JP2007104743A

JP2007104743A - 電動機制御装置

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Publication number: JP2007104743A
Application number: JP2005287516A
Authority: JP
Inventors: Seijiro Yamamoto; 成二郎山本; Satoshi Ogasawara; 悟司小笠原; Suguru Goto; 英後藤
Original assignee: Utsunomiya University; JATCO Ltd
Current assignee: Utsunomiya University; JATCO Ltd
Priority date: 2005-09-30
Filing date: 2005-09-30
Publication date: 2007-04-19
Anticipated expiration: 2025-09-30
Also published as: JP4261537B2

Abstract

【課題】無接点方式で電動機の切り離しを行うことができ、他の電動機の負荷を低減できる電動機制御装置を提供する。
【解決手段】少なくとも第一及び第二の二つの電動機（１２、１４）を制御する電動機制御装置（１６）は、前記第一の電動機の電源線をマトリクスコンバータ（１９）の入出力の一方に接続すると共に、前記第二の電動機の電源線をマトリクスコンバータ（１９）の入出力の他方に接続し、且つ、前記マトリクスコンバータ（１９）の入出力の他方にインバータ（１８）を介してバッテリ（１７）を接続し、このインバータ（１８）を介して前記マトリクスコンバータ（１９）または前記第二の電動機（１２）にバッテリ（１７）からの電力を供給し得るように構成されている。
【選択図】図１

Description

本発明は、電動機制御装置に関し、少なくとも二つの電動機を備えた、たとえば、電気自動車やハイブリッド自動車に適用できる電動機制御装置に関する。

走行時の静粛性や大気を汚さない点で今後の発展が大いに期待されている電気自動車またはハイブリッド自動車の従来技術としては、たとえば、下記の特許文献１に記載されたものがある。

図１５は、従来技術のブロック図である。この図において、前輪１、１は、第一の電動機２によって駆動可能であり、また、後輪３、３は、第二の電動機４によって駆動可能である。第一の電動機２及び第二の電動機４には、各々の駆動時に、それぞれ専用のインバータ（第一のインバータ５、第二のインバータ６）から三相交流が供給されるようになっており、それらのインバータ５、６には、バッテリ７から直流電源が供給されるようになっている。

ここで、バッテリ７と後輪用の第二のインバータ６との間に設けられているリレー接点７の必要理由は、同文献によれば、以下のとおりである。まず、説明の都合上、リレー接点７がないものと考える。すなわち、バッテリ７と後輪用の第二のインバータ６が直結されているものと考える。この場合、たとえば、第一の電動機２で前輪１、１を駆動すると、第二の電動機４は、後輪３、３の従動回転に伴って“発電機”として動作するため、第一の電動機２で発生した駆動力の一部が前記の負荷の消費に回されてしまい車両の駆動効率が悪くなる。

これに対して、図示のように、バッテリ７と後輪用の第二のインバータ６との間にリレー接点７を設けておき、第一の電動機２で前輪１、１を駆動するときに、そのリレー接点７を遮断するようにすれば、第二の電動機４が発電機として動作しなくなるので、前記の不都合（車両の駆動効率の悪化）を解消できる。

特開２０００−２５３５１２号公報

しかしながら、前記の従来技術は、機械的な接点部品（リレー接点７）を必要とするので、接点損傷などのトラブル発生の可能性を否めないという問題点がある。また、当該接点部品は大電流用であるため、サイズが大きく、しかも、高価である。これにより、配置レイアウト等の設計上の制約や、車両のコストアップを招くという問題点もある。

本発明は、上記の不都合に鑑みてなされてものであり、その目的とするところは、無接点方式で電動機の切り離しを行うことができ、他の電動機の負荷を低減できる電動機制御装置を提供することにある。

本発明に係る電動機制御装置は、少なくとも第一及び第二の二つの電動機を制御する電動機制御装置において、前記第一の電動機の電源線をマトリクスコンバータの入出力の一方に接続すると共に、前記第二の電動機の電源線をマトリクスコンバータの入出力の他方に接続し、且つ、前記マトリクスコンバータの入出力の他方にインバータを介してバッテリを接続し、このインバータを介して前記マトリクスコンバータまたは前記第二の電動機にバッテリからの電力を供給し得るように構成したことを特徴とするものである。
または、前記インバータのスイッチングを制御する第一の制御手段と、前記マトリクスコンバータのスイッチングを制御する第二の制御手段とを備え、前記第二の制御手段は、前記第一の制御手段のスイッチングに関わる情報を参考にしながら前記マトリクスコンバータのスイッチングを制御することを特徴とするものである。
または、前記第一の制御手段のスイッチングに関わる情報は、前記インバータの制御周期に対する当該インバータの出力電圧ベクトルの時間比率の情報であることを特徴とするものである。
または、前記第一の制御手段は、前記第二の電動機の定格周波数の電圧を出力し、または、前記第二の電動機を非作動状態にし得る高周波数の電圧を出力することを特徴とするものである。

本発明によれば、第一の電動機の動作に必要な電力を、マトリクスコンバータ及びインバータを介してバッテリから供給することができる。
また、マトリクスコンバータのスイッチングを制御する際に、インバータのスイッチングに関わる情報（たとえば、インバータの制御周期に対する当該インバータの出力電圧ベクトルの時間比率の情報）を参考にしながら制御するようにすれば、時々刻々と変化するマトリクスコンバータの入力条件（つまり、インバータの出力電圧やその周波数）の影響を受けることなく、マトリクスコンバータの出力条件を所望の値（指令値）に制御することができる。
また、このように、インバータの出力電圧やその周波数の影響を受けることなく、マトリクスコンバータの出力条件を所望の値（指令値）に制御することができるので、「無接点方式で電動機の切り離しを行うことができ、他の電動機の負荷を低減できる電動機制御装置を提供する」ことが可能になる。
すなわち、電動機の駆動周波数を高めていくと、それに伴って電動機の同期回転速度Ｎｓも高くなるが、ある上限周波数に達したときに同期回転速度Ｎｓがゼロとなって電動機が非動作状態に陥る。この事実を利用し、第二の電動機をシステムから離す際には、インバータの出力周波数を上限周波数またはそれよりも高い周波数にし、一方、第二の電動機を動作状態に制御する際には、インバータの出力周波数を定格周波数にすればよい。
ちなみに、インバータの出力周波数を上限周波数またはそれよりも高い周波数にしたり、あるいは、定格周波数にしたりしても、第一の電動機の動作には何らの影響も与えない。上記のとおり、「インバータの出力電圧やその周波数の影響を受けることなく、マトリクスコンバータの出力条件を所望の値（指令値）に制御することができる」からである。

