジ型に結線されており、回転７位
■を検出する泣隋検出器６の検出出力に応じて各アーム
のサイリスタを各相電機子巻線に！２０６幅の三相電機
子電流を流す。界磁２Ｆには直流電源７Ａから界磁電流
１ｆが供給される。
第７図は第６図の電動機の一相分についてのベクトル図
である。ここで基準ベクＩ−ルは、三相全波整流して直
流電圧Ｖ、となるよう４丁仮想の相電圧Ｖである。Ｅｏ
（ω。）は、直流電圧ｖ３を一定にしたままで電流を
零にしたどきの無負荷誘起電圧である。電機子２Ａに、
直情成分Ｉ、および横軸成分■、からなる相電流Ｉが流
れると、電流位相が転流型なり角Ｕの１／２すなわちπ
／２１と番プ遅れるので、結局、このとぎの無負荷誘起
電圧Ｅｏは前記の無負荷誘起電圧Ｅｏ （ω。）よりも
角度Ｌｌ／２だけ進んだベクトルとなる。これらの無負
荷誘起電圧Ｅ。（ω。）、Ｆｏからそれぞれπ／２だけ
進んだ位相のどころに主磁束φ。（ω。）、がある。さ
らに同ベクトル図には、直＋１＋１成分φ。および横軸
成分φ、からなる電機子反作用磁束 φ 、界磁電流Ｉ
、による磁束φ１、磁束φ１と電機子反作用磁束φ、と
の和に相当Ｊ−る合成磁束φ１、この合成磁束φ１にＪ
：る内部誘起電圧Ｖ・、同期リアクタンス×８による同
１す］リアクタンス降下Ｉ Ｘ ａ 、’ｄ＋１＋れリ
アクタンスＸｆＪによる漏れリアクタンス降丁ζＩＸＱ
、電１穴子抵抗Ｒａによる電機子抵抗１”（−１’ ｌ
Ｒａおよび電動は端子電圧Ｖ、が示されている。Ｊ、
た、γ。は設定進み角であり、直流電圧ｖＳを光ど」す
るような）（（（負荷誘起電圧Ｅ （ω。）ど電機子電
流Ｉどの間の位相角、γ１は重なり角ＩＪ ＝ Ｑと考
えたときの電機子電流■と内部誘起電Ｆｆ−Ｖ ｉ と
の間の位相角、γは同様にｕ＝Ｑと考えたときの電は子
電流Ｉと端子電圧Ｖ、との間の位相角である。
である。ここで基準ベクＩ−ルは、三相全波整流して直
流電圧Ｖ、となるよう４丁仮想の相電圧Ｖである。Ｅｏ
（ω。）は、直流電圧ｖ３を一定にしたままで電流を
零にしたどきの無負荷誘起電圧である。電機子２Ａに、
直情成分Ｉ、および横軸成分■、からなる相電流Ｉが流
れると、電流位相が転流型なり角Ｕの１／２すなわちπ
／２１と番プ遅れるので、結局、このとぎの無負荷誘起
電圧Ｅｏは前記の無負荷誘起電圧Ｅｏ （ω。）よりも
角度Ｌｌ／２だけ進んだベクトルとなる。これらの無負
荷誘起電圧Ｅ。（ω。）、Ｆｏからそれぞれπ／２だけ
進んだ位相のどころに主磁束φ。（ω。）、がある。さ
らに同ベクトル図には、直＋１＋１成分φ。および横軸
成分φ、からなる電機子反作用磁束 φ 、界磁電流Ｉ
、による磁束φ１、磁束φ１と電機子反作用磁束φ、と
の和に相当Ｊ−る合成磁束φ１、この合成磁束φ１にＪ
：る内部誘起電圧Ｖ・、同期リアクタンス×８による同
１す］リアクタンス降下Ｉ Ｘ ａ 、’ｄ＋１＋れリ
アクタンスＸｆＪによる漏れリアクタンス降丁ζＩＸＱ
、電１穴子抵抗Ｒａによる電機子抵抗１”（−１’ ｌ
Ｒａおよび電動は端子電圧Ｖ、が示されている。Ｊ、
た、γ。は設定進み角であり、直流電圧ｖＳを光ど」す
るような）（（（負荷誘起電圧Ｅ （ω。）ど電機子電
流Ｉどの間の位相角、γ１は重なり角ＩＪ ＝ Ｑと考
えたときの電機子電流■と内部誘起電Ｆｆ−Ｖ ｉ と
の間の位相角、γは同様にｕ＝Ｑと考えたときの電は子
電流Ｉと端子電圧Ｖ、との間の位相角である。
第６図に示η回路（１４成によって実施されている従来
の無整流子電動機には次のような問題がある。
の無整流子電動機には次のような問題がある。
第１の問題は、過０伺酎伍が小さいことである。
過負荷耐量は」ブイリスクインバータ３の個々の４ノイ
リスクが転流可能かどうかで決まる。しかるに、この種
の無整流子電動群では電動１代の誘起電圧ににって転流
を行なうため、相電流を電圧に対して進めて運転しな（
プればならない。サイリスクの転流型なり角をＵとすれ
ば、第７図のべり（〜ル図からも分かるように端子電圧
Ｖａと相・電圧Ｖの間の位相角はγ−ｕ／２となる。こ
のとき゛特に図示していないが、サイリスタの転流余裕
角はγ−Ｕ ＝δであって、このδに相当する角度１１
４間逆バイアス電圧が印加され、サイリスクの遮断能力
が回復される。したがって過負荷耐量はγ−Ｕに相当す
る電流で決定されるが、それはあくまでも理論ｆｆｆ４
であって、実際にはδ〉Ｏのある一値が限界となるｄ転
流の安定化を図るにはδをある一定伯に維持するよう余
裕角一定制御を行なう方式も考えられ、一部に試みられ
ているが、余裕角の検出が相当面倒であって精度的にも
実用に供しうる方法はない、第２の問題点はトルク係数
が一定にならない点である。電動機の発生トルクＴは、
Ｋを定数として、 Ｔ＝にφＲＩ Ｃ０３（７，−Ｕ／２ ）で表わされ
る。トルク係数はにφＲＣＯＳ、（γｉ −π／２）を
意味しているが、この物理量について第７図のムク１−
ル図（／Ｉ；えてみる。すてに）小べたとおり、合成磁
