KR20210090957A - 전력 변환 장치, 및 이를 구비하는 차량 - Google Patents

전력 변환 장치, 및 이를 구비하는 차량 Download PDF

Info

Publication number
KR20210090957A
KR20210090957A KR1020200004350A KR20200004350A KR20210090957A KR 20210090957 A KR20210090957 A KR 20210090957A KR 1020200004350 A KR1020200004350 A KR 1020200004350A KR 20200004350 A KR20200004350 A KR 20200004350A KR 20210090957 A KR20210090957 A KR 20210090957A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
full
switching unit
bridge switching
level
mode
Prior art date
Application number
KR1020200004350A
Other languages
English (en)
Inventor
김강휘
진호상
채영호
박철우
Original Assignee
엘지전자 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 엘지전자 주식회사 filed Critical 엘지전자 주식회사
Priority to KR1020200004350A priority Critical patent/KR20210090957A/ko
Publication of KR20210090957A publication Critical patent/KR20210090957A/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33584—Bidirectional converters
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L2210/00—Converter types
    • B60L2210/10—DC to DC converters
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
    • Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
    • Y02T10/72—Electric energy management in electromobility

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)

Abstract

본 발명은 전력 변환 장치, 및 이를 구비하는 차량에 관한 것이다. 본 발명의 실시예에 따른 전력 변환 장치는, 트랜스포머와, 트랜스포머의 제1 측에 배치되어 풀 브릿지 스위칭을 수행하는 제1 풀 브릿지 스위칭부와, 트랜스포머의 제2 측에 배치되어 풀 브릿지 스위칭을 수행하는 제2 풀 브릿지 스위칭부를 포함하고, 제1 풀 브릿지 스위칭부 또는 제2 풀 브릿지 스위칭부가, 펄스 주파수 변조 모드와 펄스 폭 변조 모드의 혼합 모드로 동작한다. 이에 따라, 양방향 전원 변환이 가능하며, 안정적인 출력 이득 제어를 수행할 수 있게 된다.