以下、本発明の実施例を、特にそれに限定しないがハブリッド自動車への適用を例にして、図面を参照しながら説明する。なお、以下の説明における様々な細部の特定ないし実例および数値や文字列その他の記号の例示は、本発明の思想を明瞭にするための、あくまでも参考であって、それらのすべてまたは一部によって本発明の思想が限定されないことは明らかである。また、周知の手法、周知の手順、周知のアーキテクチャおよび周知の回路構成等（以下「周知事項」）についてはその細部にわたる説明を避けるが、これも説明を簡潔にするためであって、これら周知事項のすべてまたは一部を意図的に排除するものではない。かかる周知事項は本発明の出願時点で当業者の知り得るところであるので、以下の説明に当然含まれている。

なお、一般的に“電動機”とは、電力の供給を受けて回転力を発生する機械（モータ；略号Ｍ）のことをいうが、電動機は“発電機”（ジェネレータ；略号Ｇ）としても動作するから、正確には電動／発電機（モータジェネレータ；略号Ｍ／Ｇ）である。本明細書では、通常は電動／発電機（Ｍ／Ｇ）と呼称するものとし、特に、そのときの機能（動作状態）に着目する場合に、電動機（Ｍ）または発電機（Ｇ）と呼称することにする。

図１は、実施形態のブロック図である。この図において、前輪１０、１０は、内燃機関（以下、エンジンという）１１または第一の電動／発電機１２によって駆動可能であり、また、後輪１３、１３は、第二の電動／発電機１４によって駆動可能である。

図２は、第一の電動／発電機１２及び第二の電動／発電機１４の動作概念図である。図示のハイブリッド自動車１５は、不図示の運転操作手段（もっぱら運転者によって操作されるアクセルペダルや、制動装置及び操舵装置など）から出力される様々な運転条件を示す信号（たとえば、車速信号等）に基づいて、同図（ａ）に示すように、エンジン１１または第一の電動／発電機１２のいずれか一方または双方を用いて前輪１０、１０を駆動することができる。この場合、第一の電動／発電機１２は“電動機（Ｍ）”として動作する。また、前輪１２、１２の駆動力が不足するおそれがある場合には、第二の電動／発電機１４を用いて後輪１３、１３を補助駆動することもできる。この場合、第二の電動／発電機１４も“電動機（Ｍ）”として動作する。さらに、同図（ｂ）に示すように、第一の電動／発電機１２を用いてエンジン１１を始動できるようにもなっており、この場合も、第一の電動／発電機１２は“電動機（Ｍ）”として動作する。あるいは、同図（ｃ）に示すように、第一の電動／発電機１２または第二の電動／発電機１４を用いて、後述のバッテリ１７を充電できるようになっており、この場合、第一の電動／発電機１２または第二の電動／発電機１４は“発電機（Ｇ）”として動作する。

図示のハイブリッド自動車１５は、第一及び第二の電動／発電機１２、１４の動作を制御するための制御装置（以下、電動機制御装置）１６を搭載する。

図３は、電動機制御装置１６のブロック図である。この電動機制御装置１６は、バッテリ１７に接続されたインバータ１８と、マトリクスコンバータ１９と、制御部２０とを含み、マトリクスコンバータ１９の一端側（図面の左側）に第一の電動／発電機１２を接続し、マトリクスコンバータ１９の他端側（図面の右側）に、第二の電動／発電機１４及びインバータ１８を接続して構成する。

マトリクスコンバータ１９の一端側に接続された第一の電動／発電機１２の三相出力（Ｕ、Ｖ及びＷ）の各線間には電圧平滑用のコンデンサ２１〜２３が入れられている。また、それらのＵ、Ｖ及びＷの電圧Ｖ_1fbをモニタするための電圧センサ２４が設けられている。一方、マトリクスコンバータ１９の他端側に接続された第二の電動／発電機１４の三相入力（Ｒ、Ｓ及びＴ）のＲ、Ｓ、Ｔの電流Ｉ_2fbをモニタするための電流センサ２５が設けられている。

さらに、マトリクスコンバータ１９の他端側のＲ、Ｓ及びＴとインバータ１８の間にはコイル２６〜２８が直列に入れられている。これらのコイル２６〜２８の役割はインバータ１８からマトリクスコンバータ１９に流れ込む電流の平滑用である。これらのコイル２６〜２８の挿入位置は、インバータ１８とマトリクスコンバータ１９との間であればよく、たとえば、同図（ｂ）に示すように、マトリクスコンバータ１９側に設けてもよい。なお、これらのコイル２６〜２８については、第二の電動／発電機１４の内部インダクタンスが充分に大きい場合は、そのインダクタンスで代用することも可能である。