束φ１、（よ界磁電流による磁束φ丁と電機子反作用磁
束φ８との合成磁束である。電機子反作用磁束φ の１
白１ｆｉｌ成分φｄは界磁磁束φｆを主磁束φ へど減
磁ざゼ、横軸成分φ、は進み角γ。をγ１へと減少させ
るように作用する。従来の無整流子電動群は一般に界磁
電流を一定にしく設定進み角γ。をＣ００程度にして運
転されている。しかし前述のＪ：うに、電機子反作用に
Ｊ：つて界磁磁シに／］ｌＩ減磁され、実す」的な転流
進み角γｉが減少さけられる１、それに加えて転流型＜
Ｚり角は大ぎくなるので、１〜ルク係数にφＲＣＯＳ（
γ１−ｕ／２ ） にＲ雷電流人さくなると増える傾向
になり、電流対１−ルクの直線１／ｌ：はＩｆｆ持てき
ない。この対策として補償巻線を設（プる方式し提案さ
れている。
リスクが転流可能かどうかで決まる。しかるに、この種
の無整流子電動群では電動１代の誘起電圧ににって転流
を行なうため、相電流を電圧に対して進めて運転しな（
プればならない。サイリスクの転流型なり角をＵとすれ
ば、第７図のべり（〜ル図からも分かるように端子電圧
Ｖａと相・電圧Ｖの間の位相角はγ−ｕ／２となる。こ
のとき゛特に図示していないが、サイリスタの転流余裕
角はγ−Ｕ ＝δであって、このδに相当する角度１１
４間逆バイアス電圧が印加され、サイリスクの遮断能力
が回復される。したがって過負荷耐量はγ−Ｕに相当す
る電流で決定されるが、それはあくまでも理論ｆｆｆ４
であって、実際にはδ〉Ｏのある一値が限界となるｄ転
流の安定化を図るにはδをある一定伯に維持するよう余
裕角一定制御を行なう方式も考えられ、一部に試みられ
ているが、余裕角の検出が相当面倒であって精度的にも
実用に供しうる方法はない、第２の問題点はトルク係数
が一定にならない点である。電動機の発生トルクＴは、
Ｋを定数として、 Ｔ＝にφＲＩ Ｃ０３（７，−Ｕ／２ ）で表わされ
る。トルク係数はにφＲＣＯＳ、（γｉ −π／２）を
意味しているが、この物理量について第７図のムク１−
ル図（／Ｉ；えてみる。すてに）小べたとおり、合成磁
束φ１、（よ界磁電流による磁束φ丁と電機子反作用磁
束φ８との合成磁束である。電機子反作用磁束φ の１
白１ｆｉｌ成分φｄは界磁磁束φｆを主磁束φ へど減
磁ざゼ、横軸成分φ、は進み角γ。をγ１へと減少させ
るように作用する。従来の無整流子電動群は一般に界磁
電流を一定にしく設定進み角γ。をＣ００程度にして運
転されている。しかし前述のＪ：うに、電機子反作用に
Ｊ：つて界磁磁シに／］ｌＩ減磁され、実す」的な転流
進み角γｉが減少さけられる１、それに加えて転流型＜
Ｚり角は大ぎくなるので、１〜ルク係数にφＲＣＯＳ（
γ１−ｕ／２ ） にＲ雷電流人さくなると増える傾向
になり、電流対１−ルクの直線１／ｌ：はＩｆｆ持てき
ない。この対策として補償巻線を設（プる方式し提案さ
れている。
補償巻線は電機子反作用磁束φ８ （直軸φ４、横軸φ
ｑ）を完全にＨら浦すことはできるが、無す−に流子電
動機特有の進み角１１２重なり各Ｕがトルク係数に直接
影響するため必ずし、も十分な効宋を発揮することはで
きない。電流ヌｌ−ｔ−ルクの関係が常に比例するよう
になるためには、電流の大きざに関係なくφＲＣＯ５（
γ、 −ｕ／２ ）が一定でな（）ればならない。これ
は第７図のベクトル図で占えば電流■と直交づる磁束成
分φ土が電流と無関係に一定になることを意味する。実
際問題どして【、１相互誘導（電機子反作用）は常に存
在する物］！＋！現象であるので、空隙磁束は電流のｉ
、１９１ｉを受ける。
ｑ）を完全にＨら浦すことはできるが、無す−に流子電
動機特有の進み角１１２重なり各Ｕがトルク係数に直接
影響するため必ずし、も十分な効宋を発揮することはで
きない。電流ヌｌ−ｔ−ルクの関係が常に比例するよう
になるためには、電流の大きざに関係なくφＲＣＯ５（
γ、 −ｕ／２ ）が一定でな（）ればならない。これ
は第７図のベクトル図で占えば電流■と直交づる磁束成
分φ土が電流と無関係に一定になることを意味する。実
際問題どして【、１相互誘導（電機子反作用）は常に存
在する物］！＋！現象であるので、空隙磁束は電流のｉ
、１９１ｉを受ける。
したがって電流Ｉと直交する磁束成分φ土が常に一定値
（もしくは指令値）を維持するように界磁電流■ｆと進
み角γｉを制御部ることがＣぎればこの問題は解決する
ことができる。すなわち、ここに電流Ｉと磁束φの非干
渉制御を行なうことか重要な問題となる訳である。
（もしくは指令値）を維持するように界磁電流■ｆと進
み角γｉを制御部ることがＣぎればこの問題は解決する
ことができる。すなわち、ここに電流Ｉと磁束φの非干
渉制御を行なうことか重要な問題となる訳である。
本発明は以上の事情を考慮して４１されたもので、上記
２つの問題を解浦するために電流と磁束の非干渉制御を
実現できる無整流子型８機を提供することを目的とづ−
るものである。
２つの問題を解浦するために電流と磁束の非干渉制御を
