CN109005675B - 用于开关电源到三相马达的软件控制电子电路 - Google Patents

Abstract

控制旋转三相马达的方法包含与所述马达的旋转同步地、针对用于向马达线圈供应电流的开关电路组件中的每个生成可变占空比脉冲宽度调制信号。生成的可变占空比脉冲宽度调制信号控制所述开关电路组件以选择性地将马达线圈对置于电流导通状态并且针对所述相中的每相生成相关联的变化的电压。所述变化的电压被监测以确定一相，所述一相所处的电压处于另外两相的电压之间。然后针对确定的一相，特别地生成所述可变占空比脉冲宽度调制信号使得当所述另外两相的开关电路组件同时导通时，所述确定的一相的开关电路组件不导通。

Description

用于开关电源到三相马达的软件控制电子电路

技术领域

本公开总体上涉及用于工业电动工具的类型的三相马达(电动机和/或发电机)的控制。更具体地，本公开涉及生成信号并将信号施加到三相马达的H桥开关电路的方式。

背景技术

本部分提供涉及本公开的背景信息，不一定是现有技术。

传统地，三相马达由三相的正弦形式变化的、相位相隔120度的AC电流驱动。很多现代设计使用脉冲宽度调制(PWM)的直流电流产生这些AC电流。PWM驱动波形由软件控制的微处理器生成，所述微处理器的PWM输出被馈送到H桥开关电路，其中，H桥开关电路本质上将三相马达线圈中的每个连接到DC电流源(DC电流通过PWM调制以模拟正弦波)以及将三相马达线圈中的每个与DC电流源断开连接。

传统PWM设计的问题是循环发生各个线圈绕组彼此短接的情况。尽管这不影响模拟的正弦波形，但是它可能引发问题。马达线圈绕组本质上是电感器，并且电感器储存电磁能。当线圈绕组短接在一起时，储存的电磁能将不可避免地发现泄漏路径并且这可导致杂散泄漏电流，对微处理器和相关联的电源组件造成不利影响。在一些情况下，这些泄漏电流甚至足以使与电源组件相关联的接地故障断路器(GFI)电路跳闸。

发明内容

本部分提供本公开的大致的发明内容，并且不是其全部范围或全部特征的全面公开。

为了解决这种杂散泄漏电流问题，所公开的电路应用实施PWM控制的新方法。取代使用三相在H桥电路中周期性短接在一起的传统PWM开关拓扑，改进的开关电路应用无零向量开关拓扑。在这种新拓扑下，得到的三相AC波形保持相同，所以马达持续按预期地运转。然而，用于产生这些AC波形的潜在的PWM控制是不同的：避免了全部三相的周期性短接从而消除了在电源侧的杂散泄漏电流。

在一个实施例中，通过控制PWM驱动电路微处理器的方式来实现改进。在另一个实施例中，应用了一组附加逻辑门电路以解决所述问题并进一步改善马达效率。

这样，根据一个方面，公开了一种控制具有三个相互连接的马达线圈的类型的旋转三相马达的方法，所述马达线圈分别对应于三相中的一相并且分别通过多个开关电路组件中的至少一个被供应电流。所述方法包括与所述马达的旋转同步地针对所述开关电路组件中的每个生成可变占空比脉冲宽度调制信号。生成的可变占空比脉冲宽度调制信号用于控制开关电路组件以选择性地将马达线圈对置于电流导通状态并且针对所述相中的每相生成相关联的变化的电压。与所述三相中的每相相关联的变化的电压被间接监测以确定一相，所述一相当前所处的电压处于另外两相的电压之间。特别地，中间相基于占空比而被确定；占空比是转子位置和/或磁通角(即，电流的角方向)的函数。然后，针对确定的一相，所述可变占空比脉冲宽度调制信号被生成以使得当所述另外两相的开关电路组件同时导通时，所述确定的一相的开关电路组件不导通。

根据另一个方面，公开了一种用于控制具有三个相互连接的马达线圈的类型的旋转三相马达的电路，所述马达线圈分别对应于三相中的一相。所述电路包括多个开关电路组件，每个开关电路组件连接到所述马达以将电流供应到所述线圈中的一个。信号发生器电路针对所述开关电路组件中的每个而与所述马达的旋转同步地生成可变占空比脉冲宽度调制信号。所述信号发生器电路被连接到所述多个开关电路组件以促使所述开关电路组件选择性地将马达线圈对置于电流导通状态并且针对所述相中的每相而生成相关联的变化的电压。中相(中间相)确定电路通过监测所述三相的占空比来确定一相，所述一相所处的电压在另外两相的电压之间，其中，所述占空比是转子位置和/或磁通角(即，电流的角方向)的函数。所述信号发生器电路是响应于所述中相确定电路的，并被配置为针对确定的一相生成所述可变占空比脉冲宽度调制信号以使得当所述另外两相的开关电路组件同时导通时，所述确定的一相的开关电路组件不导通。

