CN102570890A - 用于旋转电机的功率转换装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种功率转换装置(1，2)。该功率转换装置包括逆变器单元(20，30)和控制单元(60)。该逆变器单元包括用于电动机(10)的每相线圈(11～16)的高SW(21～23，31～33)和低SW(24～26，34～36)。在高SW和低SW的导通时间短于基于死区时间确定的预定时间的情况下，该控制单元改变输出电压平均值，使得高SW的导通时间或低SW的导通时间长于预定时间。可以在不布置专用电路的情况下提高电压使用率，并且可以抑制线电压畸变或电流畸变。

Description

用于旋转电机的功率转换装置
技术领域
本发明涉及用于旋转电机的功率转换装置。
背景技术
如专利号为3687861的日本专利(专利号为5933344的美国专利)和专利号为2577738的日本专利(专利号为4847743的美国专利)中所公开的，传统的功率转换装置通过脉冲宽度调制(在下文中称为PWM)来控制与旋转电机的驱动有关的电流。如OHM公司在日本电气工程师学会(1987)的“Semiconductor Power Conversion Circuit”中所公开的，在旋转电机是三相电动机的情况下，进行两相电压调制以提高PWM控制中的电压使用率，其中，一相电压固定，并且仅对另外两相进行调制。
作为控制PWM的方法，已知三角波比较法和瞬时电压矢量选择法。例如，在三角波比较法中，当与施加到旋转电机的每相线圈的电压有关的任一相命令信号(在下文中称为占空比命令值，duty command value)恒定为100％或0％时，进行上述两相调制，从而可以输出最高线电压。另外，占空比命令值越接近0％或100％，施加的线电压越高。
另外，在传统的功率转换装置中，为了防止因每相的高电位侧开关器件和低电位侧开关器件同时导通而构成短路，设置死区时间(dead time)，从而使得高电位侧开关器件和低电位侧开关器件关断。在设置死区时间的情况下，根据微型计算机，不能输出接近0％或100％的占空比命令值，并且可应用的线电压有限。因此，在专利号为3687861的日本专利(US5933344)中，通过改变微型计算机内设置的计数器电路的配置，可以输出接近0％或100％的占空比命令值。然而，根据专利号为3687861的日本专利(US5933344)，需要专用电路，因此结构复杂化。
另外，在设置死区时间的情况下，由于死区时间的影响导致线电压畸变，从而电流畸变。因此，产生转矩波动，或产生振荡或噪声。因此，根据专利号为2577738的日本专利(US4847743)，在低电压时进行三相调制，并且在高电压时进行两相调制，从而降低由于死区时间的影响导致的电压畸变。然而，在专利号为2577738的日本专利(US4847743)中，在高电压时，不能避免死区时间的影响。
发明内容
本发明的目的是提供一种用于提高电压使用率并降低线电压畸变的功率转换装置。
提供一种功率转换装置，其通过脉冲宽度调制控制供应至与旋转电机的每相相对应的线圈的功率。该功率转换装置具有逆变器单元和控制单元。该逆变器单元包括对应于旋转电机的每相线圈而设置在高电位侧的高电位侧开关器件和设置在低电位侧的低电位侧开关器件。在存在高电位侧开关器件的导通时间或低电位侧开关器件的导通时间短于预定时间的相的情况下，控制单元通过控制所有相的高电位侧开关器件和低电位侧开关器件的导通和关断之间的切换，使得导通时间等于或长于该预定时间，以改变作为施加到每相线圈的电压的平均值的输出电压平均值，其中，基于为了防止与每相线圈相对应的高电位侧开关器件和低电位侧开关器件同时导通而设置的死区时间确定该预定时间。
优选地，控制单元包括占空比转换部、调制部和移位部。占空比转换部基于施加到每相线圈的电压命令值计算每相具有不同相位的占空比转换值。调制部计算通过对如下占空比进行调制而获得的调制后的占空比命令值，其中所述占空比基于由所述占空比转换部计算出的每相的占空比转换值。在当基于由调制部调制的调制后的占空比命令值导通或关断高电位侧开关器件和低电位侧开关器件时存在高电位侧开关器件或低电位侧开关器件的导通时间短于所述预定时间的相的情况下，移位部计算通过基于移位值对每相的调制后的占空比命令值进行移位而获得的移位后的占空比命令值，其中，所述移位值被设置为使得导通时间等于或长于所述预定时间，从而根据基于移位后的占空比命令值计算出的占空比命令值控制高电位侧开关器件和低电位侧开关器件的导通和关断之间的切换。
可以将死区时间设置为有效地防止高电位侧开关器件和低电位侧开关器件同时导通的任意值。可以将死区时间设置为输出用于关断开关器件的关断信号的时间段、开关器件被关断的时间段。
附图说明
根据以下参照附图进行的详细描述，功率转换装置的上述和其它目的、特征和优点将变得明显。在附图中：
图1是示出根据第一实施例的功率转换装置的电路图；
图2是示出根据第一实施例的电压矢量的矢量图；
图3A和图3B是示出在不设置死区时间的情况下低侧两相调制的示意图，其中图3A示出低侧两相调制的调制后波形，图3B示出线电压；
图4A和图4B是示出在设置死区时间的情况下低侧两相调制的示意图，其中图4A示出低侧两相调制的调制后波形，图4B示出线电压；
图5是示出根据第一实施例的调制处理的流程图；
图6A～6C是示出根据第一实施例的低侧两相调制的图，其中图6A示出矢量，图6B示出三相调制之前的波形，图6C示出三相调制之后的波形；
图7是示出根据第二实施例的调制处理的流程图；
图8A～8C是示出根据第二实施例的高侧两相调制的图，其中图8A示出矢量，图8B示出三相调制之前的波形，图8C示出三相调制之后的波形；
图9A和图9B是示出根据第三实施例的控制单元的占空比转换处理的框图，其中图9A示出整个占空比转换处理，图9B详细示出占空比转换处理；
图10是示出根据第三实施例的占空比的上限值和下限值的图；
图11A和图11B是示出根据第三实施例的开关器件的占空比命令和导通/关断的图；
图12A和图12B是示出根据第三实施例的开关器件的占空比命令和导通/关断的图；
图13A和图13B是示出根据第三实施例的开关器件的占空比命令和导通/关断的图；
图14A和图14B是示出根据第三实施例的开关器件的占空比命令和导通/关断的图；
图15A和图15B是示出根据第三实施例的开关器件的占空比命令和导通/关断的图；
图16A和图16B是示出根据第三实施例的开关器件的占空比命令和导通/关断的图；
图17A是示出占空比命令值和导通占空比值之间关系的图，图17B是示出占空比命令值和施加的电压之间关系的图；
图18A和图18B是示出根据第三实施例的有效脉冲宽度的图；
图19是示出根据第三实施例的占空比转换处理的流程图；
图20是示出根据第三实施例的占空比转换处理的流程图；
图21是示出根据第三实施例的伪占空比计算处理的图；
图22A和图22B是示出根据第三实施例的调制处理的图，其中图22A是示出调制处理之前的占空比，图22B示出调制处理之后的占空比；
图23A～23C是示出根据第三实施例的避免处理的图，其中图23A示出360度电角上的占空比，图23B示出90度电角附近的U相占空比，图23C示出90度电角附近的V相占空比和W相占空比；
图24是示出根据第四实施例的占空比转换处理的流程图；
图25是示出根据第四实施例的占空比转换处理的流程图；
图26A和图26B是示出根据第四实施例的调制处理的图，其中图26A示出调制处理之前的占空比，图26B示出调制处理之后的占空比；
图27A～27C是示出根据第四实施例的避免处理的图，其中图27A示出在360度电角上的占空比，图27B示出在120度电角附近的U相占空比，图27C示出在120度电角附近的V相占空比和W相占空比；
图28A和图28B是示出根据第五实施例的调制处理的图，其中图28A示出调制处理之前的占空比，图28B示出调制处理之后的占空比；
图29A～29C是示出根据第五实施例的避免处理的图，其中图29A示出360度电角上的占空比，图29B示出在90度电角附近的U相占空比，图29C示出在90度电角附近的V相占空比和W相占空比；
图30A和图30B是示出根据第六实施例的调制处理的图，其中图30A示出调制处理之前的占空比，图30B示出调制处理之后的占空比；
图31A～31C是示出根据第六实施例的避免处理的图，其中图31A示出在360度电角上的占空比，图31B示出在120度电角附近的U相占空比，图31C示出在120度电角附近的V相占空比和W相占空比；
图32A和图32B是示出根据第七实施例的调制处理的图，其中图32A示出调制处理之前的占空比，图32B示出调制处理之后的占空比；
图33A～33C是示出根据第七实施例的避免处理的图，其中图33A示出在360度电角上的占空比，图33B示出在120度电角附近的U相占空比，图33C示出在120度电角附近的V相占空比和W相占空比；
图34A～34F是示出电流检测单元的安装位置的变形例的电路图；以及
图35是示出其中提供多个逆变器单元的变形例的电路图。
具体实施方式
下面将参照附图所示的各实施例详细描述功率转换装置。在以下实施例中，相同的附图标记表示相同或类似的部分。
第一实施例
将参照图1至图6C描述根据第一实施例的功率转换装置1。
如图1所示构成功率转换装置1，使得功率转换装置1通过脉冲宽度调制(PWM)控制作为旋转电机的电动机10的驱动。电动机10例如是安装在车辆中的电动机，并且被应用于电扇、油泵、水泵、用于辅助车辆转向操作的电动动力转向装置等。另外，电动机10显然可用于车内装置以外的装置。
电动机10是三相无刷电动机，并且包括转子和定子(尽管图中未示出)。转子是盘状部件，并且转子的表面安装永磁体以具有磁极。转子被容纳在定子中以相对转动。定子包括以预定的角度间隔在直径方向上向内突出的多个凸起。围绕这些凸起缠绕U相线圈11、V相线圈12和W相线圈13。U相线圈11、V相线圈12和W相线圈13对应于各线圈。
功率转换装置1包括逆变器单元20、电流检测单元40、电容器50、扼流线圈51、控制单元60、电池80等。
逆变器单元20是三相逆变器。在逆变器单元20中，桥式连接六个开关器件21～26，以在U相线圈11、V相线圈12和W相线圈13导通之间进行切换。这里，开关器件21～26是MOSFET(金属氧化物场效应晶体管)。然而，也可以使用其它类型的晶体管。开关器件21～26将被称为SW21～26。
SW 21～23三者的漏极分别连接至电池80的正电极侧。另外，SW21～23的源极分别连接至SW 24～26的漏极。SW 24～26的源极通过U相电流检测部41、V相电流检测部42和W相电流检测部43连接至电池80的负电极侧。
被布置为一对的SW 21和SW 24的连接点连接至U相线圈11的一端。另外，被布置为一对的SW 22和SW 25的连接点连接至V相线圈12的一端。被布置为一对的SW 23和SW 26的连接点连接至W相线圈13的一端。