実現できる無整流子型８機を提供することを目的とづ−
るものである。
無整流子電動機においてはまずサイリスクの転流の安定
化を図ることがすべてに優先づ−るので転流余裕角を一
定に祁持勺るように進み角制御を行う。しかるに本発明
においては、余裕角の検出は行わないで余裕角をブリレ
フ１−シ、そのブリセラ１へされた余裕角に見合う進み
角をフィー１−フォワード的に選択し、各サイリスクの
点弧ないし転流を行う。また、電流Ｉに直交刀る磁束φ
±を一定にするように界磁電流および／または進み角制
御を行って電流と磁束の非干渉制御を実現する。磁束φ
土はサイリスタインバータの直流側電圧Ｖ。
化を図ることがすべてに優先づ−るので転流余裕角を一
定に祁持勺るように進み角制御を行う。しかるに本発明
においては、余裕角の検出は行わないで余裕角をブリレ
フ１−シ、そのブリセラ１へされた余裕角に見合う進み
角をフィー１−フォワード的に選択し、各サイリスクの
点弧ないし転流を行う。また、電流Ｉに直交刀る磁束φ
±を一定にするように界磁電流および／または進み角制
御を行って電流と磁束の非干渉制御を実現する。磁束φ
土はサイリスタインバータの直流側電圧Ｖ。
から算出し、その１１ｔ１を磁束指令１＋１として制御
する。
する。
以下、第１図に示刀実施例に基づいて本発明をさらに詳
細に説明７ノる。
細に説明７ノる。
第１図の無整流子電動機の主回路構成は第６図のものと
実質的（こ同一であり、電機子２ Ａ Ｊ５よひ界磁２
Ｆからなる同期電動機２、電鼾子２Ａに制御された電機
子電流Ｉを供給ザるサイリスタインバータ３、このイ〉
′パーク３にリアクトル５を介して直流電力を供給づる
可制御整流器４、および界磁２Ｆに制御された界磁電流
Ｉｆを供給する第２の可制御整流器７から成っている。
実質的（こ同一であり、電機子２ Ａ Ｊ５よひ界磁２
Ｆからなる同期電動機２、電鼾子２Ａに制御された電機
子電流Ｉを供給ザるサイリスタインバータ３、このイ〉
′パーク３にリアクトル５を介して直流電力を供給づる
可制御整流器４、および界磁２Ｆに制御された界磁電流
Ｉｆを供給する第２の可制御整流器７から成っている。
両整流器４゜７はそれぞれサイリスタから成っている。
同期電動機２の制御は、結局はインバータ３および整流
器４．７の制御を通して行われる。これらの制御のため
の実際値検出端として、同期電動機２の回転子位置を検
出する位置検出器（ＰＳ）６、回転速度ｎ（ω）を検出
する速度検出器（ＴＧ）８、インバータ３の出力電圧す
なわら電機子端子電圧■８を検出するための整流器１０
、インバータ３の直流電圧■、を検出する電流検出器１
１、および界磁電流Ｉｒを検出器−る電流検出器１２が
設けられ、さらに付加的にインバータ３の直流電圧Ｖ、
を制御部へ導くために絶縁増幅器１３、および電圧検出
器１０の出力側に絶縁増幅器１４が設けられている。
器４．７の制御を通して行われる。これらの制御のため
の実際値検出端として、同期電動機２の回転子位置を検
出する位置検出器（ＰＳ）６、回転速度ｎ（ω）を検出
する速度検出器（ＴＧ）８、インバータ３の出力電圧す
なわら電機子端子電圧■８を検出するための整流器１０
、インバータ３の直流電圧■、を検出する電流検出器１
１、および界磁電流Ｉｒを検出器−る電流検出器１２が
設けられ、さらに付加的にインバータ３の直流電圧Ｖ、
を制御部へ導くために絶縁増幅器１３、および電圧検出
器１０の出力側に絶縁増幅器１４が設けられている。
制御部は大別して（１）進み角制御回路、（２）電機子
電流制御回路、（３）磁界電流制御回路の３つの制御回
路から構成されている。
電流制御回路、（３）磁界電流制御回路の３つの制御回
路から構成されている。
進み角制御回路
電動機始動前は誘起電圧がないので、機械的な位置検出
器６のｌｉｌ置検出情号に応じて整流器４をインバータ
運転［−−ドに位相制御し、電機子電流を゛電源側へ回
生してインパーク３の１ナイリスクを転流さＩる、いわ
ゆる断続転流を利用する。このどきの転流進み角γ。は
通常最大トルクとなる零に設定される。電動機の回転）
朱度が上冒し、誘起電圧によって転流できる程度になる
と、転流進み角を零からある角麿た（プ進めて誘起電圧
転流モードへ移行ざじる。誘起電圧転流モートにおいて
は機械的位置検出器に代わって電気式位置検出器を用い
る。進み角制御を行なうときの基準信号は端子電圧Ｖ、
である。この端子電圧Ｖａと電機子電流■との位相間ｊ
系によって転流余裕角δが決定される。一般にｐ相の整
流回路において制御遅れ角α、重なり角ｕ ｓ 漏れリ
アクタンスをωＬＱ、内部誘起電圧をＶ 、直流電流を
Ｉ、とすると次の■ 関係がある。
器６のｌｉｌ置検出情号に応じて整流器４をインバータ
運転［−−ドに位相制御し、電機子電流を゛電源側へ回
生してインパーク３の１ナイリスクを転流さＩる、いわ
ゆる断続転流を利用する。このどきの転流進み角γ。は
通常最大トルクとなる零に設定される。電動機の回転）