Description

전력 변환 장치, 및 이를 구비하는 차량{Motor driving device, and vehicle including the same}
본 발명은 전력 변환 장치, 및 이를 구비하는 차량에 관한 것으로, 더욱 상세하게는, 양방향 전원 변환이 가능하며, 안정적인 출력 이득 제어를 수행할 수 있는 전력 변환 장치, 및 이를 구비하는 차량에 관한 것이다.
전기를 동력으로 하는 전기 차량이나, 내연기관과 이들을 조합한 하이브리드 차량 등은, 모터 및 배터리 등을 이용하여 그 출력을 발생시키고 있다.
한편, 차량 내의 배터리 등의 충전, 방전 등을 위해, 양방향 컨버터가 사용된다.
한국 공개특허 10-2019-0098230호(이하 선행 문헌 1이라 함)에 따르면, 입력 전압이 전환 전압 이하이면, 스위칭 동작에 의해 이득을 증가시키며, 입력 전압이 전환 전압 초과이면 스위칭 동작에 의해 이득을 감소시킨다. 그러나, 선행문헌 1에 따르면, 스위칭 동작시 일시적으로 제어가 중지되므로, 별도의 추가 회로가 필요하다는 단점이 있다.
한국 공개특허 10-2016-0007852호(이하 선행 문헌 2이라 함)에 따르면, 출력 전압을 얻기 위해 공진형 컨버터에서 비대칭 펄스 폭 변조 방식을 사용한다. 그러나, 선행문헌 2에 따르면, 양방향 동작이 불가능하게 된다.
본 발명의 목적은, 양방향 전원 변환이 가능하며, 안정적인 출력 이득 제어를 수행할 수 있는 전력 변환 장치, 및 이를 구비하는 차량을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은, 양방향 전원 변환이 가능하며, 복합 펄스 변조 방식을 사용하여, 연속 제어가 가능한 전력 변환 장치, 및 이를 구비하는 차량을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은, 양방향 전원 변환시, 동일한 토폴로지를 사용할 수 있는 전력 변환 장치, 및 이를 구비하는 차량을 제공함에 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 실시예에 따른 전력 변환 장치, 및 이를 구비하는 차량은, 트랜스포머와, 트랜스포머의 제1 측에 배치되어 풀 브릿지 스위칭을 수행하는 제1 풀 브릿지 스위칭부와, 트랜스포머의 제2 측에 배치되어 풀 브릿지 스위칭을 수행하는 제2 풀 브릿지 스위칭부를 포함하고, 제1 풀 브릿지 스위칭부 또는 제2 풀 브릿지 스위칭부가, 펄스 주파수 변조 모드와 펄스 폭 변조 모드의 혼합 모드로 동작한다.
한편, 제1 모드에서, 제1 풀 브릿지 스위칭부 또는 제2 풀 브릿지 스위칭부가, 펄스 주파수 변조 모드와 펄스 폭 변조 모드의 혼합 모드로 동작하며, 제2 모드에서, 제1 풀 브릿지 스위칭부 또는 제2 풀 브릿지 스위칭부가, 펄스 주파수 변조 모드로 동작할 수 있다.
한편, 제1 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 주파수 변조 모드와 펄스 폭 변조 모드의 혼합 모드로 동작하는 경우, 제1 풀 브릿지 스위칭부 내의 병렬 접속되는 스위칭 소자의 턴 온 타이밍은 중첩되지 않는 것이 바람직하다.
한편, 제1 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 폭 변조 모드로 동작하는 경우, 제1 풀 브릿지 스위칭부 내의 병렬 접속되는 스위칭 소자의 턴 온 타이밍은 중첩되지 않는 것이 바람직하다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 전력 변환 장치, 및 이를 구비하는 차량은, 제1 풀 브릿지 스위칭부 또는 제2 풀 브릿지 스위칭부가, 펄스 주파수 변조 모드와 펄스 폭 변조 모드의 혼합 모드로 동작하도록 제어하는 제어부를 더 포함할 수 있다.
한편, 제어부는, 트랜스포머의 제1 측에서 제2 측 방향으로의 전원 변환시, 또는 트랜스포머의 제2 측에서 제1 측 방향으로의 전원 변환시, 제1 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 주파수 변조 모드를 수행하도록 제어하고, 입력 주파수가 설정 주파수 보다 큰 경우, 제1 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 폭 변조 모드를 수행하도록 제어할 수 있다.
한편, 제어부는, 트랜스포머의 제1 측에서 제2 측 방향으로의 전원 변환시, 제1 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 주파수 변조 모드와 펄스 폭 변조 모드의 혼합 모드로 동작하도록 제어하며, 트랜스포머의 제2 측에서 제1 측 방향으로의 전원 변환시, 제2 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 주파수 변조 모드와 펄스 폭 변조 모드의 혼합 모드로 동작하도록 제어할 수 있다.
한편, 제어부는, 트랜스포머의 제1 측에서 제2 측 방향으로의 전원 변환시, 제1 풀 브릿지 스위칭부의 입력단의 전압이 제1 레벨인 상태에서, 제2 풀 브릿지 스위칭부의 출력단의 전압이, 제2 레벨과 제3 레벨 사이인 경우, 제1 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 주파수 변조 모드가 수행되도록 제어하며, 제2 풀 브릿지 스위칭부의 출력단의 전압이, 제3 레벨과 제4 레벨 사이인 경우, 제1 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 주파수 변조 모드와 펄스 폭 변조 모드의 혼합 모드로 동작하도록 제어할 수 있다.
한편, 제어부는, 트랜스포머의 제1 측에서 제2 측 방향으로의 전원 변환시, 제2 풀 브릿지 스위칭부의 출력단의 전압이, 제3 레벨 이상인 경우, 제1 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 주파수 변조 모드가 수행되도록 제어하며, 제3 레벨 미만이며, 입력 주파수가 설정 주파수 보다 큰 경우, 제1 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 폭 변조 모드를 수행하도록 제어할 수 있다.
한편, 제어부는, 트랜스포머의 제1 측에서 제2 측 방향으로의 전원 변환시, 제2 풀 브릿지 스위칭부의 출력단의 전압이, 제4 레벨 미만이며, 입력 주파수가 입력 주파수가 설정 주파수 보다 큰 경우, 제1 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 폭 변조 모드를 수행하도록 제어할 수 있다.
한편, 제어부는, 트랜스포머의 제2 측에서 제1 측 방향으로의 전원 변환시, 제1 풀 브릿지 스위칭부의 입력단의 전압이 제1 레벨인 상태에서, 제2 풀 브릿지 스위칭부의 출력단의 전압이, 제6 레벨과 제7 레벨 사이인 경우, 제2 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 주파수 변조 모드와 펄스 폭 변조 모드의 혼합 모드로 동작하도록 제어하며, 제2 풀 브릿지 스위칭부의 출력단의 전압이, 제7 레벨과 제8 레벨 사이인 경우, 제2 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 주파수 변조 모드가 수행되도록 제어할 수 있다.
한편, 제어부는, 트랜스포머의 제2 측에서 제1 측 방향으로의 전원 변환시, 제2 풀 브릿지 스위칭부의 출력단의 전압이, 제7 레벨 미만인 경우, 제2 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 주파수 변조 모드가 수행되도록 제어하며, 제7 레벨 이상이며, 입력 주파수가 설정 주파수 보다 큰 경우, 제2 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 폭 변조 모드를 수행하도록 제어할 수 있다.
한편, 제어부는, 트랜스포머의 제2 측에서 제1 측 방향으로의 전원 변환시, 제2 풀 브릿지 스위칭부의 출력단의 전압이, 제7 레벨 이상이며, 입력 주파수가 입력 주파수가 설정 주파수 보다 큰 경우, 제2 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 폭 변조 모드를 수행하도록 제어할 수 있다.
본 발명의 실시예에 따른 전력 변환 장치, 및 이를 구비하는 차량은, 트랜스포머와, 트랜스포머의 제1 측에 배치되어 풀 브릿지 스위칭을 수행하는 제1 풀 브릿지 스위칭부와, 트랜스포머의 제2 측에 배치되어 풀 브릿지 스위칭을 수행하는 제2 풀 브릿지 스위칭부를 포함하고, 제1 풀 브릿지 스위칭부 또는 제2 풀 브릿지 스위칭부가, 펄스 주파수 변조 모드와 펄스 폭 변조 모드의 혼합 모드로 동작한다. 이에 따라, 양방향 전원 변환이 가능하며, 안정적인 출력 이득 제어가 가능하게 된다. 특히, 전력 변환 장치 내의 공진 회로의 의존도를 낮추면서, 양방향 공진형 컨버터의 최소 전압 및 최소 부하 범위를 증가시킬 수 있게 된다.
또한, 양방향 전원 변환이 가능하며, 복합 펄스 변조 방식을 사용하여, 연속 제어가 가능하게 된다.
또한, 양방향 전원 변환시, 동일한 토폴로지를 사용할 수 있게 된다.
한편, 제1 모드에서, 제1 풀 브릿지 스위칭부 또는 제2 풀 브릿지 스위칭부가, 펄스 주파수 변조 모드와 펄스 폭 변조 모드의 혼합 모드로 동작하며, 제2 모드에서, 제1 풀 브릿지 스위칭부 또는 제2 풀 브릿지 스위칭부가, 펄스 주파수 변조 모드로 동작할 수 있다. 이에 따라, 양방향 전원 변환이 가능하며, 복합 펄스 변조 방식을 사용하여, 안정적인 출력 이득 제어가 가능하게 된다.
한편, 제1 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 주파수 변조 모드와 펄스 폭 변조 모드의 혼합 모드로 동작하는 경우, 제1 풀 브릿지 스위칭부 내의 병렬 접속되는 스위칭 소자의 턴 온 타이밍은 중첩되지 않는 것이 바람직하다. 이에 따라, 병렬 접속되는 스위칭 소자의 동시의 턴 온에 의해 발생하는 순환 전류와, 도통 저항에 의한 손실을 방지할 수 있게 된다.
한편, 제1 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 폭 변조 모드로 동작하는 경우, 제1 풀 브릿지 스위칭부 내의 병렬 접속되는 스위칭 소자의 턴 온 타이밍은 중첩되지 않는 것이 바람직하다. 이에 따라, 병렬 접속되는 스위칭 소자의 동시의 턴 온에 의해 발생하는 순환 전류와, 도통 저항에 의한 손실을 방지할 수 있게 된다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 전력 변환 장치, 및 이를 구비하는 차량은, 제1 풀 브릿지 스위칭부 또는 제2 풀 브릿지 스위칭부가, 펄스 주파수 변조 모드와 펄스 폭 변조 모드의 혼합 모드로 동작하도록 제어하는 제어부를 더 포함할 수 있다. 이에 따라, 양방향 전원 변환이 가능하며, 복합 펄스 변조 방식을 사용하여, 안정적인 출력 이득 제어가 가능하게 된다.
한편, 제어부는, 트랜스포머의 제1 측에서 제2 측 방향으로의 전원 변환시, 또는 트랜스포머의 제2 측에서 제1 측 방향으로의 전원 변환시, 제1 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 주파수 변조 모드를 수행하도록 제어하고, 입력 주파수가 설정 주파수 보다 큰 경우, 제1 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 폭 변조 모드를 수행하도록 제어할 수 있다. 이에 따라, 양방향 전원 변환이 가능하며, 복합 펄스 변조 방식을 사용하여, 안정적인 출력 이득 제어가 가능하게 된다.
한편, 제어부는, 트랜스포머의 제1 측에서 제2 측 방향으로의 전원 변환시, 제1 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 주파수 변조 모드와 펄스 폭 변조 모드의 혼합 모드로 동작하도록 제어하며, 트랜스포머의 제2 측에서 제1 측 방향으로의 전원 변환시, 제2 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 주파수 변조 모드와 펄스 폭 변조 모드의 혼합 모드로 동작하도록 제어할 수 있다. 이에 따라, 양방향 전원 변환이 가능하며, 복합 펄스 변조 방식을 사용하여, 안정적인 출력 이득 제어가 가능하게 된다.
한편, 제어부는, 트랜스포머의 제1 측에서 제2 측 방향으로의 전원 변환시, 제1 풀 브릿지 스위칭부의 입력단의 전압이 제1 레벨인 상태에서, 제2 풀 브릿지 스위칭부의 출력단의 전압이, 제2 레벨과 제3 레벨 사이인 경우, 제1 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 주파수 변조 모드가 수행되도록 제어하며, 제2 풀 브릿지 스위칭부의 출력단의 전압이, 제3 레벨과 제4 레벨 사이인 경우, 제1 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 주파수 변조 모드와 펄스 폭 변조 모드의 혼합 모드로 동작하도록 제어할 수 있다. 이에 따라, 양방향 전원 변환이 가능하며, 복합 펄스 변조 방식을 사용하여, 안정적인 출력 이득 제어가 가능하게 된다.
한편, 제어부는, 트랜스포머의 제1 측에서 제2 측 방향으로의 전원 변환시, 제2 풀 브릿지 스위칭부의 출력단의 전압이, 제3 레벨 이상인 경우, 제1 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 주파수 변조 모드가 수행되도록 제어하며, 제3 레벨 미만이며, 입력 주파수가 설정 주파수 보다 큰 경우, 제1 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 폭 변조 모드를 수행하도록 제어할 수 있다. 이에 따라, 양방향 전원 변환이 가능하며, 복합 펄스 변조 방식을 사용하여, 안정적인 출력 이득 제어가 가능하게 된다.