将作为设置在高电位侧的开关器件的SW 21～23的每一个称为高SW，并且将作为设置在低电位侧的开关器件的SW 24～26的每一个称为低SW。另外，必要时，将相符号U、V和W附加到每个SW，例如U相高SW 21。
电流检测单元40由U相电流检测部41、V相电流检测部42和W相电流检测部43构成。在本实施例中，U相电流检测部41、V相电流检测部42和W相电流检测部43由分流电阻器构成。还可以将U相电流检测部41、V相电流检测部42和W相电流检测部43称为电流检测部41～43。U相电流检测部41布置在U相低SW 24和地之间，并且检测流过U相线圈11的电流。另外，V相电流检测部42布置在V相低SW 25和地之间，并且检测流过V相线圈12的电流。W相电流检测部43布置在W相低SW 26和地之间，并且检测流过W相线圈13的电流。通过放大器电路44将被检测为电压的相电流施加到控制单元60，并进行模拟-数字(AD)转换。得到的数字值(AD值)存储在控制单元60中的寄存器中。这里，针对电流检测部41～43同时进行由寄存器执行的AD值的获得。另外，在布置有用于检测电动机10的转动角的位置传感器(图中未示出)的情况下，优选同时获得由位置传感器检测到的电动机的转动角θ。
电容器50和扼流线圈51设置在电池80和逆变器单元20之间，并且构成电力滤波器。因此，减少了从共用电池80的其它装置发出的噪声。另外，还减少了从逆变器单元20侧发送到共用电池80的其它装置的噪声。通过累积电荷，电容器50维持对SW 21～26供应电力并抑制诸如浪涌电流的噪声成分。通过控制单元60获得电容器50两端呈现的电压V50。
控制单元60对功率转换装置1的整体操作进行控制，并且由微型计算机67、图中未示出的寄存器、驱动电路68等构成。
控制单元60读入由电流检测部41～43检测到的、并存储在寄存器中的AD值，并且基于AD值计算通过U相线圈11传导的U相电流Iu、通过V相线圈12传导的V相电流Iv以及通过W相线圈13传导的W相电流Iw。基于计算出的三相电流Iu、Iv和Iw，在进行电流反馈计算之后，计算电压命令值Vu＊、Vv＊和Vw＊。在本实施例中，由于通过使用瞬时电压矢量选择法进行PWM控制，因此基于电压命令值Vu＊、Vv＊和Vw＊计算与八个开关状态相对应的命令矢量Vc。
在由六个正三角形构成的正六角形形状的复平面中表示图2所示的空间电压矢量图。各顶点V1～V6代表高SW 21～23中的至少一个和低SW24～26中的至少一个导通的有效电压矢量。另外，在图2中的有效电压矢量V1～V6之后的每组括号内，按照U相高SW 21、V相高SW 22和W相高SW 23的顺序表示它们的开关状态。在SW导通的情况下，用“1”表示各开关状态，在对应的SW关断的情况下，用“0”表示各开关状态。例如，V1(100)是U相高SW 21导通且V相高SW 22和W相SW 23关断的状态。在该例子V1(100)中，U相低SW 24关断且V相低SW 25和W相低SW 26二者关断。因此，在每相中，当高SW和低SW中的一个导通时，另一个关断。另外，复平面的中心点代表两个零电压矢量V7(111)和V0(000)。
例如，在由控制单元60计算出的命令矢量Vc在有效电压矢量V1和V2之间的情况下，通过使用位于命令矢量Vc两侧的有效电压矢量V1和有效电压矢量V2的至少一侧以及零电压矢量V0和V7输出该命令矢量Vc。在本实施例中，有效电压矢量V1对应于0度的电角，并且电角沿顺时针方向增加到360度。另外，命令矢量Vc的长度对应于输出的电压，并且通过沿顺时针方向转动命令电压Vc来输出三相AC电压。
在本实施例中，有效电压矢量V1～V6对应于基本矢量。所有高SW21～23都导通的零矢量V7对应于第一零电压矢量。所有低SW 24～26都导通的零电压矢量V0对应于第二零电压矢量。另外，一个高SW导通且两个低SW导通的有效电压矢量V1、V3和V5被称为奇数矢量。两个高SW导通且一个低SW导通的有效电压矢量V2、V4和V6被称为偶数矢量。
另外，在本实施例中，基于死区时间设置阈值X。当命令矢量Vc穿过一个有效电压矢量的长度为阈值X的点，并且位于由平行于与上述有效电压矢量相邻的有效电压矢量的直线构成的径向区域(图2中R表示的由双点划线包围的区域)时，通过将调制模式从两相调制切换为三相调制来减小线电压的畸变。稍后将描述两相调制和三相调制之间的切换处理。另外，在命令矢量Vc短于阈值X的情况下，在某些微型计算机的情况下不能输出这样的命令矢量Vc。
在本实施例中，为了提高电压使用效率，进行两相调制。在本实施例中，如图3A所示，进行低SW 24～26中的至少一个导通的两相调制。另外，如上所述进行控制的情况基本上与如下情况相同：在该情况下，进行调制，使得最低相的占空比命令值为三角波比较法中的预定的下限值(在此情况下，为2％的占空比)。上面描述的调制方法被称为低侧两相调制。因此，作为施加到线圈11～13的电压的平均值的输出电压平均值改变。由于通过使用瞬时电压矢量选择法进行PWM控制，因此，在低侧两相调制中，使用所有低SW 24～26都导通的零电压矢量V0(000)作为零电压矢量。
在图3A所示的例子中，未设置与各相对应的、所有高SW 21～23和低SW 24～26都关断的死区时间。在如图3A所示进行控制处理的情况下，线电压为如图3B所示的正弦波。然而，实际上，为了防止由于构成每相的高SW 21～23和低SW 24～26同时导通所导致的短路形成，必需设置与各相对应的、高SW 21～23和低SW 24～26同时关断的死区时间。在通过设置死区时间进行低侧两相调制的情况下，形成如图4A所示的调制波，并且如图4B所示，在线电压中发生如H表示的畸变。当在线电压中发生畸变时，线圈11～13中传导的电流具有畸变。因此，产生转矩波动，或产生振荡或噪声。
为了防止线电压中发生畸变，即使在设置死区时间的情况下也通过使用低侧两相调制和三相调制来控制PWM。如下面参照图5所示的流程图所描述的，通过控制单元60进行该调制处理。
在第一步骤10中(下文中将“步骤”简称为S)，基于电压命令值Vu＊、Vv＊和Vw＊计算命令矢量Vc。
在S11中，当将命令矢量Vc分解为位于命令矢量Vc两侧的有效电压矢量时，检查有效电压矢量是否小于基于死区时间设置的阈值X(图2)。检查奇数矢量是否小于阈值X。
在奇数矢量小于阈值X的情况下(S11：是)，处理进入S13。另一方面，在奇数矢量不小于阈值X的情况下(S11：否)，处理进入S12。
在S12中，通过使用零电压矢量中的一个零电压矢量进行两相调制。通过使用零电压矢量V0进行低侧两相调制。
在确定奇数矢量小于阈值X的情况下(S11：是)处理所进入的S13中，代替两相调制，通过使用零电压矢量V0和V7进行三相调制，使得SW 21～26的导通时间等于或长于基于死区时间确定的预定时间。
命令矢量VC被分解为位于命令矢量Vc两侧的有效电压矢量时奇数矢量小于基于死区时间设置的阈值X的情况是命令矢量Vc在图6A所示的Ta、Tb和Tc期间中的情况。另一方面，奇数矢量不小于阈值X的情况是命令矢量在Ta、Tb和Tc期间以外的期间的情况。
在设置死区时间之后，在Ta、Tb和Tc期间中继续低侧两相调制的情况下，理论上，存在高SW 21～23的导通时间或低SW 24～26的导通时间小于基于死区时间设置的预定时间的相。在这种不能输出导通时间的情况下，调制波变成如图6B所示，并且线电压变为如图4B所示，在图4B中线电压发生畸变。
当在Ta、Tb和Tc期间中代替低侧两相调制进行三相调制而使得高SW 21～23的导通时间或低SW 24～26的导通时间不小于基于死区时间的预定时间的情况下，调制波形变成如图6C所示。另外，如图3B所示，线电压是没有畸变的正弦波。如上所述，通过在Ta、Tb和Tc期间中代替低侧两相调制进行三相调制，即使在设置死区时间的情况下，在线电压中也不发生畸变，并且线圈11～13中传导的电流中也不发生畸变。因此，可以抑制产生转矩波动、振荡或噪声。另外，在调制模式从低侧两相调制切换为三相调制的时Ta、Tb和Tc期间中，作为施加到线圈11～13的各相的电压的平均值的输出电压平均值改变。
如上所述，功率转换装置1通过PWM调制控制施加到与电动机10的每相相对应的线圈11～13的功率。功率转换装置1包括逆变器单元20和控制单元60。逆变器单元20包括对应于电动机10的各相线圈11～13设置在高电位侧的高SW 21～23和设置在低电位侧的低SW 24～26。在存在高SW 21～23和低SW 24～26的导通时间小于基于死区时间确定的预定时间的相的情况下(在图5中S11：是)，控制单元60通过三相调制进行控制，使得高SW 21～23的导通时间或低SW 24～26的导通时间等于或长于预定时间，并且改变作为施加到各相线圈11～13的电压的平均值的输出电压平均值(S13)，其中，在三相调制中，控制所有相的高SW 21～23和低SW 24～26的导通和关断之间的切换。因此，通过结合两相调制和三相调制而不设置专用电路，可以提高电压使用率。另外，可以抑制因死区时间的影响导致的线电压畸变和电流畸变以及所伴随的振荡或噪声。
在本实施例中，根据基于命令矢量Vc的瞬时电压矢量选择法进行PWM控制。控制单元60通过两相调制控制高SW 21～23和低SW 24～26的导通和关断之间的切换，在该两相调制中，使用所有高SW 21～23都导通的零电压矢量V7或所有低SW 24～26都导通的零电压矢量V0作为零电压矢量进行控制处理。通过低侧两相调制控制高SW 21～23和低SW24～26的导通和关断之间的切换，在低侧两相调制中，通过使用所有低SW24～26都导通的零电压矢量V0进行控制处理(S12)。
另外，在当命令矢量Vc被分解为有效电压矢量V1～V6时有效电压矢量V1～V6小于基于死区时间设置的阈值X的情况下(S11：是)，调制模式切换为三相调制，在三相调制中，通过使用零电压矢量V0和V7进行控制处理，使得SW 21～26导通的导通时间等于或长于预定时间(S13)。因此，通过在分解命令矢量Vc获得的有效电压矢量V1～V6小于阈值X的情况下将调制切换为三相调制，即使在瞬时电压矢量选择法中，也可以适当地控制高SW 21～23和低SW 24～26的导通和关断之间的切换，从而可以提高电压使用率。另外，可以抑制因死区时间的影响导致的线电压畸变或电流畸变以及伴随的振荡或噪声。
特别地，在本实施例中，在通过分解命令矢量Vc获得的奇数矢量不小于阈值X的情况下(S11：否)，通过低侧两相调制控制高SW 21～23和低SW 24～26的导通和关断之间的切换，在低侧两相调制中，仅使用零电压矢量V0作为零电压矢量(S12)。另一方面，在通过分解命令矢量Vc获得的奇数矢量小于阈值X的情况下(S11：是)，将调制模式切换为三相调制，在三相调制中，使用零电压矢量V0和V7(S13)。即，即使在通过分解命令矢量Vc获得的偶数矢量小于阈值X的情况下，也不将调制模式切换为三相调制，而是继续低侧两相调制。因此，进行三相调制的区域减少，并且因此即使施加低电压时，也可以减少切换损耗。此外，通过进行低侧两相调制，可以减少高SW 21～23的损耗和发热。
