CN101350586A - 全数字交流电机控制中时间延迟补偿方法及其控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种全数字交流电机控制中时间延迟补偿的方法和利用本方法的一个全数字交流电机控制装置，采用的技术方案是：本延迟补偿方法忽略幅值误差的影响，只对相位误差进行补偿。在现有技术中的全数字交流电机控制装置中增加一个进行时间延迟补偿的功能模块，执行本方法。本发明的方法中利用非常简单的算法，克服在一些对电机控制性能要求很高或者有高速运行要求的控制中会存在动态性能差以及电流调节器不稳定的问题。

Description

全数字交流电机控制中时间延迟补偿方法及其控制装置

技术领域

本发明涉及在混合动力汽车中交流电机的控制方法和装置，尤其是涉及一种进行时间延迟补偿的全数字交流电机控制装置和时间延迟补偿方法。

背景技术

在混合动力汽车交流电机控制中，所有的数字处理包括电流调节环和PWM块都在数字域中执行，基于DSP芯片的电机控制器将获得的数字信息进行处理后通过D/A转换后控制电机工作。申请号CN03820553.X的专利“同步电动机控制装置”和申请号为CN200480042526.0的专利“永磁式同步电动机控制装置”都公开了一种如图1类似的电机控制装置，该装置由DSP模拟完成，在该装置中电流调节器1通过接收电机角速度ω、通过固定/同步坐标变换器8变换后的电机输入电流的反馈信号i_d和i_q与通过由所需扭矩对应的电流i_d ^*、i_q ^*，调节为v_d ^*和v_q ^*，输出到将同步/固定坐标变换器2转换为v_α ^*和v_β ^*、v_α ^*和v_β ^*输入到三相电压发生器3转换为3相电压值v_a、v_b、v_c并应用DSPPWM(pulse width modulation，脉码调制)模块实现SVPWM(space vector PWM，空间矢量PWM)调制输出PWM信号，即Inverter4桥臂开关状态S_a、S_b、S_c。Inverter4的硬件会根据S_a、S_b、S_c状态控制Inverter(逆变器)桥臂导通关断，施加三相电压v_a、v_b、v_c到电机绕组上驱动电机。这里电机角速度ω是通过转子位置检测器6检测到转子的位置θ，通过速度计算器7计算出来的。通过利用所需的扭矩利用数字计算来控制电机的输出功率，能节省能量。

但是，当大功率驱动或者超高速驱动中采样频率与输出频率之比不足时，由于算法执行和脉宽调制导致在全数字电流调节器调节时的电压输出不可避免存在时间延迟，这个延迟在旋转坐标作用下会导致相和幅值误差。由于这些误差的存在，会降低电机的动态性能和在高速时电流调节器的不稳定。目前，现有的交流电机控制中更多的考虑对于PWM死区时间补偿技术，对于数字时间延迟补偿没有涉及，在一些对电机控制性能要求很高或者有高速运行要求的控制中会存在动态性能差以及电流调节器不稳定的问题，严重时会导致电机失去控制，因此需要对数字时间延迟进行有效补偿。

发明内容

本发明要解决的技术问题在于，提供一种对全数字交流电机控制中的时延补偿方法，并在现有的电机控制装置中增加数字时间延迟补偿模块，以弥补现有汽车电机控制装置的不足之处。

本发明为解决上述技术问题而采用如下的技术方案：全数字交流电机控制中时间延迟补偿方法，其特征在于：本延迟补偿方法忽略电机电流幅值误差的影响，只对电机电流的相位误差按下式进行补偿：

${\mathrm{\θ}}_2^{*}={\mathrm{\θ}}_1+\mathrm{\Δ\θ}$

Δθ＝1.5ωeTs

式中：θ′₂为补偿后的输出，θ₁为电机转子某一时刻的位置角，Δθ为补偿相位角，T_s为电流调节器的采样周期，ω_e＝pω，p为电机极数，ω为电机角速度，延迟期间被视为常数。