図４は、制御部２０のブロック図である。この図において、制御部２０は、運転条件に対応した電流指令値Ｉ_1refを生成出力する電流指令部２０ａと、運転条件に対応した電圧指令値Ｖ_2refを生成出力する電圧指令部２０ｂと、電圧センサ２４からの検出電圧Ｖ_1fbや電流センサ２５からの検出電流Ｉ_2fb及び電流指令部２０ａで生成された電流指令値Ｉ_1ref並びに電圧指令部２０ｂで生成された電圧指令値Ｖ_2refに基づいてマトリクスコンバータ１９の制御信号Ｓｕｒ、Ｓｕｓ、Ｓｕｔ、Ｓｖｒ、Ｓｖｓ、Ｓｖｔ、Ｓｗｒ、Ｓｗｓ、Ｓｗｔを生成出力するマトリクスコンバータスイッチング信号生成部２０ｃと、運転条件に従ってインバータ１８の制御信号Ｓｒｐ、Ｓｓｐ、Ｓｔｐ、Ｓｒｎ、Ｓｓｎ、Ｓｓｔを生成出力するインバータスイッチング信号生成部２０ｄとを備える。

なお、インバータスイッチング信号生成部２０ｄで生成された各制御信号は、マトリクスコンバータスイッチング信号生成部２０ｃにも出力されており、マトリクスコンバータスイッチング信号生成部２０ｃは、上記の各指令値（Ｉ_1ref、Ｖ_2ref）や検出電圧（Ｖ_1fb）及び検出電流（Ｉ_2fb）に加えて、これらの制御信号Ｓｒｐ、Ｓｓｐ、Ｓｔｐ、Ｓｒｎ、Ｓｓｎ、Ｓｓｔに従って、マトリクスコンバータ１９の制御信号Ｓｕｒ、Ｓｕｓ、Ｓｕｔ、Ｓｖｒ、Ｓｖｓ、Ｓｖｔ、Ｓｗｒ、Ｓｗｓ、Ｓｗｔを生成出力する。

図５は、マトリクスコンバータ１９の構成図である。マトリクスコンバータ１９は三相交流を任意周波数や任意電圧の三相交流に変換するＡＣ−ＡＣ変換器の一種である。図中の丸印記号は双方向性のスイッチング素子２９〜３７を模式化したものであり、これらのスイッチング素子２９〜３７はｎ² 個設けられている。ｎはマトリクスコンバータ１９の入出力の相数であり、ｎ＝３であるから、スイッチング素子２９〜３７の数は本実施形態の場合、全部で９個である。これらのスイッチング素子２９〜３７には、逆電圧阻止能力の高いＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistorの略）が用いられる。

同図（ｂ）に示すように、スイッチング素子２９〜３７をＩＧＢＴで構成した場合、スイッチング素子２９〜３７の各々は、ＭＯＳ＿ＦＥＴとバイポーラトランジスタの対を二組（以下、図面に正対して上部組３８と下部組３９という）備えた構造を有しており、上部組３８と下部組３９のバイポーラトランジスタのコレクタとエミッタを逆向きに接続して構成されている。このような構成によれば、上部組３８のゲートに加える制御信号Ｓａをアクティブにすると、電流が図面の右から左へと流れ（矢印ア）、一方、下部組３９のゲートに加える制御信号Ｓｂをアクティブにすると、電流が図面の左から右へと逆向きに流れる（矢印イ）。これにより、双方向性のスイッチング作用が得られる。

なお、同図（ａ）中のＳｕｒ、Ｓｕｓ、Ｓｕｔ、Ｓｖｒ、Ｓｖｓ、Ｓｖｔ、Ｓｗｒ、Ｓｗｓ、Ｓｗｔは、スイッチング素子２９〜３７のそれぞれの制御信号である。“ｕ”、“ｖ”及び“ｗ”は、第一の電動／発電機１２の三相出力を表し、“ｒ”、“ｓ”及び“ｔ”は、第二の電動／発電機１４の三相入力を表している。

Ｓｕｒをアクティブにすると、第一の電動／発電機１２の三相出力のＵと第二の電動／発電機１４の三相入力のＲが接続され、Ｓｕｓをアクティブにすると、第一の電動／発電機１２の三相出力のＵと第二の電動／発電機１４の三相入力のＳが接続され、Ｓｕｔをアクティブにすると、第一の電動／発電機１２の三相出力のＵと第二の電動／発電機１４の三相入力のＴが接続され、Ｓｖｒをアクティブにすると、第一の電動／発電機１２の三相出力のＶと第二の電動／発電機１４の三相入力のＲが接続され、Ｓｖｓをアクティブにすると、第一の電動／発電機１２の三相出力のＶと第二の電動／発電機１４の三相入力のＳが接続され、Ｓｖｔをアクティブにすると、第一の電動／発電機１２の三相出力のＶと第二の電動／発電機１４の三相入力のＴが接続され、Ｓｗｒをアクティブにすると、第一の電動／発電機１２の三相出力のＷと第二の電動／発電機１４の三相入力のＲが接続され、Ｓｗｓをアクティブにすると、第一の電動／発電機１２の三相出力のＷと第二の電動／発電機１４の三相入力のＳが接続され、Ｓｗｔをアクティブにすると、第一の電動／発電機１２の三相出力のＷと第二の電動／発電機１４の三相入力のＴが接続される。

図６は、インバータ１８の構成図である。インバータ１８は直流と三相交流の変換又は三相交流と直流の変換を行うＡＣ−ＤＣまたはＤＣ−ＡＣ変換器の一種である。インバータ１８の直流（ＤＣ）側には、バッテリ１７の正極性線（Ｐ）と負極性線（Ｎ）が接続されており、インバータ１８の三相交流（ＡＣ）側には、Ｒ、Ｓ及びＴ線が接続されている。Ｒ、Ｓ及びＴとＰ、並びに、Ｓ及びＴとＮの間には、全部で６個のスイッチング素子４０〜４５が挿入されており、これらのスイッチング素子４０〜４５を適切なタイミングでオンオフすることにより、バッテリ１７の直流電圧を所望電圧の三相交流に変換（ＤＣ−ＡＣ変換）し、または、三相交流を直流電圧に変換（ＡＣ−ＤＣ変換）することができる。