朱度が上冒し、誘起電圧によって転流できる程度になる
と、転流進み角を零からある角麿た（プ進めて誘起電圧
転流モードへ移行ざじる。誘起電圧転流モートにおいて
は機械的位置検出器に代わって電気式位置検出器を用い
る。進み角制御を行なうときの基準信号は端子電圧Ｖ、
である。この端子電圧Ｖａと電機子電流■との位相間ｊ
系によって転流余裕角δが決定される。一般にｐ相の整
流回路において制御遅れ角α、重なり角ｕ ｓ 漏れリ
アクタンスをωＬＱ、内部誘起電圧をＶ 、直流電流を
Ｉ、とすると次の■ 関係がある。
・・・・・・・・・ （１）
インバータ３は、電動機運転モードにａ３いてはインバ
ータ領域で運転されるので、（１）式においてα−π−
γ・とおくことによって転流時の関係式として次式が得
られる。
ータ領域で運転されるので、（１）式においてα−π−
γ・とおくことによって転流時の関係式として次式が得
られる。
−ｃｏｓ ７− ＋ｃｏｓ （γ１−ｕ）余裕角δは
、δ−γｉ−ｕであるので、（２）式においてγ・−δ
とお（プば ■ ・・・・・・・・・（３） ここでｐ＝３とおき、さらにＶ・−にφ１ωを代人すれ
ば、 このＪこうに導かれた（４）式から、余裕角δを予め指
定してやれば、電流Ｉ および磁束φ１（または誘起電
圧Ｖ ）によって決定される同氏の第２項を補正してや
る形で進み角γ・を連続的■ に制御することが″（きる、ということが分かる。
、δ−γｉ−ｕであるので、（２）式においてγ・−δ
とお（プば ■ ・・・・・・・・・（３） ここでｐ＝３とおき、さらにＶ・−にφ１ωを代人すれ
ば、 このＪこうに導かれた（４）式から、余裕角δを予め指
定してやれば、電流Ｉ および磁束φ１（または誘起電
圧Ｖ ）によって決定される同氏の第２項を補正してや
る形で進み角γ・を連続的■ に制御することが″（きる、ということが分かる。
これが本発明の余裕角一定制御の基本的考え方である。
この考え方を実現するためにはまず電機子電圧Ｖａ？ｌ
なわら相″市圧を検知しな（ブればならない。
なわら相″市圧を検知しな（ブればならない。
そこで整流回路１０が用いられる。整流回路１０とその
入力側主回路部分の詳細構成を第２図に示ず。インバー
タ３の正側アームがサイリスクＳ１゜３２、Ｓ３からな
り、また負側アームがサイリスクＳ４．Ｓ５．Ｓ６から
なっているものとし、電動機電機子２△の各相電圧はＶ
ｌ、Ｖ２ 、Ｖ３であるとする。整流回路１０は、主回
路の相数に合ぜた３相のブリッジ結線された６個の発光
ダイオードＳ１１．Ｓ１２．Ｓ１３，３１４，５１５Ｊ
５よび８１６からなり、交流入力端を主回路の３４０ラ
インに接続した整流回路と、その直流出〕〕端に接続さ
れた負荷抵抗Ｒとから構成されている。三相相電圧■１
．■２．■３の反転電圧をｖ４゜Ｖ、Ｖ６とすれば、こ
れらの電圧相互の関係は第４図に示す通りである。線間
電圧は相電圧より３００進み、■１−■１−■２．■２
−■６−ｖ４・■３−Ｖ２−Ｖ３・Ｖｌ−Ｖｌ−Ｖ５・
■−Ｖ Ｖ 、 Ｖ −Ｖ５ Ｖ６とりれば
図示の通りの関係が得られる。整流回路１０の各発光素
子は直流状態になると発光するので、その発光信号を発
光し、光電変換することにより端子電圧■ の位相関係
を知ることができる。たとえばダイオードＳ１１の立上
り信号とダイオードＳ１４の立上り信号を用いて第１の
フリップフロップ回路（図示せず）をセラ１へ、リセツ
１へすることによりそのセラ１〜信シシとして第１の位
相信号Ｐ Ｓ １．．１を楯ることかでさる。同様にダ
イオード＄１２゜Ｓ１５の立上りイ１；弓から第２の（
＋’？’！０信翼Ｐ Ｓ Ｖを、また、ダイオード３１
３．８１６の立上り信号から第３の位相（Ｚ ＞３ Ｉ
） Ｓ Ｗを（ｑることができる（第４図参照）。
入力側主回路部分の詳細構成を第２図に示ず。インバー
タ３の正側アームがサイリスクＳ１゜３２、Ｓ３からな
り、また負側アームがサイリスクＳ４．Ｓ５．Ｓ６から
なっているものとし、電動機電機子２△の各相電圧はＶ
ｌ、Ｖ２ 、Ｖ３であるとする。整流回路１０は、主回
路の相数に合ぜた３相のブリッジ結線された６個の発光
ダイオードＳ１１．Ｓ１２．Ｓ１３，３１４，５１５Ｊ
５よび８１６からなり、交流入力端を主回路の３４０ラ
インに接続した整流回路と、その直流出〕〕端に接続さ
れた負荷抵抗Ｒとから構成されている。三相相電圧■１
．■２．■３の反転電圧をｖ４゜Ｖ、Ｖ６とすれば、こ
れらの電圧相互の関係は第４図に示す通りである。線間
電圧は相電圧より３００進み、■１−■１−■２．■２
−■６−ｖ４・■３−Ｖ２−Ｖ３・Ｖｌ−Ｖｌ−Ｖ５・
■−Ｖ Ｖ 、 Ｖ −Ｖ５ Ｖ６とりれば
図示の通りの関係が得られる。整流回路１０の各発光素
子は直流状態になると発光するので、その発光信号を発
光し、光電変換することにより端子電圧■ の位相関係
を知ることができる。たとえばダイオードＳ１１の立上