한편, 제어부는, 트랜스포머의 제1 측에서 제2 측 방향으로의 전원 변환시, 제2 풀 브릿지 스위칭부의 출력단의 전압이, 제4 레벨 미만이며, 입력 주파수가 입력 주파수가 설정 주파수 보다 큰 경우, 제1 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 폭 변조 모드를 수행하도록 제어할 수 있다. 이에 따라, 양방향 전원 변환이 가능하며, 복합 펄스 변조 방식을 사용하여, 안정적인 출력 이득 제어가 가능하게 된다.
한편, 제어부는, 트랜스포머의 제2 측에서 제1 측 방향으로의 전원 변환시, 제1 풀 브릿지 스위칭부의 입력단의 전압이 제1 레벨인 상태에서, 제2 풀 브릿지 스위칭부의 출력단의 전압이, 제6 레벨과 제7 레벨 사이인 경우, 제2 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 주파수 변조 모드와 펄스 폭 변조 모드의 혼합 모드로 동작하도록 제어하며, 제2 풀 브릿지 스위칭부의 출력단의 전압이, 제7 레벨과 제8 레벨 사이인 경우, 제2 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 주파수 변조 모드가 수행되도록 제어할 수 있다. 이에 따라, 양방향 전원 변환이 가능하며, 복합 펄스 변조 방식을 사용하여, 안정적인 출력 이득 제어가 가능하게 된다.
한편, 제어부는, 트랜스포머의 제2 측에서 제1 측 방향으로의 전원 변환시, 제2 풀 브릿지 스위칭부의 출력단의 전압이, 제7 레벨 미만인 경우, 제2 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 주파수 변조 모드가 수행되도록 제어하며, 제7 레벨 이상이며, 입력 주파수가 설정 주파수 보다 큰 경우, 제2 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 폭 변조 모드를 수행하도록 제어할 수 있다. 이에 따라, 양방향 전원 변환이 가능하며, 복합 펄스 변조 방식을 사용하여, 안정적인 출력 이득 제어가 가능하게 된다.
한편, 제어부는, 트랜스포머의 제2 측에서 제1 측 방향으로의 전원 변환시, 제2 풀 브릿지 스위칭부의 출력단의 전압이, 제7 레벨 이상이며, 입력 주파수가 입력 주파수가 설정 주파수 보다 큰 경우, 제2 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 폭 변조 모드를 수행하도록 제어할 수 있다. 이에 따라, 양방향 전원 변환이 가능하며, 복합 펄스 변조 방식을 사용하여, 안정적인 출력 이득 제어가 가능하게 된다.
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 차량의 차체를 나타내는 개략적인 도면이다.
도 2는 도 1의 차량의 내부 블록도의 일예이다.
도 3은 도 2의 모터 구동장치의 내부 블록도의 일예를 예시한다.
도 4는 도 3의 모터 구동장치의 내부 회로도의 일예이다.
도 5는 도 4의 제어부의 내부 블록도의 일예이다.
도 6은 본 발명의 일실시예에 따른 전력 변환 장치의 회로도의 일예이다.
도 7은 본 발명의 일실시예에 따른 전력 변환 장치의 동작방법을 나타내는 순서도의 일예이다.
도 8a 내지 도 10d는 도 6 또는 도 7의 설명에 참조되는 도면이다.
이하에서는 도면을 참조하여 본 발명을 보다 상세하게 설명한다.
이하의 설명에서 사용되는 구성요소에 대한 접미사 "모듈" 및 "부"는 단순히 본 명세서 작성의 용이함만이 고려되어 부여되는 것으로서, 그 자체로 특별히 중요한 의미 또는 역할을 부여하는 것은 아니다. 따라서, 상기 "모듈" 및 "부"는 서로 혼용되어 사용될 수도 있다.
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 차량의 차체를 나타내는 개략적인 도면이다.
도면을 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 차량(100)은, 전원을 공급하는 배터리(205), 배터리(205)로부터 전원을 공급받는 모터 구동장치(200), 모터 구동장치(200)에 의해 구동되어 회전하는 모터(250), 모터(250)에 의해 회전되는 앞바퀴(150) 및 뒷바퀴(155), 노면의 진동이 차체에 전달되는 것을 차단하는 전륜현가장치(160) 및 후륜현가장치(165), 차체의 경사각을 검출하는 경사각 검출부(190)를 포함할 수 있다. 한편, 한편 모터(250)의 회전속도를 기어비에 기초하여, 변환하는 구동기어(미도시)가 추가적으로 구비될 수 있다.
경사각 검출부(190)는, 차체의 경사각을 검출하며, 검출된 경사각은 후술하는 전자 제어부(410)에 입력된다. 경사각 검출부(190)는, 자이로 센서 또는 수평 게이지 센서 등으로 구현될 수 있다.
한편, 도면에서는 경사각 검출부(190)가 배터리(205) 상에 배치되는 것으로 도시하나 이에 한정되지 않으며, 앞바퀴(150), 뒷바퀴(155) 또는 앞바퀴(150)와 뒷바퀴(155) 모두에 배치될 수 있다.
배터리(205)는 모터 구동장치(200)에 전원을 공급한다. 특히, 모터 구동장치(200) 내의 커패시터(C)에 직류 전원을 공급한다.
이러한 배터리(205)는, 복수개의 단위셀의 집합으로 형성될 수 있다. 복수개의 단위셀은 일정한 전압을 유지하기 위해 배터리 관리 시스템(Battery Management System, BMS)에 의해 관리될 수 있으며, 배터리 관리 시스템에 의해 일정한 전압을 방출할 수 있다.
예를 들어, 배터리 관리 시스템은, 배터리(205)의 전압(Vbat)을 검출하고, 이를 전자 제어부(미도시), 또는 모터 구동장치(200) 내의 제어부(250)에 전달할 수 있으며, 배터리 전압(Vbat)이 하한치 이하로 하강하는 경우, 모터 구동장치(200) 내의 커패시터(C)에 저장된 직류 전원을 배터리로 공급할 수 있다. 또한, 배터리 전압(Vbat)이 상한치 이상으로 상승하는 경우, 모터 구동장치(200) 내의 커패시터(C)에 직류 전원을 공급할 수도 있다.
배터리(205)는 충전 및 방전이 가능한 2차 전지로 구성됨이 바람직하나, 이에 한정되는 것은 아니다.
모터 구동장치(200)는 배터리(205)로부터 전원입력 케이블(120)에 의해서 직류전원을 공급받는다. 모터 구동장치(200)는 배터리(205)로부터 받는 직류전원을 교류전원으로 변환하여 모터(250)에 공급한다. 변환되는 교류전원은 삼상교류전원이 바람직하다. 모터 구동장치(200)는 모터 구동장치(200)에 구비된 삼상출력케이블(125)을 통하여 모터(250)에 삼상 교류전원을 공급한다.
도 1의 모터 구동장치(200)는 세 개의 케이블로 구성된 삼상 출력케이블(125)을 도시하였으나, 단일의 케이블 내에 세 개의 케이블이 구비될 수 있다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 모터 구동장치(200)에 대해서는 도 3 이하에서 후술한다.
모터(250)는, 회전하지 않고 고정되는 고정자(130)와, 회전하는 회전자(135)를 포함한다. 모터(250)는 입력케이블(140)이 구비되어 모터 구동장치(200)에서 공급되는 교류전원을 인가받는다.
모터(250)는, 예를 들어, 삼상 모터일 수 있으며, 각상의 고정자의 코일에 전압 가변/주파수 가변의 각상 교류 전원이 인가되는 경우, 인가되는 주파수에 기초하여, 회전자의 회전 속도가 가변하게 된다.
모터(250)는, 유도 모터(induction motor), BLDC 모터(blushless DC motor), 릴럭턴스 모터(reluctance motor) 등 다양한 형태가 가능하다.
한편, 모터(250)의 일측에는 구동기어(미도시)가 구비될 수 있다. 구동기어는 모터(250)의 회전에너지를 기어비에 기초하여, 변환시킨다. 구동기어에서 출력되는 회전에너지는 앞바퀴(150) 및/또는 뒷바퀴(155)에 전달되어 차량(100)이 움직이도록 한다.
전륜현가장치(160) 및 후륜현가장치(165)는 차체에 대하여 각각 앞바퀴(150) 및 뒷바퀴(155)를 지지한다. 전륜현가장치(160) 및 후륜현가장치(165)의 상하방향은 스프링 또는 감쇠기구에 의해 지지하여, 노면의 진동이 차체에 닿지 않도록 한다.
앞바퀴(150)에는 조향장치(미도시)가 더 구비될 수 있다. 조향장치는 차량(100)을 운전자가 의도하는 방향으로 주행시키기 위하여 앞바퀴(150)의 방향을 조절하는 장치이다.
한편, 도면에서는 도시하지 않았지만, 차량(100)은, 차량 전반의 전자 장치들의 제어를 위한 전자 제어부(Electronic Controller)를 더 포함할 수 있다. 전자 제어부(미도시)는, 각 장치들이 동작, 표시 등을 할 수 있도록 제어한다. 또한, 상술한 배터리 관리 시스템을 제어할 수도 있다.
또한, 전자 제어부(미도시)는, 차량(100)의 경사각 검출하는 경사각 검출부(미도시), 차량(100)의 속도를 검출하는 속도 검출부(미도시), 브레이크 페달의 동작에 따른 브레이크 검출부(미도시), 악셀 페달의 동작에 따른 악셀 검출부(미도시) 등으로부터의 검출 신호에 기초하여, 다양한 운전 모드(주행 모드, 후진 모드, 중립 모드, 및 주차 모드 등)에 따른 운전 지령치치를 생성할 수 있다. 이때의 운전 지령치치는, 예를 들어, 토크 지령치치 또는 토크 지령치치일 수 있다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 차량(100)은, 배터리 및 모터를 이용한 순수 전기 차량은, 물론, 엔진을 사용하면서, 배터리 및 모터를 이용하는 하이브리드 전기 차량을 포함하는 개념일 수 있다.
이때, 하이브리드 전기 차량은, 배터리와 엔진 중 적어도 어느 하나를 선택 가능한 절환 수단, 및 변속기를 더 구비할 수도 있다.
한편, 하이브리드 전기 차량은, 엔진에서 출력되는 기계 에너지를 전기 에너지로 변환하여 모터를 구동하는 직렬 방식과, 엔진에서 출력되는 기계 에너지와 배터리에서의 전기 에너지를 동시에 이용하는 병렬 방식과, 이를 혼합하는 직병렬 방식으로 나뉠 수 있다.
도 2는 도 1의 차량의 내부 블록도의 일예이다.
도면을 참조하면, 본 발명의 일실시예 따른 차량(100)은, 입력부(120), 메모리(140), 제어부(170), 모터 구동부(200), 배터리(205)를 구비할 수 있다.
입력부(120)는, 조작 버튼, 키 등을 구비하며, 차량(100)의 전원 온/오프, 동작 설정 등을 위한 입력 신호를 출력할 수 있다.
한편, 차량(100)의 메모리(140)는, 차량(100)의 동작에 필요한 데이터를 저장할 수 있다. 예를 들어, 구동부(200)의 동작시의 동작 시간, 동작 모드 등에 대한 데이터를 저장할 수 있다.
또한, 차량(100)의 메모리(140)는, 차량의 소비 전력 정보, 추천 운전 정보, 현재 운전 정보, 관리 정보를 포함하는 관리 데이터를 저장할 수 있다.
또한, 차량(100)의 메모리(140)는, 차량의 동작 정보, 운전 정보, 에러 정보를 포함하는 진단 데이터를 저장할 수 있다.
제어부(170)는, 차량(100) 내의 각 유닛을 제어할 수 있다. 예를 들어, 제어부(170)는, 입력부(120), 메모리(140), 구동부(200) 등을 제어할 수 있다.
모터 구동부(200)는, 모터(250)를 구동하기 위해, 구동부로서, 모터 구동장치라 명명될 수도 있다.
본 발명의 실시예에 따른 모터 구동장치(200)는, 복수의 스위칭 소자를 구비하고, 배터리(205)로부터의 직류 전원을 변환하여 모터(250)에 교류 전원을 출력하는 인버터(420)와, 모터(250)에 흐르는 출력 전류(io)를 검출하는 출력 전류 검출부(E)와, 출력 전류 검출부(E)에서 검출되는 출력 전류(io)에 기초한 전류 정보(id,iq)와 토크 지령치(T*)에 기초하여, 인버터(420)에 스위칭 제어 신호를 출력하는 제어부(430)를 포함할 수 있다.
한편, 출력 전류(io)에 기초한 전류 정보(id,iq)와 토크 지령치(T*)는, 외부의 서버(미도시) 또는 제어부(170)로 전송될 수 있으며, 서버(미도시) 또는 제어부(170)로부터 전류 지령치(i*d,i*q)를 수신할 수도 있다.
이에 따라, 서버(미도시) 또는 제어부(170)에서 실시간으로 연산된 최대 토크에 대응하는 전류 지령치에 기초하여 모터(250)를 구동할 수 있게 된다. 따라서, 모터(250)의 최대 토크 구동이 가능하게 된다.
한편, 모터 구동장치(200)의 상세한 동작에 대해서는, 도 3을 참조하여 기술한다.
도 3은 도 2의 모터 구동장치의 내부 블록도의 일예를 예시한다.
도면을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 모터 구동장치(200)는, 모터(250)를 구동하기 위한 구동장치로서, 입력 전원을 변환하여 소정의 출력 전력으로 출력할 수 있다. 이에 따라, 모터 구동장치(200)는, 전력 변환 장치라 명명할 수도 있다.
모터 구동장치(200)는, 직류 전원의 레벨을 변환하는 dc/dc 컨버터(410), dc/dc 컨버터(410)로부터의 직류 전원을 이용하여 교류 전원을 출력하는 인버터(420), 인버터(420)로부터의 교류 전원을 이용하여 회전하는 모터(250), 컨버터(410)와 인버터(420)를 제어하는 제어부(430)를 구비할 수 있다.
한편, 모터 구동장치(200)는, dc/dc 컨버터(410)와 인버터(420) 사이의 dc단(a-b단)에 배치되는 dc단 커패시터(C), 인버터(420)에 병렬 접속되며 스위칭을 수행하는 스위칭부(SWW), 스위칭부(SWW)에 접속되는 배터리(205)를 구비할 수 있다.
dc/dc 컨버터(410)는, 입력단(c-d단)에 배치되는 커패시터(Ci)로부터의 직류 전원을 변환하여, 레벨 변환된 직류 전원을 dc단(a-b단)에 출력할 수 있다.
예를 들어, 충전 장치(미도시)로부터의 직류 전원이 입력단(c-d단)에 공급되는 경우, dc/dc 컨버터(410)는, 충전 장치(미도시)로부터의 직류 전원을 변환하여 레벨 변환된 직류 전원을 dc단(a-b단)에 출력할 수 있다.
다른 예로, dc/dc 컨버터(410)는, dc단(a-b단)의 직류 전원을 레벨 변환하여, 입력단(c-d단)으로 출력할 수 있다. 이에 따라, 입력단(c-d단)에 전기적으로 접속되는 외부의 장치(미도시)에 직류 전원을 공급할 수 있게 된다.