在另一个方面，公开了一种用于控制具有三个相互连接的马达线圈的类型的旋转三相马达的电路，每个马达线圈对应于三相中的一相，所述电路包括多个开关电路组件，每个开关电路组件连接到所述马达以向所述线圈中的一个供应电流。信号发生器电路针对所述开关电路组件中的每个而与所述马达的旋转同步地生成可变占空比脉冲宽度调制信号。逻辑门电路连接到所述信号发生器电路并且连接到所述开关组件，所述逻辑门电路被操作为促使所述开关电路组件选择性地将马达线圈对置于电流导通状态，以使得当可变占空比脉冲宽度调制信号均同时处于相同的逻辑通断状态时，所述逻辑门电路向所述开关电路组件中的每个供应逻辑断状态，在公开的实施例中，所述逻辑门电路是有源低组件。

根据在此提供的描述，进一步的适用领域将是显而易见的。在此发明内容中的描述和特定示例意在仅用于示出目的，而不意在限制本公开的范围。

附图说明

在此描述的附图仅用于选定实施例的说明目的，而不是为了说明可行的全部实施方式，且并不意在限制本公开的范围。

图1示出了可利用其使用所公开的激励方案的示例性的三相电动工具。

图2示出了用于驱动三相马达的传统H桥的基本配置。

图3A示出了针对传统驱动方案的脉冲宽度调制和生成的AC正弦波形，并且还示出了在正弦波中间的表示马达的相短接的时期的曲线图。

图3B示出了针对改进的非零向量驱动方案的脉冲宽度调制和生成的AC正弦波形，并且还示出了在正弦波中间的说明没有马达的相短接的时期的曲线图。

图4示出了示例性的用于三相电动工具的电缆的截面图。

图5示出了所公开的方案的第一实施例。

图6示出了针对三相的在给定时间快照的传统占空比模式。

为了与图6作比较，图7示出了使用所公开的方案的针对三相的在与图6的时间快照类似的时间快照的占空比模式。

图8示出了所公开的方案的第二实施例。

图9是图8中应用的逻辑门电路的详细视图。

图10是使用有源低逻辑的真值表，以有助于理解图9的逻辑门电路。

图11是示例性工具的机械组件和电气组件的分解截面图。

针对图8至图10的实施例并且为了与图6作比较，图12示出了针对使用所公开的逻辑门电路的在与图6的时间快照类似的时间快照的占空比模式。

贯穿附图的几个视图，相应的参考标号指示相应的部件。

具体实施方式

现在将参照附图更充分地描述示例性实施例。

例如，公开的三相马达驱动电路有助于向三相工业电动工具供应驱动电流。因此，为了说明可以如何使用所述驱动电路，图1和图11示出了示例性电动工具10。所述工具包括三相马达(在图11中示出)，通过长电缆12连接到电子控制器单元14。所述控制器单元包括DC电源，DC电源将DC电流供应到H桥电路18并且还将DC电流供应到控制一系列可变占空比波形的生成的计算机或基于处理器的控制电路20，所述可变占空比波形用于产生用于马达的驱动电流。DC电源16由通过合适的GFI电路24连接的AC电源22供电。

在图11中利用分解的截面图示出工具10的一些内部组件。三相马达绕组26被设置为同轴地围绕转子150，并且转子150通过传动装置152机械地结合到输出轴154。设置在工具手柄156内部的是支撑工具电子器件的电路板158，工具电子器件包括参照图5和图8讨论的处理器和存储器。所述工具包括转矩传感器160，转矩传感器160测量通过输出轴154传递的瞬时转矩，并向工具处理器供应转矩传感器信号，以允许该处理器通过控制传递到马达绕组26的电力来在算法上控制或调节转矩。该工具还包括转子位置反馈传感器162，转子位置反馈传感器162使用磁性传感器或霍尔效应传感器来测量转子的瞬时角位置并向工具处理器供应角位置信号。处理器使用角位置信号以生成在三相中的每相中建立正弦驱动电流的脉冲宽度调制脉冲。