図中のＳｒｐ、Ｓｓｐ、Ｓｔｐ、Ｓｒｎ、Ｓｓｎ、Ｓｔｎは、スイッチング素子４０〜４５のそれぞれの制御信号である。“ｒ”、“ｓ”及び“ｔ”は、三相交流の各線を表し、“ｐ”及び“ｎ”は、バッテリ１７の正極性線及び負極性線を表している。

Ｓｒｐをアクティブにすると、三相交流のＲとバッテリ１７の正極性線が接続され、Ｓｓｐをアクティブにすると、三相交流のＳとバッテリ１７の正極性線が接続され、Ｓｔｐをアクティブにすると、三相交流のＴとバッテリ１７の正極性線が接続され、Ｓｒｎをアクティブにすると、三相交流のＲとバッテリ１７の負極性線が接続され、Ｓｓｎをアクティブにすると、三相交流のＳとバッテリ１７の負極性線が接続され、Ｓｔｎをアクティブにすると、三相交流のＴとバッテリ１７の負極性線が接続される。

ここで、Ｓｒｎ、Ｓｓｎ及びＳｔｎの三つの制御信号が共にアクティブになるとき、バッテリ１７の負極性線（Ｎ）につながる３個のスイッチング素子４３、４４、４５が揃ってオンになる。このため、これらのスイッチング素子４３、４４、４５を通して三相交流のＲ、Ｓ及びＴとバッテリ１７の負極性線（Ｎ）との間が接続されてしまい、Ｒ、Ｓ及びＴの線間にバッテリ１７の電圧が現れなくなる。この状態（３個のスイッチング素子４３、４４、４５が揃ってオンになる状態）は、インバータ１８の出力電圧ベクトルのうちの零ベクトル（後述のＶ₀、Ｖ₇）の状態に相当する。

以上の構成において、マトリクスコンバータ１９は、その入力（第一の電動／発電機１２を接続した側）を電圧源的に動作させ、且つ、出力を電流源的に動作させる必要がある。このため、先に説明（図３参照）したように、入力側に電圧平滑用のコンデンサ２１〜２３を入れ、出力側に電流平滑用のコイル２６〜２８を入れている。

さて、図３の構成において、エンジン１１を用いずに、第一の電動／発電機１２だけで前輪１０、１０を駆動する場合、この第一の電動／発電機１２への電力供給は、マトリクスコンバータ１９及びインバータ１８を介してバッテリ１７から行わなければならないが、マトリクスコンバータ１９とインバータ１８の間の交流端子の電力は、電圧と電流及び力率の積に比例するので、このままでは、第一の電動／発電機１２に電力を供給できない。インバータ１８からマトリクスコンバータ１９に常に電力を供給するには、インバータ１８の交流出力（Ｒ、Ｓ及びＴ）のどこかの線間に常にバッテリ１７の電圧が現れていなければならないからである。

つまり、インバータ１８の制御信号のＳｒｐ、Ｓｓｐ及びＳｔｐがすべてオンになったとき、又は、同制御信号のＳｒｎ、Ｓｓｎ及びＳｔｎがすべてオンになったときには、マトリクスコンバータ１９の交流出力（Ｒ、Ｓ及びＴ）が瞬時ゼロ電圧となってしまい、バッテリ１７から第一の電動／発電機１２への電力の授受ができなくなるからである。

このような“瞬時ゼロ電圧”の存在により、従来からよく用いられてきたマトリクスコンバータの制御法、たとえば、三角波正弦波比較方式や、空間ベクトル変調等のＰＷＭ制御法などは使用できない。

そこで、本発明では、ＩＰＭモータ（ＩＰＭとはInterior Permanent Magnetic の略。ＩＰＭモータは希土類永久磁石をロータ深くに配置することによりマグネットトルクとリラクタンストルクを最高に引き出す電磁構造にしたもの。高トルクと最高の効率／低発熱を実現する。）の突極性に基づく位置推定のために開発された冗長なベクトルを用いたＰＷＭ制御法（以下、便宜的に「ベクトルＰＷＭ制御法」という）を使用する。ベクトルＰＷＭ制御法は、インバータの出力電圧ベクトルのうちの零ベクトル（後述のＶ₀、Ｖ₇）を除く６つの電圧ベクトル（後述のＶ₁〜Ｖ₆）をすべて用いて任意の平均出力電圧ベクトルを生成するというものである。零ベクトルを使用しないので、上記の瞬時ゼロ電圧の存在に影響されない。

以下、ベクトルＰＷＭ制御法について概説する。
インバータ１８の平均出力電圧ベクトルと各電圧ベクトルとの間には、次式（１）及び次式（２）の関係がある。

ここで、ζ_kは、ＰＷＭ周期に対する時間比率、すなわち、インバータ１８の電圧ベクトルＶ_k （ｋは０〜７；以下同様）が出力されている割合を表す。また、ｓ_k は、１または０の値をとり、変調周期の間にＶ_k が出力電圧ベクトルとして選択されるか否かを示す（１は選択、０は非選択）。上式（１）は、使用したすべての電圧ベクトルの出力時間がＰＷＭ周期と一致していることを意味している。ｓ_k の選択により様々な条件の運転が可能になる。

図７は、インバータ１８の出力電圧ベクトルの模式図及び出力電圧ベクトルごとのインバータ１８のスイッチング状態を示す図である。同図（ａ）において、縦軸はβ成分、横軸はα成分であり、Ｖ₀、Ｖ₇は零ベクトル、Ｖ₁〜Ｖ₆は零ベクトル以外の６つの電圧ベクトルである。この図においては、一例として、６つの電圧ベクトルのうちのＶ₃ベクトルのα軸成分とβ軸成分として、Ｖ_3α、Ｖ_3βが示されている。