즉, dc/dc 컨버터(410)는, 양방향 컨버터일 수 있다.
이를 위해, dc/dc 컨버터(410)는, 복수의 스위칭 소자와, 트랜스포머를 구비할 수 있다. 그리고, 복수의 스위칭 소자의 일부의 스위칭 동작 등에 기초하여, 전력을 변환하여, 레벨 변환된 직류 전원을, 입력단(c-d단) 또는 dc단(a-b단)에 출력할 수 있다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 모터 구동장치(200)는, dc단 전압(Vdc)을 검출하는 dc단 전압 검출부(B), 모터(250)에 흐르는 출력 전류를 검출하는 출력 전류 검출부(E), 모터(250)의 회전자 위치를 검출하는 위치 검출 센서(105)를 더 구비할 수 있다.
본 발명의 실시예에 따른, 모터(250)는, 인버터(420)에 의해 구동되는 3상 모터일 수 있다.
한편, 제어부(430)는, 연산된 토크 지령치에 대응하는 전류 지령치(i*d,i*q)에 기초하여, 인버터(420)에 스위칭 제어 신호(Sic)를 출력할 수 있다. 따라서, 모터(250)의 최대 토크 구동이 가능하게 된다.
본 발명의 실시예에 따른 제어부(430)는, dc/dc 컨버터(410)의 레벨 변환시 내부의 스위칭 소자의 스위칭을 제어할 수 있다.
예를 들어, 제어부(430)는, 충전 장치(미도시)로부터의 직류 전원이 입력단(c-d단)에 공급되는 경우, 충전 장치(미도시)로부터의 직류 전원을 변환하여 레벨 변환된 직류 전원을 dc단(a-b단)에 출력하도록, dc/dc 컨버터(410)를 제어할 수 있다.
다른 예로, 제어부(430)는, dc/dc 컨버터(410)는, dc단(a-b단)의 직류 전원을 레벨 변환하여, 입력단(c-d단)으로 출력하도록 dc/dc 컨버터(410)를 제어할 수 있다.
한편, 제어부(430)는, 실시간으로 전류 정보(id,iq)와 토크 지령치(T*)를 연산하고, 토크 지령치(T*)에 기초하여, 전류 지령치(i*d,i*q)를 연산하고, 전류 지령치(i*d,i*q)를 이용하여, 모터(250)를 구동한다. 이에 따라 고효율 구동을 위한 정확성이 향상되게 된다.
제어부(430)는, 전류 정보(id,iq), 토크 지령치(T*), 및 검출된 dc단 전압(Vdc)에 기초하여, 전류 지령치(i*d,i*q)를 연산하고, 전류 지령치(i*d,i*q)를 이용하여, 모터(250)를 구동한다. 이에 따라 고효율 구동을 위한 정확성이 향상되게 된다.
도 4는 도 3의 모터 구동장치의 내부 회로도의 일예이다.
도면을 참조하여 설명하면, 모터 구동장치(200)는, 인버터(420), 제어부(430), 출력전류 검출부(E), dc단 전압 검출부(Vdc), 위치 검출 센서(105)를 포함할 수 있다.
dc단 커패시터(C)는, dc단(a-b단)에 입력되는 전원을 저장한다. 도면에서는, dc단 커패시터(C)로 하나의 소자를 예시하나, 복수개가 구비되어, 소자 안정성을 확보할 수도 있다.
한편, dc단 커패시터(C)에 공급되는 입력 전원은, 배터리(205)에 저장된 전원 또는 컨버터(미도시)에서 레벨 변환된 전원일 수 있다.
한편, dc단 커패시터(C) 양단은, 직류 전원이 저장되므로, 이를 dc 단 또는 dc 링크단이라 명명할 수도 있다.
dc 단 전압 검출부(B)는 dc단 커패시터(C)의 양단인 dc 단 전압(Vdc)을 검출할 수 있다. 이를 위하여, dc 단 전압 검출부(B)는 저항 소자, 증폭기 등을 포함할 수 있다. 검출되는 dc 단 전압(Vdc)은, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, 제어부(430)에 입력될 수 있다.
인버터(420)는, 복수개의 인버터 스위칭 소자(Sa~Sc,S'a~S'c)를 구비하고, 스위칭 소자(Sa~Sc,S'a~S'c)의 온/오프 동작에 의해 직류 전원(Vdc)을 소정 주파수의 삼상 교류 전원(Va,Vb,Vc)으로 변환하여, 삼상 동기 모터(250)에 출력할 수 있다.
인버터(420)는, 각각 서로 직렬 연결되는 상암 스위칭 소자(Sa,Sb,Sc) 및 하암 스위칭 소자(S'a,S'b,S'c)가 한 쌍이 되며, 총 세 쌍의 상, 하암 스위칭 소자가 서로 병렬(Sa&S'a,Sb&S'b,Sc&S'c)로 연결된다. 각 스위칭 소자(Sa,S'a,Sb,S'b,Sc,S'c)에는 다이오드가 역병렬로 연결된다.
인버터(420) 내의 스위칭 소자들은 제어부(430)로부터의 인버터 스위칭 제어신호(Sic)에 기초하여 각 스위칭 소자들의 온/오프 동작을 하게 된다. 이에 의해, 소정 주파수를 갖는 삼상 교류 전원이 삼상 동기 모터(250)에 출력되게 된다.
제어부(430)는, 센서리스 방식을 기반으로, 인버터(420)의 스위칭 동작을 제어할 수 있다.
이를 위해, 제어부(430)는, 출력전류 검출부(E)에서 검출되는 출력전류(io)를 입력받을 수 있다.
제어부(430)는, 인버터(420)의 스위칭 동작을 제어하기 위해, 인버터 스위칭 제어신호(Sic)를 인버터(420)의 각 게이트 단자에 출력할 수 있다. 이에 따라, 인버터 스위칭 제어신호(Sic)는, 게이트 구동 신호라 명명할 수도 있다.
한편, 인버터 스위칭 제어신호(Sic)는 펄스폭 변조 방식(PWM)의 스위칭 제어신호로서, 출력전류 검출부(E)에서 검출되는 출력 전류(io)를 기초로 생성되어 출력된다.
출력전류 검출부(E)는, 인버터(420)와 삼상 모터(250) 사이에 흐르는 출력전류(io)를 검출한다. 즉, 모터(250)에 흐르는 전류를 검출할 수 있다.
출력전류 검출부(E)는 각 상의 출력 전류(ia,ib,ic)를 모두 검출할 수 있으며, 또는 삼상 평형을 이용하여 두 상의 출력 전류를 검출할 수도 있다.
출력전류 검출부(E)는 인버터(420)와 모터(250) 사이에 위치할 수 있으며, 전류 검출을 위해, CT(current trnasformer), 션트 저항 등이 사용될 수 있다.
검출된 출력전류(io)는, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, 제어부(430)에 인가될 수 있으며, 검출된 출력전류(io)에 기초하여 스위칭 제어신호(Sic)가 생성된다.
한편, 삼상 모터(250)는, 고정자(stator)와 회전자(rotar)를 구비하며, 각상(a, b, c 상)의 고정자의 코일에 소정 주파수의 각상 교류 전원이 인가되어, 회전자가 회전을 하게 된다.
이러한 모터(250)는, 예를 들어, 표면 부착형 영구자석 동기전동기(Surface-Mounted Permanent-Magnet Synchronous Motor; SMPMSM), 매입형 영구자석 동기전동기(Interior Permanent Magnet Synchronous Motor; IPMSM), 및 동기 릴럭턴스 전동기(Synchronous Reluctance Motor; Synrm) 등을 포함할 수 있다. 이 중 SMPMSM과 IPMSM은 영구자석을 적용한 동기 전동기(Permanent Magnet Synchronous Motor; PMSM)이며, Synrm은 영구자석이 없는 것이 특징이다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 모터(250)는, 매입형 영구자석 동기전동기(Interior Permanent Magnet Synchronous Motor; IPMSM)를 위주로 기술한다.
도 5는 도 4의 제어부의 내부 블록도의 일예이다.
도면을 참조하면, 도 5의 제어부(430)는, 출력 전류 검출부(320)로부터, 검출되는 출력 전류(io)를 입력받고, 위치 검출 센서(105)로부터 모터(250)의 회전자 위치 정보(θ)를 수신할 수 있다.
위치 검출 센서(105)는, 모터(250)의 회전자의 자극 위치(θ)를 검출할 수 있다. 즉, 위치 검출 센서(105)는, 모터(250)의 회전자의 위치를 검출할 수 있다.
이를 위해, 위치 검출 센서(105)는, 인코더(encoder)나 리졸버(resolver) 등을 포함할 수 있다.
다음의 설명에서 사용 좌표계와 좌표축에 대해 여기에서 정의한다.
αβ 좌표계는, 고정축인 α와 β 축을 축으로 하는 이차원 고정 좌표계이다. α 및 β 축은 서로 직교하며, β 축은 α 축으로부터 전기각 90˚ 만큼 앞선다.
dq 좌표계는 회전축인 d와 q축 축으로 하는 이차원 회전 좌표계이다. 모터(250)의 영구 자석이 만드는 자속의 회전 속도와 같은 속도로 회전하는 회전 좌표계에서 영구 자석이 만드는 자속의 방향에 따른 축이 d축이며, d축에서 전기각 90˚ 위상이 앞선 축이 q축이다.
도 5를 참조하면, 제어부(430)는, 속도 연산부(320), 축변환부(310), 토크 연산부(325), 자속 추정부(327), 전류 지령 생성부(330), 전압 지령 생성부(340), 축변환부(350), 및 스위칭 제어신호 출력부(360)를 포함할 수 있다.
제어부(430) 내의 축변환부(310)는, 출력 전류 검출부(E)에서 검출된 삼상 출력 전류(ia,ib,ic)를 입력받아, 정지좌표계의 2상 전류(iα,iβ)로 변환한다.
한편, 축변환부(310)는, 정지좌표계의 2상 전류(iα,iβ)를 회전좌표계의 2상 전류(id,iq)로 변환할 수 있다.
제어부(430) 내의 속도 연산부(320)는, 축변환부(310)에서 변환된 정지좌표계의 2상 전류(iα,iβ)에 기초하여, 모터(250)의 회전자 위치(
Figure pat00001
)를 추정한다. 또한, 추정된 회전자 위치(
Figure pat00002
)에 기초하여, 연산된 속도(
Figure pat00003
)를 출력할 수 있다.
제어부(430) 내의 토크 연산부(325)는, 연산된 속도(
Figure pat00004
)에 기초하여, 현재의 토크(T)를 연산할 수 있다.
한편, 자속 추정부(327)는, 모터(250)의 자속(λ)을 추정할 수 있다.
특히, 자속 추정부(327)는, 모터(250)에 흐르는 출력 전류(io)와 전압 지령치에 기초하여, 모터(250)의 자속(λ)을 추정할 수 있다.
보다 구체적으로, 자속 추정부(327)는, 모터(250)에 흐르는 출력 전류 기반의 회전좌표계의 2상 전류(id,iq)와, 전압 지령 생성부(340)으로부터의 전압 지령치(V*d,V*q)에 기초하여, 모터(250)의 자속(λ)을 추정할 수 있다.
한편, 제어부(430) 내의 전류 지령 생성부(330)는, 연산된 현재 토크(T)와, 토크 지령치(T*)에 기초하여, 전류 지령치(i*d,i*q)를 생성한다.
예를 들어, 전류 지령 생성부(330)는, 연산된 현재 토크(T)와, 토크 지령치(T*)에 기초하여, PI 제어기(335)에서 PI 제어를 수행하며, 전류 지령치(i*d,i*q)를 생성할 수 있다. 한편, d축 전류 지령치(i*d)의 값은 0으로 설정될 수도 있다.
한편, 전류 지령 생성부(330)는, 전류 지령치(i*d,i*q)가 허용 범위를 초과하지 않도록 그 레벨을 제한하는 리미터(미도시)를 더 구비할 수도 있다.
다음, 전압 지령 생성부(340)는, 축변환부에서 2상 회전 좌표계로 축변환된 d축, q축 전류(id,iq)와, 전류 지령 생성부(330) 등에서의 전류 지령치(i*d,i*q)에 기초하여, d축, q축 전압 지령치(V*d,V*q)를 생성한다.
예를 들어, 전압 지령 생성부(340)는, q축 전류(iq)와, q축 전류 지령치(i*q)의 차이에 기초하여, PI 제어기(344)에서 PI 제어를 수행하며, q축 전압 지령치(V*q)를 생성할 수 있다. 또한, 전압 지령 생성부(340)는, d축 전류(id)와, d축 전류 지령치(i*d)의 차이에 기초하여, PI 제어기(348)에서 PI 제어를 수행하며, d축 전압 지령치(V*d)를 생성할 수 있다. 한편, d축 전압 지령치(V*d)의 값은, d축 전류 지령치(i*d)의 값은 0으로 설정되는 경우에 대응하여, 0으로 설정될 수도 있다.
한편, 전압 지령 생성부(340)는, d 축, q축 전압 지령치(V*d,V*q)가 허용 범위를 초과하지 않도록 그 레벨을 제한하는 리미터(미도시)를 더 구비할 수도 있다.
한편, 생성된 d축, q축 전압 지령치(V*d,V*q)는, 축변환부(350)에 입력된다.
축변환부(350)는, 속도 연산부(320)에서 연산된 위치(
Figure pat00005
)와, d축, q축 전압 지령치(V*d,V*q)를 입력받아, 축변환을 수행한다.
먼저, 축변환부(350)는, 2상 회전 좌표계에서 2상 정지 좌표계로 변환을 수행한다. 이때, 속도 연산부(320)에서 연산된 위치(
Figure pat00006
)가 사용될 수 있다.
그리고, 축변환부(350)는, 2상 정지 좌표계에서 3상 정지 좌표계로 변환을 수행한다. 이러한 변환을 통해, 축변환부(350)는, 3상 출력 전압 지령치(V*a,V*b,V*c)를 출력하게 된다.
스위칭 제어 신호 출력부(360)는, 3상 출력 전압 지령치(V*a,V*b,V*c)에 기초하여 펄스폭 변조(PWM) 방식에 따른 스위칭 제어 신호(Sic)를 생성하여 출력할 수 있다.
출력되는 인버터 스위칭 제어 신호(Sic)는, 게이트 구동부(미도시)에서 게이트 구동 신호로 변환되어, 인버터(420) 내의 각 스위칭 소자의 게이트에 입력될 수 있다. 이에 의해, 인버터(420) 내의 각 스위칭 소자들(Sa,S'a,Sb,S'b,Sc,S'c)이 스위칭 동작을 하게 된다.
도 6은 본 발명의 일실시예에 따른 전력 변환 장치의 회로도의 일예이다.
도면을 참조하여 설명하면, 본 발명의 일실시예에 따른 전력 변환 장치(600)는, 양방향 컨버터로서, 트랜스포머(T)와, 트랜스포머(T)의 제1 측(nia-nib)에 배치되어 풀 브릿지 스위칭을 수행하는 제1 풀 브릿지 스위칭부(SWUa)와, 트랜스포머(T)의 제2 측(noa-nob)에 배치되어 풀 브릿지 스위칭을 수행하는 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)를 포함한다.
도 6의 전력 변환 장치(600)는, CLLC 타입의 양방향 dc/dc 컨버터일 수 있다.
