JP2019501620A - 三相モータへの電力供給を切り換えるためのソフトウェア制御された電子回路 - Google Patents

Abstract

回転する三相モータを制御する方法は、モータの回転と同期して、モータコイルに電流を供給するために用いられるスイッチング回路コンポーネントの各々に対する可変デューティサイクル・パルス幅変調信号を発生させることを伴う。発生した可変デューティサイクル・パルス幅変調信号は、スイッチング回路コンポーネントを制御して、モータコイルのペアを選択的に電流伝導状態に置き、相の各々に対して関連付けられた変化する電圧を展開する。この変化する電圧を監視して、他の２つの相の電圧間の電圧にある１つの相を識別する。次いで、識別された１つの相に対して、可変デューティサイクル・パルス幅変調信号を特に発生させて、他の２つの相のスイッチング回路コンポーネントが同時にスイッチ・オンになったときに、識別された１つの相のスイッチング回路コンポーネントがスイッチ・オンにならないようにする。
【選択図】図９

Description

本開示は、一般に、工業用動力工具で用いられるタイプの三相モータの制御に関する。より具体的には、本開示は、三相モータのＨブリッジ・スイッチング回路に対する信号の発生及び印加方式に関する。

本セクションは、本開示に関連した、必ずしも先行技術ではない背景情報を提供する。

従来、三相モータは、１２０度位相が離れた、正弦波状に変化する３つのＡＣ電流によって駆動される。多くの現代の設計は、これらのＡＣ電流を、パルス幅変調（ＰＷＭ）された直流を用いて生成する。ＰＷＭ駆動波形は、ソフトウェア制御されたマイクロプロセッサによって発生され、そのＰＷＭ出力は、Ｈブリッジ・スイッチング回路に供給され、これは本質的に三相モータコイルの各々をＤＣ電流源に接続し及び切断する（ＰＷＭによって変調されて正弦波をシミュレートする）。

従来のＰＷＭ設計に関する問題点は、それぞれのコイル巻線が互いに短絡する、サイクル的に起こるインスタンスが存在することである。このことはシミュレートされた正弦波に影響を及ぼすものではないが、問題を生じさせることがある。モータコイル巻線は、本質的にインダクタであり、インダクタは、電磁気エネルギーを貯蔵する。コイル巻線が一緒に短絡したとき、貯蔵された電磁気エネルギーは、必然的に漏れ経路を見いだすことになり、このことがスプリアス漏れ電流を生じさせることがあり、それがマイクロプロセッサ及び関連付けられた給電コンポーネントに悪影響を与える。ときには、これらの漏れ電流は、給電コンポーネントに関連付けられた漏電遮断器（ＧＦＩ）回路をトリップさせるのに十分な場合さえある。

本セクションは、開示の全般的な概要を提供し、その全範囲又はその特徴のすべての包括的な開示ではない。

このスプリアス漏れ電流の問題に対処するために、開示の回路は、ＰＷＭ制御を実装するための新規な方法を使用する。Ｈブリッジにおいて３つの相が周期的に一緒に短絡する従来のＰＷＭスイッチングトポロジーを用いる代わりに、改善されたスイッチング回路は、非ゼロベクトル・スイッチングトポロジーを使用する。この新規なトポロジーの下でも合成三相ＡＣ波形は同じままなので、モータは期待通りに動作し続ける。しかしながら、これらのＡＣ波形を生成する基礎となるＰＷＭ制御は異なる。すなわち３つの相すべてが周期的に短絡することが回避され、このことにより、それらの源におけるスプリアス漏れ電流が排除される。

１つの実施形態において、ＰＷＭ駆動回路マイクロプロセッサを制御する方式における改善が遂行される。別の実施形態においては、付加的な論理ゲート回路の組を使用して課題に対処し、モータ効率をさらに改善する。

したがって、１つの態様によれば、各々が３つの相のうちの１つに対応する、３つの相互接続されたモータコイルを有し、モータコイルの各々に複数のスイッチング回路コンポーネントの少なくとも１つを通して電流が供給されるタイプの三相モータの回転を制御する方が開示される。この方法は、モータの回転と同期して、スイッチング回路コンポーネントの各々に対する可変デューティサイクル・パルス幅変調信号を発生させることを含む。発生した可変デューティサイクル・パルス幅変調信号を用いてスイッチング回路コンポーネントを制御して、モータコイルのペアを選択的に電流伝導状態に置き、相の各々に対して関連付けられた変化する電圧を展開する。３つの相の各々に関連付けられた変化する電圧を間接的に監視して、現在、他の２つの相の電圧間の電圧にある１つの相を識別する。詳細には、中間相は、デューティサイクルに基づいて識別される。デューティサイクルは、ロータ位置及び／又はフラックス角度、すなわち電流の流れの角度方向の関数である。次いで、識別された１つの相に対して、可変デューティサイクル・パルス幅変調信号を発生させて、他の２つの相のスイッチング回路コンポーネントが同時にスイッチ・オンになったときに識別された１つの相のスイッチング回路コンポーネントがスイッチ・オンにならないようにする。

別の態様によれば、各々が３つの相のうちの１つに対応する、３つの相互接続されたモータコイルを有するタイプの三相モータの回転を制御するための回路が開示される。この回路は、各々がモータに接続され、コイルの１つに電流を供給する、複数のスイッチング回路コンポーネントを含む。信号発生器回路は、モータの回転と同期して、スイッチング回路コンポーネントの各々に対する可変デューティサイクル・パルス幅変調信号を生成する。信号発生器回路は、複数のスイッチング回路コンポーネントに結合されており、スイッチング回路コンポーネントがモータコイルのペアを選択的に電流伝導状態に置くように、及び、相の各々に対して関連付けられた変化する電圧を展開させるようにする。中央位相（中間相）識別回路は、３つの相のサイクルを監視することによって、他の２つの相の中間の電圧にある１つの相を識別し、デューティサイクルは、ロータ位置及び／又はフラックス角度（すなわち電流の流れの角度方向）の関数である。信号発生器回路は、中間相識別回路に対して応答性であり、識別された１つの相に対して可変デューティサイクル・パルス幅変調信号を発生させるように構成され、他の２つの相のスイッチング回路コンポーネントが同時にスイッチ・オンになったときに、識別された１つの相の前記スイッチング回路コンポーネントがスイッチ・オンにならないようにする。