り信号とダイオードＳ１４の立上り信号を用いて第１の
フリップフロップ回路（図示せず）をセラ１へ、リセツ
１へすることによりそのセラ１〜信シシとして第１の位
相信号Ｐ Ｓ １．．１を楯ることかでさる。同様にダ
イオード＄１２゜Ｓ１５の立上りイ１；弓から第２の（
＋’？’！０信翼Ｐ Ｓ Ｖを、また、ダイオード３１
３．８１６の立上り信号から第３の位相（Ｚ ＞３ Ｉ
） Ｓ Ｗを（ｑることができる（第４図参照）。
インバータ３の直流側には線間電圧の包絡線に相当する
゛電圧が現れるが、ここてＶ６−Ｖｌ−ｖ −ｖ
−ｖ −ｖ５−ｖ６の各転２に、 （ｏ ’？ｊ ヲ
ｉ１で、しかしその位相を連続的に変化させるには、線
間電圧Ｖ 〜Ｖ６にりざらに３０’進み位相の信号を作
り、これと転流余裕角および重なり角に比例した直）Ａ
コミ圧との交点で点弧パルスを発生さければよい。線間
電圧より３００進んだ正弦波を発生するためには、まず
第４図の（Ｊ、舅ＰＳＵ。
゛電圧が現れるが、ここてＶ６−Ｖｌ−ｖ −ｖ
−ｖ −ｖ５−ｖ６の各転２に、 （ｏ ’？ｊ ヲ
ｉ１で、しかしその位相を連続的に変化させるには、線
間電圧Ｖ 〜Ｖ６にりざらに３０’進み位相の信号を作
り、これと転流余裕角および重なり角に比例した直）Ａ
コミ圧との交点で点弧パルスを発生さければよい。線間
電圧より３００進んだ正弦波を発生するためには、まず
第４図の（Ｊ、舅ＰＳＵ。
ｐｓｖ、ｐｓｗに同１１１Ｊ Ｌ ７こ正弦波信号を作
り、その正弦波信号をもとに合成ずればよい。この伝８
合成はグー１−制御回路２０によって行われる。
り、その正弦波信号をもとに合成ずればよい。この伝８
合成はグー１−制御回路２０によって行われる。
第３図はグー１〜制御回路２０の一員体例を示すもので
ある。破線部分は同一４（，５成を持っていて各相ごと
に設けられており、図にはＵ相用のもののみを詳細に示
している。基準正弦波はＲＯＭ（読取り専用メモリ）２
０７に記憶させておき、それを信号ＰＳＵ、ＰＳＶ、Ｐ
ＳＷに同期して読み出すことによって得ることができる
。ｊ： ｆｆｌ Ｐ Ｓ Ｌｌ（第４図）を微分器２０
１で微分ザると宙気角３６００で正負各１パルスが発生
する。ここでは正パルスのみを用いるものと１−る。こ
のパルス（３１周波数が低いのでパルスでい倍器２０２
によって入力周波数に圧倒した高周波のパルスに変換り
る。
ある。破線部分は同一４（，５成を持っていて各相ごと
に設けられており、図にはＵ相用のもののみを詳細に示
している。基準正弦波はＲＯＭ（読取り専用メモリ）２
０７に記憶させておき、それを信号ＰＳＵ、ＰＳＶ、Ｐ
ＳＷに同期して読み出すことによって得ることができる
。ｊ： ｆｆｌ Ｐ Ｓ Ｌｌ（第４図）を微分器２０
１で微分ザると宙気角３６００で正負各１パルスが発生
する。ここでは正パルスのみを用いるものと１−る。こ
のパルス（３１周波数が低いのでパルスでい倍器２０２
によって入力周波数に圧倒した高周波のパルスに変換り
る。
この高周波パルスは周波数（Ｆ）／電圧（Ｖ）変換器２
０３によってそれに比例した電圧信号に変換する。この
電圧信＠は電動機速度に比例してＪ５す、これに同期化
回路（ＰＬＬ）２０８の出力、すなわち信号ＰＳＵとＲ
ＯＭ２０７の出力の位相差に比例した電圧、を加算器２
０４にＪ：つて加算し、その和信号を電圧／周波数（Ｖ
／Ｆ）変換器２０５によって周波数信号に変換する。こ
の周波数信号はカウンタ２０６に入力される。カウンタ
２０６の出力によってＲＯＭ２０７のアドレスを指定し
、読み出しを行う。ＲＯＭ２０７に出力をＤ−Ａ変換器
２０９）こよりＤ−Ａ変換づ−るとここに信号ＰＳＵに
同ＩＵ１シた正弦波信りが１７られる。
０３によってそれに比例した電圧信号に変換する。この
電圧信＠は電動機速度に比例してＪ５す、これに同期化
回路（ＰＬＬ）２０８の出力、すなわち信号ＰＳＵとＲ
ＯＭ２０７の出力の位相差に比例した電圧、を加算器２
０４にＪ：つて加算し、その和信号を電圧／周波数（Ｖ
／Ｆ）変換器２０５によって周波数信号に変換する。こ
の周波数信号はカウンタ２０６に入力される。カウンタ
２０６の出力によってＲＯＭ２０７のアドレスを指定し
、読み出しを行う。ＲＯＭ２０７に出力をＤ−Ａ変換器
２０９）こよりＤ−Ａ変換づ−るとここに信号ＰＳＵに
同ＩＵ１シた正弦波信りが１７られる。
なお、回路要素２０１〜２０９が含まれる破線部分を回
路２００Ｕど総称する。
路２００Ｕど総称する。
以上と同様にｌノＣ信号ＰＳＶ、ＩフＳＷに同期した正
弦波信号を回に′Ｂ２００ Ｕと同一（１°４成の回路
２００Ｖ、２００Ｗによって得ることがでさる。
弦波信号を回に′Ｂ２００ Ｕと同一（１°４成の回路
２００Ｖ、２００Ｗによって得ることがでさる。
信号ＰＳＵに同ｒｕＩした正弦波信ｇをｖ ′、その反
転信号をＶ！、′、信号ＰＳＶに同！す」した正弦波信
号をｖ ′その反転信号をＶ ′、信号ＰＳＷに同期し
た正弦波信ｇをＶ ′、その反転信号をＶ３′とするど