本质上，所述处理器被配置为读取转子的当前角位置并生成激励线圈的驱动信号，使得由线圈产生的磁场超前于当前转子位置90度。通过这样做，磁场沿着转子旋转路径向前拉动转子。

如上面提到的，工具10是三相马达。三相马达用在很多要求精确控制、更高功率和更高转矩的工业应用中。三相马达具有三个绕组，每相对应一个绕组。绕组被供应正弦交变电流，正弦交变电流作为三个分开的正弦波形被供应，每个的相位相隔120度。在传统三相马达中，正弦变化的交变电流(AC)源供应所述三相马达电流。然而，现在许多三相马达由应用脉冲宽度调制电路供应三相马达电流的直流(DC)电源来驱动。这些直流电源应用H桥开关电路，H桥开关电路产生模拟传统AC正弦波的可变占空比波形。

图2示出了通过H桥电路18供应三相交变电流的示例性的三相马达26。H桥电路应用六个开关晶体管构成的集合(诸如，场效应晶体管28T和28B)，晶体管中的每个通过由计算机或基于处理器的控制电路20(图1)施加到各自的栅极端子的驱动信号被导通和关断。跨接在每个开关晶体管上的是二极管34。

开关晶体管被分为两组，每组包括三个晶体管；如示出的，晶体管28T限定上组，而晶体管28B限定下组。在上组中的晶体管28T连接到DC供电线30，而在下组中的晶体管28B连接到地线32。如示出的，上组和下组连接在一起以限定被指定为U、V和W的晶体管对。每对限定连接到三个马达端子(也被指定为U、V和W)中不同的一个的开关电路。三对开关电路中的每个可选择性地被激励以将对应的马达端子连接到DC供电线30或连接到地线32。例如，当晶体管28T-U导通并且晶体管28B-U关断时，马达端子U电连接到DC供电线30。相反地，当晶体管28T-U关断并且晶体管28B-U导通时，马达端子U电连接到地线32。

计算机或处理器20被配置为选择性地切换晶体管以使电流沿期望的流向并且在期望的时间流过各自的马达线圈。例如，通过将晶体管28T-U导通，而同时将晶体管28B-V导通，电流沿着从端子U到端子V的方向流过线圈L1和线圈L3。为了促使电流沿相反方向流过线圈L1(和线圈L3)，计算机或处理器将使晶体管28T-V和28B-U导通。以这种方式，计算机或处理器20可促使电流选择性地沿两个方向中的一个方向流过三个马达线圈中的每个。在任意给定的由上组晶体管和下组晶体管组成的对中，计算机或处理器20被配置为不同时导通上晶体管和下晶体管二者，原因在于同时导通上晶体管和下晶体管二者会在DC供电线30和地线32之间提供短路。

各自的驱动信号由计算机20以协调的方式控制，以使得三个马达线圈L1、马达线圈L2和马达线圈L3中的每个以适当的交流波形被激励。特别地，开关晶体管以精确控制的时间序列导通和关断以产生六个脉冲宽度调制信号(每个晶体管对应一个脉冲宽度调制信号)，从而使三个正弦交变电流流入三个马达绕组。

图3A在60、62和64处示出如何将三个正弦电流u相、v相和w相生成为相位相隔120度。图3A还在70、72和74处示出怎样照惯例生成可变占空比信号以产生三个正弦相60、62和64的效果。将理解的是，60、62和64的波形是马达线圈电流，而70、72和74的波形是用于驱动晶体管的PWM信号。特别地，波形70对应于u相、波形72对应于v相并且波形74对应于w相。注意，每个可变占空比波形具有恒定的峰值电压Vp，但占空比根据正弦函数在100％占空比和0％占空比之间变化。

本领域技术人员会理解可变占空比驱动方案是，预想在可变占空比信号为高时将能量传递到马达线圈，在可变占空比信号为低时不传递能量。这种通-断占空比发生得非常迅速，按照20kHz级别(即，比通常家用AC的60Hz频率高几个数量级的频率)的速率。马达线圈本质上是电感器。正如任意电感器，马达线圈两端的电压根据等式v＝L di/dt给出。即，电压与电流随着时间增加的变化成比例。当可变占空比信号为高时，电荷流入电感器(电流流入线圈)；当该信号为低时电流停止流动。因此，通过循环地改变电流的流入，可变占空比信号可在马达线圈两端产生期望的正弦电压。