さらに別の態様において、各々が３つの相のうちの１つに対応する、３つの相互接続されたモータコイルを有するタイプの三相モータの回転を制御するための回路であって、各々がモータに接続され、前記コイルの１つに電流を供給する、複数のスイッチング回路コンポーネントを含む、回路が開示される。信号発生器回路は、モータの回転と同期して、スイッチング回路コンポーネントの各々に対する可変デューティサイクル・パルス幅変調信号を生成する。信号発生器回路及びスイッチング回路コンポーネントに結合された論理ゲーティング回路は、スイッチング回路コンポーネントがモータコイルのペアを選択的に電流伝導状態に置くようにさせて、可変デューティサイクル・パルス幅変調信号が各々同時に同じ論理オン−オフ状態にあるときに、論理ゲーティング回路が、開示される実施形態ではアクティブ・ロー・コンポーネントであるスイッチング回路コンポーネントの各々に論理オフ状態を供給するように動作可能である。

さらなる適用可能分野は、本明細書で提供される説明から明らかになるであろう。この概要における説明及び特定の例は、例証の目的のみを意図したものであり、本開示の範囲を限定することを意図しない。

本明細書で説明する図面は、すべての可能な実装ではなく、選択された実施形態の例証のみを目的としたものであり、本開示の範囲を限定することを意図しない。

開示の通電スキームを使用することができる例示的な三相動力工具を示す。 三相モータを駆動するための従来のＨブリッジの基本構成を示す。 従来の駆動スキームについてのパルス幅変調及び結果として得られるＡＣ正弦波形を示し、また正弦波の中央に、モータ相が短絡する期間を表すグラフも示す。 改善された非ゼロベクトル駆動スキームについてのパルス幅変調及び結果として得られるＡＣ正弦波形を示し、また正弦波の中央に、モータ相が短絡する期間が存在しないことを例証するグラフも示す。 三相動力工具で用いる例示的なケーブルの断面を示す。 開示のスキームの第１の実施形態を示す。 ３つの相の従来のデューティサイクルパターンを所与の経時的スナップショットにおいて示す。 図６との比較のために、開示のスキームを用いた３つの相のデューティサイクルパターンを、図６のものに相当する経時的スナップショットにおいて示す。 開示の解決策の第２の実施形態を示す。 図８で使用する論理ゲート回路の詳細図である。 図９の論理ゲート回路を理解するのに有用な、アクティブ・ロー論理を用いた真理表である。 例示的な工具の機械的及び電気的構成要素の分解断面図である。 図８〜図１０の実施形態について、図６との比較のために、開示の論理ゲート回路を用いた３つの相に対するデューティサイクルパターンを、図６のものに相当する経時的スナップショットにおいて示す。

対応する符号は、図面の幾つかの図を通して対応する部分を示す。

例示的な実施形態をここで添付の図面を参照しながらより詳細に説明する。

開示される三相モータ駆動回路は、例えば、三相工業用動力工具に駆動電流を供給するのに有用である。したがって、駆動回路をどのように使用することができるかを例証するために、図１及び図１１は、例示的な動力工具１０を示す。三相モータを含む工具（図１１に示す）は、長いケーブル１２によって電子コントローラユニット１４に結合される。コントローラユニットは、ＤＣ電流をＨブリッジ回路１８に供給するとともにコンピュータ又はプロセッサベースの制御回路２０にも供給するＤＣ給電部を含み、制御回路２０は、モータのための駆動電流を生成するために使用される一連の可変デューティサイクル波形の発生を制御する。ＤＣ給電部１６は、適切なＧＦＩ回路２４を通して接続されたＡＣ電源２２から電力供給される。

工具１０の内部構成要素の幾つかを図１１に分解断面図として示す。三相モータ巻線２６は、ロータ１５０を中心としてそのまわりに配置され、ロータ１５０は、歯車装置１５２を通じて出力シャフト１５４に機械的に結合する。工具ハンドル１５６内に、図５及び図８に関連して後述するプロセッサ及びメモリを含む、工具の電子部品をサポートする回路基板１５８が配置される。工具は、トルク変換器１６０を含み、これは、出力１５４を通して送達される瞬時トルクを測定し、トルクセンサ信号を工具プロセッサに供給して、プロセッサがモータ巻線２６に送達される電力を制御することによってトルクをアルゴリズム的に制御又は調節することを可能にする。工具はまた、ロータ位置フィードバックセンサ１６２も含み、これは磁気センサ又はホール効果センサを使用してロータの瞬時角度位置を測定し、角度位置信号を工具プロセッサに供給する。プロセッサは、この角度位置信号を用いて、３つの相の各々において正弦駆動電流を確立するパルス幅変調パルスを発生させる。

本質的に、プロセッサは、ロータの現在の角度位置を読み取るように、及び、コイルによって生成される磁場が現在のロータ位置の９０度前方になるようにコイルに通電する駆動信号を発生させるようにプログラムされている。そうすることによって、磁場がロータをその回転経路内で前方に引き寄せる。

上記のように、工具１０は、三相モータである。三相モータは、正確に制御されたより高いパワー及びより高いトルクが必要とされる多くの工業用途で使用されている。三相モータは、各相に１つずつ、３つの巻線を有する。巻線に、各々の位相が１２０度離れた３つの別々の正弦波形として供給される正弦波交流電流が供給される。伝統的な三相モータでは、正弦波状に変化する交流電流（ＡＣ）源が三相モータ電流を供給する。しかしながら、今日、多くの三相モータは、パルス幅変調回路を使用して三相モータ電流を供給する直流（ＤＣ）給電によって駆動される。これらの直流給電は、伝統的なＡＣ正弦波をシミュレートする可変デューティサイクル波形を生成する、Ｈブリッジ・スイッチング回路を使用する。

図２は、Ｈブリッジ回路１８を通じて三相交流電流が供給される、例示的な三相モータ２６を示す。Ｈブリッジ回路は、電界効果トランジスタ２８Ｔ及び２８Ｂのような６つのスイッチング・トランジスタの集まりを使用し、これらは各々、コンピュータ又はプロセッサベースの制御回路２０（図１）によってそれぞれのゲート端子に印加される駆動信号によって、オン及びオフにされる。スイッチング・トランジスタの各々を、ダイオード３４が横断する。