また、同図（ｂ）において、表欄内の１は制御信号（Ｓｒｐ、Ｓｒｎ・・・・）のアクティブ（その制御信号に対応するスイッチング素子４０〜４５がオンになる）を示し、０はインアクティブ（その制御信号に対応するスイッチング素子４０〜４５がオフになる）を示している。破線で囲まれた範囲が零ベクトル（Ｖ₀、Ｖ₇）を除く６つの電圧ベクトル（Ｖ₁〜Ｖ₆）である。この範囲内においては、Ｓｒｐ、Ｓｓｐ及びＳｔｐの三つの制御信号、または、Ｓｒｎ、Ｓｓｎ及びＳｔｎの三つの制御信号がそれぞれ揃ってアクティブになることはない。

本発明では、以下に説明するように、これらの６つの電圧ベクトル（Ｖ₁〜Ｖ₆）の制御信号のみを操作することにより、インバータ１８とマトリクスコンバータ１９の間の平均出力が、たとえ、零であったとしても、線間にバッテリ１７の電圧が常に印加されている状態、つまり、前述の「瞬時ゼロ電圧が発生しない状態」を作り出し、これにより、第一の電動／発電機１２に所要の電力供給を行うことができるようにしている。

まず、上式（１）より次式（３）を得る。

ここで、ｅ_α、ｅ_βは、インバータ１８の平均出力電圧ベクトルの直交二相成分を表しており、この直交二相成分ｅ_α、ｅ_βと、インバータ１８のＲ、Ｓ、Ｔ相に出力される平均電圧ｖｒ、ｖｓ、ｖｔとの間には、次式（４）の関係がある。

式（３）に、ｓ_k及びＶ_kαとＶ_kβの具体的数値を代入すると、次式（５）が得られる。

図８は、インバータ１８のＰＷＭパターンを示す図である。この図に示すように、Ｒ、Ｓ及びＴのいずれも零ベクトル（Ｖ₀、Ｖ₇）を除く６つの電圧ベクトル（Ｖ₁〜Ｖ₆）を対象にした制御の繰り返しになっており、これは、前式（１）及び前式（２）のｓ_kを、ｓ₀＝ｓ₇＝０、ｓ₁＝ｓ₂＝・・・・＝ｓ₆＝１としたからである。ここに、０は非選択、１は選択である。つまり、ｓ₀とｓ₇は非選択、ｓ₁〜ｓ₆は選択である。

零ベクトルを除く６種類の電圧ベクトル（Ｖ₁〜Ｖ₆）を用いて任意の平均出力電圧を得るためには、式（５）から、ζ₁〜ζ₆（各電圧ベクトルの時間比率）を求めなければならない。しかし、式（５）は不定形（未知数の数が方程式の数よりも多い）であり、無数の解が存在するため、そのままではζ₁〜ζ₆を求めることができない。そこで、不定形の場合でも近似解を求めることができる疑似行列を用いて各電圧ベクトルの時間比率ζ₁〜ζ₆を算出することにする。

式（５）を簡略化すると、

と表すことができる。ζは、この式（６）の右側疑似逆行列を用いて、

のように求めることができる。ここで、式（７）のＦ^RMは、右側疑似逆行列を表し、次式（８）で定義される。

この式（８）を解くことにより、次式（９）に示すように、零ベクトルＶ₀、Ｖ₇を除く６つの電圧ベクトルＶ₁〜Ｖ₆の時間比率ζ₁〜ζ₆を算出することができる。

すなわち、式（９）展開して、

が得られる。Ｅｄは、バッテリ１７の電圧である。

このように、零ベクトルを除く６種類の電圧ベクトルを用いることにより、たとえ、平均出力電圧がゼロであったとしても、インバータ１８の出力の線間に常にバッテリ１７の電圧Ｅｄが印加された状態を作り出すことができる。したがって、前記したように、「エンジン１１を用いずに、第一の電動／発電機１２だけで前輪１０、１０を駆動する場合」、この第一の電動／発電機１２への電力供給を、マトリクスコンバータ１９及びインバータ１８を介してバッテリ１７から支障なく行うことができる。

また、式（１０）より、時間比率ｔ₁〜ｔ₆の大きさは、インバータ１８の電圧指令値である“ｅ_α”及び“ｅ_β”によって決定されるが、ｔ₁＋ｔ₆、ｔ₂＋ｔ₅、ｔ₄＋ｔ₃は、いずれも“（１／３）Ｔ一定”という性質がある。本実施例では、この性質を利用してマトリクスコンバータ１９のスイッチング制御を行う。

マトリクスコンバータ１９の入力電圧は、インバータ１８のスイッチングによって時々刻々と変化する一方、マトリクスコンバータ１９の出力電圧は、制御目標（指令値）に合致するように制御しなければならない。つまり、時々刻々と変化する入力電圧の影響を考慮しつつ、所望の出力電圧に制御しなければならない点で、マトリクスコンバータ１９のスイッチング制御に困難さが伴う。しかし、上記のとおり、インバータ１８の時間比率ｔ₁〜ｔ₆は、ｔ₁＋ｔ₆、ｔ₂＋ｔ₅、ｔ₄＋ｔ₃のいずれも“（１／３）Ｔ一定”という性質があるため、この性質を利用して、マトリクスコンバータ１９の出力電圧のパルス幅を制御することにより、時々刻々と変化する入力電圧の影響を受けることなく、所望の出力電圧に制御することが可能になる。

図９は、マトリクスコンバータ１９の制御シーケンスを示す図である。図示の波形は、上から順にインバータ１８のスイッチング素子４０に加えられる制御信号Ｓｒｐ（図６参照）のスイッチング状態、マトリクスコンバータ１９のスイッチング素子２９に加えられる制御信号Ｓｕｒ（図５参照）のスイッチング状態、マトリクスコンバータ１９のＵ相の出力電圧Ｖｕを表している。