如将更充分地解释的，以实质性降低沿电缆12的杂散回流电流为目标，本公开的电路修改了高频驱动波形的生成方式。在传统三相电路中，这些杂散回流电流有时可干扰控制器回路，甚至在有些情况下使GFI电路跳闸。

通过实验我们已确定杂散回流电流的可能诱因是多个因素的组合。首先，当H桥晶体管使用传统PWM拓扑进行切换时，会自然地发生电感器的u、v和w端子瞬间短接在一起的情况(在任一相都不被供应来自电源的能量的时间间隔期间)。当这种情况发生时，储存在电感器中的能量通过电缆12回流并流入控制器，然后在控制器中，回流电流可发现到地线的流动路径，有时会使GFI电路跳闸。为了理解这些回流电流的性质，更好地理解电缆12将会有所帮助。

图4示出了用于三相电动工具的类型的示例性电缆的截面图。如示出的，电缆12包括将能量供应到各自的马达线圈的三根驱动电流导线50。还包括将通过挤压工具触发器输入的用户命令传回到控制器14的多根数据导线52。这些数据导线可通过编织屏蔽罩54屏蔽驱动电流导线。此外，同中心地围绕驱动电流导线和数据导线提供第二编织屏蔽罩56，并且，外部的塑料或橡胶保护套58为整个电缆组件提供保护。

这些回流电流沿着驱动电流导线50发现直接传导路径。此外，由于在开关切换发生时产生的电流脉冲中存在高频，因此，在电缆内还存在沿着屏蔽罩的RF传导路径。通过在高频下表现出的集肤效应，沿着屏蔽罩的表面支持RF传导路径。

不论通过哪条路径，这些回流电流都能找到进入DC供电线和地线的途径，这样，在一些情况下这些回流电流可以使GFI电路24跳闸。

并非试图滤除这些瞬态回流电流，所公开的电路被设计为首先防止发生瞬态回流电流。在图5示出的第一实施例中，所公开的电路通过改变脉冲宽度调制信号生成的方式来实现这个目的。该电路包括脉冲宽度调制(PWM)驱动电路80，脉冲宽度调制驱动电路80包括处理器20和相关联的非暂时性存储器21。处理器被配置为监测转子位置反馈传感器162(图11)的输出并为三相中的每相协调可变占空比脉冲串的算法生成。可变占空比信号生成以使得产生的流过马达线圈L1、马达线圈L2和马达线圈L3中的每个的电流是正弦曲线的。

特别地，处理器生成六个可变占空比脉冲宽度调制信号，其中，针对三相中的每相有两个可变占空比脉冲宽度调制信号。这些信号作为开关信号被施加以使晶体管对(28T-U、28B-U)、(28T-V、28B-V)和(28T-W、28B-W)导通和关断。例如，将脉冲宽度调制信号施加到已转换为高状态的晶体管28T-U，将把DC供应电压引向线圈L1的U端子。通过同时将脉冲宽度调制信号施加到已转换为高状态的晶体管28B-W能将DC地连接到线圈L2的W端子。由于三相以星形配置而连接的事实(即，如图2中示出的，互相地连接到共同连接点)，因此这将引起电流流过线圈L1和L2。

处理器被配置为，通过生成参考的随时间变化的锯齿波形然后将此随时间变化的锯齿波形与一组动态变化的参考值作比较，来生成这些可变占空比PWM信号。处理器针对H桥电路18中的六个晶体管中的每个保持参考值。处理器将锯齿波形的瞬时状态与参考值作比较。如果锯齿波的幅值上升并穿过参考值，则导通状态被应用到晶体管；如果锯齿波的幅值下降并且穿过参考值，则关断状态被应用到晶体管。处理器通过对参考值进行数值调整来改变这些信号中的每个的占空比。这些数值调整按照时间的函数做出，与通过转子位置反馈传感器162检测的马达的旋转同步进行。