スイッチング・トランジスタは、各々３つのトランジスタの２つのバンクに編成され、図示されるように、トランジスタ２８Ｔが上部バンクを定め、一方、トランジスタ２８Ｂが下部バンクを定める。上部バンクのトランジスタ２８Ｔは、ＤＣ給電レール３０に結合され、一方、下部バンクのトランジスタ２８Ｂは、接地レール３２に結合される。上部及び下部バンクは、図示されるように一緒に接続され、Ｕ、Ｖ及びＷで示されるトランジスタ・ペアを定める。各ペアは、スイッチング回路を定め、これは、やはりＵ、Ｖ及びＷで示される３つのモータ端子の異なる１端子に接続される。３ペアのスイッチング回路の各々を、そのペアに対応するモータ端子をＤＣ給電レール３０又は接地レール３２のいずれかに接続するように選択的に通電させることができる。例えば、トランジスタ２８Ｔ−Ｕがスイッチ・オンにされ、トランジスタ２８Ｂ−Ｕがスイッチ・オフにされたとき、モータ端子Ｕは、ＤＣ給電レール３０に電気的に接続される。逆に、トランジスタ２８Ｔ−Ｕがスイッチ・オフにされ、トランジスタ２８Ｂ−Ｕがスイッチ・オンにされたとき、モータ端子Ｕは、接地レール３２に電気的に接続される。

コンピュータ又はプロセッサ２０は、トランジスタを選択的に切り替えて、電流を、それぞれのモータコイルを通して所望の流れ方向及び所望の時間に流すようにプログラムされる。例えば、トランジスタ２８Ｔ−Ｕをスイッチ・オンにすると同時にトランジスタ２８Ｂ−Ｖをスイッチ・オンにすることによって、電流は、コイルＬ１及びＬ３を、端子Ｕから端子Ｖの方向に流れる。反対方向にコイルＬ１（及びＬ３）を流れる電流を誘導するために、コンピュータ又はプロセッサは、トランジスタ２８Ｔ−Ｖ及び２８Ｂ−Ｕをオンにする。このようにして、コンピュータ又はプロセッサ２０は、電流をいずれかの方向で３つのモータコイルの各々を通して流すことができる。上部及び下部バンクのトランジスタの任意の所与のペアの中で、コンピュータ又はプロセッサ２０は、上部トランジスタと下部トランジスタとを同時にスイッチ・オンにしないようにプログラムされており、なぜなら同時にオンにするとＤＣ給電レール３０と接地レール３２と間を短絡させることになるからである。

それぞれの駆動信号は、コンピュータ２０によって連係的に制御され、３つのモータコイルＬ１、Ｌ２及びＬ３の各々が適正な交流波形で通電されるようになっている。詳細には、スイッチング・トランジスタは、正確に制御された時間シーケンスでスイッチ・オン及びオフにされて、３つのモータ巻線を流れる正弦波交流電流をもたらす６つのパルス幅変調信号（トランジスタ毎に１つ）を生成する。

図３Ａは、３つの正弦波電流相ｕ、ｖ及びｗが１２０度離れた位相で発生する様子を６０、６２及び６４に示す。図３Ａはまた、可変デューティサイクル信号を従来の方式で発生させて３つの正弦波相６０、６２及び６４の効果を生成する様子を７０、７２及び７４に示す。６０、６２及び６４の波形はモータコイル電流であるのに対し、７０、７２及び７４の波形はトランジスタを駆動させるのに使用されるＰＷＭ信号であることが理解される。詳細には、波形７０はｕ相に対応し、波形７２はｖ相に対応し、波形７４はｗ相に対応する。各可変デューティサイクル波形は、一定のピーク電圧Ｖｐを有するが、デューティサイクルは、正弦関数に従って１００％デューティサイクル（ｕ相について７０ａにおけるように）と０％デューティサイクル（７０ｂにおけるように）との間で変化することに留意されたい。

可変デューティサイクル駆動スキームは、可変デューティサイクル信号が高のときモータのコイルにエネルギーが送達され、信号が低のときエネルギーが送達されないことを想像することによって理解することができる。このオン−オフ・デューティサイクルは、２０ｋＨｚのオーダの速度（すなわち、典型的な家庭用ＡＣの６０Ｈｚ周波数の何倍ものオーダの周波数）で極めて速く起こる。モータコイルは、本質的にインダクタである。あらゆるインダクタと同様に、モータコイルの両端間の電圧は、ｖ＝Ｌｄｉ／ｄｔで与えられる。すなわち、電圧は、時間の増分に対する電流の変化に比例する。可変デューティサイクル信号が高のとき、電荷はインダクタに流入し（電流はコイルに流入する）、信号が低のとき、電流は流れなくなる。したがって電流の流入をサイクル的に変化させることによって、可変デューティサイクル信号は、モータコイルの両端間で所望の正弦波電圧を生成することができる。

より詳しく説明するように、本開示の回路は、高周波数駆動波形を発生させる方式を、ケーブル１２に沿ったスプリアス逆流を実質的に低減することを目標として修正する。従来の三相回路において、これらのスプリアス逆流電流は、ときとしてコントローラ回路を妨害することがあり、場合によってはＧＦＩ回路２４をトリップさせることさえある。

実験を通じて、本発明者らは、スプリアス逆流電流の可能性の高い原因が幾つかの要因の組合せであることを突き止めた。第１に、従来のＰＷＭトポロジーを用いるＨブリッジ・トランジスタ・スイッチの場合、インダクタのｕ、ｖ及びｗ端子が（どの相も給電部からエネルギーを供給されていない間隔の間に）瞬間的に一緒に短絡する、自然に生じるインスタンスが存在する。これが起こると、インダクタ内に貯蔵されたエネルギーがケーブル１２を通って逆流してコントローラに流入し、逆流電流はそこで接地レールへの流路を見いだすことができ、ときとしてＧＦＩ回路をトリップさせる。これらの逆流電流の性質を理解するためには、ケーブル１２をより良く理解することが有用である。