즉, 트랜스포머(T)를 기준으로, 대칭형 구조로서, 입력측(nia-nib)에, 제1 커패시터(Cr1), 제1 인덕터(Lr1)가 배치되고, 출력측에, 제2 인덕터(Lr1), 제2 커패시터(Cr1)가 배치된다.
한편, 제1 풀 브릿지 스위칭부(SWUa) 또는 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)가, 펄스 주파수 변조(PFM) 모드와 펄스 폭 변조(PWM) 모드의 혼합 모드(PWM+PFM)로 동작한다.
제1 풀 브릿지 스위칭부(SWUa) 또는 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)가, 펄스 주파수 변조(PFM) 모드로만 동작하는 경우, 공진 회로의 의존도가 매우 높으며, 최소 출력 이득을 얻을 수 있는 주파수 범위가 제한되어 최소 전압 및 최소 부하 범위가 제한된다는 단점이 있다.
이에 따라, 본 발명의 실시예에서는, 펄스 폭 변조 방식을 추가로 사용하여, 1 풀 브릿지 스위칭부(SWUa) 또는 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)가, 펄스 주파수 변조(PFM) 모드와 펄스 폭 변조(PWM) 모드의 혼합 모드(PWM+PFM)로 동작하도록 한다.
펄스 폭 변조(PWM) 모드에 따르면, 양방향 dc/dc 컨버터는 무부하 동작이 가능하게 된다.
따라서, 본 발명의 실시예에서는, 최소 출력 이득이 필요한 구간에 펄스 폭 변조(PWM) 모드가 수행되도록 한다.
이에 따라, 양방향 전원 변환이 가능하며, 안정적인 출력 이득 제어가 가능하게 된다. 특히, 전력 변환 장치(600) 내의 공진 회로의 의존도를 낮추면서, 양방향 공진형 컨버터의 최소 전압 및 최소 부하 범위를 증가시킬 수 있게 된다.
또한, 양방향 전원 변환이 가능하며, 복합 펄스 변조 방식을 사용하여, 연속 제어가 가능하게 된다. 또한, 양방향 전원 변환시, 동일한 토폴로지를 사용할 수 있게 된다.
한편, 도 6의 전력 변환 장치(600)에 의하면, 입력측(nia-nib)에서 출력측(noa-nob)의 순방향(DRa) 전원 변환시와, 출력측(noa-nob)에서 입력측(nia-nib)의 역방향(DRb) 전원 변환시에, 제1 인덕터(Lr1), 제2 인덕터(Lr1)의 인덕턴스와, 제1 커패시터(Cr1), 제2 커패시터(Cr1)의 커패시턴스의 차이에 따라, 공진 주파수 값이 달라질 수 있다.
즉, 순방향(DRa)의 공진 주파수와 역방향(DRb)의 공진 주파수가 달라질 수 있다. 이에 따라, 각 방향의 전원 변환시의 구동 방법이 달라질 수 있다.
이에 따라, 제1 인덕터(Lr1), 제2 인덕터(Lr1)의 인덕턴스는 동일하고, 제1 커패시터(Cr1), 제2 커패시터(Cr1)의 커패시턴스는 동일한 것이 바람직하다.
한편, 제1 모드에서, 제1 풀 브릿지 스위칭부(SWUa) 또는 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)가, 펄스 주파수 변조(PFM) 모드와 펄스 폭 변조(PWM) 모드의 혼합 모드(PWM+PFM)로 동작하며, 제2 모드에서, 제1 풀 브릿지 스위칭부(SWUa) 또는 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)가, 펄스 주파수 변조(PFM) 모드로 동작할 수 있다. 이에 따라, 양방향 전원 변환이 가능하며, 복합 펄스 변조 방식을 사용하여, 안정적인 출력 이득 제어가 가능하게 된다.
한편, 제1 풀 브릿지 스위칭부(SWUa)가 펄스 주파수 변조(PFM) 모드와 펄스 폭 변조(PWM) 모드의 혼합 모드(PWM+PFM)로 동작하는 경우, 제1 풀 브릿지 스위칭부(SWUa) 내의 병렬 접속되는 스위칭 소자(S1과S3 또는 S2와S4)의 턴 온 타이밍은 중첩되지 않는 것이 바람직하다. 이에 따라, 병렬 접속되는 스위칭 소자의 동시의 턴 온에 의해 발생하는 순환 전류와, 도통 저항에 의한 손실을 방지할 수 있게 된다.
한편, 제1 풀 브릿지 스위칭부(SWUa)가 펄스 폭 변조(PWM) 모드로 동작하는 경우, 제1 풀 브릿지 스위칭부(SWUa) 내의 병렬 접속되는 스위칭 소자(S1과S3 또는 S2와S4)의 턴 온 타이밍은 중첩되지 않는 것이 바람직하다.
예를 들어, 제1 풀 브릿지 스위칭부(SWUa) 내의 병렬 접속되는 스위칭 소자 중 S1과S3이 동시에 턴 온되면, 제1 풀 브릿지 스위칭부(SWUa) 내에서, 순환 전류가 발생하며, 스위칭 소자인 S1과S3에 의한 도통 저항에 의한 손실이 발생할 수 있다.
이에 따라, 제1 풀 브릿지 스위칭부(SWUa)가 펄스 폭 변조(PWM) 모드로 동작하는 경우, 제1 풀 브릿지 스위칭부(SWUa) 내의 병렬 접속되는 스위칭 소자(S1과S3 또는 S2와S4)의 턴 온 타이밍은 중첩되지 않는 것이 바람직하다.
이와 유사하게, 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)가 펄스 폭 변조(PWM) 모드로 동작하는 경우, 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb) 내의 병렬 접속되는 스위칭 소자(S5와S7 또는 S6과S8)의 턴 온 타이밍은 중첩되지 않는 것이 바람직하다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 전력 변환 장치(600)는, 제1 풀 브릿지 스위칭부(SWUa) 또는 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)가, 펄스 주파수 변조(PFM) 모드와 펄스 폭 변조(PWM) 모드의 혼합 모드(PWM+PFM)로 동작하도록 제어하는 제어부(430)를 더 포함할 수 있다. 이에 따라, 양방향 전원 변환이 가능하며, 복합 펄스 변조 방식을 사용하여, 안정적인 출력 이득 제어가 가능하게 된다.
한편, 도면을 참조하면, 제어부(430)는, 입력측(nia-nib)에서 출력측(noa-nob)의 순방향(DRa) 전원 변환시, 즉 충전시의 충전 제어를 위한 충전 제어기(610)와, 출력측(noa-nob)에서 입력측(nia-nib)의 역방향(DRb) 전원 변환시, 즉 방전시의 방전 제어를 위한 방전 제어기(615)를 포함할 수 있다.
충전 제어기(610)는, 충전 모드 수행을 위한 주파수 신호(fs)를 출력할 수 있으며, 방전 제어기(615)는, 방전 모드 수행을 위한 주파수 신호(fs)를 출력할 수 있다.
한편, 제어부(430)는, 충전 제어기(610) 또는 방전 제어기(615)로부터의 주파수 신호(fs)에 기초하여, 펄스 주파수 변조(PFM) 모드 기반의 스위치 제어 신호(Sca,Scb)를 제1 풀 브릿지 스위칭부(SWUa) 또는 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)로 출력하는 펄스 변조기(620)를 더 구비할 수 있다.
예를 들어, 제어부(430) 내의 펄스 변조기(620)는, 충전 제어기(610) 또는 방전 제어기(615)로부터의 주파수 신호(fs)에 기초하여, 펄스 주파수 변조(PFM) 모드 기반의 스위치 제어 신호(Sca,Scb)를 제1 풀 브릿지 스위칭부(SWUa) 또는 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)로 출력할 수 있다.
다른 예로, 제어부(430) 내의 펄스 변조기(620)는, 충전 제어기(610) 또는 방전 제어기(615)로부터의 주파수 신호(fs)에 기초하여, 펄스 주파수 변조(PFM) 모드와 펄스 폭 변조(PWM) 모드의 혼합 모드(PWM+PFM) 기반의 스위치 제어 신호(Sca,Scb)를 제1 풀 브릿지 스위칭부(SWUa) 또는 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)로 출력할 수 있다.
이에 따라, 양방향 전원 변환이 가능하며, 안정적인 출력 이득 제어가 가능하게 된다. 특히, 전력 변환 장치(600) 내의 공진 회로의 의존도를 낮추면서, 양방향 공진형 컨버터의 최소 전압 및 최소 부하 범위를 증가시킬 수 있게 된다.
한편, 제어부(430) 내의 펄스 변조기(620)는, 트랜스포머(T)의 제1 측(nia-nib)에서 제2 측(noa-nob) 방향(DRa)으로의 전원 변환시, 또는 트랜스포머(T)의 제2 측(noa-nob)에서 제1 측(nia-nib) 방향(DRb)으로의 전원 변환시, 제1 풀 브릿지 스위칭부(SWUa)가 펄스 주파수 변조(PFM) 모드를 수행하도록 제어하고, 입력 주파수가 설정 주파수 보다 큰 경우, 제1 풀 브릿지 스위칭부(SWUa)가 펄스 폭 변조(PWM) 모드를 수행하도록 제어할 수 있다. 이에 따라, 양방향 전원 변환이 가능하며, 복합 펄스 변조 방식을 사용하여, 안정적인 출력 이득 제어가 가능하게 된다.
한편, 제어부(430) 내의 펄스 변조기(620)는, 트랜스포머(T)의 제1 측(nia-nib)에서 제2 측(noa-nob) 방향(DRa)으로의 전원 변환시, 제1 풀 브릿지 스위칭부(SWUa)의 입력단의 전압(Vi)이 제1 레벨(LVa1)인 상태에서, 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)의 출력단의 전압(Vdc)이, 제2 레벨(LVa2)과 제3 레벨(LVa3) 사이인 경우, 제1 풀 브릿지 스위칭부(SWUa)가 펄스 주파수 변조(PFM) 모드가 수행되도록 제어하며, 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)의 출력단의 전압(Vdc)이, 제3 레벨(LVa3)과 제4 레벨(LVa4) 사이인 경우, 제1 풀 브릿지 스위칭부(SWUa)가 펄스 주파수 변조(PFM) 모드와 펄스 폭 변조(PWM) 모드의 혼합 모드(PWM+PFM)로 동작하도록 제어할 수 있다. 이에 따라, 양방향 전원 변환이 가능하며, 복합 펄스 변조 방식을 사용하여, 안정적인 출력 이득 제어가 가능하게 된다.
한편, 제어부(430) 내의 펄스 변조기(620)는, 트랜스포머(T)의 제2 측(noa-nob)에서 제1 측(nia-nib) 방향(DRb)으로의 전원 변환시, 제1 풀 브릿지 스위칭부의 입력단의 전압(Vi)이 제1 레벨(LVa1)인 상태에서, 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)의 출력단의 전압(Vdc)이, 제6 레벨(LVb2)과 제7 레벨(LVb3) 사이인 경우, 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)가 펄스 주파수 변조(PFM) 모드와 펄스 폭 변조(PWM) 모드의 혼합 모드(PWM+PFM)로 동작하도록 제어하며, 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)의 출력단의 전압(Vdc)이, 제7 레벨(LVb3)과 제8 레벨(LVb4) 사이인 경우, 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)가 펄스 주파수 변조(PFM) 모드가 수행되도록 제어할 수 있다. 이에 따라, 양방향 전원 변환이 가능하며, 복합 펄스 변조 방식을 사용하여, 안정적인 출력 이득 제어가 가능하게 된다.
도 7은 본 발명의 일실시예에 따른 전력 변환 장치의 동작방법을 나타내는 순서도의 일예이고, 도 8a 내지 도 10d는 도 6 또는 도 7의 설명에 참조되는 도면이다.
도면을 참조하면, 제어부(430)는, 제1 풀 브릿지 스위칭부(SWUa) 또는 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)가, 펄스 주파수 변조(PFM) 모드에 기초하여 스위칭 동작을 수행하도록 제어한다(S710).
예를 들어, 제어부(430)는, 충전시, 제1 풀 브릿지 스위칭부(SWUa)가, 펄스 주파수 변조(PFM) 모드에 기초하여 스위칭 동작을 수행하도록 제어할 수 있다.
다른 예로, 제어부(430)는, 방전시, 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)가, 펄스 주파수 변조(PFM) 모드에 기초하여 스위칭 동작을 수행하도록 제어할 수 있다.
다음, 제어부(430) 내의 펄스 변조기(620)에 입력되는 입력 주파수(fs)가 설정 주파수 보다 큰 지 여부를 판단하고(S720), 해당하지 않는 경우, 제어부(430)는, 펄스 주파수 변조(PFM) 모드에 기초하여 스위칭 동작을 수행하도록 제어할 수 있다.
한편, 제720 단계(S720)에서, 제어부(430) 내의 펄스 변조기(620)에 입력되는 입력 주파수(fs)가 설정 주파수 보다 큰 경우, 제어부(430)는, 펄스 폭 변조(PWM) 모드에 기초하여 스위칭 동작을 수행하도록 제어할 수 있다(S730).
예를 들어, 제어부(430)는, 충전시, 제1 풀 브릿지 스위칭부(SWUa)가, 펄스 폭 변조(PWM) 모드에 기초하여 스위칭 동작을 수행하도록 제어할 수 있다.
다른 예로, 제어부(430)는, 방전시, 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)가, 펄스 폭 변조(PWM) 모드에 기초하여 스위칭 동작을 수행하도록 제어할 수 있다.
이에 따라, 양방향 전원 변환이 가능하며, 복합 펄스 변조 방식을 사용하여, 안정적인 출력 이득 제어가 가능하게 된다.
도 8a는 펄스 주파수 변조(PFM)를 나타내는 스위칭 제어 신호(fs)의 일예이다.
도면을 참조하면, 2개의 펄스 중 제1 펄스는 S1,S4의 턴 온 듀티를 나타내며, 제2 펄스는 S2,S3의 턴 온 듀티를 나타낼 수 있다. 도면에서는, 제1 펄스의 턴 온 듀티가 DTa 인 것을 예시한다.
도 8b는 펄스 폭 변조(PWM)를 나타내는 스위칭 제어 신호(fca,fcb)의 일예이다.
도면을 참조하면, Tb1 기간 내의 2개의 펄스 중 제1 펄스는 S1,S4의 턴 온 듀티를 나타내며, 제2 펄스는 S2,S3의 턴 온 듀티를 나타낼 수 있다. 도면에서는, 제1 펄스의 턴 온 듀티가, Dta 보다 작은 DTb 인 것을 예시한다.