在传统的可变占空比脉冲宽度调制控制系统中，PWM驱动信号产生称为零向量状态的情况，其中，三个线圈L1、L2和L3的U、V和W端子短接在一起。在此公开的PWM驱动技术不同之处在于避免零向量状态的重要方面。在此实施例中，处理器被配置为通过改变参考值生成的方式实现这个目的。特别地，处理器间接监测生成的流入马达线圈的正弦电流中的每个的状态(通过在每相的占空比随着转子位置变化而变化时监测每相的占空比来进行监测)，以检测三相中的哪一相具有在另两相的电压之间的电压。电压可通过使用连接到马达线圈中的每个的电压感测电路来被监测。这种“中间”状态随时间变化，因此每相周期地变成“中间”相。通过示例的方式，参照图3B，在旋转角处于30度与90度之间期间(如沿着水平轴所见的)，W相具有低于U相的电压并高于V相的电压的电压。因此在马达旋转循环的这个部分期间，W相是“中间”相。

在生成用于中间相的可变占空比PWM驱动信号的过程中，处理器生成改变的偏移180度的PWM驱动信号。可通过对比示出传统驱动信号的图6和示出所公开的驱动信号的图7看出所述偏移。注意，V相是在示出的时间快照中的中间相，并且图7中在102示出的可变占空比信号相对于图6中在102示出的相同的V相占空比信号而相位偏移180度。如示出的，该对比示出图7中在102处的信号相比于传统的图6中在102处的信号表现为反向的(相位偏移180度)。

为了理解这种改进的PWM驱动方案怎样避免零向量状态，再次比较图6和图7。在传统驱动方案(图6)中存在三个晶体管全部同时导通的时刻。例如，在PWM波形落在时间区域T3内的部分中示出UTOP、VTOP和WTOP同时全在高状态。类似地，UBOT、VBOT和WBOT同时全在低状态。将这与图7的波形(所公开的改进方案)比较。可见，落在时间区域T3中的波形不存在同时全部处于相同的高状态或低状态。这是因为中间相已经被处理器20改变以遵循180度偏移模式而得以实现的。

因此，处理器20被配置为生成特殊的、消除全部上晶体管28T-U、28T-V和28T-W同时导通的情况以及全部下晶体管28B-U、28B-V和28B-W同时导通的情况的非标准波形。如前面注意到的，这些情况确实存在于传统脉冲宽度调制方案中。我们已经发现在这些情况中马达电流在线圈自身内循环，而不是沿着从DC供电线到地的方向流动。我们将这种情况称为“零向量”间隔，原因在于相邻线圈中各自的电流的向量和趋于零。这些零向量间隔是“无用”时间并且实际上将使马达的相短接在一起。随着各自线圈进入和脱离这种零向量情况，储存在线圈中的循环能量可产生通过H桥电路传播的电流脉冲。

在研究图6和图7的过程中，重要的是理解：(a)这些附图示出特定时间快照，以及(b)这些附图中示出的时间区域T1、T2、T3和T4本身的宽度随着马达每旋转一周而发生变化。因此，不应假设这些时间区域总是对应相等的时间增量。更确切的，每个时间区域代表随马达旋转而变化的时间间隔以产生晶体管开关条件，从而引起流过三相马达线圈的正弦电流的相位相隔120度。

图6和图7因此描绘了针对三相在同一时间状况下的各自的占空比，以允许各相的占空比相比较。在图6(传统开关方案)中，在相当长的时间间隔100内，晶体管28T-U是导通的，同时，晶体管28B-U是关断的。在这个相同的时间快照期间，在更短时间间隔102内，分别地，晶体管28T-V是导通的并且晶体管28B-V是关断的。类似地，在甚至更短时间间隔104内，晶体管28T-W和晶体管28B-W是导通的。

通过比较图6中的时间间隔100、102和104，可以看出在整个间隔104期间，用于全部的三相U、V和W的晶体管28T是导通的，并且用于全部三相U、V和W的晶体管28B是关断的。因此，间隔104对应于全部三相分别具有的上晶体管和下晶体管短接在一起的零向量间隔。

图7示出了改进的开关方案。尽管用于U相和W相的占空比波形与图6中(传统的)用于U相和W相的占空比波形相同，但V相不同：V相从传统的V相偏移180度，使得晶体管28T-V在间隔102期间关断，而晶体管28B-V导通。借助于多相中的一相(即，V相)的占空比模式的180度相位反转，零向量情况被完全避免。

应记住的是，图6和图7代表单个时间快照。随着整个可变占空比控制序列针对三相中的每相而持续运行，针对每相的占空比将以循环方式重复地增长和跌落以产生期望的正弦输出。因此在不同的时间快照处，U相可具有最短时间间隔，而W相可具有最长时间间隔。不管这种循环的占空比调制如何，三相中的一相将是反向的(如图7中V相是反向的)，并且此相的反向避免了零向量情况。