、線間電圧ｖ７．ｖ２．・・・Ｖ６より３０°進んだ信
号Ｖ６．．■１２．・・・Ｖ５Ｂは、第５図から推察で
さるｊ；うに、次のようにして（ｑられる。
転信号をＶ！、′、信号ＰＳＶに同！す」した正弦波信
号をｖ ′その反転信号をＶ ′、信号ＰＳＷに同期し
た正弦波信ｇをＶ ′、その反転信号をＶ３′とするど
、線間電圧ｖ７．ｖ２．・・・Ｖ６より３０°進んだ信
号Ｖ６．．■１２．・・・Ｖ５Ｂは、第５図から推察で
さるｊ；うに、次のようにして（ｑられる。
一方、転流進み角γ・に比例した電圧△■は（４）式に
従って演算される。（４）式にｄ３いてインピーダンス
降下が十分小さい領域で考えると内部誘起電圧■ は端
子電圧Ｖａにほぼ等しいとすることができるので（４）
式の近似式どしてとすることができる。
従って演算される。（４）式にｄ３いてインピーダンス
降下が十分小さい領域で考えると内部誘起電圧■ は端
子電圧Ｖａにほぼ等しいとすることができるので（４）
式の近似式どしてとすることができる。
インピーダンス降下が無視できない場合は、インバータ
３の直流側電圧■、を検出し、次式に基づいて内部誘起
電圧Ｖ１を求めればよい（第７図参照）。
３の直流側電圧■、を検出し、次式に基づいて内部誘起
電圧Ｖ１を求めればよい（第７図参照）。
１Ｘａ ］ −ト （Ｖ Ｉ Ｐ）
−−（６）このような内容の計算を（５）式に従
って演算器２１および加算器２２によって行い、その演
算結果を、増幅器２３を通ずことにより進み角γ。
−−（６）このような内容の計算を（５）式に従
って演算器２１および加算器２２によって行い、その演
算結果を、増幅器２３を通ずことにより進み角γ。
に比例した直流電圧△■を１−Ｉることがてきる。
ゲート制御回路２０には上述の回路２００Ｕ。
２００ Ｖ 、 ２００ Ｗ コトニ比較器２０ Ｏ
Ａ 。
Ａ 。
２００Ｂ、２００Ｃが設りられてｄラリ、ここで前述の
信ｇ■ 、ｖ、・・・、Ｖ５６と電圧Δとを比較し、両
者の交点“Ｃパルスを発生する。その場合、インバータ
３が電動機モードで運転される場合は、基準電圧Ｖ
、Ｖ 、・・・、Ｖ５６の右上り（す゛なわら微分値
正）の１８００区間での交点でパルスを発生する。第５
図（こ示すように電圧Ｖ６１とΔＶとの交点でパルスＥ
〕を、電圧Ｖ３４と電圧△Ｖとの交点てパルスａを比較
器２０ＯＡによって得、同様に電圧Ｖ２３” ５６と電
圧△Ｖとの交点でパルスｂ。
信ｇ■ 、ｖ、・・・、Ｖ５６と電圧Δとを比較し、両
者の交点“Ｃパルスを発生する。その場合、インバータ
３が電動機モードで運転される場合は、基準電圧Ｖ
、Ｖ 、・・・、Ｖ５６の右上り（す゛なわら微分値
正）の１８００区間での交点でパルスを発生する。第５
図（こ示すように電圧Ｖ６１とΔＶとの交点でパルスＥ
〕を、電圧Ｖ３４と電圧△Ｖとの交点てパルスａを比較
器２０ＯＡによって得、同様に電圧Ｖ２３” ５６と電
圧△Ｖとの交点でパルスｂ。
ｂを比較器２００Ｂににって得、電圧■４５．■１２と
電圧へＶとの交点でパルスＣ，Ｃを冑、それぞれのパル
スでサイリスタ３１．Ｓ４．Ｓ２．Ｓ５゜Ｓ３．Ｓ６を
トリ刀することにより第５図最下行に示すような通電順
序で転流が行なわれることになる。図は進み角γ１＝４
５°で制御される状態を示している。
電圧へＶとの交点でパルスＣ，Ｃを冑、それぞれのパル
スでサイリスタ３１．Ｓ４．Ｓ２．Ｓ５゜Ｓ３．Ｓ６を
トリ刀することにより第５図最下行に示すような通電順
序で転流が行なわれることになる。図は進み角γ１＝４
５°で制御される状態を示している。
このようにして、最小の余裕角δの余弦ＣＯＳδによっ
て（４）式に従う進み角γ・の余弦ＣＯＳγ１に相当す
る最大の△ＶすなわちＶ。ｌａＸが決定され、転流の安
定化が行われ、電機子電流Ｉ が増大したり電機子反作
用によって重なり角Ｕが変化すると、それに応じて電圧
ΔＶが変わり、進み角γ（の連続制御が行われる。
て（４）式に従う進み角γ・の余弦ＣＯＳγ１に相当す
る最大の△ＶすなわちＶ。ｌａＸが決定され、転流の安
定化が行われ、電機子電流Ｉ が増大したり電機子反作
用によって重なり角Ｕが変化すると、それに応じて電圧
ΔＶが変わり、進み角γ（の連続制御が行われる。
電機子電流制御回路
第１図の装置における速度制御は主として以下に述べる
電機子電流制御で行なわれる５、−リ−なわら、まず速
度検出器８によって検出した実際速度ｎを加算器３０で
速度基準と突き合わせ、その差１３号を速度偏差信号と
して増幅器３１によって増幅して電流基準とする。この
電流基ハＬど、電流検出器１１によって検出した実際電
流Ｉ との偏差を加算器３２で作り、その偏差が零にな
るＪ：うに増幅器３３および位相制御回路３４を介して
電力変換器４を制御する。この制御回路部分は良く知ら
れているところであり、これ以上の詳１ｔｌｌｌ説明は
省略界磁電流制蔗り一路 この回路部分は本発明にお（〕るもう一つのＮ？ｉ徴を
なす部分である１１本発明において（、ｉ、りてにｊボ