한편, Tb2 기간 내의 2개의 펄스 중 제1 펄스는 S1,S4의 턴 온 듀티를 나타내며, 제2 펄스는 S2,S3의 턴 온 듀티를 나타낼 수 있다. 도면에서는, 제1 펄스의 턴 온 듀티가, Dta 보다 작은 DTc 인 것을 예시한다.
도 8c는 펄스 주파수 변조(PFM)와 펄스 폭 변조(PWM)를 혼합한 혼합 모드(PFM_PWM)를 나타내는 스위칭 제어 신호(fs,fca,fcb)의 일예이다.
도면을 참조하면, Ta1 기간 내의 2개의 펄스 중 제1 펄스는 S1,S4의 턴 온 듀티를 나타내며, 제2 펄스는 S2,S3의 턴 온 듀티를 나타낼 수 있다. 도면에서는, 제1 펄스의 턴 온 듀티가 DTa 인 것을 예시한다.
도면을 참조하면, Tb1 기간 내의 2개의 펄스 중 제1 펄스는 S1,S4의 턴 온 듀티를 나타내며, 제2 펄스는 S2,S3의 턴 온 듀티를 나타낼 수 있다. 도면에서는, 제1 펄스의 턴 온 듀티가, Dta 보다 작은 DTb 인 것을 예시한다.
한편, Tb2 기간 내의 2개의 펄스 중 제1 펄스는 S1,S4의 턴 온 듀티를 나타내며, 제2 펄스는 S2,S3의 턴 온 듀티를 나타낼 수 있다. 도면에서는, 제1 펄스의 턴 온 듀티가, Dta 보다 작은 DTc 인 것을 예시한다.
도 8c의 혼합 모드(PFM_PWM)에 따르면, 양방향 전원 변환이 가능하며, 안정적인 출력 이득 제어가 가능하게 된다. 특히, 전력 변환 장치(600) 내의 공진 회로의 의존도를 낮추면서, 양방향 공진형 컨버터의 최소 전압 및 최소 부하 범위를 증가시킬 수 있게 된다.
도 9a는 전력 변환 장치(600)가 입력측(nia-nib)에서 출력측(noa-nob)의 순방향(DRa)으로 전원 변환하는 충전 모드를 나타내는 도면이다.
도 9b는 전력 변환 장치(600)의 충전 모드시의, 전원 변환에 따른 펄스 주파수 변조(PFM)와, 혼합 모드(PFM_PWM)가 선택적으로 수행되는 것을 예시한다.
한편, 제어부(430)는, 트랜스포머(T)의 제1 측(nia-nib)에서 제2 측(noa-nob) 방향(DRa)으로의 전원 변환시, 제1 풀 브릿지 스위칭부(SWUa)의 입력단의 전압(Vi)이 제1 레벨(LVa1)인 상태에서, 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)의 출력단의 전압(Vdc)이, 제2 레벨(LVa2)과 제3 레벨(LVa3) 사이인 경우, 제1 풀 브릿지 스위칭부(SWUa)가 펄스 주파수 변조(PFM) 모드가 수행되도록 제어할 수 있다.
한편, 제어부(430)는, 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)의 출력단의 전압(Vdc)이, 제3 레벨(LVa3)과 제4 레벨(LVa4) 사이인 경우, 제1 풀 브릿지 스위칭부(SWUa)가 펄스 주파수 변조(PFM) 모드와 펄스 폭 변조(PWM) 모드의 혼합 모드(PWM+PFM)로 동작하도록 제어할 수 있다. 이에 따라, 양방향 전원 변환이 가능하며, 복합 펄스 변조 방식을 사용하여, 안정적인 출력 이득 제어가 가능하게 된다.
제2 레벨(LVa2)은 제1 레벨(LVa1) 보다 크며, 제3 레벨(LVa3)과 제4 레벨(LVa4)은 제1 레벨(LVa1) 보다 작은 것이 바람직하다.
도 9c는 충전 모드에서의 주파수 대비 출력 전압 곡선들(CVa1~CVa3)을 예시하는 도면이다.
도면을 참조하면, 가로축은 주파수를 나타내며, 세로축은 출력 전압의 레벨을 나타낸다.
제어부(430)는, 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)의 출력단의 전압(Vdc)이 출력 이득이 높게 필요한 제3 레벨(LVa3) 이상인 경우, 보다 구체적으로, 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)의 출력단의 전압(Vdc)이, 제2 레벨(LVa2)과 제3 레벨(LVa3) 사이인 경우, 제1 풀 브릿지 스위칭부(SWUa)가 펄스 주파수 변조(PFM) 모드가 수행되도록 제어할 수 있다.
이때, 펄스 주파수 변조(PFM)에서의 주파수는, 제1 주파수로서, 예를 들어, 250KHz 이상일 수 있다.
제어부(430)는, 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)의 출력단의 전압(Vdc)이 제3 레벨(LVa3) 미만이며, 입력 주파수가 설정 주파수 보다 큰 경우, 제1 풀 브릿지 스위칭부(SWUa)가, 펄스 주파수 변조(PFM) 모드와 펄스 폭 변조(PWM) 모드의 혼합 모드(PWM+PFM)로 동작하도록 제어할 수 있다.
특히, 제어부(430)는, 출력 이득 감소가 필요한 지점에서는, 펄스 폭 변조(PWM) 모드로 동작하도록 제어할 수 있다.
이때, 펄스 폭 변조(PWM)에서의 주파수는, 제2 주파수로서, 예를 들어, 125KHz 이상일 수 있다.
도면에서의 출력 전압 곡선들(CVa1~CVa3) 중 제3 레벨(LVa3) 이상이면, 펄스 주파수 변조(PFM) 모드로 수행하고, 제3 레벨(LVa3) 미만이면, 펄스 폭 변조(PWM) 모드로 수행할 수 있다.
도면에서의 출력 전압 곡선들(CVa1~CVa3)과, 제3 레벨(LVa3)이 만나는 지점에 대응하는 주파수는 대략 125KHz일 수 있다.
제어부(430)는, 주파수가 125KHz 이상인 경우, 펄스 폭 변조(PWM)가 수행되도록 제어할 수 있다.
도 9d는 충전 모드에서의 주파수 대비 출력 전압 곡선들(CVa4,CVa5)를 예시하는 도면이다.
도면을 참조하면, 가로축은 주파수를 나타내며, 세로축은 출력 전압의 레벨을 나타낸다.
한편, 제어부(430)는, 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)의 출력단의 전압(Vdc)이, 제4 레벨(LVa4) 이상인 경우, 제1 풀 브릿지 스위칭부(SWUa)가 펄스 주파수 변조(PFM) 모드를 수행하도록 제어할 수 있다.
도면에서의 CVa4 곡선은 항상 제4 레벨(LVa4) 이상이므로, 제1 풀 브릿지 스위칭부(SWUa)가 펄스 주파수 변조(PFM) 모드를 수행할 수 있다.
한편, CVa5 곡선을 보면, CVa5 곡선과, 제4 레벨(LVa4)이 만나는 지점 미만의 주파수에서는, 펄스 주파수 변조(PFM) 모드가 수행될 수 있다.
한편, 제어부(430)는, 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)의 출력단의 전압(Vdc)이, 제4 레벨(LVa4) 미만이며, 입력 주파수가 입력 주파수가 설정 주파수 보다 큰 경우, 제1 풀 브릿지 스위칭부(SWUa)가 펄스 폭 변조(PWM) 모드를 수행하도록 제어할 수 있다.
도면에서의 CVa5 곡선과, 제4 레벨(LVa4)이 만나는 지점 이상의 주파수에서는, 펄스 폭 변조(PWM) 모드가 수행될 수 있다.
도 10a는 전력 변환 장치(600)가 출력측(noa-nob)에서 입력측(nia-nib)의 역방향(DRb)으로 전원 변환하는 방전 모드를 나타내는 도면이다.
도 10b는 전력 변환 장치(600)의 방전 모드시의, 전원 변환에 따른 펄스 주파수 변조(PFM)와, 혼합 모드(PFM_PWM)가 선택적으로 수행되는 것을 예시한다.
한편, 제어부(430)는, 트랜스포머(T)의 제2 측(noa-nob)에서 제1 측(nia-nib) 방향(DRb)으로의 전원 변환시, 제1 풀 브릿지 스위칭부의 입력단의 전압(Vi)이 제1 레벨(LVa1)인 상태에서, 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)의 출력단의 전압(Vdc)이, 제6 레벨(LVb2)과 제7 레벨(LVb3) 사이인 경우, 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)가 펄스 주파수 변조(PFM) 모드와 펄스 폭 변조(PWM) 모드의 혼합 모드(PWM+PFM)로 동작하도록 제어할 수 있다.
한편, 제어부(430)는, 트랜스포머(T)의 제2 측(noa-nob)에서 제1 측(nia-nib) 방향(DRb)으로의 전원 변환시, 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)의 출력단의 전압(Vdc)이, 제7 레벨(LVb3)과 제8 레벨(LVb4) 사이인 경우, 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)가 펄스 주파수 변조(PFM) 모드가 수행되도록 제어할 수 있다. 이에 따라, 양방향 전원 변환이 가능하며, 복합 펄스 변조 방식을 사용하여, 안정적인 출력 이득 제어가 가능하게 된다.
도 10c는 방전 모드에서의 주파수 대비 출력 전압 곡선들(CVb1,CVb2)를 예시하는 도면이다.
도면을 참조하면, 가로축은 주파수를 나타내며, 세로축은 출력 전압의 레벨을 나타낸다.
한편, 제어부(430)는, 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)의 출력단의 전압(Vdc)이, 제7 레벨(LVb3)에 대응하는 refb1 미만인 경우, 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)가 펄스 주파수 변조(PFM) 모드를 수행하도록 제어할 수 있다.
이때, 펄스 주파수 변조(PFM)에서의 주파수는, 제1 주파수로서, 예를 들어, 250KHz 이상일 수 있다.
한편, 제어부(430)는, 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)의 출력단의 전압(Vdc)이, 제7 레벨(LVb3) 이상이며, 입력 주파수가 입력 주파수가 설정 주파수 보다 큰 경우, 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)가 펄스 폭 변조(PWM) 모드를 수행하도록 제어할 수 있다.
이때, 펄스 폭 변조(PWM)에서의 주파수는, 제2 주파수로서, 예를 들어, 125KHz 이상일 수 있다.
도면에서의 CVb1 곡선은 항상 제7 레벨(LVb3) 이상이므로, 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)가 펄스 폭 변조(PWM) 모드와 펄스 주파수 변조(PFM) 모드를 혼합한 혼합 모드를 수행할 수 있다.
한편, CVb2 곡선을 보면, CVb2 곡선과, 제7 레벨(LVb3)이 만나는 지점 미만의 주파수에서는, 펄스 주파수 변조(PFM) 모드가 수행될 수 있다.
한편, 제어부(430)는, 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)의 출력단의 전압(Vdc)이, 제7 레벨(LVb7) 미만이며, 입력 주파수가 입력 주파수가 설정 주파수 보다 큰 경우, 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)가 펄스 폭 변조(PWM) 모드를 수행하도록 제어할 수 있다.
즉, 도면에서의 CVb2 곡선과, 제7 레벨(LVb7)이 만나는 지점 이상의 주파수에서는, 펄스 폭 변조(PWM) 모드가 수행될 수 있다.
도 10d는 충전 모드에서의 주파수 대비 출력 전압 곡선들(CVb3~CVb5)을 예시하는 도면이다.
도면을 참조하면, 가로축은 주파수를 나타내며, 세로축은 출력 전압의 레벨을 나타낸다.
제어부(430)는, 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)의 출력단의 전압(Vdc)이 출력 이득이 높게 필요한 제7 레벨(LVb3)에 대응하는 refb2 이상인 경우, 보다 구체적으로, 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)의 출력단의 전압(Vdc)이, 제6 레벨(LVb2)과 제7 레벨(LVb3) 사이인 경우, 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)가 펄스 폭 변조(PWM) 모드와 펄스 주파수 변조(PFM) 모드를 혼합한 혼합 모드를 수행하도록 제어할 수 있다.
제어부(430)는, 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)의 출력단의 전압(Vdc)이 제7 레벨(LVb3) 미만이며, 입력 주파수가 설정 주파수 보다 큰 경우, 제2 풀 브릿지 스위칭부(SWUb)가, 펄스 주파수 변조(PFM) 모드와 펄스 폭 변조(PWM) 모드의 혼합 모드(PWM+PFM)로 동작하도록 제어할 수 있다.
특히, 제어부(430)는, 출력 이득 감소가 필요한 지점에서는, 펄스 폭 변조(PWM) 모드로 동작하도록 제어할 수 있다.
도면에서의 출력 전압 곡선들(CVb3~CVb5) 중 제7 레벨(LVb3) 이상이면, 펄스 폭 변조(PWM) 모드로로 수행하고, 제3 레벨(LVa3) 미만이면, 펄스 주파수 변조(PFM) 모드로 수행할 수 있다.
도면에서의 출력 전압 곡선들(CVb3~CVb5)과, 제7 레벨(LVb3)이 만나는 지점에 대응하는 주파수는 대략 125KHz일 수 있다.
제어부(430)는, 주파수가 125KHz 이상인 경우, 펄스 주파수 변조(PFM)가 수행되도록 제어할 수 있다.
이에 따라, 양방향 전원 변환이 가능하며, 안정적인 출력 이득 제어가 가능하게 된다. 특히, 전력 변환 장치 내의 공진 회로의 의존도를 낮추면서, 양방향 공진형 컨버터의 최소 전압 및 최소 부하 범위를 증가시킬 수 있게 된다.
본 발명의 실시예에 따른 전력 변환 장치, 및 이를 구비하는 차량은, 상기한 바와 같이 설명된 실시예들의 구성과 방법이 한정되게 적용될 수 있는 것이 아니라, 상기 실시예들은 다양한 변형이 이루어질 수 있도록 각 실시예들의 전부 또는 일부가 선택적으로 조합되어 구성될 수도 있다.
또한, 이상에서는 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 도시하고 설명하였지만, 본 발명은 상술한 특정의 실시예에 한정되지 아니하며, 청구범위에서 청구하는 본 발명의 요지를 벗어남이 없이 당해 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진자에 의해 다양한 변형실시가 가능한 것은 물론이고, 이러한 변형실시들은 본 발명의 기술적 사상이나 전망으로부터 개별적으로 이해되어져서는 안될 것이다.