図４は、三相動力工具で使用されるタイプの例示的なケーブルの断面を示す。図示したように、ケーブル１２は、それぞれのモータコイルにエネルギーを供給する３つの駆動電流導体５０を含む。複数のデータ導体５２もまた含まれており、これは、工具のトリガを強く握ることによって入力されると、ユーザコマンドをコントローラ１４に戻る方向に伝搬する。これらのデータ導体は、駆動電流導体から編組シールド５４によって遮蔽されている。さらに第２の編組シールド５６が駆動電流導体及びデータ導体のまわりに同軸で設けられ、外側のプラスチック又はゴムのジャケット５８がケーブル組立体全体に対する保護を与える。

これらの逆流電流は、駆動電流導体５０に沿って直接導電路を見いだす。さらに、スイッチングが生じたときに生成される電流インパルス内に存在する高周波数に起因して、ケーブル内のシールドに沿ったＲＦ導電路も存在する。ＲＦ導電路は、高周波数において現れる表皮効果によって、シールドの表面に沿ってサポートされる。

どのルートで移動したとしても、これらの逆流電流は、ＤＣ給電レール及び接地レールへの道を見いだすことができ、場合によってはそこでＧＦＩ回路２４をトリップさせることがある。

これらの逆流一過性電流をフィルタ除去しようとするのではなく、開示の回路は、一過性事象が最初から起こらないよう防止するように設計される。図５に示す第１の実施形態において、開示の回路は、パルス幅変調信号を発生させる方式を変更することによってこれを達成する。回路は、プロセッサ２０と、関連付けられた非一時的メモリ２１とを含む、パルス幅変調（ＰＷＭ）駆動回路８０を含む。プロセッサは、ロータ位置フィードバックセンサ１６２（図１１）を監視するように、及び、３つの相の各々に対する可変デューティサイクル・パルス列のアルゴリズム的発生を連係させるようにプログラムされる。可変デューティサイクル信号を、結果として得られるモータコイルＬ１、Ｌ２及びＬ３の各々を通って流れる電流が正弦波になるように発生させる。

詳細には、プロセッサは、３つの相の各々に２つずつ、６つの可変デューティサイクル・パルス幅変調信号を発生させる。これらの信号は、スイッチング信号として印加され、トランジスタ・ペア（２８Ｔ−Ｕ、２８Ｂ−Ｕ）、（２８Ｔ−Ｖ、２８Ｂ−Ｖ）及び（２８Ｔ−Ｗ、２８Ｂ−Ｗ）のオン及びオフを切り換える。例えば、高状態に遷移したトランジスタ２８Ｔ−Ｕにパルス幅変調信号を印加することで、ＤＣ供給電圧は、コイルＬ１のＵ端子に経路設定される。高状態に遷移したトランジスタ２８Ｂ−Ｗにパルス幅変調信号を同時に印加することによって、ＤＣ接地はコイルＬ２のＷ端子に接続する。このことにより電流は、３つの相が星形構成で結合されている（すなわち図２に示すように相互に共通接続点に結合される）いるのでコイルＬ１及びＬ２を通って流れることになる。

プロセッサは、基準経時変化鋸波形を発生させること、及び、次にこの経時変化鋸波形を動的に変化する基準値のセットと比較することによって、これらの可変デューティサイクルＰＷＭ信号を発生させるようにプログラムされる。プロセッサは、Ｈブリッジ回路１８の中の６つのトランジスタの各々に対する基準値を維持する。プロセッサは、鋸波形の瞬時状態を基準値と比較する。鋸の振幅が上昇して基準値と交差した場合、ＯＮ状態がトランジスタに印加され、鋸の振幅が降下して基準値と交差した場合、ＯＦＦ状態がトランジスタに印加される。プロセッサは、基準値に対する数値調整を行うことによって、これらの信号の各々のデューティサイクルを変化させる。これらの数値調整は、ロータ位置フィードバックセンサ１６２によって検出されるモータの回転と同期して、時間の関数として行われる。

従来の可変デューティサイクル・パルス幅変調制御システムにおいては、ＰＷＭ駆動信号は、ゼロベクトル条件と呼ばれる、３つのコイルＬ１、Ｌ２及びＬ３のＵ、Ｖ及びＷ端子が一緒に短絡するインスタンスを生じさせる。本明細書で開示するＰＷＭ駆動技術は、ゼロベクトル条件が回避されるという重要な点で異なる。この実施形態において、プロセッサは、このことを、基準値を発生させる方式を変更することによって達成するようにプログラムされる。詳細には、プロセッサは、結果として得られるモータコイル内を流れる正弦波電流の各々の状態を間接的に監視して（各相のデューティサイクルを、これはロータ位置が変化するにつれて変化するので、監視することによって）、３つの相のうちのどれが他の２つの相の間の電圧を有するかを検出する。電圧は、モータコイルの各々に結合された電圧検知回路を用いることによって監視することができる。この中間条件は経時的に変化するので、各相が周期的に「中間」相になる。例として、図３Ｂを参照すると、（水平軸上で見て）３０度と９０度との間の回転角度にある間、Ｗ相は、Ｕ相より小さくかつＶ相より大きい電圧を有する。したがってモータ回転サイクルのこの部分の間は、Ｗ相が中間相である。

この中間相に対する可変デューティサイクルＰＷＭ駆動信号を発生する際に、プロセッサは、１８０度シフトした変更されたＰＷＭ駆動信号を発生させる。このシフトは、従来の駆動信号を示す図６と、開示の駆動信号を示す図７とを比較することによって見てとれる。図示した経時的スナップショット（ｓｎａｐｓｈｏｔ ｉｎ ｔｉｍｅ）においてはＶ相が中間相であり、図７の１０２に示される可変デューティサイクル信号は、図６の１０２に示されるＶ相のデューティサイクル信号に対して１８０度位相シフトしていることに留意されたい。図示したように、この比較は、図７の１０２における信号が従来の図６の１０２における信号と比べたときに反転して（１８０度位相シフトして）見えることを示す。