へたように、電）戊子電流Ｉど直交する磁束成分φ−［
を−・定にづるＪ、うに制御覆る。この制御を行なうの
がこの回路部分である。
電機子電流制御で行なわれる５、−リ−なわら、まず速
度検出器８によって検出した実際速度ｎを加算器３０で
速度基準と突き合わせ、その差１３号を速度偏差信号と
して増幅器３１によって増幅して電流基準とする。この
電流基ハＬど、電流検出器１１によって検出した実際電
流Ｉ との偏差を加算器３２で作り、その偏差が零にな
るＪ：うに増幅器３３および位相制御回路３４を介して
電力変換器４を制御する。この制御回路部分は良く知ら
れているところであり、これ以上の詳１ｔｌｌｌ説明は
省略界磁電流制蔗り一路 この回路部分は本発明にお（〕るもう一つのＮ？ｉ徴を
なす部分である１１本発明において（、ｉ、りてにｊボ
へたように、電）戊子電流Ｉど直交する磁束成分φ−［
を−・定にづるＪ、うに制御覆る。この制御を行なうの
がこの回路部分である。
回転速度ｎ（まｔこは角速度ω）に応ＵＣ関故発生Ｚ４
０によりｊｊｎ Ａ、！指令φ土９を作り、これを加算
器４１で実際の（丑束φ土と比較し、磁束編Ｘ ｆｊｇ
を得る。磁束φ」−は、第７図から φ」どφｎ ｃｏＳ（７ｒ ＬＪ ／ ２ ）−（・
あるが、電機子抵抗降下ＩＲ８は−・般に無視し１１す
る程小さいのでこれを無視すれば、端子電圧ｖ８を用い
て近似的に として検出することができる。この（８）式の演算を割
算器４２によって行い、磁束φ土を寄ることができる。
０によりｊｊｎ Ａ、！指令φ土９を作り、これを加算
器４１で実際の（丑束φ土と比較し、磁束編Ｘ ｆｊｇ
を得る。磁束φ」−は、第７図から φ」どφｎ ｃｏＳ（７ｒ ＬＪ ／ ２ ）−（・
あるが、電機子抵抗降下ＩＲ８は−・般に無視し１１す
る程小さいのでこれを無視すれば、端子電圧ｖ８を用い
て近似的に として検出することができる。この（８）式の演算を割
算器４２によって行い、磁束φ土を寄ることができる。
加算器４１からの磁束偏差信ｇは増幅器４３を介して界
磁電流指令Ｉｆ″′に変換される。この界磁電流指令■
ビは加算器４４で、電流検出器１２によって検出された
実際の界磁電流１１ど比較され、その偏差が零となるよ
うに位相制御回路４５を介して整流器７が制御される。
磁電流指令Ｉｆ″′に変換される。この界磁電流指令■
ビは加算器４４で、電流検出器１２によって検出された
実際の界磁電流１１ど比較され、その偏差が零となるよ
うに位相制御回路４５を介して整流器７が制御される。
このようにして磁束指令φ土４に見合った界磁電流が流
される。このように電流Ｉと直交する磁束成分ψ土を指
令値に維持することにより、電機子電流と界磁磁束の非
干渉制御を実現することができる。
される。このように電流Ｉと直交する磁束成分ψ土を指
令値に維持することにより、電機子電流と界磁磁束の非
干渉制御を実現することができる。
以上詳述したように本発明によれば、プリレットされた
余裕角を維持するような進み角制御を行って転流の安定
化を図り、しかも電機子電流と界磁電流の非干渉制御を
実現することができる。
余裕角を維持するような進み角制御を行って転流の安定
化を図り、しかも電機子電流と界磁電流の非干渉制御を
実現することができる。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
第１図にｄ３いて電機子端子電圧の位相信号を検出づ−
る回路部分の詳細１′ｊ４成を示す接続図、第３図（よ
インハーク用ゲート制御回路の耳幅構成を示りブにＪツ
ク図、 第４図、第５図は本発明による進み角制御にｄ５りる位
相関係を；説明づ−るための説明図、第６図（Ｊ公知の
７ＨＢ＜整流子電動じの原理を説明づ゛るための接続図
、 第７図はその動作原理を説明づるためのヘタ１〜ル図で
ある。 ２・・・同期電動機、２△・・・電機子、２「・・・界
磁、３・・・インバータ、４．７・・・可制御整流器、
５・・・リアクトル、６・・・位置検出器、８・・・速
度検出器、１０・・・整流器、１１．１２・・・電流検
出器、２０・・・インバータ用位相制御回路、２１・・
・演算器、３４・・・位相制御回路、４０・・・関数発
生器、４２・・・割算器、４５・・・位相制御回路。 第６図 第７図 巳０（ω０）
第１図にｄ３いて電機子端子電圧の位相信号を検出づ−
る回路部分の詳細１′ｊ４成を示す接続図、第３図（よ
インハーク用ゲート制御回路の耳幅構成を示りブにＪツ
ク図、 第４図、第５図は本発明による進み角制御にｄ５りる位
相関係を；説明づ−るための説明図、第６図（Ｊ公知の
７ＨＢ＜整流子電動じの原理を説明づ゛るための接続図
、 第７図はその動作原理を説明づるためのヘタ１〜ル図で
ある。 ２・・・同期電動機、２△・・・電機子、２「・・・界
磁、３・・・インバータ、４．７・・・可制御整流器、
５・・・リアクトル、６・・・位置検出器、８・・・速
度検出器、１０・・・整流器、１１．１２・・・電流検