Claims (20)

  1. 트랜스포머;
    상기 트랜스포머의 제1 측에 배치되어 풀 브릿지 스위칭을 수행하는 제1 풀 브릿지 스위칭부;
    상기 트랜스포머와 상기 제1 풀 브릿지 스위칭부 사이에 배치되는 제1 커패시터와 제1 인덕터;
    상기 트랜스포머의 제2 측에 배치되어 풀 브릿지 스위칭을 수행하는 제2 풀 브릿지 스위칭부;
    상기 트랜스포머와 상기 제2 풀 브릿지 스위칭부 사이에 배치되는 제2 커패시터와 제2 인덕터;를 포함하고,
    상기 제1 풀 브릿지 스위칭부 또는 제2 풀 브릿지 스위칭부가, 펄스 주파수 변조 모드와 펄스 폭 변조 모드의 혼합 모드로 동작하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    제1 모드에서, 상기 제1 풀 브릿지 스위칭부 또는 제2 풀 브릿지 스위칭부가, 펄스 주파수 변조 모드와 펄스 폭 변조 모드의 혼합 모드로 동작하며,
    제2 모드에서, 상기 제1 풀 브릿지 스위칭부 또는 제2 풀 브릿지 스위칭부가, 펄스 주파수 변조 모드로 동작하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 제1 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 주파수 변조 모드와 펄스 폭 변조 모드의 혼합 모드로 동작하는 경우, 상기 제1 풀 브릿지 스위칭부 내의 병렬 접속되는 스위칭 소자의 턴 온 타이밍은 중첩되지 않는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 제1 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 폭 변조 모드로 동작하는 경우, 상기 제1 풀 브릿지 스위칭부 내의 병렬 접속되는 스위칭 소자의 턴 온 타이밍은 중첩되지 않는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 제1 풀 브릿지 스위칭부 또는 제2 풀 브릿지 스위칭부가, 펄스 주파수 변조 모드와 펄스 폭 변조 모드의 혼합 모드로 동작하도록 제어하는 제어부;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 트랜스포머의 제1 측에서 제2 측 방향으로의 전원 변환시, 또는 상기 트랜스포머의 제2 측에서 제1 측 방향으로의 전원 변환시,
    상기 제1 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 주파수 변조 모드를 수행하도록 제어하고,
    입력 주파수가 설정 주파수 보다 큰 경우, 상기 제1 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 폭 변조 모드를 수행하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  7. 제5항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 트랜스포머의 제1 측에서 제2 측 방향으로의 전원 변환시, 상기 제1 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 주파수 변조 모드와 펄스 폭 변조 모드의 혼합 모드로 동작하도록 제어하며,
    상기 트랜스포머의 제2 측에서 제1 측 방향으로의 전원 변환시, 상기 제2 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 주파수 변조 모드와 펄스 폭 변조 모드의 혼합 모드로 동작하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  8. 제5항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 트랜스포머의 제1 측에서 제2 측 방향으로의 전원 변환시, 상기 제1 풀 브릿지 스위칭부의 입력단의 전압이 제1 레벨인 상태에서,
    상기 제2 풀 브릿지 스위칭부의 출력단의 전압이, 제2 레벨과 제3 레벨 사이인 경우, 상기 제1 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 주파수 변조 모드가 수행되도록 제어하며,
    상기 제2 풀 브릿지 스위칭부의 출력단의 전압이, 상기 제3 레벨과 제4 레벨 사이인 경우, 상기 제1 풀 브릿지 스위칭부가 상기 펄스 주파수 변조 모드와 펄스 폭 변조 모드의 혼합 모드로 동작하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 제2 레벨은 상기 제1 레벨 보다 크며, 상기 제3 레벨과 상기 제4 레벨은 상기 제1 레벨 보다 작은 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 트랜스포머의 제1 측에서 제2 측 방향으로의 전원 변환시, 상기 제2 풀 브릿지 스위칭부의 출력단의 전압이,
    상기 제3 레벨 이상인 경우, 상기 제1 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 주파수 변조 모드가 수행되도록 제어하며,
    상기 제3 레벨 미만이며, 입력 주파수가 설정 주파수 보다 큰 경우, 상기 제1 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 폭 변조 모드를 수행하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  11. 제8항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 트랜스포머의 제1 측에서 제2 측 방향으로의 전원 변환시, 상기 제2 풀 브릿지 스위칭부의 출력단의 전압이, 상기 제4 레벨 미만이며, 입력 주파수가 입력 주파수가 설정 주파수 보다 큰 경우, 상기 제1 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 폭 변조 모드를 수행하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  12. 제5항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 트랜스포머의 제2 측에서 제1 측 방향으로의 전원 변환시, 상기 제1 풀 브릿지 스위칭부의 입력단의 전압이 제1 레벨인 상태에서,
    상기 제2 풀 브릿지 스위칭부의 출력단의 전압이, 제6 레벨과 제7 레벨 사이인 경우, 상기 제2 풀 브릿지 스위칭부가 상기 펄스 주파수 변조 모드와 펄스 폭 변조 모드의 혼합 모드로 동작하도록 제어하며,
    상기 제2 풀 브릿지 스위칭부의 출력단의 전압이, 상기 제7 레벨과 제8 레벨 사이인 경우, 상기 제2 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 주파수 변조 모드가 수행되도록 제어하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 제6 레벨과 제7 레벨은 상기 제5 레벨 보다 크며, 상기 제8 레벨은 상기 제5 레벨 보다 작은 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  14. 제12항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 트랜스포머의 제2 측에서 제1 측 방향으로의 전원 변환시, 상기 제2 풀 브릿지 스위칭부의 출력단의 전압이,
    상기 제7 레벨 미만인 경우, 상기 제2 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 주파수 변조 모드가 수행되도록 제어하며,
    상기 제7 레벨 이상이며, 입력 주파수가 설정 주파수 보다 큰 경우, 상기 제2 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 폭 변조 모드를 수행하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  15. 제12항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 트랜스포머의 제2 측에서 제1 측 방향으로의 전원 변환시, 상기 제2 풀 브릿지 스위칭부의 출력단의 전압이, 상기 제7 레벨 이상이며, 입력 주파수가 입력 주파수가 설정 주파수 보다 큰 경우, 상기 제2 풀 브릿지 스위칭부가 펄스 폭 변조 모드를 수행하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  16. 제1항에 있어서,
    상기 제1 풀 브릿지 스위칭부는,
    서로 직렬 접속되는 제1 내지 제2 스위칭 소자;
    상기 제1 내지 제2 스위칭 소자에 병렬 접속되며, 서로 직렬 접속되는 제3 내지 제4 스위칭 소자;를 구비하며,
    상기 제1 스위칭 소자와 상기 제2 스위칭 소자의 사이인 제1 노드와, 상기 제3 스위칭 소자와 상기 제4 스위칭 소자의 사이인 제2 노드 사이에, 상기 트랜스포머의 상기 제1 측이 접속되는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  17. 제1항에 있어서,
    상기 제1 풀 브릿지 스위칭부는,
    서로 직렬 접속되는 제1 내지 제2 스위칭 소자;
    상기 제1 내지 제2 스위칭 소자에 병렬 접속되며, 서로 직렬 접속되는 제3 내지 제4 스위칭 소자;를 구비하며,
    상기 제1 스위칭 소자와 상기 제2 스위칭 소자의 사이인 제1 노드와, 상기 트랜스포머의 상기 제1 측 사이에, 상기 제1 인덕터가 접속되며,
    상기 제3 스위칭 소자와 상기 제4 스위칭 소자의 사이인 제2 노드와, 상기 트랜스포머의 상기 제1 측 사이에, 상기 제1 커패시터가 접속되는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  18. 제1항에 있어서,
    상기 제2 풀 브릿지 스위칭부는,
    서로 직렬 접속되는 제5 내지 제6 스위칭 소자;
    상기 제5 내지 제6 스위칭 소자에 병렬 접속되며, 서로 직렬 접속되는 제7 내지 제8 스위칭 소자;를 구비하며,
    상기 제5 스위칭 소자와 상기 제6 스위칭 소자의 사이인 제3 노드와, 상기 제7 스위칭 소자와 상기 제8 스위칭 소자의 사이인 제4 노드 사이에, 상기 트랜스포머의 상기 제2 측이 접속되는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  19. 제1항에 있어서,
    상기 제1 풀 브릿지 스위칭부는,
    서로 직렬 접속되는 제5 내지 제6 스위칭 소자;
    상기 제5 내지 제6 스위칭 소자에 병렬 접속되며, 서로 직렬 접속되는 제7 내지 제8 스위칭 소자;를 구비하며,
    상기 제7 스위칭 소자와 상기 제8 스위칭 소자의 사이인 제4 노드와, 상기 트랜스포머의 상기 제2 측 사이에, 상기 제2 인덕터가 접속되며,
    상기 제5 스위칭 소자와 상기 제6 스위칭 소자의 사이인 제2 노드와, 상기 트랜스포머의 상기 제2 측 사이에, 상기 제2 커패시터가 접속되는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  20. 제1항 내지 제19항 중 어느 한 항의 전력 변환 장치;를 구비하는 것을 특징으로 하는 차량.
KR1020200004350A 2020-01-13 2020-01-13 전력 변환 장치, 및 이를 구비하는 차량 KR20210090957A (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020200004350A KR20210090957A (ko) 2020-01-13 2020-01-13 전력 변환 장치, 및 이를 구비하는 차량