この修正されたＰＷＭ駆動スキームがどのようにしてゼロベクトル条件を回避するのかを認識するために、図６及び図７を再び比較する。従来の駆動スキーム（図６）では、３つのトランジスタのすべてが同時にスイッチ・オンになる時間が存在する。例えば、時間領域Ｔ３に入るＰＷＭ波形の部分において、ＵＴＯＰ、ＶＴＯＰ及びＷＴＯＰがすべて同時に高状態にあることを示す。同様に、ＵＢＯＴ、ＶＢＯＴ及びＷＢＯＴはすべて同じ時間において低状態にある。これを図７（開示された改善）のＰＷＭ波形と比較する。見てわかるように、時間領域Ｔ３に入る波形がすべて同時に同じ高又は低状態に存在することはない。このことは、中間相が、１８０度シフトしたパターンに従うようにプロセッサ２０によって変更されたので、達成される。

したがって、プロセッサ２０は、すべての上部トランジスタ２８Ｔ−Ｕ、２８Ｔ−Ｖ及び２８Ｔ−Ｗが同時にオンになるような条件及びすべての下部トランジスタ２８Ｂ−Ｕ、２８Ｂ−Ｖ及び２８Ｂ−Ｗが同時にオンになるような条件を排除する、特別な非標準的波形を発生させるようにプログラムされる。上記のように、これらの条件は、従来のパルス幅変調スキームにおいては存在するものである。本発明者らは、これらの条件においては、モータ電流が、ＤＣ給電レールから接地への方向に流れる代わりに、コイル自体の中を循環することを発見した。隣接コイル内のそれぞれの電流のベクトル和がゼロになるので、本発明者らはこの条件を「ゼロベクトル」間隔と呼ぶ。これらのゼロベクトル間隔は、「何もしない（ｄｏ ｎｏｔｈｉｎｇ）」期間であり、事実上、モータ相を一緒に短絡する。それぞれのコイルがこのゼロベクトル条件に入るとき及び出るように切り換わるとき、コイル内に貯蔵された循環エネルギーは、Ｈブリッジ回路を通って伝搬する電流インパルスを生成することがある。

図６及び図７を検討する際に、（ａ）これらの図面は特定の経時的スナップショットを示すこと、及び（ｂ）これらの図面に示された時間領域Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３及びＴ４それ自体はモータが各回転を行うにつれて幅が変動すること、を理解することが重要である。したがって、これらの時間領域は常に等しい時間増分に対応するものと仮定すべきではない。むしろ各時間領域は、１２０度位相が離れた３つのモータコイルを通って流れる正弦波電流を結果としてもたらすトランジスタスイッチング条件を生成するために、モータが回転するにつれて変化する時間間隔を表す。

図６及び図７はこのように、１つの経時的インスタンスにおける３つの相に対するそれぞれのデューティサイクルを示したものであり、相のデューティサイクルを比較することを可能にする。図６（従来のスイッチングスキーム）において、比較的長い時間間隔１００にわたって、トランジスタ２８Ｔ−Ｕはスイッチ・オンにされ、同時にトランジスタ２８Ｂ−Ｕはスイッチ・オフにされる。この同じ経時的スナップショットの間に、トランジスタ２８Ｔ−Ｖ及び２８Ｂ−Ｖは、より短い時間間隔１０２にわたってそれぞれスイッチ・オン及びオフにされる。同様に、トランジスタ２８Ｔ−Ｗ及び２８Ｂ−Ｗは、さらに短い時間間隔１０４にわたってスイッチ・オン・オフされる。

図６の時間間隔１００、１０２及び１０４を比較することによって、全間隔１０４の間、トランジスタ２８Ｔは、３つの相Ｕ、Ｖ及びＷのすべてに対してスイッチ・オンであり、トランジスタ２８Ｂは、３つの相Ｕ、Ｖ及びＷのすべてに対してスイッチ・オフであることがわかる。したがって間隔１０４は、ゼロベクトル間隔に対応し、ここで３つの相すべてがそのそれぞれの上部及び下部トランジスタを一緒に短絡させる。

改善されたスイッチングスキームを図７に示す。相Ｕ及びＷに対するデューティサイクル波形は図６（従来）と同じであるが、Ｖ相は異なる。Ｖ相は、従来のものから１８０度シフトしており、トランジスタ２８Ｔ−Ｖは、間隔１０２の間、スイッチ・オフにされる一方、トランジスタ２８Ｂ−Ｖはスイッチ・オンにされる。１つの相（すなわちＶ相）のデューティサイクルパターンの１８０度位相反転により、ゼロベクトル条件が全体として回避される。

図６及び図７は、単一の経時的スナップショットを表していることに留意されたい。全体の可変デューティサイクル制御シーケンスは３つの相の各々に対して実行され続けるので、各相に対するデューティサイクルは、サイクル的に繰り返し成長し及び崩壊して、所望の正弦波出力を生成する。それゆえ、異なる経時的スナップショットにおいては、Ｕ相が最短の時間間隔を有することになる一方でＷ相が最長の時間間隔を有することになるかもしれない。このサイクル的なデューティサイクル変調にかかわらず、３つの相のうちの１つは反転することになり（図７においてＶ相が反転するように）、この位相反転により、ゼロベクトル条件が回避される。

図２を参照して、モータ巻線を含む３つのコイルＬ１、Ｌ２及びＬ３は、星形構成で接続され、各々がＵ、Ｖ及びＷ端子の１つに結合された１つの端子を有することを想起する。したがってコイルのペア（Ｌ１−Ｌ３、Ｌ１−Ｌ２及びＬ２−Ｌ３）の通電状態は、２つのデューティサイクル変調波形の組合せによって決定される。このことが、図６及び図７において、合成スイッチングパラメータＵ−Ｗ、Ｕ−Ｖ及びＶ−Ｗによって示されている。これらそれぞれのスイッチングパターンの各々が高のとき、電流は関連付けられたコイルのペアを通って流れ、波形が低のとき、電流は流れない。再び、図６及び図７は単一の経時的スナップショットを表すことに留意する。原理はデューティサイクル変調が進行するのと同じであるが、それぞれの通電時間及び電流の流れの極性は、正弦波状に変化する。