另外，控制单元60用作两相调制部和三相调制部。另外，图5所示的S12对应于作为两相调制部的功能的处理，并且S13对应于作为三相调制部的功能的处理。
第二实施例
在第一实施例中，为了提高电压使用率，进行低侧两相调制，在该低侧两相调制中，低SW 24～26中的任一个导通。然而，根据第二实施例，功率转换装置1被配置为进行两相调制，使得高SW 21～23中的任一个导通。如上所述进行的控制基本上与如下控制相同：在该控制中，进行调制，使得最高占空比相的占空比命令值达到三角波比较法中的预定上限值(在此情况下，为102％的占空比)。该调制方法被称为高侧两相调制。
因此，与第一实施例类似地，作为施加到线圈11～13的电压的平均值的输出电压平均值改变。在本实施例中，由于通过使用瞬时电压矢量法进行PWM控制，因此，在高侧两相调制中，使用所有高SW 21～23都导通的零电压矢量V7(111)作为零电压矢量。
即使在设置了死区时间的情况下，为了防止线电压发生畸变，通过使用高侧两相调制和三相调制进行PWM控制。因此，如参照图7中的流程图所述的，进行控制单元60的调制处理。
在S20中，基于电压命令值Vu＊、Vv＊和Vw＊计算命令矢量Vc。在S21中，当命令矢量Vc被分解为位于命令矢量Vc两侧的有效电压矢量时，检查有效电压矢量是否小于基于死区时间设置的阈值X(图2)。检查偶数矢量是否小于阈值X。在偶数矢量小于阈值X的情况下(S21：是)，处理进入S23。另一方面，在偶数矢量不小于阈值X的情况下(S21：否)，处理进入S22。
在S22中，通过使用零电压矢量中的一个零电压矢量进行两相调制。通过使用零电压矢量V7进行高侧两相调制。
在确定偶数矢量小于阈值X的情况下(S21：是)处理进入的S23中，代替两相调制，通过使用零电压矢量V0和V7进行三相调制，使得SW21～26的导通时间等于或长于基于死区时间确定的预定时间。
当命令矢量被分解为位于命令矢量Vc两侧的有效电压矢量时偶数矢量小于基于死区时间设置的阈值X的情况是命令矢量处于图8A所示的Td、Te和Tf期间中的情况。另一方面，偶数矢量不小于阈值X的情况是命令矢量处于图8A所示的Td、Te和Tf期间以外的期间中的情况。
在设置死区时间之后，在Td、Te和Tf期间中继续高侧两相调制的情况下，理论上存在高SW 21～23的导通时间或低SW 24～26的导通时间小于基于死区时间的预定时间的相。在这种不能输出导通时间的情况下，调制波变为如图8B所示，并且线电压变为如图4B所示，在图4B中线电压发生畸变。
当在Td、Te和Tf期间中代替高侧两相调制进行三相调制的情况下，调制波形变为如图8C所示，其中，通过该调制使得高SW 21～23的导通时间或低SW 24～26的导通时间不小于基于死区时间的预定时间。另外，线电压是如图3B所示的没有畸变的正弦波。这样，通过在Td、Te和Tf期间中代替高侧两相调制进行三相调制，即使在设置死区时间的情况下，在线电压中也不发生畸变，并且线圈11～13中传导的电流中没有畸变。因此，可以抑制转矩波动、振荡或噪声的产生。另外，在调制模式从高侧两相调制切换为三相调制的Td、Te和Tf期间中，作为施加到各相线圈11～13的电压的平均值的输出电压平均值改变。
因此，提供与第一实施例的优点相同的优点。
特别地，在本实施例中，在通过分解命令矢量Vc获得的偶数矢量不小于阈值X的情况下(图7所示的S21：否)，通过仅使用零电压矢量V7作为零电压矢量的高侧两相调制控制高SW 21～23和低SW 24～26的导通和关断之间的切换(S22)。另一方面，在通过分解命令矢量Vc获得的偶数矢量小于阈值X的情况下(S21：是)，将调制模式改变为使用零电压矢量V0和V7的三相调制(S23)。在本实施例中，即使在通过分解命令矢量Vc获得的奇数矢量小于阈值X的情况下，也继续高侧两相调制而不进行三相调制。因此，进行三相调制的区域减少，并且因此即使当施加低电压时也可以减小切换损耗。此外，通过进行高侧两相调制，可以减少低SW 24～26的损耗和发热。
另外，控制单元60构成两相调制部和三相调制部。另外，图7中所示的S22对应于作为两相调制部的功能的处理，并且S23对应于作为三相调制部的功能的处理。
在第一和第二实施例中，通过使用瞬时电压矢量法进行PWM调制。然而，如下所述，可以使用利用三角波比较法的PWM控制。
第三实施例
根据第三实施例，功率转换装置1被配置为如图9A～23C所示来操作。
如图9A所示，控制单元60包括三相/两相转换部62、控制器63、两相/三相转换部64、占空比转换部70、占空比更新部65、三角波比较部66等。
这里，参照图9A和图9B描述控制单元60的控制处理。
三相/两相转换部62读入由电流检测部41～43检测到的并存储在寄存器中的AD值，并且基于读入的AD值计算U相电流Iu、V相电流Iv和W相电流Iw。基于计算出的三相电流Iu、Iv和Iw，计算d轴电流检测值Id和q轴电流检测值Iq。
控制器63基于d轴电流命令值Id＊、q轴电流命令值Iq＊、d轴电流检测值Id以及q轴电流检测值Iq进行电流反馈计算，并且计算d轴电压命令值Vd＊和q轴电压命令值Vq＊。具体地，控制器63计算d轴电流命令值Id＊和d轴电流检测值Id之间的电流偏差ΔId以及q轴电流命令值Iq＊和q轴电流检测值Iq之间的电流偏差ΔIq。此外，为了使得电流检测值Id和Iq跟随电流命令值Id＊和Iq＊，计算电压命令值Vd＊和Vq＊，以使得电流偏差ΔId和ΔIq收敛到零。
两相/三相转换部64基于由控制器63计算出的电压命令值Vd＊和Vq＊计算三相电压命令值Vu1、Vv1和Vw1。
占空比转换部70基于由两相/三相转换部64计算出的三相电压命令值Vu1、Vv1和Vw1计算占空比命令值。
图9B详细说明了占空比转换部70。首先，占空比转换部71将三相电压命令值Vu1、Vv1和Vw1分别转换为占空比转换值Vu2、Vv2和Vw2。
死区时间补偿部72基于死区时间补偿量改变占空比转换值Vu2、Vv2和Vw2以消除受死区时间的影响而施加到线圈11～13的电压变化量，并且计算补偿后的占空比命令值Vu3、Vv3和Vw3，其中死区时间补偿量是基于死区时间的值。
为了提高电压使用率，调制部73对补偿后的占空比命令值Vu3、Vv3和Vw3进行调制，以计算调制后的占空比命令值Vu4、Vv4和Vw4。从所有相的占空比中减去通过从最小占空比相的占空比中减去预定的下限值而获得的值，使得最小占空比相的占空比成为预定的下限值。即，调制部73进行低侧两相调制。
另外，避免部74进行用于避免如下占空比的移位处理，以计算移位后的占空比命令值Vu5、Vv5和Vw5：该占空比在线电压中引发由死区时间导致的畸变。校正部75进行用于校正由死区时间补偿部72补偿的死区时间的校正处理，以计算校正后的占空比命令值Vu6、Vv6和Vw6。另外，伪占空比计算部76基于校正后的占空比命令值Vu6、Vv6和Vw6计算占空比命令值DuF和DuR、占空比命令值DvF和DvR以及占空比命令值DwF和DwR。稍后将详细描述占空比转换部70的处理。
这里，在图10中示出了通过使用三角波比较法设置死区时间的方法。在三角波比较法中，通过将由控制单元60计算出的占空比命令值和三角波命令值相比较，来控制SW 21～26的导通/关断。在以下描述中，在适当的情况下，将通过三角波比较部66与三角命令值进行比较的占空比命令值简称为占空比。当占空比超过三角波命令值时，高SW 21～23导通。另一方面，当三角波命令值超过占空比时，低SW 24～26导通。为了设置死区时间，生成通过将三角波命令值C1向上侧移位而获得的三角波命令值C2和通过将三角波命令值C1向下侧移位而获得的三角波命令值C3，其中，三角波命令值C1具有0％～100％的占空比幅度。
然后，通过进行如下控制来设置死区时间：基于向上侧移位的三角波命令值C2控制高SW 21～23的导通/关断之间的切换，并且基于向下侧移位的三角波命令值C3控制低SW 24～26的导通/关断之间的切换。三角波命令值C2向上侧移位2％，并且三角波命令值C3向下侧移位2％。因此，为了便于描述，占空比范围为-2％～102％。另外，在高SW 24～26侧与死区时间相对应的占空比是2％，在低SW 24～26侧与死区时间相对应的占空比是2％，并且对应于死区时间的总占空比是4％。在下文中，在适当的情况下，将对应于死区时间的占空比简称为死区时间。另外，在占空比在两个三角波命令值C2和C3之间(在本实施例中，-2％～2％和98％～102％)的情况下，在一些微型计算机中，存在不能输出占空比的情况。
另外，尽管作为一个例子，将死区时间设置为4％，但是通过考虑有效脉冲宽度和其它因素，可以适当地设置死区时间。此外，类似地，可以适当地设置基于死区时间设置的值，如稍后描述的死区时间补偿值。另外，通过考虑第一起始时间或直到SW 21～26导通或关断的结束时间，可以将高SW 21～23和低SW 24～26关断的时间设置为死区时间。
此外，在使用两个三角波命令值C2和C3设置死区时间的情况下，在从作为占空比的下限值的-2％起的预定范围内和从作为占空比的上限值的102％起的预定范围内，输出时的死区时间基于占空比变化。
这里，参照图11A～16B描述接近作为占空比下限值的-2％的占空比和接近作为占空比上限值的102％的占空比之间的关系和死区时间。
如图11A所示，当占空比为3％时，一个PWM期间(一个PWM周期)中高SW 21～23导通的比率(在下文中称为高SW导通占空比(on-duty)，并且在图中以OD表示)为通过将3％的占空比减小2％的高SW侧死区时间(在图中以D表示)而获得的1％。另外，一个PWM期间中低SW 24～26导通的比率(在下文中称为低SW导通占空比，并且在图中以OD表示)为通过将(100％-3％)减小2％的低SW侧死区时间(在图中以D表示)而获得的95％。此时，在一个PWM期间中，由于高SW导通占空比是1％，并且低SW导通占空比是95％，因此所有高SW和低SW都关断的死区时间是所设置的4％。
如图11B所示，当占空比为97％时，高SW导通占空比是通过将97％减小2％的高SW侧死区时间而获得的95％。另外，低SW导通占空比是通过将(100％-97％)减小2％的低SW侧死区时间而获得的1％。此时，在一个PWM期间中，由于高SW导通占空比是95％并且低SW导通占空比是1％，因此所有高SW和低SW都关断的死区时间是所设置的4％。
如图12A所示，当占空比为2％时，高SW导通占空比是通过将2％减小2％的高SW侧死区时间而获得的0％。即，当占空比为2％时，高SW不导通。另外，低SW导通占空比是通过将(100％-2％)减小2％的低SW侧死区时间而获得的96％。此时，在一个PWM期间中，由于高SW导通占空比是0％，并且低SW导通占空比是96％，因此所有高SW和低SW都关断的死区时间是所设置的4％。