本发明的另一目的是提供一种带有时间延迟补偿的全数字交流电机控制装置，该装置由于在现有的全数字交流电机控制装置中增加了时间延迟补偿模块，能克服在一些对电机控制性能要求很高或者有高速运行要求的控制中会存在动态性能差以及电流调节器不稳定的问题。采用的技术方案是：全数字交流电机控制装置，包括在MCU(motor control unit，电机控制单元)DSP(digitalsignal processing)内运行的电流调节器、同步/固定坐标变换器、三相电压发生器、电机状态参数反馈模块等功能模块和与其配合的Inverter装置；

电流调节器：输入端分别通过MCU DSP接整车的CAN总线、电机状态参数反馈模块的反馈信号输出端，输出端接同步/固定坐标变换器的输入端，分别接收HCU(hybrid control unit，混合动力汽车控制单元)分配给电机的扭矩指令或者速度指令，根据运行模式进行扭矩控制或者速度控制，得到最终输出扭矩进行MTPA(maximum torque per ampere，单位电流最大扭矩)查表得到的所需电流的数值i_d ^*、i_q ^*，由电机状态参数反馈模块反馈来的转子角速度量ω和通过对电机输入电流的反馈信号变换坐标后的数量值i_d和i_q，在其中进行电流调节后输出同步坐标系中的电压数值v_d ^*和v_q ^*到同步/固定坐标变换器的输入端；

同步/固定坐标变换器的输入端接电流调节器的输出端，输出端接三相电压发生器的输入端，将电流调节器输出的同步坐标系中的电压数值v_d ^*和v_q ^*变换为固定坐标系的电压数值v′_α和′_θ输出到三相电压发生器的输入端；

三相电压发生器的输入端接同步/固定坐标变换器的输出端，输出端接Inverter的输入端，利用固定坐标系的电压数值V′_α和V′_θ产生电机所需的三相电压v_a、v_b、v_c，并应用DSP PWM模块实现SVPWM调制输出PWM信号，即Inverter桥臂开关状态S_a、S_b、S_c输出至Inverter；

Inverter的输入端接三相电压发生器的输出端，输出端接电机，Inverter的硬件会根据三相电压发生器的输出的S_a、S_b、S_c状态控制Inverter桥臂导通关断，施加三相电压v_a、v_b、v_c到电机绕组上驱动电机；

电机状态参数反馈模块输入端为检测电机参数的各检测器，获取电机工作的电流i_a、i_c的数值，并通过坐标变换成同步坐标系中的i_d和i_q，并获取转子的位置信号θ和转子角速度量ω；

在MCU DSP内运行的功能模块还包括一个时间延迟补偿模块，该模块的输入端接电机状态参数反馈模块的反馈输出端，接收转子的位置信号θ和转子角速度量ω，输出端接同步/固定坐标变换器的输入端，在该模块内对转子的位置信号θ利用转子角速度量ω与电流调节器的采样周期结合进行补偿，输出给同步/固定坐标变换器，在同步/固定坐标变换器内将带有补偿时延的新相位加到固定坐标系的电压矢量数值V′_α和V′_θ中。

本方案中对电机状态参数反馈模块进一步进行限制，该电机状态参数反馈模块包括安装在电机上的电流传感器、电子转子位置检测器、两相电流发生器、固定/同步坐标变换器、速度计算器；

电流传感器检测电机的A相C相电流，输出数字信号接两相电流发生器；

两相电流发生器的输入端接电机输入线上的电流传感器，输出端接固定/同步坐标变换器的输入端，获取电机三相电流i_a、i_b、i_c，其中i_a、i_c通过微处理器芯片对A、C电流传感器信号进行采样进行A/D变换后的值，i_b通过i_a+i_b+i_c＝0得到通过变换输出固定坐标系中的两相电流i_α和i_β信号；

固定/同步坐标变换器输入端接两相电流发生器的输出端，输出端接电流调节器的反馈电流输入端，将固定坐标系中的反馈二相电流I_α和I_β信号变换成同步坐标系中的反馈二箱电流数量值i_d和i_q；