モータコイルは、Ｙ接続しているので、（Ｌ１−Ｌ３）、（Ｌ１−Ｌ２）及び（Ｌ２−Ｌ３）のペアで通電される。３つのＵ、Ｖ及びＷスイッチングパターンをグループで考えて、異なる通電ケース（Ｕ−Ｖ、Ｕ−Ｗ及びＶ−Ｗ）を表すことができる。デルタ接続モータコイル（図示せず）もまたこの様式で通電される。

図７は、１２０において、それぞれのケース（Ｕ−Ｖ、Ｕ−Ｗ及びＶ−Ｗ）の各々に対する合成波形を示す。比較のために、従来の変調スキームについてこれらのケースの各々に対する合成波形を示す、図６の１２０を参照のこと。Ｕ−Ｗケースは図６及び図７の両方で同じであるが、Ｕ−Ｖ及びＶ−Ｗケースは異なることに留意されたい。

これら３つの変調パターンがどのように形成されるかをより良く理解するために、図６及び図７は、Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３及びＴ４と指定された時間領域に細分されている。時間領域Ｔ１及びＴ２は、時間領域Ｔ３及びＴ４の二倍の幅であるように見えることに留意されたい。しかしながら、種々の時間領域のこれら相対幅は、図６及び図７で表される特定の経時的スナップショットのアーチファクトである。一般に、時間領域の各々は、モータの回転サイクルが進行するにつれて常に変化している（サイズが増大又は減少している）。

時間領域Ｔ１及びＴ２は、Ｔ３領域の両側に鏡面対称に配置された２つの半部分に分割されているように見えることにも留意されたい。図６及び図７において変調パターンの左側及び右側をどのようにカットオフしたかによって、２つのＴ４領域（各々、半幅）が１１０及び１１２に示されていることにも留意されたい。これらもまた、図６及び図７の作図方式のアーチファクトである。このページには１つのモータ回転サイクルのみが示されている。いずれにしても、図６及び図７の１２０における合成波形を参照すると、従来のスイッチングトロポジー（図６）の場合、ケースＵ−Ｖ、Ｕ−Ｗ及びＶ−Ｗの各々に対する合成波形は、時間領域Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３及びＴ４に関して以下のように表すことができることがわかる。
Ｕ−Ｗ＝Ｔ１＋Ｔ２
Ｕ−Ｖ＝Ｔ２
Ｖ−Ｗ＝Ｔ１

比較して、本開示の改善されたスイッチングトポロジーの場合、合成波形は、以下のように表すことができる。
Ｕ−Ｗ＝Ｔ１＋Ｔ２（従来と同じ）
Ｕ−Ｖ＝Ｔ１＋Ｔ３−Ｔ４（従来と異なる）
Ｖ−Ｗ＝Ｔ２＋Ｔ４−Ｔ３（従来と異なる）

これらの合成波形を調べると、従来の時間領域Ｔ３に存在するゼロベクトル条件（３つの相すべてが一緒に短絡される）は、改善されたスイッチングトポロジーでは回避されることがわかる。このことを理解するために、従来のケース（図６）では、時間領域Ｔ３において、上部トランジスタ２８Ｔはすべて同時にオンであり、下部トランジスタ２８Ｂはすべて同時にオフであることに留意されたい。比較して、改善されたトポロジー（図７）では、それぞれの上部トランジスタ２８Ｔ及び下部トランジスタ２８Ｂが時間領域Ｔ３においてすべて同じスイッチ・オン−オフ状態になることはない。したがってゼロベクトル条件が回避される。

ゼロベクトル条件が回避され、スイッチングトポロジーは異なるが、改善されたトポロジーは、それでも１２０度位相が離れた適正に形成された正弦波形を生成する。したがってモータ２６は、従来のトポロジーと同じ通電を受ける。改善されたトポロジーのパルス幅変調は、実際、従来の設計とは異なるが、それでもなお３つのモータコイルＬ１、Ｌ２及びＬ３を通って流れる合成正弦波電流は同じである。

これらのデューティサイクル変動が合成モータ駆動電流にどのように影響を与えるのかについての全体状況を理解するために、図３Ａ及び図３Ｂを参照されたい。図３Ａは従来の可変デューティサイクル制御スキームを示す一方、図３Ｂは改善された制御スキームを示す。これら２つの図面を比較すると、まず、それぞれのＵ、Ｖ及びＷ相モータ電流は同じであり、これらはすべて１２０度位相が離れた正弦波である。しかしながら、それぞれの可変デューティサイクル波形は異なる。このことを理解するために、２つの図面の領域１２１を比較されたい。

図８〜図１０は、論理ゲーティングされるスイッチング回路を使用してスプリアス電流の問題を排除する、別の実施形態を示す。この実施形態は、論理ゲーティング回路によって変調した、標準ソフトウェアで発生させた駆動信号を用い、この論理ゲーティング回路は、ＰＷＭ駆動回路８０の出力端子８４と、Ｈブリッジ回路１８のトランジスタ２８Ｔ及び２８Ｂのそれぞれのゲート端子との間に挟まれた、論理ゲート回路８６Ｔと８６Ｂとのペアを含む。論理ゲート回路８６Ｔ及び８６Ｂは、各々、図９に示すような個別の論理ゲートの相互接続を含む。図１２は、この論理ゲーティングされたスイッチング回路の実施形態についての合成波形を、比較のために図６の合成波形に相当する経時的スナップショットに対して示す。

図９を参照すると、論理ゲート回路８６（８６Ｔ及び８６Ｂ）は、ＰＷＭ駆動回路のＵ、Ｖ及びＷ上部及び下部端子にそれぞれ接続された３つの入力を有するＮＯＲゲート８８を使用する。ＮＯＲゲート８８の出力は、３つのＯＲゲート９０、９２及び９４の各々の１つの入力に結合される。これらＯＲゲートの各々は、図示したように、Ｕ、Ｖ及びＷ端子のうちの１つに接続された第２の入力を有する。ＯＲゲートは、Ｈブリッジ回路１８のトランジスタのゲートに印加されるそれぞれＵｏｕｔ、Ｖｏｕｔ及びＷｏｕｔ信号を提供する。