如图12B所示，当占空比是98％时，高SW导通占空比是通过将98％减小2％的高SW侧死区时间而获得的96％。另外，低SW导通占空比是通过将(100％-98％)减小2％的低SW侧死区时间而获得的0％。即，当占空比是98％时，低SW不导通。此时，在一个PWM期间中，由于高SW导通占空比是96％，并且低SW导通占空比是0％，因此所有高SW和低SW都关断的死区时间是所设置的4％。
这里，参照图13A描述当占空比是1％时的时刻。在前面的例子中，通过将占空比减小2％的高SW侧死区时间来计算高SW导通占空比。然而，由于高SW导通占空比不能小于0％，因此将高SW侧死区时间设置为1％，并且当占空比是1％时的高SW导通占空比是通过将1％减小1％的高SW侧死区时间而获得的0％，因而高SW不导通。另外，低SW导通占空比是通过将(100％-1％)减小2％的低SW侧死区时间而获得的97％。即，当占空比是1％时，所有高SW和低SW都关断的死区时间是3％，其是不同于已经设置的4％的值。
如图13B所示，当占空比是99％时，高SW导通占空比是通过将99％减小2％的高SW侧死区时间而获得的97％。另外，由于低SW导通占空比不能小于0％，因此将低SW侧死区时间设置为1％，并且当占空比是99％时的低SW导通占空比是通过将(100％-99％)减小1％的低SW侧死区时间而获得的0％，因而低SW不导通。即，当占空比是99％时，所有高SW和低SW都关断的死区时间是3％，其是不同于已经设置的4％的值。
如图14A所示，当占空比是0％时，高SW导通占空比不能小于0％，并且因此高SW导通占空比是0％且高SW侧死区时间是0％，因而高SW不导通。另外，低SW导通占空比是通过将(100％-0％)减小2％的低SW侧死区时间而获得的98％。即，当占空比是0％时，所有高SW和低SW都关断的死区时间是2％，其是不同于已经设置的4％的值。
如图14B所示，当占空比是100％时，高SW导通占空比是通过将100％减小2％的高SW侧死区时间而获得的98％。另外，由于低SW导通占空比不能小于0％，因此低SW导通占空比是0％且低SW侧死区时间是0％，因而低SW不导通。即，当占空比是100％时，所有高SW和低SW都关断的死区时间是2％，其是不同于已经设置的4％的值。
如图15A所示，当占空比是-1％时，在本实施例中，为了描述方便，将高SW导通占空比看作是-1％。然而，由于高SW导通占空比不能小于0％，因此高SW导通占空比是0％且高SW侧死区时间是0％，因而高SW不导通。另外，低SW导通占空比是通过将(100％-(-1％))减小2％的低SW侧死区时间而获得的99％。即，当占空比是-1％时，所有高SW和低SW都关断的死区时间是1％，其是不同于已经设置的4％的值。
如图15B所示，当占空比是101％时，高SW导通占空比是通过将101％减小2％的高SW侧死区时间而获得的99％。另外，由于低SW导通占空比不能小于0％，因此低SW导通占空比是0％且低SW侧死区时间是0％，因而低SW不导通。即，当占空比是101％时，所有高SW和低SW都关断的死区时间是1％，其是不同于已经设置的4％的值。
如图16A所示，当占空比是-2％时，在本实施例中，为了描述方便，将高SW导通占空比看作是-2％。然而，由于高SW导通占空比不能小于0％，因此高SW导通占空比是0％且高SW侧死区时间是0％，因而高SW不导通。另外，低SW导通占空比是通过将(100％-(-2％))减小2％的低SW侧死区时间而获得的100％，因而低SW持续导通而不关断。即，当占空比是-2％时，所有高SW和低SW都关断的死区时间是0％，其是不同于已经设置的4％的值。
如图16B所示，当占空比是102％时，高SW导通占空比是通过将102％减小2％的高SW侧死区时间而获得的100％，因而高SW持续导通而不关断。即，当占空比是102％时，所有高SW和低SW都关断的死区时间是0％，其是不同于已经设置的4％的值。
如上所述，在2％～98％的占空比范围中，死区时间是已经设置的4％。然而，在处于从占空比下限起的预定范围内的-2％～2％的占空比中和在处于从占空比上限起的预定范围内的98％～102％的占空比中，死区时间小于所设置的死区时间，并且死区时间的长度根据占空比而改变。因此，在死区时间补偿部72进行对应于4％的相同死区时间补偿的情况下，进行了比原来要进行的补偿量大的补偿，因而在-2％～2％和98％～102％的占空比范围内线电压发生畸变。因此，在本实施例中，通过校正部75对进行了比原来要校正的补偿量大的补偿量进行校正。稍后将描述校正部75的校正处理。
这里，在图17A中示出了占空比、高SW导通占空比和低SW导通占空比之间的关系，并且在图17B中示出了占空比和施加的电压之间的关系。
在本实施例中，通过使用两个三角波命令值C2和C3设置死区时间，因此，如图17A中的实线所示，高SW导通占空比中的0％～100％对应于2％～102％的占空比命令。另外，如虚线所示，低SW导通占空比中的0％～100％对应于98％～-2％的占空比命令。
如图17B所示，在相电流为负的情况下，如A所示，对于小于或等于2％的占空比命令，端电压是预定值，对于大于或等于100％的占空比命令，端电压是电池电压Vb。另外，在相电流为正的情况下，如B所示，对于小于或等于2％的占空比命令，端电压是0V，对于102％的占空比命令，端电压是电池电压Vb。
基于计算出的占空比，从驱动电路68输出用于在SW 21～26的每一个的导通/关断之间切换的信号。在从驱动电路68输出用于在导通/关断之间切换的信号之后，到SW 21～26实际导通或关断之前，存在时间差。在栅极电压大于或等于预定电压Vth的情况下，假定SW 21～26导通。另一方面，在栅极电压低于预定电压Vth的情况下，假定SW 21～26关断。
如图18A所示，在输出用于导通SW 21～26的信号之后，到栅极电压达到预定电压Vth之前，需要第一起始时间tu。另外，在输出用于关断SW 21～26的信号之后，到栅极电压变成小于预定电压Vth之前，需要结束时间td1。因此，当从输出导通信号后至输出关断信号之前、命令脉冲宽度为T1时，有效脉冲宽度T2为T-tu+td1。即，在第一起始时间tu和结束时间td1彼此不同时，例如，如图18A所示，在tu＞td1的情况下，有效脉冲宽度T2比命令脉冲宽度T短第一起始时间tu与结束时间td1之间的差。
如图18B所示，在命令脉冲宽度T3小的情况下，栅极电压未充分增加，因此结束时间td2比如图18A所示的命令脉冲宽度T1充分大的情况下的结束时间td1短。因此，与图18A所示的例子相比，有效脉冲宽度T4相对小于命令脉冲宽度T3。
这里，在三相的命令脉冲宽度全都充分大于第一起始时间tu和结束时间td1的情况下，如图18A所示，有效脉冲宽度通常等同地减小。因此，不发生大的畸变。另一方面，在同时存在具有如图18A所示的充分大的命令脉冲T1的相和具有如图18B所示的小命令脉冲宽度T3的相的情况下，三相之间的平衡破坏，并且因此发生线电压的畸变。
这里，命令脉冲宽度小的情况是占空比在从占空比的下限值起的预定范围内或在从占空比的上限值起的预定范围内的情况。
在以上描述中，占空比的下限值是-2％，并且占空比的上限值是102％。在本实施例中，电流检测单元40由布置在低SW 24～26和地之间的电流检测部41～43构成。为了使用由分流电阻器构成的电流检测部41～43检测相电流，需要获得所有低SW 24～26都导通的时间段。另外，为了使用电流检测部41～43检测电流，需要调整(rigging)收敛的时间(例如，4.5μs)和不进行SW 21～26的导通和关断之间的切换的保持时间。因此，在本实施例中，将占空比的上限值设置为93％。该上限值对应于预定的上限值，并且可以根据调整收敛的时间、死区时间等适当设置该上限值。
在本实施例中，将在从作为下限的-2％起的预定范围内的占空比或在从作为上限的93％起的预定范围内的占空比设置为输出避免占空比。为了防止输出避免占空比，进行占空比转换处理。这里，参照图19和图20所示的流程图描述占空比转换处理。在驱动电动机10时，以预定的间隔进行占空比转换处理。
首先，在S101中，基于三相电压命令值Vu1、Vv1和Vw1计算占空比转换值Vu2、Vv2和Vw2。当以Vb表示电池80的电压时，通过使用以下等式(1)～(3)计算占空比转换值Vu2、Vv2和Vw2。
等式(1)
Vu2＝Vu1/Vb×100
等式(2)
Vv2＝Vv1/Vb×100
等式(3)
Vw2＝Vw1/Vb×100
在S102中，基于由U相电流检测部41检测到的AD值检查U相电流Iu是否小于零。在U相电流Iu小于零的情况下(S102：是)，即，在U相电流Iu为负的情况下，处理进入S103。另一方面，在U相电流Iu等于或大于零的情况下(S102：否)，即，在U相电流Iu为正的情况下，处理进入S104。另外，在U相电流Iu为负的情况下，电流开始从线圈11流出。另一方面，在U相电流Iu为正的情况下，电流流入线圈11。这同样适用于其它相电流。
在U相电流Iu为负的情况下(S102：是)处理所进入的S103中，当相电流为负时，施加的电压增加。因此，为了对此进行补偿，补偿死区时间以计算补偿后的占空比命令值Vu3。通过使用以下等式(4)计算补偿后的占空比命令值Vu3。
等式(4)
Vu3＝Vu2-DT
在U相电流Iu为正的情况下(S102：否)处理所进入的S104中，当相电流为正时，施加的电压减小。因此，为了对此进行补偿，补偿死区时间以计算补偿后的占空比命令值Vu3。通过使用以下等式(5)计算补偿后的占空比命令值Vu3。
等式(5)
Vu3＝Vu2+DT
在S105中，基于由V相电流检测部42检测到的AD值检查V相电流Iv是否小于零。在V相电流Iv小于零的情况下(S105：是)，即，在V相电流Iv为负的情况下，处理进入S106。另一方面，在V相电流Iv等于或大于零的情况下(S105：否)，处理进入S107。
在V相电流Iv为负的情况下(S105：是)处理所进入的S106中，当相电流为负时，施加的电压增加。因此，为了对此进行补偿，补偿死区时间以计算补偿后的占空比命令值Vv3。通过使用以下等式(6)计算补偿后的占空比命令值Vv3。
等式(6)
Vv3＝Vv2-DT
在V相电流Iv为正的情况下(S105：否)处理所进入的S107中，当相电流为正时，施加的电压减小。因此，为了对此进行补偿，补偿死区时间以计算补偿后的占空比命令值Vv3。通过使用以下等式(7)计算补偿后的占空比命令值Vv3。
等式(7)
Vv3＝Vv2+DT
在S108中，基于由W相电流检测部43检测到的AD值检查W相电流Iw是否小于零。在W相电流Iw小于零的情况下(S108：是)，即，在W相电流Iw为负的情况下，处理进入S109。另一方面，在W相电流Iw等于或大于零的情况下(S108：否)，即，在W相电流Iw为正的情况下，处理进入S110。