また、Ｔ（周期I及び周期II）は、インバータ１８の制御周期Ｔ（図８参照）と同一の周期を示しており、したがって、インバータ１８とマトリクスコンバータ１９の制御は、かかる周期Ｔに同期して行われる。なお、図示の例は、簡単化のために、マトリクスコンバータ１９の出力の一つの相（便宜的にＵ）を表したものであり、さらに、前提として、インバータ１８の平均出力電圧がゼロで、且つ、Ｖuの平均電圧がバッテリ１７の電圧Ｅｄの約５０％以上となるような出力電圧指令値がマトリクスコンバータ１９に与えられているときのものである。

図示の波形で重要な点は、マトリクスコンバータ１９のＵ相の出力電圧Ｖｕの立ち上がりと立ち下がりのタイミングにある。つまり、Ｕ相の出力電圧Ｖｕを決定するのは、Ｖｕの波形の立ち上がりから立ち下がりまでの時間（パルス幅）であるが、本実施形態では、それらの立ち上がりと立ち下がりのタイミングを、ＳｒｐまたはＳｒｕの立ち下がりタイミングで規定している。

具体的には、周期IではＳｒｐの立ち下がりでＶｕの立ち上がりを規定すると共に、Ｓｒｕの立ち下がりでＶｕの立ち下がりを規定し、一方、周期IIではＳｒｕの立ち下がりでＶｕの立ち上がりを規定すると共に、Ｓｒｐの立ち下がりでＶｕの立ち下がりを規定する。

したがって、周期Iでは、Ｓｒｐの立ち下がりからＳｒｕの立ち下がりまでの時間がＶｕのパルス幅となり、一方、周期IIでは、Ｓｒｕの立ち下がりからＳｒｐの立ち下がりまでの時間がＶｕのパルス幅となる。先に説明したとおり、Ｓｒｐの立ち下がりタイミングは、インバータ１８の出力電圧に対応して時々刻々と変化するが、このＳｒｐの立ち下がりタイミングを検出し、その検出時点から所要の時間（マトリクスコンバータ１９の出力電圧が指令値に合致するＶｕのパルス幅が得られる時間）が経過した時点で、Ｓｒｕが立ち下がるように制御すればよい。このようにすると、時々刻々と変化する入力電圧（インバータ１８の出力電圧）の影響を受けることなく、マトリクスコンバータ１９の出力電圧を所望の値（指令値）に制御することができる。

図１０は、ＳｒｐとＳｒｕからＶｕを作り出すための論理回路図である。この論理回路は、正論理入力の第一のアンドゲート４６と、負論理入力の第二のアンドゲート４７と、オアゲート４８とからなり、Ｓｒｐを第一のアンドゲート４６と第二のアンドゲート４７の一方入力に加えるとともに、Ｓｒｕを第一のアンドゲート４６と第二のアンドゲート４７の他方入力に加え、第一のアンドゲート４６と第二のアンドゲート４７の出力をオアゲート４８の二入力に加え、オアゲート４８からＶｕを取り出している。なお、図示の例では、第一及び第二のアンドゲート４６、４７にＳｒｐとＳｒｕを直接加えると共に、オアゲート４８からＶｕを直接取り出しているが、これは説明の便宜である。実際には耐圧の点で、Ｓｒｐ、Ｓｒｕを通常のロジック電圧に変換した信号を加えると共に、オアゲート４８から取り出されたロジック電圧をＶｕの制御に用いることになる。

このような構成を有する論理回路において、ＳｒｐとＳｒｕが共にハイレベルにある期間では、第一のアンドゲート４６の出力がハイレベルになるため、オアゲート４８からハイレベルのＶｕが取り出される。また、ＳｒｐとＳｒｕが共にローレベルにある期間では、第二のアンドゲート４７の出力がハイレベルになるため、同様に、オアゲート４８からハイレベルのＶｕが取り出される。オアゲート４８からローレベルのＶｕが取り出されるのは、ＳｒｐとＳｒｕが逆相（ハイレベルとローレベルまたはローレベルとハイレベル）の関係になったときだけである。

Ｖｕのパルス幅は、Ｖｕのハイレベル期間（Ｅｄの電位にある期間、つまり、立ち上がり遷移から立ち下がり遷移までの期間）で規定される。Ｖｕの立ち上がり遷移（ローレベルからハイレベルへの遷移）は、第一のアンドゲート４６または第二のアンドゲート４７のいずれかの出力がローレベルからハイレベルへ変化したとき、つまり、Ｓｒｐがハイレベルからローレベルに変化したとき、または、Ｓｒｕがハイレベルからローレベルに変化したときに発生する。

一方、Ｖｕの立ち下がり遷移（ハイレベルからローレベルへの遷移）は、第一のアンドゲート４６及び第二のアンドゲート４７のいずれか一方がローレベルにあるときに、他方がハイレベルからローレベルへ変化したとき、つまり、ＳｒｐとＳｒｕのいずれか一方がハイレベルにあるときに、他方がハイレベルからローレベルに変化したときに発生する。

以上の動作をまとめると、次の論理式（式（１１））が得られる。図１０の論理回路は、この論理式に基づくものである。

図１１及び図１２は、図９のｔ₁-ｔ₆の拡大図である。指令値どおりの出力電圧Ｖｕを得るためには、Ｖｕのオフ期間のパルス幅Ｔ_offを一定に保つ必要がある。オフ期間のパルス幅Ｔ_offの大きさは、インバータ１８とマトリクスコンバータ１９のスイッチの時間比率によって決定されるが、次式（１２）及び次式（１３）に示すように、オフ期間のパルス幅Ｔ_offは、周期（１／３）Ｔからオン時間Ｔ_onを差し引くことによって求められる。

ここで、先の前提のとおり、インバータ１８の電圧指令値ｅ_α、ｅ_βをゼロにしているため、式（１２）より、図９の出力電圧ベクトルＶ₁〜Ｖ₆のそれぞれの時間比率は、変調期間Ｔの間で、ｔ₁＝ｔ₂＝ｔ₃＝ｔ₄＝ｔ₅＝ｔ₆＝１／６一定となっているが、実際にはゼロではなく、時間的に変化しているから、図１１（ａ）の矢印に示すように、Ｖ₁とＶ₆の境界のエッジが左右に移動（変動）する。そこで、この変動に影響されずに、前式（１３）のＴ_offと一致するように、マトリクスコンバータ１９のＳｒｕの時間比率ｔ_xを制御しなければならない。