図９の論理ゲート回路は、ＮＯＲ及びＯＲゲートを用いるものとして示されているが、当業者であれば、異なるゲート及び／又はプログラムされたプロセッサで同じ論理出力を生成することができることを理解するであろう。この点に関して、論理ゲート回路８６についての真理表を示す図１０を参照する。この真理表を調べることによって、論理ゲート回路は、本質的に、図１０の９６及び１００に示す状態の論理を変更せずに通過させることがわかる。論理ゲート回路は、９８に示す状態の場合の論理極性を反転させる。換言すれば、９８に示すように、Ｕ、Ｖ及びＷ端子が（０，０，０）に設定されたとき、論理ゲート回路は（１，１，１）を出力する。

図５の実施形態に対するいくぶん異なるアプローチにおいて、図８〜図１０の実施形態は、論理ゲーティング回路を使用して、トランジスタがゼロベクトル条件の間にどのように通電されるかを変更することによって、ゼロベクトル条件の影響を排除する。このようにして、図８〜図１０の実施形態もまたスプリアス過渡電流の発生を軽減するのに有効である。さらに、図８〜図１０の実施形態は、モータをより効率的に駆動するという付加的な利点を有する。例として、Ｓｔａｎｌｅｙ Ｂｌａｃｋ ＆ ＤｅｃｋｅｒモデルＱＰＭ工具を使用して、以下のモータ電流を荷重下で全速にて測定した。
従来のスイッチングトポロジー使用：４００ｍＡ；
非ゼロベクトル・スイッチング使用（図５の実施形態）：＞４００ｍＡ；
論理ゲーティングされたスイッチング使用（図８の実施形態）：１００ｍＡ

改善された効率が、ゼロベクトル条件をハンドリングする方式から得られる。従来のスイッチングトポロジーにおいては、上で説明したように、ゼロベクトル・スイッチング状態に対処する試みはなんら行われていない。したがって従来のＰＷＭ駆動シーケンスの間に３つの相すべての端子が瞬間的に一緒に短絡する。一緒に短絡すると、結果として、モータの瞬間的な制動を生じさせる方向でモータ巻線を通って流れる電流が生じることになる。ゼロベクトル・スイッチング状態は非常に短いので、感知できるほどの正味の速度変化は検出されないが、それでもエネルギーは熱として失われる。

図５の非ゼロベクトル・スイッチングの実施形態では、ゼロベクトル・スイッチング状態が回避され、３つの相が従来の場合のように一緒に短絡されることはない。代わりに、相は、未形成の「ゼロベクトル」間隔の間、通常の流れとは反対の電流の流れを生成するように駆動される。したがって、その短い瞬間にモータは逆方向に通電される。このこともまた、瞬間的な制動を与える効果を有することになる。従来の場合と同様に、感知できる速度変化は検出されないが、ある程度のエネルギーは熱として失われる。

図８の論理ゲーティングされたスイッチングの実施形態では、相は、未形成の「ゼロベクトル」間隔の間、モータが単純に惰性運動することを可能にする導電状態に上部及び下部のトランジスタ・ペアが置かれるように駆動される。未形成の「ゼロベクトル」間隔の間、エネルギーは順方向又は逆方向にいずれにも印加されない。この結果として、モータによるエネルギー消費が全体としてより低くなり、それゆえ上記データにおいて示された改善された効率が説明される。

上記の実施形態の説明は、例証及び説明の目的で提示したものである。これは、網羅的であること又は開示を制限することを意図しない。特定の実施形態の個別の要素又は特徴は、一般にその特定の実施形態に限定されないが、具体的に示されるか又は説明されていなくても、適用可能な場合には、互換性があり、選択された実施形態で使用することができる。同じことは、多くの方式で変更することもできる。そのような変更は、開示からの逸脱とみなすべきではなく、そのような修正はすべて、本開示の範囲内に含まれることが意図される。

１０：工具
１２：ケーブル
１４：電子コントローラユニット
１６：ＤＣ給電部
１８：Ｈブリッジ回路
２０：コンピュータ又はプロセッサベースの制御回路
２２：ＡＣ電源
２４：ＧＦＩ回路
２６：モータ巻線
２８：トランジスタ
３０：ＤＣ給電レール
３２：接地レール
５０：駆動電流導体
５２：データ導体
５４、５６：編組シールド
５８：ジャケット
６０、６２、６４：モータコイル電流
７０、７２、７４：ＰＷＭ信号
８０：ＰＷＭ駆動回路
８４：出力端子
８６：論理ゲート回路
８８：ＮＯＲゲート
９０、９２、９４：ＯＲゲート
１００、１０２、１０４：時間間隔
１５０：ロータ
１５２：歯車装置
１５４：出力シャフト
１５６：工具ハンドル
１５８：回路基板
１６０：トルク変換器
１６２：ロータ位置フィードバックセンサ
Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３：モータコイル
Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４：時間領域

Claims (15)