在W相电流Iw为负的情况下(S108：是)处理所进入的S109中，当相电流为负时，施加的电压增加。因此，为了对此进行补偿，补偿死区时间以计算补偿后的占空比命令值Vw3。通过使用以下等式(8)计算补偿后的占空比命令值Vw3。
等式(8)
Vw3＝Vw2-DT
在W相电流Iw为正的情况下(S108：否)处理所进入的S110中，当相电流为正时，施加的电压减小。因此，为了对此进行补偿，补偿死区时间以计算补偿后的占空比命令值Vw3。通过使用以下等式(9)计算补偿后的占空比命令值Vw3。
等式(9)
Vw3＝Vw2+DT
这里，DT是对应于死区时间的占空比，并且在本实施例中为如上所述的4％，因此DT＝4。另外，在S103、S104、S106、S107、S109或S110中相加的DT对应于基于死区时间的死区时间补偿量。
在S111中，检查是否满足Vu3＜Vv3且Vu3＜Vw3。在满足Vu3＜Vv3且Vu3＜Vw3的情况下(S111：是)，处理进入S113。另一方面，在不满足关系Vu3＜Vv3且Vu3＜Vw3的情况下(S111：否)，处理进入S112。
在S112中，检查是否满足Vv3≤Vu3且Vv3≤Vw3。在满足Vv3≤Vu3且Vv3≤Vw3的情况下(S112：是)，处理进入S114。另一方面，在不满足关系Vv3≤Vu3且Vv3≤Vw3的情况下(S112：否)，处理进入S115。
在S113中，将三相的最小补偿后的占空比命令值(在图19中表示为“Vmin3”)指定为Vu3。
在S114中，将三相的最小补偿后的占空比命令值指定为Vv3。
在S115中，将三相的最小补偿后的占空比命令值指定为Vw3。
在S116中，基于补偿后的占空比命令值计算调制后的占空比命令值，使得最小补偿后的占空比命令值为-2％。通过使用以下等式(10)～(12)计算各相的调制后的占空比命令值Vu4、Vv4和Vw4。
等式(10)
Vu4＝Vu3-Vmin3-2
等式(11)
Vv4＝Vv3-Vmin3-2
等式(12)
Vw4＝Vw3-Vmin3-2
如图20所示，在S117中，检查是否满足-2＜Vu4≤2，-2＜Vv4≤2，或-2＜Vw4≤2。这里，检查是否存在包括在大于或等于-2且小于或等于2的范围中的调制后的占空比命令值。大于或等于-2且小于或等于2的范围是对应于从本实施例的占空比的下限值起的死区时间的范围。该范围是死区时间的长度根据占空比的幅度变化的范围，并且是不能由一些微型计算机输出的占空比范围。另外，由于可以通过关断所有高SW 21～23并导通所有低SW 24～26来输出作为占空比下限值的-2％，因此将其从不能输出的占空比范围中排除。另外，可以将该范围看作是参考图18A和18B描述的命令脉冲宽度小的范围。此外，在该步骤中，被确定为包括在大于或等于-2且小于或等于2的范围中的相与如下相对应：该相的高电位侧开关器件或低侧开关器件的导通时间短于预定时间。在本实施例中，该相是高电位侧开关器件的导通时间短于预定时间的相。在满足-2＜Vu4≤2，-2＜Vv4≤2，或-2＜Vw4≤2的情况下(S117：是)，处理进入S118。另一方面，在不满足-2＜Vu4≤2，-2＜Vv4≤2，或-2＜Vw4≤2的情况下(S117：否)，处理进入S119。
在S118中，移位各相的调制后的占空比命令值Vu4、Vv4和Vw4，以计算移位后的占空比命令值Vu5、Vv5和Vw5。在本实施例中，调制后的占空比命令值被移位了死区时间，并且死区时间对应于移位值。通过使用以下等式(13)～(15)计算移位后的占空比命令值Vu5、Vv5和Vw5。
等式(13)
Vu5＝Vu4+4
等式(14)
Vv5＝Vv4+4
等式(15)
Vw5＝Vw4+4
在S119中，不移位调制后的占空比命令值Vu4、Vv4和Vw4。这里，为了便于描述，按以下等式(16)～(18)设置Vu5、Vv5和Vw5。
等式(16)
Vu5＝Vu4
等式(17)
Vv5＝Vv4
等式(18)
Vw5＝Vw4
在S120中，检查Vu5是否为-2。在Vu5不是-2的情况下(S120：否)，处理进入S124。在Vu5是-2的情况下(S120：是)，处理进入S121。在Vu5是-2的情况下，U相对应于接近极限相(near-limit phase)。
在S121中，基于由U相电流检测部41检测到的AD值，检查U相电流Iu是否小于零。在U相电流Iu小于零的情况下(S121：是)，即，在U相电流Iu为负的情况下，处理进入S122。另一方面，在U相电流Iu等于或大于零的情况下(S121：否)，处理进入S123。
在U相电流Iu为负的情况下(S121：是)处理所进入的S122中，进行与U相占空比的死区时间补偿量相对应的校正处理。这是因为：尽管与在S103中通过死区时间补偿而补偿的死区时间相对应的4％的占空比被减去，占空比为-2％时的死区时间仍为参照图16A所述的0％。另外，如上所述，在从占空比下限值起的预定范围内和在从占空比上限值起的预定范围内，死区时间根据占空比而变化。因此，为了避免该影响，处理切换为将Vu5校正为占空比的下限值，并且校正Vv5和Vw5以计算校正后的占空比命令值Vu6、Vv6和Vw6。通过使用以下等式(19)～(21)计算校正后的占空比命令值Vu6、校正后的占空比命令值Vv6和校正后的占空比命令值Vw6。
等式(19)
Vu6＝Vu5
等式(20)
Vv6＝Vv5-DT
等式(21)
Vw6＝Vw5-DT
通过如上所述校正V相占空比和W相占空比，对于线电压提供了与通过对Vu6加上DT来校正Vu6的情况相同的效果。
在U相电流Iu为正的情况下(S121：否)处理所进入的S123中，进行与U相占空比的死区时间补偿量相对应的校正处理。这是因为：尽管在S104中通过死区时间补偿增加了与死区时间相对应的4％的占空比，占空比为-2％时的死区时间仍为参照图16A所述的0％。另外，如上所述，在从占空比下限值起的预定范围内和在从占空比上限值起的预定范围内，死区时间根据占空比而变化。因此，为了避免该影响，处理切换为将Vu5校正为占空比的下限值，并且校正Vv5和Vw5。通过使用以下等式(22)～(24)计算校正后的占空比命令值Vu6、校正后的占空比命令值Vv6和校正后的占空比命令值Vw6。
等式(22)
Vu6＝Vu5
等式(23)
Vv6＝Vv5+DT
等式(24)
Vw6＝Vw5+DT
通过如上所述校正V相占空比和W相占空比，对于线电压提供了与通过对Vu6减去DT来校正Vu6的情况相同的效果。
在S124中，检查Vv5是否为-2。在Vv5不是-2的情况下(S124：否)，处理进入S128。另一方面，在Vv5是-2的情况下(S124：是)，处理进入S125。在Vv5是-2的情况下，V相对应于接近极限相。
在S125中，基于由V相电流检测部42检测到的AD值，检查V相电流Iv是否小于零。在V相电流Iv小于零的情况下(S125：是)，即，在V相电流Iv为负的情况下，处理进入S126。另一方面，在V相电流Iv等于或大于零的情况下(S125：否)，即，在V相电流Iv为正的情况下，处理进入S127。
在V相电流Iv为负的情况下(S125：是)处理所进入的S126中，进行与V相占空比的死区时间补偿量相对应的校正处理。这是因为：尽管减去了与在S106中通过死区时间补偿而补偿的死区时间相对应的4％的占空比，占空比为-2％时的死区时间仍为参照图16A描述的0％。另外，如上所述，在从占空比下限值起的预定范围内和在从占空比上限值起的预定范围内，死区时间根据占空比而变化。因此，为了避免该影响，处理切换为将Vv5校正为占空比的下限值，并且校正Vv5和Vw5。通过使用以下等式(25)～(27)计算校正后的占空比命令值Vu6、校正后的占空比命令值Vv6和校正后的占空比命令值Vw6。
等式(25)
Vu6＝Vu5-DT
等式(26)
Vv6＝Vv5
等式(27)
Vw6＝Vw5-DT
通过如上所述校正U相占空比和W相占空比，对于线电压提供了与通过对Vv6加上DT来校正Vv6的情况相同的效果。
在V相电流Iv为正的情况下(S125：否)处理所进入的S127中，进行与V相占空比的死区时间补偿量相对应的校正处理。这是因为：尽管在S107中通过死区时间补偿增加了与死区时间相对应的4％的占空比，占空比为-2％时的死区时间仍为参照图16A描述的0％。另外，如上所述，在从占空比的下限值起的预定范围内和在从占空比的上限值起的预定范围内，死区时间根据占空比而变化。因此，为了避免该影响，处理切换为将Vv5校正为占空比的下限值，并且校正Vu5和Vw5。通过使用以下等式(28)～(30)计算校正后的占空比命令值Vu6、校正后的占空比命令值Vv6和校正后的占空比命令值Vw6。
等式(28)
Vu6＝Vu5+DT
等式(29)
Vv6＝Vv5
等式(30)
Vw6＝Vw5+DT
通过如上所述校正U相占空比和W相占空比，对于线电压提供了与通过从Vv6中减去DT来校正Vv6的情况相同的效果。
在S128中，检查Vw5是否为-2。在Vw5不是-2的情况下(S128：否)，处理结束。另一方面，在Vw5是-2的情况下(S128：是)，处理进入S129。在Vw5为-2的情况下，W相对应于接近极限相。
在S129中，基于由W相电流检测部43检测到的AD值，检查W相电流Iw是否小于零。在W相电流Iw小于零的情况下(S129：是)，即，在W相电流Iw为负的情况下，处理进入S130。另一方面，在W相电流Iw等于或大于零的情况下(S129：否)，即，W相电流Iw为正，处理进入S131。
在W相电流Iw为负的情况下(S129：是)处理所进入的S130中，进行与W相占空比的死区时间补偿量相对应的校正处理。这是因为：尽管减去了与在S109中通过死区时间补偿所补偿的死区时间相对应的4％的占空比，占空比为-2％时的死区时间仍为参照图16A描述的0％。另外，如上所述，在从占空比的下限值起的预定范围内和在从占空比的上限值起的预定范围内，死区时间根据占空比而变化。因此，为了避免该影响，处理切换为将Vw5校正为占空比的下限值，并且校正Vu5和Vv5。通过使用以下等式(31)～(33)计算校正后的占空比命令值Vu6、校正后的占空比命令值Vv6和校正后的占空比命令值Vw6。
等式(31)
Vu6＝Vu5-DT
等式(32)
Vv6＝Vv5-DT
等式(33)
Vw6＝Vw5
通过如上所述校正U相占空比和V相占空比，对于线电压获得了与通过将Vw6与DT相加来校正Vw6的情况相同的效果。
在W相电流Iw为正的情况下(S129：否)处理所进入的S131中，进行与W相占空比的死区时间补偿量相对应的校正处理。这是因为：尽管在S110中通过死区时间补偿增加了与死区时间相对应的4％的占空比，占空比为-2％时的死区时间仍为参照图16A描述的0％。另外，如上所述，在从占空比的下限值起的预定范围内和在从占空比的上限值起的预定范围内，死区时间根据占空比而变化。因此，为了避免该影响，处理切换为将Vw5校正为占空比的下限值，并且校正Vu5和Vv5。通过使用以下等式(34)～(36)计算校正后的占空比命令值Vu6、校正后的占空比命令值Vv6和校正后的占空比命令值Vw6。