出器、２０・・・インバータ用位相制御回路、２１・・
・演算器、３４・・・位相制御回路、４０・・・関数発
生器、４２・・・割算器、４５・・・位相制御回路。 第６図 第７図 巳０（ω０）
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、同期電動機と、この同期電動機に制御された交流電
力を供給するサイリスタインバータと、このサイリスタ
インバータを転流余裕角が一定に維持されるように、プ
リセットされた余裕角に見合う進み角でフィードフォワ
ード制御する第１の制御手段と、前記同期電動機の電機
子電流と直交する磁束成分が指令値に一致するように前
記同期電動機の界磁電流を制御する第２の制御手段とを
備えてなる無整流子電動機。 ２、前記第１の制御手段は、プリセットされた転流余裕
角と前記周期電動機の電機子電流および回転速度の実際
値に基づいて算出された重なり角との和として所要の進
み角を求め、前記電機子電流および回転速度に応じて連
続的に進み角を制御することを特徴とする特許請求の範
囲第１項記載の無整流子電動機。 ３、前記第２の制御手段は、前記サイリスタインバータ
の直流側電圧に基づいて前記電機子電流と直交する磁束
成分を求めることを特徴とする特許請求の範囲第１項記
載の無整流子電動機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59137483A JPS6118386A (ja) | 1984-07-03 | 1984-07-03 | 無整流子電動機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59137483A JPS6118386A (ja) | 1984-07-03 | 1984-07-03 | 無整流子電動機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6118386A true JPS6118386A (ja) | 1986-01-27 |
Family
ID=15199686
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59137483A Pending JPS6118386A (ja) | 1984-07-03 | 1984-07-03 | 無整流子電動機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6118386A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2646572A1 (fr) * | 1989-04-28 | 1990-11-02 | Tech Nles Ste Gle | Machine electrique autosynchrone a flux controle |
| WO2007007387A1 (ja) * | 2005-07-11 | 2007-01-18 | Hitachi, Ltd. | 界磁巻線型同期モータの制御装置，電動駆動システム，電動４輪駆動車およびハイブリッド自動車 |
-
1984
- 1984-07-03 JP JP59137483A patent/JPS6118386A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2646572A1 (fr) * | 1989-04-28 | 1990-11-02 | Tech Nles Ste Gle | Machine electrique autosynchrone a flux controle |
| WO1990013454A1 (fr) * | 1989-04-28 | 1990-11-15 | Societe Generale Pour Les Techniques Nouvelles Sgn | Machine electrique autosynchrone a flux controle |
| WO2007007387A1 (ja) * | 2005-07-11 | 2007-01-18 | Hitachi, Ltd. | 界磁巻線型同期モータの制御装置，電動駆動システム，電動４輪駆動車およびハイブリッド自動車 |
| US8073600B2 (en) | 2005-07-11 | 2011-12-06 | Hitachi, Ltd. | Controller of field winding type synchronous motor, electric drive system, electric four wheel driving vehicle, and hybrid automobile |
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