参照图2，将回忆起包括马达绕组的三个线圈L1、L2和L3以星形配置连接，每个线圈的一个端子连接到U、V和W端子中的一个。因此线圈对(L1-L3、L1-L2和L2-L3)的激励状态根据两个占空比调制波形的组合而被确定。这已在图6和图7中通过得到的开关模式U-W、U-V和V-W示出。当这些各自的开关模式中的每个为高时，电流流过相关联的线圈对；当波形为低时，电流不流动。此外，记住图6和图7仅代表单个时间快照。尽管原理与占空比调制进程相同，但各自的激励时间和电流极性将以正弦形式变化。

因为马达线圈是Y形连接的，所以马达线圈以成对的方式被激励：(L1-L3)、(L1-L2)和(L2-L3)。三个U、V和W开关模式可以分组的方式被考虑，代表不同的激励情况：(U-V、U-W和V-W)。角形连接的马达线圈(未示出)也以这种方式被激励。

图7在120处示出用于这些情况(U-V、U-W和V-W)中的每个的得到的波形。为了比较，参见图6中的120处，示出了得到的用于这些针对传统调制方案的情况中的每个的波形。注意的是，尽管U-W情况在图6和图7二者中是相同的，但是U-V和V-W情况是不同的。

为了更好地理解这些三相调制模式是怎样形成的，图6和图7已被细分为指定为T1、T2、T3和T4的时间区域。注意的是时间区域T1和T2表现为宽度是时间区域T3和T4的宽度的两倍。然而，各种时间区域的这些相对宽度是由图6和图7表示的特定时间快照的产物。通常，每个时间区域是随着马达的旋转循环的进展而持续变化的(在大小上增加和减少)。

还注意到时间区域T1和T2表现为已被分成以镜像对称方式布置在T3区域两侧的两半。还注意到，根据图6和图7中调制模式的左右两侧被切断的方式，在110和112处示出两个T4区域(每个为一半宽度)。这些也是绘制图6和图7的方式的产物。页面上仅示出一个马达旋转循环。然而，参照图6和图7中在120处的得到的波形，可以看到针对传统开关拓扑(图6)，用于U-V、U-W和V-W的情况中的每个的得到的波形可按照时间区域T1、T2、T3和T4表示如下：

U-W＝T1+T2

U-V＝T2

V-W＝T1

相比之下，针对本公开的改进的开关拓扑，得到的波形可表示如下：

U-W＝T1+T2(与传统的相同)

U-V＝T1+T3-T4(与传统的不同)

V-W＝T2+T4-T3(与传统的不同)

在对这些得到的波形进行检查时，可以看到传统地存在于时间区域T3中的零向量情况(全部三相短接在一起)在改进的开关拓扑中被避免了。为了看到这个状况，注意在传统情况中(图6)，时间区域T3中的上晶体管28T同时全部导通并且下晶体管28B同时全部关断。相比之下，对于改进的拓扑(图7)，各自的上晶体管28T和下晶体管28B在时间区域T3中并不全部切换到相同的通断状态。因此零向量情况被避免了。

尽管零向量情况被避免了，并且开关拓扑不同，但是改进的拓扑产生正确形成的相位相隔120度的正弦波形。因此马达26接收到与传统拓扑相同的激励。改进的拓扑的脉冲宽度调制的确不同于传统设计；但是得到的流过三个马达线圈L1、L2和L3的正弦电流是相同的。

为了看到示出这些占空比变化怎样影响得到的马达驱动电流的整体图像，参照图3A和图3B。图3A示出了传统的可变占空比控制方案，而图3B示出了改进的控制方案。比较这两个附图，首先注意到各自的U相、V相和W相马达电流是相同的；它们全部是正弦的并且相位相隔120度。但是，各自的可变占空比波形不同。为了看到这个情况，比较两个附图中的区域121。

图8至图10示出了应用逻辑门开关电路以消除杂散电流问题的另一实施例。此实施例使用通过逻辑门电路改进的标准软件生成的驱动信号，其中，所述逻辑门电路包括一对逻辑门电路86T和86B，一对逻辑门电路86T和86B插在PWM驱动电路80的输出端子84和H桥电路18的晶体管28T和晶体管28B各自的栅极端子之间。如图9所示，逻辑门电路86T和86B分别包括独立逻辑门的互连。图12示出对比图6的时间快照的比较的针对逻辑门开关电路实施例的生成的波形。