今、エッジが左側に動き、ｔ₁がｔ₆よりも小さくなった場合を考える。この場合、Ｔ_offをパルス幅が短いｔ₁側に作ってしまうと、図１１（ｂ）に示すように、Ｔ_offが周期（１／３）Ｔを越えてしまうことがある。この場合、指令どおりの電圧を出力できない。かかる不都合は、図１２（ａ）に示すように、Ｔ_offを、パルス幅が長いｔ₆側に作るようにｔ_xを制御することによって解決することができる。

また、マトリクスコンバータ１９からバッテリ１７の電圧Ｅｄの５０％以下の平均電圧Ｖｕを出力させる場合には、図１２（ｂ）に示すように、Ｓｒｕの初期条件をオフに切り替えればればよい。

図１３は、指令値どおりの平均電圧Ｖｕを出力させるために必要な時間比率ｔ_xを決定する条件をまとめた図である。この図に示すように、Ｖｕ＞（１／２）Ｅｄ、すなわち、マトリクスコンバータ１９からバッテリ１７の電圧Ｅｄの５０％以上の平均電圧Ｖｕを出力させる場合、ｔ₁＞ｔ₆であれば、ｔ_x＝ｔ₁−Ｔ_offとなり、ｔ₁＜ｔ₆であれば、ｔ_x＝ｔ₁＋Ｔ_offとなる。また、ｔ₂＞ｔ₅であれば、ｔ_y＝ｔ₂−Ｔ_offとなり、ｔ₂＜ｔ₅であれば、ｔ_y＝ｔ₂＋Ｔ_offとなる。また、ｔ₄＞ｔ₃であれば、ｔ_z＝ｔ₄−Ｔ_offとなり、ｔ₄＜ｔ₃であれば、ｔ_z＝ｔ₄＋Ｔ_offとなる。

同様に、Ｖｕ＜（１／２）Ｅｄ、すなわち、マトリクスコンバータ１９からバッテリ１７の電圧Ｅｄの５０％以下の平均電圧Ｖｕを出力させる場合、ｔ₁＞ｔ₆であれば、ｔ_x＝ｔ₁−Ｔ_onとなり、ｔ₁＜ｔ₆であれば、ｔ_x＝ｔ₁＋Ｔ_onとなる。また、ｔ₂＞ｔ₅であれば、ｔ_y＝ｔ₂−Ｔ_onとなり、ｔ₂＜ｔ₅であれば、ｔ_y＝ｔ₂＋Ｔ_onとなる。また、ｔ₄＞ｔ₃であれば、ｔ_z＝ｔ₄−Ｔ_onとなり、ｔ₄＜ｔ₃であれば、ｔ_z＝ｔ₄＋Ｔ_onとなる。

このような条件に従って時間比率ｔ_x、ｔ_y、ｔ_zを決定することにより、マトリクスコンバータ１９からバッテリ１７の電圧Ｅｄの０〜１００％の出力を取り出すことが可能となり、その結果、電動機（第一の電動／発電機１２）が要求する様々な運転モードに適合した電力供給を行うことができるようになるのである。

以上のとおりであるから、本実施形態によれば、まず、次の（１）及び（２）の効果が得られる。

（１）図１の構成において、エンジン１１を停止したまま、第一の電動／発電機１２だけで前輪１０、１０を駆動する場合に、その第一の電動／発電機１２の動作に必要な電力を、マトリクスコンバータ１９及びインバータ１８を介してバッテリ１７から供給することができる。

これは、インバータ１８の制御にベクトルＰＷＭ制御法（冗長な電圧ベクトルを用いたＰＷＭ制御法）を採用したからであり、インバータ１８のＰＷＭ変調周期でマトリクスコンバータ１９をスイッチングすることによって、他の電力供給要素（たとえば、第二の電動／発電機１４等）を利用することなく、バッテリ１７からマトリクスコンバータ１９への電力供給が可能になったからである。

（２）インバータ１８のＰＷＭ周期に対する当該インバータ１８の出力電圧ベクトルＶ_kの時間比率ζ_k（特に零ベクトルＶ₀、Ｖ₇以外の６つの電圧ベクトルＶ₁〜Ｖ₆の時間比率）に対応させてマトリクスコンバータ１９のスイッチング制御を行うので、マトリクスコンバータ１９の入力条件（入力電圧やその周波数）と出力条件（出力電圧やその周波数）を個別に制御することができる。このため、時々刻々と変化する入力条件（インバータ１８の出力電圧やその周波数）の影響を受けることなく、マトリクスコンバータ１９の出力条件を所望の値（指令値）に制御することができる。

さて、本発明の目的は冒頭でも説明したとおり、「無接点方式で電動機の切り離しを行うことができ、他の電動機の負荷を低減できる電動機制御装置を提供する」ことにある。このことを、上記の実施形態に当てはめてみると、切り離し対象の電動機は、第二の電動／発電機１４に相当し、上記目的の“他の電動機”は、第一の電動／発電機１２に相当する。

上記の効果（２）によれば、マトリクスコンバータ１９の入力条件（インバータ１８の出力電圧やその周波数）と出力条件を個別に制御することができるとされている。このことは、マトリクスコンバータ１９の出力条件にかかわらず、インバータ１８の出力条件（出力電圧やその周波数）を自由に変更できることを意味する。