等式(34)
Vu6＝Vu5+DT
等式(35)
Vv6＝Vv5+DT
等式(36)
Vw6＝Vw5
通过如上所述校正U相占空比和V相占空比，对于线电压获得了与通过从Vw6中减去DT来校正Vw6的情况相同的效果。
另一方面，在S120、S124和S128中都作出否定判断的情况下，设置Vu6＝Vu5，Vv6＝Vv5以及Vw6＝Vw5。
在S132中，进行伪占空比计算处理。
这里，参照图21描述伪占空比计算处理。
为了进行由图9A和图9B中所示的三相/两相转换部62至校正部75进行的控制计算(这里，简称为控制计算)，需要预定的时间。然而，存在希望以高于控制计算的频率的频率进行占空比更新处理的情况，例如，以与控制计算的频率相同的频率进行占空比更新处理时产生声音的情况。因此，在本实施例中，为了以高于控制计算的频率的频率进行占空比更新处理，进行伪占空比计算处理，在伪占空比计算处理中，通过使用先前时间计算出的占空比和当前时间计算出的占空比来计算伪占空比命令。
假定U相占空比DuR＝Du(n)、V相占空比DvR＝Dv(n)且W相占空比DwR＝Dw(n)，通过图21中的N表示的控制计算处理计算DuR、DvR及DwR。另外，当在N表示的控制计算处理紧前进行的控制计算处理中计算出U相占空比是Du(n-1)、V相占空比是Dv(n-1)且W相占空比是Dw(n-1)时，通过以下等式(37)～(39)表示的线性插值计算伪占空比命令值DuF、DvF和DwF。
等式(37)
DuF＝Du(n-1)+{Du(n)-Du(n-1)}/2
等式(38)
DvF＝Dv(n-1)+{Dv(n)-Dv(n-1)}/2
等式(39)
DwF＝Dw(n-1)+{Dw(n)-Dw(n-1)}/2
然后，如图21所示，基于DuF、DvF和DwF以及DuR、DvR和DwR作为基于由N表示的控制计算处理的占空比，进行两次占空比更新处理。因此，可以增加占空比更新频率而不增加计算负荷。在本实施例中，DuR＝Du(n)、DvR＝Dv(n)及DwR＝Dw(n)对应于第一移位占空比命令值，并且Du(n-1)、Dv(n-1)及Dw(n-1)对应于第二移位占空比命令值。
当描述与占空比转换处理的关系时，U相占空比Du(n)和Du(n-1)对应于Vu6，V相占空比Dv(n)和Dv(n-1)对应于Vv6，并且W相占空比Dw(n)和Dw(n-1)对应于Vw6。
当描述图19、20、9A和9B之间的对应关系时，S101的处理是由占空比转换部70进行的处理，S102～S110的处理是由死区时间补偿部72进行的处理，S111～S116的处理是由调制部73进行的处理，S117～S119的处理是由避免部74进行的处理，S120～S131的处理是由校正部75进行的处理，并且S132的处理是由伪占空比计算部76进行的处理。
这里，参照图22A～23C描述图19和图20中计算出的每相的占空比。
如图22A所示，占空比转换值Vu2、Vv2和Vw2对应于正弦波信号。在针对死区时间补偿占空比转换值Vu2、Vv2和Vw2之后，当进行低侧两相调制、使得具有最小相的补偿后的占空比命令值是预定的下限值(在本实施例中为-2％)(图19所示的S116)时，调制后的占空比命令值Vu4、Vv4和Vw4如图22B所示。
另外，当避免部74进行S117～S119的避免处理时(图20)，结果如图23A～23C所示。图23A是示出0～360度的电角范围的图。图23B和图23C是放大图，其中接近90度电角的部分被放大。
如图23B和图23C所示，在-2＜Vw4≤2的范围中，所有相的占空比都被移位+4％(S118)。类似地，在-2＜Vv4≤2的范围K2中，所有相的占空比都移位+4％(S118)。如上，在-2＜Vu4≤2、-2＜Vv4≤2或-2＜Vw4≤2的范围中，改变输出电压平均值，从而避免相应的占空比。可以抑制由于死区时间的影响导致的线电压的畸变或电流的畸变以及所伴随的振荡或噪声。
如上所述，功率转换装置1通过PWM调制控制施加到与电动机10的各相相对应的线圈11～13的功率。功率转换装置1包括逆变器单元20和控制单元60。逆变器单元20对应于电动机10的各相线圈11～13，并且包括布置在高电位侧的高SW 21～23和布置在低电位侧的低SW 24～26。在存在高SW 21～23和低SW 24～26的导通时间短于基于死区时间确定的预定时间的相的情况下(图20所示的S117：是)，控制单元60通过三相调制进行控制，在该三相调制中，控制所有相的高SW 21～23和低SW24～26的导通和关断之间的切换，使得高SW 21～23的导通时间或低SW24～26的导通时间等于或长于预定时间，并且改变作为施加到各相线圈11～13的电压的平均值的输出电压平均值(S118)。因此，通过结合两相调制和三相调制而不提供专用电路，可以提高电压使用率。另外，可以抑制由于死区时间的影响导致的线电压畸变或电流畸变以及所伴随的振荡或噪声。
在本实施例中，可以通过使用基于占空比命令值和三角波命令值的三角波比较法进行PWM控制。控制单元60的占空比转换部70基于施加到线圈11～13的电压命令值Vu1、Vv1和Vw1计算具有不同相位的、每相的占空比转换值Vu2、Vv2和Vw2(图19所示的S101)，并且计算通过基于每相的占空比转换值Vu2、Vv2和Vw2调制各占空比而获得的调制后的占空比命令值Vu4、Vv4和Vw4(S116)。因此，可以提高电压使用率。另外，当基于调制后的占空比命令值Vu4、Vv4和Vw4导通或关断高SW 21～23和低SW 24～26时，在存在高SW 21～23或低SW 24～26的导通时间短于预定时间的相的情况下(图20所示的S117：是)，控制单元60计算移位的占空比命令值Vu5、Vv5和Vw5，使得SW 21～26的导通时间等于或长于预定值，并且根据基于移位的占空比命令值Vu5、Vv5和Vw5计算出的占空比命令值控制SW 21～26的导通和关断之间的切换，其中，移位的占空比命令值Vu5、Vv5和Vw5是通过基于所设置移位值对各相的调制后的占空比命令值Vu4、Vv4和Vw4进行移位而获得的。在本实施例中，在一个PWM周期中，仅在高SW 21～23或低SW 24～26的导通时间短于预定时间的部分中对调制后的占空比命令值Vu4、Vv4和Vw4移位。因此，通过基于移位值对调制后的占空比命令值Vu4、Vv4和Vw4移位，可以适当地控制SW 21～26的导通和关断之间的切换，并且可以提高电压使用率。另外，可以抑制由于死区时间的影响导致的线电压畸变或电流畸变以及所伴随的振荡或噪声。
在本实施例中，进行低侧两相调制，在两相调制中，从所有相的占空比中减去通过从最小占空比相的占空比中减去预定的下限值而获得的值，使得最小占空比相的占空比是该预定的下限值。即使当施加低电压时，也可以减小切换损耗，并且可以提高电压使用率。另外，通过进行低侧两相调制，可以减小高SW 21～23的损耗和发热。
控制单元60的占空比转换部70基于死区时间补偿值DT改变占空比转换值Vu2、Vv2和Vw2，来计算补偿后的占空比命令值Vu3、Vv3和Vw3(S103、S104、S106、S107、S109和S110)，其中，死区时间补偿值DT是基于死区时间的值，用于消除由于死区时间的影响导致的、根据线圈11～13中传导的电流的极性施加到线圈的电压变化量。另外，在存在占空比在占空比的上限值或占空比的下限值起的预定范围内的接近极限相的情况下，在本实施例中，在移位的占空比命令值Vu5、Vv5或Vw5是占空比下限值的情况下(S120：是，S124：是，或S128：是)，控制单元60对接近极限相以外的相校正移位的占空比命令值(S122、S123、S126、S127、S130和S131)。
在占空比接近上限值或下限值的情况下，死区时间的影响程度基于占空比而不同。因此，在死区时间补偿后移位占空比命令值且移位的占空比命令值Vu5、Vv5和Vw5接近占空比的上限值或下限值的情况下，需要基于该占空比进行对应于死区时间补偿量的校正。然而，当对接近占空比的上限值或下限值的相的占空比进行校正时，死区时间的影响程度也改变。这样，代替对移位的占空比命令值Vu5、Vv5和Vw5接近占空比上限值或下限值的相(即，在从占空比的上限值或下限值起的预定范围内的相，即接近极限相)的移位的占空比命令值进行校正，通过对接近极限相以外的移位的占空比命令值进行校正，避免了由于接近极限相的占空比中的变化导致的死区时间的影响程度变化的影响。可以获得与校正接近极限相的占空比类似的效果。因此，可以进一步减小由于死区时间的影响导致的线电压畸变。
控制单元60的占空比转换部70基于U相占空比DuR＝Du(n)、V相占空比DvR＝Dv(n)和W相占空比DwR＝Dw(n)以及在U相占空比Du(n)、V相占空比Dv(n)和W相占空比Dw(n)之前已经计算出的U相占空比Du(n-1)、V相占空比Dv(n-1)和W相占空比Dw(n-1)，通过线性插值计算伪占空比命令值DuF、DvF和DwF。通过使用DuF、DvF和DwF以及DuR、DvR和DwR以等于或高于占空比转换值的计算频率的两倍的频率进行占空比更新处理。因此，与占空比更新处理的频率和基于占空比转换值的电流反馈控制计算的频率相同的情况相比，可以减小计算负荷。另外，例如，在以与控制计算的频率相同的频率进行占空比更新处理时产生声音的情况下，可以以期望的频率更新占空比而不增加计算负荷，从而可以抑制声音的产生。
另外，控制单元60构成占空比转换部、调制部、移位部、死区时间补偿部、校正部、伪占空比计算部和更新部。另外，图19所示的S101对应于作为占空比转换部的功能的处理，S116对应于作为调制部的功能的处理，并且图20所示的S118对应于作为移位部的功能的处理。此外，图19所示的S103、S104、S106、S107、S109和S110对应于作为死区时间补偿部的功能的处理。图20所示的S112、S123、S126、S127、S130和S131对应于作为校正部的功能的处理。另外，S132对应于作为伪占空比计算部的功能的处理。
第四实施例
根据第四实施例，功率转换装置1被配置为进行与第三实施例不同的占空比转换处理。
将参照图24和图25所示的流程图描述根据第四实施例的占空比转换处理。S201～S210的处理与图19所示的S101～S110的处理相同，并且S225～S237的处理与图20所示的S120～S132的处理相同。因此，将不重复对它们的描述。
在S211中，检查是否满足Vu3＞Vv3且Vu3＞Vw3。在Vu3＞Vv3且Vu3＞Vw3的情况下(S211：是)，处理进入S213。另一方面，在不满足Vu3＞Vv3且Vu3＞Vw3的关系的情况下(S211：否)，处理进入S212。
在S212中，检查是否满足Vv3≥Vu3且Vv3≥Vw3。在Vv3≥Vu3且Vv3≥Vw3的情况下(S212：是)，处理进入S214。另一方面，在不满足Vv3≥Vu3且Vv3≥Vw3的关系的情况下(S212：否)，处理进入S215。