转子位置检测器安装在转子上，检测转子的位置信号θ，其输出端接速度计算器的输出端；

速度计算器的输入端接转子位置检测器输出端，输出端接电流调节器转子速度值输入端，将由转子位置检测器检测到的转子位置信号θ进行处理获得转子角速度值ω。

本发明的有益效果是：本发明的方法中利用非常简单的算法，克服在一些对电机控制性能要求很高或者有高速运行要求的控制中会存在动态性能差以及电流调节器不稳定的问题。

附图说明

下面结合实施例和附图来进一步说明本发明。

图1为现有技术中的全数字交流电机控制装置结构框图。

图2为本发明全数字交流电机控制装置结构框图。

图3为本发明的硬件拓扑图。

图4为本发明实施实例混合动力永磁同步电机控制主要流程图。

图中：1.电流调节器，2.同步/固定坐标变换器，3.三相电压发生器，4.Inverter，5.两相电流发生器，6.转子位置检测器，7.速度计算器，8.固定/同步坐标变换器，9.时间延迟补偿，10.电机状态参数反馈模块，11.HCU，12.MCU DSP，13.电流传感器。

具体实施方式

如图2所示，为一种带有本发明方法的时间延迟补偿模块9的全数字交流电机控制装置，在时间延迟补偿模块中实现如下运算的相位补偿：

${\mathrm{\θ}}_2^{*}={\mathrm{\θ}}_1+\mathrm{\Δ\θ}$

Δθ＝1.5ωeTs

式中：θ′₂为补偿后的输出，θ₁为电机转子某一时刻的位置角，Δθ为补偿相位角，T_s为电流调节器的采样周期，ω_e＝pω，p为电机极数，ω为电机角速度，延迟期间被视为常数。

该全数字交流电机控制装置的算法和功能模块包括电流调节器1，同步/固定坐标变换器2，三相电压发生器3，由两相电流发生器5、速度计算器7、固定/同步坐标变换器8和电流传感器13、转子位置检测器6构成电机状态参数反馈模块10，时间延迟补偿9模块在PWM DSP12中断中执行，转子位置检测器6检测转子的位置信号输入到总线中，供DSP PWM调用，Inverter4接由总线送来S_a、S_b、S_c信号控制电机工作，硬件拓扑图如图3所示，装在电机控制器上的两相电流传感器13输出信号用于检测电机两相电流，装在电机转子上的转子位置检测器6用于检测电机转子位置，HCU11控制器是混合动力汽车整车控制单元，MCU DSP12是电机控制单元的数字处理器。电流传感器13和转子位置检测器6的输出信号送入MCU DSP12的ADC(analog todigital conversion，模数转换)模块AD通道进行AD采样以及模数转换。MCUDSP12和HCU11通过CAN通讯，MCU DSP12中CAN模块接收来自HCU11的信号，此实例主要信号为电机运行模式、扭矩指令、速度指令等。运行模式为扭矩模式，MCU DSP12中PWM模块输出PWM信号给Inverter门电路，驱动电机旋转。

此发明实例算法在MCU DSP12中的频率为100μs PWM中断中执行。具体的MCUDSP12的模块配置及初始化与常规DSP芯片相似。

图4为本发明实施实例混合动力永磁同步电机控制主要流程图。具体步骤如下：

(1)当电机控制器上电运行后，首先进行DSP芯片系统和各模块配置。

(2)(1)完成后，系统进入等待，当根据DSP CAN模块寄存器状态判断当MCU接收到HCU发送的消息后，MCU与HCU通讯，MCU接收到HCU的CAN信息包括电机运行模式、扭矩指令值、速度指令值等，MCU发送给HCU的CAN信息包括电机控制输出扭矩、电机速度等。如果MCU未接收到HCU发送的CAN信息，则一直等待直到接收到为止。