本件発明者等は、この点に着目して、「無接点方式で電動機の切り離しを行うことができ、他の電動機の負荷を低減できる電動機制御装置を提供する」ようにしたものである。

図１４（ａ）は、一般的な交流電動機のトルクと回転速度の関係を示す図である。この図において、縦軸はトルク〔Ｎ・ｍ〕、横軸は回転速度〔ｍｉｎ^-1〕である。Ａは始動トルク（電動機が始動の瞬間に発生し得る最大のトルク）、Ｂは停動トルク（電動機が一定電圧、一定周波数で出すことができる最大のトルク）、Ｃは定格トルク（始動トルクと停動トルクの間のトルク）であり、Ｄは無負荷回転速度、Ｅは定格回転速度、Ｆは同期回転速度である。

Ｆの同期回転速度は、電動機の極数Ｐと電源周波数ｆから一義的に決まる速度であり、次式（１４）で与えられる。
Ｎｓ＝（１２０／Ｐ）×ｆ・・・・（１４）
ここで、Ｎｓは同期回転速度である。たとえば、Ｐ＝４、ｆ＝５０〔Ｈｚ〕とすると、同期回転速度Ｎｓは１５００〔ｍｉｎ^-1〕になる。

図１４（ｂ）は、同期回転速度Ｎｓと電源周波数ｆの関係を示す図である。この図に示すように、電動機に加える電源周波数ｆを高めていくと、同期回転速度Ｎｓは、当初、前式（１４）に従って線形的な増加傾向を辿るが、ある周波数に達した時点ＧでＮｓ＝ゼロになり、もはや電動機は回転しなくなる（非作動状態なる）。この“ある周波数”は電動機の種類毎に違うために定量化はできないが、要するに、電源周波数ｆの上昇に伴って電動機のリアクトル成分が増大し、電動機の内部インピーダンスが大きくなり過ぎたことによって、電動機が非動作状態に陥るときの「上限周波数」のことである。

以上の観点に立ち、本件発明者等は、第二の電動／発電機１４を「無接点方式」で切り離すためには、インバータ１８の出力条件のうちの周波数を、上記の「上限周波数」またはその上限周波数よりも高い周波数に設定すればよいことに想到した。このようにすることにより、インバータ１８の出力が直接加えられる第二の電動／発電機１４は、図１４（ｂ）の同期周波数Ｎｓの振る舞いにより、非作動状態となってシステムから切り離される。したがって、冒頭の従来技術におけるリレー接点７（図１５参照）を不要にすることができ、従来技術の問題点（接点損傷などのトラブル、配置レイアウト等の設計上の制約や、車両のコストアップを招く）の解消を図ることができる。ちなみに、第二の電動／発電機１４を動作させる場合には、インバータ１８の出力条件のうちの周波数を定格周波数（図１３の定格回転速度Ｅに対応する駆動周波数）に設定すればよい。

なお、インバータ１８の出力条件のうちの周波数を、上記の「上限周波数」またはその上限周波数よりも高い周波数に設定した場合であっても、第一の電動／発電機１２の動作には何らの影響も与えない。上記の効果（２）で説明したとおり、マトリクスコンバータ１９の入力条件と出力条件を個別に制御することができるからであり、仮に、インバータ１８の出力条件のうちの周波数を、上記の「上限周波数」またはその上限周波数よりも高い周波数に設定したとしても、マトリクスコンバータ１９の出力条件を第一の電動／発電機１２の要求動作に適合させて独立して設定できるからである。

実施形態のブロック図である。第一の電動／発電機１２及び第二の電動／発電機１４の動作概念図である。電動機制御装置１６のブロック図である。制御部２０のブロック図である。マトリクスコンバータ１９の構成図である。インバータ１８の構成図である。インバータ１８の出力電圧ベクトルの模式図及び出力電圧ベクトルごとのインバータ１８のスイッチング状態を示す図である。インバータ１８のＰＷＭパターンを示す図である。マトリクスコンバータ１９の制御シーケンスを示す図である。ＳｒｐとＳｒｕからＶｕを作り出すための論理回路図である。図９のｔ₁-ｔ₆の拡大図である。図９のｔ₁-ｔ₆の拡大図である。指令値どおりの平均電圧Ｖｕを出力させるために必要な時間比率ｔ_x〜ｔ_zを決定する条件をまとめた図である。一般的な交流電動機のトルクと回転速度の関係を示す図及び同期回転速度Ｎｓと電源周波数ｆの関係を示す図である。従来技術のブロック図である。

符号の説明

１２第一の電動／発電機（第一の電動機）
１４第二の電動／発電機（第二の電動機）
１６電動機制御装置
１７バッテリ
１８インバータ
１９マトリクスコンバータ
２０ｃマトリクスコンバータスイッチング信号生成部（第二の制御手段）
２０ｄインバータスイッチング信号生成部（第一の制御手段）

Claims

少なくとも第一及び第二の二つの電動機を制御する電動機制御装置において、
前記第一の電動機の電源線をマトリクスコンバータの入出力の一方に接続すると共に、
前記第二の電動機の電源線をマトリクスコンバータの入出力の他方に接続し、且つ、
前記マトリクスコンバータの入出力の他方にインバータを介してバッテリを接続し、
このインバータを介して前記マトリクスコンバータまたは前記第二の電動機にバッテリからの電力を供給し得るように構成したことを特徴とする電動機制御装置。
前記インバータのスイッチングを制御する第一の制御手段と、前記マトリクスコンバータのスイッチングを制御する第二の制御手段とを備え、前記第二の制御手段は、前記第一の制御手段のスイッチングに関わる情報を参考にしながら前記マトリクスコンバータのスイッチングを制御することを特徴とする請求項１記載の電動機制御装置。
前記第一の制御手段のスイッチングに関わる情報は、前記インバータの制御周期に対する当該インバータの出力電圧ベクトルの時間比率の情報であることを特徴とする請求項２記載の電動機制御装置。
前記第一の制御手段は、前記第二の電動機の定格周波数の電圧を出力し、または、前記第二の電動機を非作動状態にし得る高周波数の電圧を出力することを特徴とする請求項１乃至請求項３記載の電動機制御装置。