在S213中，将三相的最大补偿后的占空比命令值(在图24中表示为“Vmax”)指定为Vu3。
在S214中，将三相的最大补偿后的占空比命令值指定为Vv3。
在S215中，将三相的最大补偿后的占空比命令值指定为Vw3。
在S216中，基于补偿后的占空比命令值计算调制后占空比命令值，使得最大的补偿后的占空比命令值为93％。通过使用以下等式(50)～(52)计算各相的调制后占空比命令值Vu4、Vv4和Vw4。
等式(50)
Vu4＝Vu3-Vmax+93
等式(51)
Vv4＝Vv3-Vmax+93
等式(52)
Vw4＝Vw3-Vmax+93
如图25所示，在S217中，检查是否满足Vu4＜Vv4且Vu4＜Vw4。在Vu4＜Vv4且Vu4＜Vw4的情况下(S217：是)，处理进入S219。另一方面，在不满足Vu4＜Vv4且Vu4＜Vw4的关系的情况下(S217：否)，处理进入S218。
在S218中，检查是否满足Vv4≤Vu4且Vv4≤Vw4。在Vv4≤Vu4且Vv4≤Vw4的情况下(S218：是)，处理进入S220。另一方面，在不满足Vv4≤Vu4且Vv4≤Vw4的关系的情况下(S218：否)，处理进入S221。
在S219中，将三相的最小调制后占空比命令值(在图25中表示为“Vmin”)指定为Vu4。
在S220中，将三相的最小调制后占空比命令值指定为Vv4。
在S221中，将三相的最小调制后占空比命令值指定为Vw4。
在S222中，检查作为最小调制后占空比的Vmin是否等于或小于2。在确定Vmin等于或小于2的情况下(S222：是)，处理进入S223。另一方面，在确定Vmin不是等于或小于2的情况下(S222：否)，处理进入S224。
在S223中，通过移位各相的调制后占空比命令值Vu4、Vv4和Vw4，计算移位的占空比命令值Vu5、Vv5和Vw5。在本实施例中，移位各相的调制后占空比命令值Vu4、Vv4和Vw4，使得最小的移位的占空比命令值为-2％。通过使用以下等式(53)～(55)计算移位的占空比命令值Vu5、Vv5和Vw5。
等式(53)
Vu5＝Vu4+(-2+Vmin4)
等式(54)
Vv5＝Vv4+(-2+Vmin4)
等式(55)
Vw5＝Vw4+(-2+Vmin4)
在本实施例中，(-2+Vmin4)对应于移位值。
在S224中，不移位各相的调制后占空比命令值Vu4、Vv4和Vw4。这里，为了便于描述，通过使用以下等式(56)～(58)设置Vu5、Vv5和Vw5。
等式(56)
Vu5＝Vu4
等式(57)
Vv5＝Vv4
等式(58)
Vw5＝Vw4
当描述图24、25、9A和9B之间的对应关系时，S201的处理是由占空比转换部70进行的处理，S202～S210的处理是由死区时间补偿部72进行的处理，S211～S216的处理是由调制部73进行的处理，S217～S224的处理是由避免部74进行的处理，S225～S236的处理是由校正部75进行的处理，并且S237的处理是由伪占空比计算部76进行的处理。
这里，将参照图26A～27C描述在图24和25中计算出的每相的占空比。
如图26A所示，占空比转换值Vu2、Vv2和Vw2对应于正弦波信号。在针对死区时间补偿占空比转换值V2、Vv2和Vw2之后，当进行了高侧两相调制而使得具有最大相的补偿后的占空比命令值是预定的上限值(例如，93％)(图24所示的S216)时，调制后的占空比命令值Vu4、Vv4和Vw4如图26B所示。
另外，当避免部74进行了S217～S224的避免处理时，结果如图27A～27C所示。图27A是示出0度到360度电角范围的图，图27B和图27C是放大图，其中放大了120度电角周围的部分。
如图27B和图27C所示，由于120度电角附近的最小调制后占空比命令值是Vw4(S217：否，S218：否)，因此Vmin4＝Vw4(S221)。另外，在作为Vmin4的Vw4等于或小于2的情况下(S222：是)，将所有相的占空比都移位(-2-Vmin4)，使得Vw4为-2(S223)。同上，在满足条件Vmin4≤2的范围中，输出电压平均值改变，并且避免了对应的占空比。因此，可抑制由于死区时间的影响导致的线电压畸变或电流畸变以及所伴随的振荡或噪声。
在本实施例中，从所有相的占空比命令值中减去如下值，使得最大占空比相的占空比是预定的上限值(在本实施例中，93％)：该值是通过从最大占空比相的占空比命令值中减去预定的上限值而获得的。即使当施加低电压时，也可以减小切换损耗，并且可以提高电压使用率。另外，通过进行高侧两相调制，可以减小低SW 24～26的损耗和发热。
此外，提供了与第三实施例的优点相同的优点。
在本实施例中，控制单元60构成占空比转换部、调制部、移位部、死区时间补偿部、校正部、伪占空比计算部以及更新部。另外，图24中示出的S201对应于作为占空比转换部的功能的处理，S216对应于作为调制部的功能的处理，并且图25所示的S223对应于作为移位部的功能的处理。此外，图24所示的S203、S204、S206、S207、S209和S210对应于作为死区时间补偿部的功能的处理，并且图25所示的S227、S228、S231、S232、S235和S236对应于作为校正部的功能的处理。另外，S237对应于作为伪占空比计算部的功能的处理。
可以将根据第四实施例的功率转换装置1变形为第五至第七实施例所例示的。如下所述，第五至第七实施例与第四实施例的不同之处仅在于调制处理。
第五实施例
在第五实施例中，如图28A所示，占空比转换值Vu2、Vv2和Vw2对应于正弦波信号。针对死区时间补偿占空比转换值Vu2、Vv2和Vw2之后，将每相的占空比中由S表示的三次谐波与其相加。另外，所加的三次谐波S的振幅中心为零。通过将三次谐波S与各相的占空比相加而获得的调制后占空比命令值Vu4、Vv4和Vw4如图28B所示。
另外，当避免部74进行了S217～S224的避免处理时(图25)，结果变为如图29A～29C所示。图29A是示出0度至360度的电角范围上的占空比转换值，图29B和图29C是放大图，其中仅放大了90度电角附近的部分占空比转换值。
如图29B和图29C所示，由于80度电角附近的最小调制后占空比命令值为Vv4(S217：否，S218：是)，因此Vmin4＝Vv4(S220)。另外，在作为Vmin4的Vv4等于或小于2的情况下(S222：是)，将所有相的占空比移位(-2-Vmin4)，使得Vv4为-2(S223)。
类似地，由于在110度电角附近的最小调制后占空比命令值为Vw4(S217：否，S218：否)，因此Vmin4＝Vw4(S221)。另外，在作为Vmin4的Vw4等于或小于2的情况下(S222：是)，将所有相的占空比移位(-2-Vmin4)，使得Vw4是-2(S223)。
同上，在满足条件Vmin4≤2的范围内，输出电压平均值改变，并且避免了对应的占空比。因此，可以抑制由于死区时间的影响导致的线电压畸变或电流畸变以及所伴随的振荡或噪声。
在本实施例中，对所有相的占空比命令值增加三次谐波S。因此，可以提高电压使用率。另外，获得了与第三实施例的优点相同的优点。
第六实施例
在第六实施例中，进行如图30A～31C所示的调制处理和避免处理。
如图30A所示，占空比转换值Vu2、Vv2和Vw2对应于正弦波信号。在针对死区时间补偿占空比转换值Vu2、Vv2和Vw2之后，从所有相的占空比中减去三相的最大占空比和最小占空比的平均值。当最大占空比是Vmax，并且最小占空比是Vmin时，通过使用以下等式(61)～(63)计算调制后的占空比命令值Vu4、Vv4和Vw4。
等式(61)
Vu4＝Vu3-(Vmax+Vmin)/2
等式(62)
Vv4＝Vv3-(Vmax+Vmin)/2
等式(63)
Vw4＝Vw3-(Vmax+Vmin)/2
如上所述计算出的调制后占空比命令值Vu4、Vv4和Vw4如图30B所示。
另外，当避免部74进行了S217～S224的避免处理时(图25)，结果变为如图31A～31C所示。图31A是示出0度到360度电角范围上的占空比的图，图31B和图31C是放大图，其中仅放大了120度电角附近的部分。
如图31B和图31C所示，由于在60度电角附近的最小调制后占空比命令值是Vv4(S217：否，S218：是)，因此Vmin4＝Vv4(S220)。另外，在作为Vmin4的Vv4等于或小于2的情况下(S222：是)，将所有相的占空比都移位(-2-Vmin4)，使得Vv4为-2。
类似地，由于在120度电角附近和在180度电角附近的最小调制后占空比命令值是Vw4(S217：否，S218：否)，因此Vmin4＝Vw4(S221)。另外，在作为Vmin4的Vw4等于或小于2的情况下(S222：是)，将所有相的占空比都移位(-2-Vmin4)，使得Vw4为-2(S223)。
同上，在满足条件Vmin4≤2的范围中，输出电压平均值改变，并且避免了对应的占空比。因此，可以抑制由于死区时间的影响导致的线电压畸变或电流畸变以及所伴随的振荡或噪声。
在本实施例中，从所有相的占空比命令值中减去最大占空比相的占空比命令值和最小占空比相的占空比命令值的平均值。因此，可以提高电压使用率。另外，提供了与第三实施例的优点相同的优点。
第七实施例
在第七实施例中，如图32A～33C所示进行调制处理和避免处理。
如图32A所示，占空比转换值Vu2、Vv2和Vw2对应于正弦波信号。在针对死区时间补偿占空比转换值Vu2、Vv2和Vw2之后，从所有相中减去以下值：从预定的下限值中减去比预定的下限值小的占空比命令值而获得的值，或从超过预定的上限值的占空比命令值中减去预定的上限值而获得的值。在本实施例中，预定的下限值是-2％，预定的上限值是93％。如上所述计算出的调制后占空比命令值Vu4、Vv4和Vw4如图32B所示。
另外，当避免部74进行了S217～S224的避免处理时(图25)时，结果变为如图33A～图33C所示。图33A是示出0度至360度电角范围上的占空比的图，图33B和图33C是放大图，其中放大了120度电角附近的部分。
如图33B和图33C所示，由于在60度电角附近的最小的调制后占空比命令值为Vv4(S217：否，S218：是)，因此Vmin4＝Vv4(S220)。另外，在作为Vmin4的Vv4等于或小于2的情况下(S222：是)，将所有相的占空比移位(-2-Vmin4)，使得Vv4为-2。
类似地，由于在120度电角附近和在180度电角附近的最小的调制后占空比命令值为Vw4(S217：否，S218：否)，因此Vmin4＝Vw4(S221)。另外，在作为Vmin4的Vw4等于或小于2的情况下(S222：是)，将所有相的占空比移位(-2-Vmin4)，使得Vw4为-2(S223)。
同上，在满足条件Vmin4≤2的范围中，输出电压平均值改变，并且避免了对应的占空比。因此，可以抑制由于死区时间的影响导致的线电压畸变或电流畸变以及所伴随的振荡或噪声。