(3)如果在此等待期间，PWM中断被触发，则禁止PWM中断，进入PWM中断执行模块。

(4)进入PWM中断后，首先对输入MCU DSP11 AD通道的电流传感器13输出信号、作为转子位置检测器6的霍尔传感器的输出信号进行A/D转换后进行数字低通滤波得到两相电流i_a、i_c以及转子位置角θ的正弦值和余弦值，根据i_a+i_b+i_c＝0确定i_b。

(5)进入PWM中断后，首先对输入MVU DSP12芯片AD通道的电流传感器13、转子位置检测器6的输出信号进行A/D转换后进行数字低通滤波得到三相电流i_a、i_b、i_c以及转子位置角θ的正弦值和余弦值。

(6)接收转子位置检测器6的实时位置角θ，通过执行速度计算器7模块，根据转子位置角θ的正弦值和余弦值确定转子位置角θ，对转子位置角θ进行差分，根据公式 $\mathrm{\ω}=\frac{\mathrm{\θ}\left(k\right)-\mathrm{\θ}(k-1)}{\mathrm{\Δt}}$ 计算得到ω，其中θ(k)、θ(k-1)、Δt分别为第k次位置角采样值，k-1次位置角采样值，采样时间间隔。

(7)该电机控制器MCU会通过CAN与HCU11通讯后会确定电机进行速度控制还是扭矩控制。当为扭矩控制时，HCU直接发送给MCU扭矩指令T^*，当为速度控制时，HCU直接发送给MCU速度指令ω^*，ω^*与速度估算值ω比较后，进行速度PI控制，输出值为扭矩指令T^*。根据电机的MTPA控制特性查表，通过输入T^*查表后可以得到i_d ^*、i_q ^*。

(8)执行两相电流发生器5和固定/同步坐标变换器8后，得到反馈值i_d和i_q。

(9)执行电流调节器1，i_d ^*与反馈值i_d比较后PI控制输出结果与d轴解耦控制项pωL_qi_q相减输出旋转坐标系d轴电压v_d ^*；i_q ^*与反馈值i_q比较后PI控制输出结果与d轴解耦控制项pωL_di_d+ψ_mpω相减输出旋转坐标系q电压v_q ^*，其中L_q、L_d、ψ_m分别为定子交轴电感、定子直轴电感、永磁磁链。

(10)执行时间延迟补偿9模块，对转子位置角θ补偿后的结果为θ¹＝θ+1.5ω_eT_s

(11)执行同步/固定坐标变换器2模块输出固定坐标系电压v_α ^*和v_β ^*。

(12)执行三相电压发生器3模块，把固定坐标系的电压v_α ^*和v_β ^*转换为3相电压值v_a、v_b、v_c并应用DSP PWM模块实现SVPWM调制输出PWM信号，即Inverter4桥臂开关状态S_a、S_b、S_c。

(13)在Inverter 4中硬件会根据S_a、S_b、S_c状态控制Inverter桥臂导通关断，施加三相电压v_a、v_b、v_c到电机绕组上驱动电机。

Claims (4)

1.全数字交流电机控制中时间延迟补偿方法，其特征在于：本延迟补偿方法忽略电机电流幅值误差的影响，只对电机电流的相位误差按下式进行补偿：

${\mathrm{\θ}}_2^{*}={\mathrm{\θ}}_1+\mathrm{\Δ\θ}$

Δθ＝1.5ωeTs

式中：θ′₂为补偿后的输出，θ₁为电机转子某一时刻的位置角，Δθ为补偿相位角，T_s为电流调节器的采样周期，ω_e＝pω，p为电机极数，ω为电机角速度，延迟期间被视为常数。

2.全数字交流电机控制装置，包括在MCU DSP(12)内运行的电流调节器(1)、同步/固定坐标变换器(2)、三相电压发生器(3)、电机状态参数反馈模块(10)等功能模块和与其配合的Inverter(4)装置；

电流调节器(1)：输入端分别通过MCU DSP(12)接整车的CAN总线、电机状态参数反馈模块(10)的反馈信号输出端，输出端接同步/固定坐标变换器(2)的输入端，分别接收HCU(11)分配给电机的扭矩而得到的所需电流的数值i_d ^*、i_q ^*，由电机状态参数反馈模块(10)反馈来的转子角速度量ω和通过对电机输入电流的反馈信号变换坐标后的数量值i_d和i_q，在其中进行电流调节后输出同步坐标系中的电压数值v_d ^*和v_q ^*到同步/固定坐标变换器(2)的输入端；