参照图9，逻辑门电路86(86T和86B)应用或非(NOR)门88，或非(NOR)门88具有分别连接到PWM驱动电路的U、V和W的上端子和下端子的三个输入。NOR门88的输出连接到三个或(OR)门90、92和94中的每个的一个输入。如示出的，这些OR门中的每个具有连接到U、V和W端子中的一个的另一输入。OR门提供各自的施加到H桥电路18的晶体管的栅极的Uout、Vout和Wout信号。

尽管图9的逻辑门电路已示出为使用具有有源低逻辑的NOR门和OR门，但是本领域技术人员将理解的是，不同的门和/或程序化处理器可产生相同逻辑输出。就这一点而言，参照图10，示出了针对逻辑门电路86的真值表。通过检查此真值表，可看到逻辑门电路实质上通过了图10中96和100所示状态的未改变的逻辑。换言之，如在98所示，当U、V和W端子设定为(0，0，0)时，逻辑门电路输出(1，1，1)。

在稍微不同于图5的实施例的方法中，图8至图10的实施例通过使用逻辑门电路来改变晶体管在零向量情况期间被激励的方式消除了零向量情况的影响。以这种方式，图8至图10的实施例在减少杂散瞬态电流的产生方面也是有效的。此外，图8至图10的实施例具有更有效地驱动马达的附加优势。通过示例的方式，使用史丹利百得(Stanley Black&Decker)型号的QPM工具，以下马达电流在全速状态且加负载的情况下测得：

使用传统开关拓扑：400mA；

使用无零向量开关(图5的实施例)：＞400mA；

使用逻辑门开关(图8实施例)：100mA。

从零向量情况被处理的方式可以获得改善的效率。在传统开关拓扑中，如上述解释的，没有做出尝试以处理零向量开关状态。因此在传统PWM驱动序列期间，全部三相的端子瞬时地短接在一起。短接在一起导致电流沿着产生瞬时马达制动的方向流过马达绕组。因为零向量开关状态如此短暂，所以不会检测到净速度的明显变化；然而，能量作为热量损失了。

采用图5的无零向量开关实施例避免了零向量开关状态：三相不像传统情况那样短接在一起。相反，在未形成“零向量”间隔期间驱动相，以产生与常规流相反的电流流动。因此，在此短暂的时间内马达以相反的方向被激励。这也将具有应用瞬时制动的效果。与传统情况一样，没有检测到明显的速度变化；但是一些能量作为热量损失了。

采用图8的逻辑门开关实施例，在不形成“零向量”间隔期间驱动相，使得晶体管的上对和下对设置在允许马达简单滑行的导通状态。在未形成“零向量”间隔期间没有能量施加到正方向，也没有能量施加到反方向。这导致马达的整体能量消耗更低，因此解释了以上数据所示的改善的效率。

提供前面实施例的描述是为了示出和描述的目的。并不意在是穷尽的或限制本公开。特定实施例的独特的元素或特征一般不限于特定实施例，但如果合适的话，特定实施例的独特的元素或特征是可互换的并且可用于选定的实施例，即使未被明确示出或描述。所述元素或特征可以以多种方式变化。这种变化不应视为脱离本公开，并且全部此类修改意在包括在本公开的范围内。

Claims (14)

1.一种控制具有三个相互连接的马达线圈的类型的旋转三相马达的方法，所述马达线圈分别对应于三相中的一相并且分别通过多个开关电路组件中的至少一个被供应电流，所述方法包括：

与所述马达的旋转同步地针对所述开关电路组件中的每个而生成可变占空比脉冲宽度调制信号；

使用生成的可变占空比脉冲宽度调制信号控制开关电路组件，以选择性地将马达线圈对置于电流导通状态并且针对所述相中的每相生成关联的变化的电压；

监测所述三相中的每相的占空比，以确定一相，所述一相所处的电压处于另外两相的电压之间；以及

针对确定的一相，生成所述可变占空比脉冲宽度调制信号，以使得当所述另外两相的所述开关电路组件同时导通时，所述确定的一相的开关电路组件不导通。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述多个开关电路组件中的每个包括一对晶体管，一个晶体管被连接以在导通时将直流电压供应到马达线圈，一个晶体管被连接以在导通时将地电位供应到马达线圈。