在本实施例中，从所有相的占空比命令值中减去如下值：从预定的下限值中减去比预定的下限值小的占空比命令值而获得的值，或从超过预定的上限值的占空比命令值中减去预定的上限值而获得的值。另外，获得了与第三实施例的优点相同的优点。
其它实施例
(A)占空比转换部的处理
在上述实施例中，按照参照图9B示出和描述的顺序进行占空比转换处理、死区时间补偿处理、调制处理、避免处理、校正处理和伪占空比计算处理。然而，作为其它实施例，可以省略死区时间补偿处理、校正处理和伪占空比计算处理，并且可以改变顺序或处理。
在上述实施例中，当最小的占空比相的占空比是预定的下限值时，代替校正接近极限相附近的占空比，校正接近极限相以外的相的占空比。在另一实施例中，例如，如参照图11A～16B所述，可以构成为使得将在如下范围中具有占空比的相设置为接近极限相，其中在该范围中死区时间的影响程度根据占空比而变化，并且可以校正接近极限相以外的相的占空比，代替校正接近极限相的占空比。另外，在上述实施例中，尽管通过加上或减去死区时间补偿量DT来校正接近极限相以外的各相的占空比，但是优选地，基于死区时间补偿量和接近极限相的占空比的实际死区时间适当地设置校正量。
另外，在上述实施例的校正处理中，基于死区时间补偿量校正接近极限相以外的各相的占空比命令值。然而，可以直接校正接近极限相的占空比命令值。
(B)电流检测单元
电流检测单元40，具体地，电流检测部41、42和43，可以安装在与图34A中所示的位置不同的、图34B～34F中所示的位置处，在图34A中，如参照图1所述地，电流检测单元40布置在低SW 24～26的接地侧上。
例如，如图34B所示，可以省略所有相中的一相的电流检测部，例如W相电流检测部43等。如该例子中，即使在省略所有相中的一相的电流检测部的情况下，仍可以基于电源电流的差异检测所有相的电流。即，在三相的情况下，可以在两个位置布置电流检测部；在五相的情况下，可以在四个位置布置电流检测部。另外，可以在任意相省略电流检测部。
如图34C所示，可以将电流检测部41～43布置在高SW 21～23的电源侧上。另外，如图34D所示，可以在所有相的一相中省略例如W相的电流检测部43等。所有相中的一相的电流检测部的省略类似于参照图34B所描述的。另外，在将电流检测部41～43布置在高SW 21～23的电源侧并使用分流电阻器作为电流检测部来检测每相的电流的情况下，必需获得所有高SW 21～23都导通的时间段。另外，调整收敛的时间和不进行SW21～26的导通和关断之间切换的保持时间也是必需的。因此，在通过位于高SW 21～23的电源侧的分流电阻器检测电流的情况下，为了获得保持时间，优选地将预定的下限值升高到例如7％。另外，可以将预定的下限值或预定的上限值适当地设置为期望值。
另外，如图34E所示，电流检测部41～43可以分别布置在高SW 21和低SW 24的连接点、高SW 22和低SW 25的连接点以及高SW 23和低SW 26的连接点与对应的线圈11～13之间。另外，如图34F所示，可以在所有相中的一相中省略W相的电流检测部43等。省略所有相中的一相的电流检测部类似于参照图34B所述的。
此外，在上述实施例中，只要能够使用包括在电流检测部中的分流电阻器检测电流，可以使用任何类型的电流检测部。特别地，如图34E和图34F所示，在电流检测部布置在高SW 21～23和低SW 24～26的连接点与线圈11～13之间的情况下，代替分流电阻器，可以替代地使用霍尔元件。
(C)逆变器单元
在上述实施例中，功率转换装置1仅由一个逆变器单元构成。然而，作为另一实施例，可以设置多个逆变器单元。例如，作为图35示出的功率转换装置2，它可以构成为使得由SW 21～26构成的逆变器单元20控制对由线圈11～13构成的一个线圈组18施加的功率，并且由SW 31～36构成的逆变器单元30控制对由线圈14～16构成的另一线圈组19施加的功率。另外，可以将逆变器单元20的SW 21～26、逆变器单元30、SW 31～36、线圈组18、线圈组19、电容器50以及电容器55构成为相同的或不同的。如在图35所示的例子中，在存在两个逆变器单元20和30的情况下，可以在以下状态下进行不同的调制处理：对一个逆变器单元进行低侧两相调制，并且对另一逆变器单元进行高侧两相调制。特别地，通过对一个进行低侧两相调制并对另一个进行高侧两相调制，可以减小电容器50和55中的浪涌电流，这是所期望的。另外，如图35所示，可以在一个电动机中或在不同的电动机中使用对应于多个逆变器单元的线圈组。
在上述实施例中，旋转电机是电动机。然而，旋转电机不限于此，并且可以是发电机。在上述实施例中可以有许多其它变形。

Claims (12)

1.一种功率转换装置，其通过脉冲宽度调制控制施加到与旋转电机(10)的每相相对应的线圈(11～16)的功率，所述功率转换装置包括：
逆变器单元(20，30)，其包括与所述旋转电机的每相线圈对应地布置在高电位侧的高电位侧开关器件(21～23，31～33)和布置在低电位侧的低电位侧开关器件(24～26，34～36)；以及
控制单元(60)，在存在高电位侧开关器件的导通时间或低电位侧开关器件的导通时间短于预定时间的相的情况下，所述控制单元(60)通过控制所有相的高电位侧开关器件和低电位侧开关器件的导通和关断之间的切换以使得导通时间等于或长于所述预定时间，来改变输出电压平均值，其中，基于为了防止与每相线圈相对应的高电位侧开关器件和低电位侧开关器件同时导通而设置的死区时间来确定所述预定时间，所述输出电压平均值是施加到每相线圈的电压的平均值。
2.根据权利要求1所述的功率转换装置，其中：
所述控制单元(60)被配置为通过使用基于占空比命令值和三角波命令值的三角波比较法进行脉冲宽度调制；
所述控制单元(60)包括占空比转换部(71)、调制部(73)和移位部(74)，
所述占空比转换部(71)基于施加到每相线圈的电压命令值计算每相具有不同相位的占空比转换值，
所述调制部(73)计算通过对如下占空比进行调制而获得的调制后的占空比命令值，其中所述占空比基于由所述占空比转换部计算出的每相的占空比转换值，以及
在当基于由所述调制部调制的调制后的占空比命令值导通或关断高电位侧开关器件和低电位侧开关器件时存在高电位侧开关器件或低电位侧开关器件的导通时间短于所述预定时间的相的情况下，所述移位部(74)计算通过基于移位值对每相的调制后的占空比命令值进行移位而获得的移位后的占空比命令值，其中，所述移位值被设置为使得导通时间等于或长于所述预定时间；以及
所述控制单元(60)被配置为根据基于移位后的占空比命令值计算出的占空比命令值控制高电位侧开关器件和低电位侧开关器件的导通和关断之间的切换。
3.根据权利要求2所述的功率转换装置，其中：
所述控制单元(60)还包括死区时间补偿部(74)和校正部(75)，
所述死区时间补偿部(74)通过基于死区时间补偿值改变占空比来计算补偿后的占空比命令值，以消除因死区时间的影响导致的、根据线圈中传导的电流的极性而施加到线圈的电压的变化量，所述死区时间补偿值是基于所述死区时间的值，以及
在存在接近极限相的情况下，所述校正部(75)对所述接近极限相以外的相的占空比进行校正，所述接近极限相是占空比在从占空比的上限值或占空比的下限值起的预定范围内的相。
4.根据权利要求2所述的功率转换装置，其中：
所述控制单元(60)还包括伪占空比计算部(76)和更新部(65)，
伪占空比计算部(76)计算通过基于第一占空比命令值和第二占空比命令值的线性插值计算出的伪占空比命令值，其中所述第二占空比命令值是在所述第一占空比命令值之前计算出的占空比命令值，以及
所述更新部(65)通过使用所述第一占空比命令值和伪占空比命令值以等于或高于由所述占空比转换部计算出的占空比转换值的计算频率两倍的频率进行占空比更新。
5.根据权利要求2至4中任一项所述的功率转换装置，其中：
所述调制部从所有相的占空比中减去如下值，使得最小占空比相的占空比是预定的下限值：该值是通过从所述最小占空比相的占空比中减去所述预定的下限值而获得的。
6.根据权利要求2至4中任一项所述的功率转换装置，其中：
所述调制部(73)从所有相的占空比中减去如下值，使得最大占空比相的占空比是预定的上限值：该值是通过从所述最大占空比相的占空比中减去所述预定的上限值而获得的。
7.根据权利要求2至4中任一项所述的功率转换装置，其中：
所述调制部(73)对所有相的占空比增加三次谐波。
8.根据权利要求2至4中任一项所述的功率转换装置，其中：
所述调制部(73)从所有相的占空比中减去最大占空比相的占空比和最小占空比相的占空比的平均值。
9.根据权利要求2至4中任一项所述的功率转换装置，其中：
所述调制部(73)从所有相的占空比中减去如下值：通过从预定的下限值中减去比所述预定的下限值小的占空比而获得的值，或通过从超过预定的上限值的占空比中减去所述预定的上限值而获得的值。
10.根据权利要求1所述的功率转换装置，其中：
所述控制单元(60)被配置为通过使用基于命令电压矢量的瞬时电压矢量选择法进行脉冲宽度调制；以及
所述控制单元(60)包括两相调制部和三相调制部，
所述两相调制部通过两相调制控制所述高电位侧开关器件和所述低电位侧开关器件的导通和关断之间的切换，其中通过使用第一零电压矢量和第二零电压矢量中的一个作为零电压矢量来控制所述两相调制，在所述第一零电压矢量中，所有高电位侧开关器件都导通，在所述第二零电压矢量中，所有低电位侧开关器件都导通，以及
在当将命令矢量分解为基本矢量时所述基本矢量小于基于所述死区时间设置的预定值的情况下，所述三相调制部通过切换为三相调制来控制所述高电位侧开关器件和所述低电位侧开关器件的导通和关断之间的切换，使得所述高电位侧开关器件或所述低电位侧开关器件导通的导通时间等于或长于所述预定时间，其中通过使用所述第一零电压矢量和所述第二零电压矢量控制所述三相调制。
11.根据权利要求10所述的功率转换装置，其中：
在所述两相调制部通过使用所述第二零电压矢量作为零电压矢量的两相调制来控制所述高电位侧开关器件和所述低电位侧开关器件的导通和关断之间切换的条件下，在当所述命令矢量被分解为所述基本矢量时表示所述高电位侧开关器件中的一个导通的状态的奇数矢量小于确定值的情况下，所述三相调制部切换为使用所述第一零电压矢量和所述第二零电压矢量控制的三相调制。
12.根据权利要求10所述的功率转换装置，其中：
在所述两相调制部通过使用所述第一零电压矢量作为零电压矢量的两相调制来控制所述高电位侧开关器件和所述低电位侧开关器件的导通和关断之间切换的条件下，在当所述命令矢量被分解为所述基本矢量时表示所述低电位侧开关器件中的一个导通的状态的偶数矢量小于预定值的情况下，所述三相调制部切换为使用所述第一零电压矢量和所述第二零电压矢量控制的三相调制。
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