同步/固定坐标变换器(2)的输入端接电流调节器(1)的输出端，输出端接三相电压发生器(3)的输入端，将电流调节器(1)输出的同步坐标系中的电压数值v_d ^*和v_q ^*变换为固定坐标系的电压数值V′_α和V′_θ输出到三相电压发生器(3)的输入端；

三相电压发生器(3)的输入端接同步/固定坐标变换器(2)的输出端，输出端接Inverter(4)的输入端，利用固定坐标系的电压数值V′_α和V′_θ产生电机所需的三相电压v_a、v_b、v_c，并应用DSP PWM模块实现SVPWM调制输出PWM信号，即Inverter(4)桥臂开关状态S_a、S_b、S_c输出至Inverter(4)；

Inverter(4)的输入端接三相电压发生器(3)的输出端，输出端接电机，Inverter(4)的硬件会根据三相电压发生器(3)的输出的S_a、S_b、S_c状态控制Inverter桥臂导通关断，施加三相电压v_a、v_b、v_c到电机绕组上驱动电机；

电机状态参数反馈模块(10)输入端为检测电机参数的各检测器，获取电机工作的电流i_a、i_c的数值，并通过坐标变换成同步坐标系中的i_d和i_q，并获取转子的位置信号θ和转子角速度量ω；

其特征在于：在MCU DSP(12)内运行的功能模块还包括一个时间延迟补偿(9)模块，该模块的输入端接电机状态参数反馈模块(10)的反馈输出端，接收转子的位置信号θ和转子角速度量ω，输出端接同步/固定坐标变换器(2)的输入端，在该模块内对转子的位置信号θ利用转子角速度量ω与电流调节器的采样周期结合进行补偿，输出给同步/固定坐标变换器(2)，在同步/固定坐标变换器(2)内将带有补偿时延的新相位加到固定坐标系的电压矢量数值V′_α和V′_θ中。

3根据权利要求2所述的全数字交流电机控制装置，其特征在于：所述电机状态参数反馈模块(10)包括安装在电机上的电流传感器(13)、电子转子位置检测器(6)、两相电流发生器(5)、固定/同步坐标变换器(8)、速度计算器(7)；

电流传感器(13)检测电机的A相C相电流，输出数字信号接两相电流发生器(5)；

两相电流发生器(5)的输入端接电机输入线上的电流传感器(13)，输出端接固定/同步坐标变换器(8)的输入端，获取电机三相电流i_a、i_b、i_c，其中i_a、i_c通过微处理器芯片对A、C电流传感器信号进行采样进行A/D变换后的值，i_b通过i_a+i_b+i_c＝0得到通过变换输出固定坐标系中的两相电流i_α和i_β信号；

固定/同步坐标变换器(8)输入端接两相电流发生器(5)的输出端，输出端接电流调节器(1)的反馈电流输入端，将固定坐标系中的反馈二相电流I_α和I_β信号变换成同步坐标系中的反馈二箱电流数量值i_d和i_q；

转子位置检测器(6)安装在转子上，检测转子的位置信号θ，其输出端接速度计算器(7)的输出端；

速度计算器(7)的输入端接转子位置检测器(6)输出端，输出端接电流调节器(1)转子速度值输入端，将由转子位置检测器(6)检测到的转子位置信号θ进行处理获得转子角速度值ω。

4.根据权利要求2所述的全数字交流电机控制装置，其特征在于：所述的由混合动力控制单元分配给电机的扭矩而得到的所需电流的数值i_d ^*、i_q ^*是按下列方法获得的：DSP芯片的CAN模块与HCU通讯得到扭矩指令或者速度指令，根据运行模式进行扭矩控制或者速度控制，得到最终输出扭矩进行MTPA查表得到。

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