1. 各々が３つの相のうちの１つに対応する、３つの相互接続されたモータコイルを有し、モータコイルの各々に複数のスイッチング回路コンポーネントの少なくとも１つを通して電流が供給されるタイプの三相モータの回転を制御する方法であって、
   前記モータの回転と同期して、前記スイッチング回路コンポーネントの各々に対する可変デューティサイクル・パルス幅変調信号を発生させるステップと、
   前記発生した可変デューティサイクル・パルス幅変調信号を用いてスイッチング回路コンポーネントを制御して、モータコイルのペアを選択的に電流伝導状態に置き、前記相の各々に対して関連付けられた変化する電圧を展開するステップと、
   前記３つの相の各々のデューティサイクルを監視して、他の２つの相の電圧間の電圧にある１つの相を識別するステップと、
   前記識別された１つの相に対して前記可変デューティサイクル・パルス幅変調信号を発生させて、前記他の２つの相の前記スイッチング回路コンポーネントが同時にスイッチ・オンになったときに前記識別された１つの相の前記スイッチング回路コンポーネントがスイッチ・オンにならないようにするステップと、
   を含むことを特徴とする方法。
2. 前記複数のスイッチング回路コンポーネントの各々は、トランジスタのペアを含み、前記トランジスタの一方はオンになったときにモータコイルに直流電圧を供給するように結合され、一方はオンになったときにモータコイルに接地電圧を供給するように結合されることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
3. 位置センサを用いて前記モータの瞬時位置を判定するステップと、前記瞬時位置を用いて、前記スイッチング回路コンポーネントの各々に対する前記可変デューティサイクル・パルス幅変調信号を前記モータの回転と同期した状態で維持するステップと、をさらに含むことを特徴とする、請求項１〜請求項２のいずれかに記載の方法。
4. プログラムされたプロセッサを用いて前記可変デューティサイクル・パルス幅変調信号を発生させるステップをさらに含むことを特徴とする、請求項１〜請求項３のいずれかに記載の方法。
5. 前記スイッチング回路コンポーネントの各々に対する可変デューティサイクル・パルス幅変調信号を発生させる前記ステップは、時間変化する鋸波形を発生させること、及び、プロセッサを用いて、動的に変化する基準値を発生させてこれを前記鋸波形と比較することによって行われることを特徴とする、請求項１〜請求項４のいずれかに記載の方法。
6. 前記変化する電圧を監視する前記ステップは、前記それぞれのモータコイルに結合された電圧検知回路を用いることによって行われることを特徴とする、請求項１〜請求項５のいずれかに記載の方法。
7. 前記可変デューティサイクル・パルス幅変調信号を発生させるようにプログラムされたプロセッサを用いるステップをさらに含み、前記プロセッサは、前記パルス幅変調信号のそれぞれの論理オン−オフ状態を監視するように、及び、前記識別された１つの相の前記論理オン−オフ状態を制御して、前記他の２つの相が同時に同じ論理オン−オフ状態にあるときに前記識別された１つの相が前記他の２つの相に対して反対極性のままであるようにするように、プログラムされたことを特徴とする、請求項１〜請求項６のいずれかに記載の方法。
8. 各々が３つの相のうちの１つに対応する、３つの相互接続されたモータコイルを有し、モータコイルの各々に複数のスイッチング回路コンポーネントの少なくとも１つを通して電流が供給されるタイプの三相モータの回転を制御する際に使用するための、非一時的コンピュータ可読媒体であって、前記非一時的コンピュータ可読媒体は、プロセッサによって動作させたときに、前記プロセッサに請求項１〜請求項７のいずれかに記載の方法を行わせる、実行可能なプログラムを格納することを特徴とする、非一時的コンピュータ可読媒体。
9. 各々が３つの相のうちの１つに対応する、３つの相互接続されたモータコイルを有するタイプの三相モータの回転を制御するための回路であって、
   各々が前記モータに接続され、前記コイルの１つに電流を供給する、複数のスイッチング回路コンポーネントと、
   前記モータの回転と同期して、前記スイッチング回路コンポーネントの各々に対する可変デューティサイクル・パルス幅変調信号を生成する信号発生器回路であって、
   前記複数のスイッチング回路コンポーネントに結合されており、前記スイッチング回路コンポーネントがモータコイルのペアを選択的に電流伝導状態に置くように、及び、前記相の各々に対して関連付けられた変化する電圧を展開させるようにする、信号発生器回路と、
   前記３つの相の各々に関連付けられた前記変化する電圧を監視して、他の２つの相の電圧間の電圧にある１つの相を識別する、電圧検知及び監視回路と、
   を含み、
   前記信号発生器回路は、前記電圧検知及び監視回路に対して応答性であり、前記識別された１つの相に対して前記可変デューティサイクル・パルス幅変調信号を発生させるように構成され、前記他の２つの相の前記スイッチング回路コンポーネントが同時にスイッチ・オンになったときに前記識別された１つの相の前記スイッチング回路コンポーネントがスイッチ・オンにならないようにする、
   ことを特徴とする、回路。
10. 各々が３つの相のうちの１つに対応する、３つの相互接続されたモータコイルを有するタイプの三相モータの回転を制御するための回路であって、
    各々が前記モータに接続され、前記コイルの１つに電流を供給する、複数のスイッチング回路コンポーネントと、
    前記モータの回転と同期して、前記スイッチング回路コンポーネントの各々に対する可変デューティサイクル・パルス幅変調信号を生成する信号発生器回路と、
    前記信号発生器回路及び前記スイッチング回路コンポーネントに結合された論理ゲーティング回路と、を含み、前記論理ゲーティング回路は、前記スイッチング回路コンポーネントがモータコイルのペアを選択的に電流伝導状態に置くようにさせて、前記可変デューティサイクル・パルス幅変調信号が各々同時に同じ論理オン−オフ状態にあるときに前記論理ゲーティング回路が前記スイッチング回路コンポーネントの各々に論理オフ状態を供給するように動作可能であることを特徴とする、回路。
11. 前記複数のスイッチング回路コンポーネントの各々は、トランジスタのペアを含み、前記トランジスタの一方はオンになったときにモータコイルに直流電圧を供給するように結合され、一方はオンになったときにモータコイルに接地電圧を供給するように結合されることを特徴とする、請求項９〜請求項１０のいずれかに記載の回路。
12. 前記モータの瞬時位置を判定する位置センサをさらに含み、前記信号発生器は、前記瞬時位置を用いて、前記スイッチング回路コンポーネントの各々に対する前記可変デューティサイクル・パルス幅変調信号を前記モータの回転と同期した状態で維持することを特徴とする、請求項９〜請求項１１のいずれかに記載の回路。
13. 前記信号発生器回路は、前記可変デューティサイクル・パルス幅変調信号を発生させるようにプログラムされたプロセッサであることを特徴とする、請求項９〜請求項１２のいずれかに記載の回路。
14. 前記プロセッサは、時間変化する鋸波形を受け取ること、及び、動的に変化する基準値を発生させてこれを前記鋸波形と比較することによって、前記スイッチング回路コンポーネントの各々に対する前記可変デューティサイクル・パルス幅変調信号を発生させるようにプログラムされたことを特徴とする、請求項９〜請求項１３のいずれかに記載の回路。
15. 前記プロセッサは、前記パルス幅変調信号のそれぞれの論理オン−オフ状態を監視するように、及び、前記識別された１つの相の前記論理オン−オフ状態を制御して、前記他の２つの相が同時に同じ論理オン−オフ状態にあるときに前記識別された１つの相が前記他の２つの相に対して反対極性のままであるようにするように、プログラムされたことを特徴とする、請求項９〜請求項１４のいずれかに記載の回路。

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