3.根据权利要求1所述的方法，还包括：使用位置传感器确定所述马达的瞬时位置，以及，使用所述瞬时位置以与所述马达的所述旋转同步地针对所述开关电路组件中的每个保持所述可变占空比脉冲宽度调制信号。

4.根据权利要求1所述的方法，还包括：使用程序化的处理器生成所述可变占空比脉冲宽度调制信号。

5.根据权利要求1所述的方法，其中，针对所述开关电路组件中的每个而生成所述可变占空比脉冲宽度调制信号的步骤通过以下步骤来执行：生成随时间变化的锯齿波形，并且使用处理器生成动态变化的参考值并且将动态变化的参考值与所述锯齿波形进行比较。

6.根据权利要求1所述的方法，其中，监测所述变化的电压的步骤通过使用连接到各自的马达线圈的电压感测电路来执行。

7.根据权利要求1所述的方法，还包括：使用被配置为生成所述可变占空比脉冲宽度调制信号的处理器，

所述处理器被配置为监测所述脉冲宽度调制信号的各自的逻辑通断状态，并且控制所述确定的一相的逻辑通断状态，以使得当所述另外两相同时处于相同的逻辑通断状态时，所述确定的一相保持与所述另外两相极性相反。

8.一种用于控制具有三个相互连接的马达线圈的类型的旋转三相马达的电路，所述马达线圈分别对应于三相中的一相，所述电路包括：

多个开关电路组件，每个开关电路组件连接到所述马达以将电流供应到所述线圈中的一个；

信号发生器电路，针对所述开关电路组件中的每个而与所述马达的旋转同步地生成可变占空比脉冲宽度调制信号；

所述信号发生器电路被连接到所述多个开关电路组件，以促使所述开关电路组件选择性地将马达线圈对置于电流导通状态并且针对所述相中的每相生成关联的变化的电压；以及

电压感测和监测电路，监测与所述三相中的每相相关联的所述变化的电压，以确定一相，所述一相所处的电压处于另外两相的电压之间；

其中，所述信号发生器电路是响应于所述电压感测和监测电路的，并被配置为针对确定的一相生成所述可变占空比脉冲宽度调制信号，以使得当所述另外两相的开关电路组件同时导通时，所述确定的一相的开关电路组件不导通。

9.根据权利要求8所述的电路，其中，所述多个开关电路组件中的每个包括一对晶体管，一个晶体管被连接以在导通时将直流电压供应到马达线圈，一个晶体管被连接以在导通时将地电位供应到马达线圈。

10.根据权利要求8所述的电路，还包括：位置传感器，确定所述马达的瞬时位置，并且其中，所述信号发生器电路使用所述瞬时位置以与所述马达的旋转同步地针对所述开关电路组件中的每个保持所述可变占空比脉冲宽度调制信号。

11.根据权利要求8所述的电路，其中，所述信号发生器电路是被配置为生成所述可变占空比脉冲宽度调制信号的处理器。

12.根据权利要求11所述的电路，其中，所述处理器被配置为：通过接收随时间变化的锯齿波形，并且通过生成动态变化的参考值并将动态变化的参考值与所述锯齿波形进行比较，针对所述开关电路组件中的每个生成所述可变占空比脉冲宽度调制信号。

13.根据权利要求11所述的电路，其中，所述处理器被配置为：监测所述脉冲宽度调制信号的各自的逻辑通断状态，并且控制所述确定的一相的逻辑通断状态，以使得当所述另外两相同时处于相同的逻辑通断状态时，所述确定的一相保持与所述另外两相极性相反。

14.一种用于控制具有三个相互连接的马达线圈的类型的旋转三相马达的非暂时性计算机可读介质，所述马达线圈分别对应于三相中的一相并且每个马达线圈通过多个开关电路组件中的至少一个被供应电流，所述非暂时性计算机可读介质存储可执行程序，所述可执行程序在被处理器运行时促使所述处理器执行以下步骤：

与所述马达的旋转同步地针对所述开关电路组件中的每个而生成可变占空比脉冲宽度调制信号；

使用生成的可变占空比脉冲宽度调制信号控制开关电路组件，以选择性地将马达线圈对置于电流导通状态并且针对所述相中的每相生成关联的变化的电压；

监测与所述三相中的每相关联的变化的电压，以确定一相，所述一相所处的电压处于另外两相的电压之间；以及

针对确定的一相，生成所述可变占空比脉冲宽度调制信号，以使得当所述另外两相的开关电路组件同时导通时，所述确定的一相的开关电路组件不导通。

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