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020200004350A KR20210090957A (ko) 2020-01-13 2020-01-13 전력 변환 장치, 및 이를 구비하는 차량

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR20210090957A true KR20210090957A (ko) 2021-07-21

Family

ID=77143598

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020200004350A KR20210090957A (ko) 2020-01-13 2020-01-13 전력 변환 장치, 및 이를 구비하는 차량

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR20210090957A (ko)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN116915029A (zh) * 2023-09-11 2023-10-20 深圳市省油灯网络科技有限公司 一种电源变换器的控制方法、装置、系统及存储介质
CN117277908A (zh) * 2023-11-21 2023-12-22 佳沃德（佛山）科技有限公司 一种高速开关磁阻电机的功率变换器

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN116915029A (zh) * 2023-09-11 2023-10-20 深圳市省油灯网络科技有限公司 一种电源变换器的控制方法、装置、系统及存储介质
CN116915029B (zh) * 2023-09-11 2023-12-19 深圳市省油灯网络科技有限公司 一种电源变换器的控制方法、装置、系统及存储介质
CN117277908A (zh) * 2023-11-21 2023-12-22 佳沃德（佛山）科技有限公司 一种高速开关磁阻电机的功率变换器

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9789776B2 (en) Charging apparatus and electric vehicle including the same
JP3692993B2 (ja) 駆動装置および動力出力装置
US9376025B2 (en) Charging apparatus and electric vehicle including the same
EP3434508A1 (en) Electric system architecture for range extended electric vehicles
WO2013077221A1 (ja) 電力変換装置及び充電システム
EP3255778B1 (en) System and method for an inverter for self-excitation of an induction machine
KR20210090957A (ko) 전력 변환 장치, 및 이를 구비하는 차량
US20240153707A1 (en) Film capacitor, power converting device, and vehicle including the same
CN114567230A (zh) 马达驱动装置及方法
KR101563866B1 (ko) 충전 장치, 및 이를 구비하는 전기 차량
KR101902885B1 (ko) 모터 구동장치 및 이를 구비하는 전기 차량
KR20210091603A (ko) 전력 변환 장치, 및 이를 구비하는 차량
KR101563867B1 (ko) 충전 장치, 및 이를 구비하는 전기 차량
US10014807B2 (en) System and method for an inverter for self-excitation of an induction machine
KR20200030973A (ko) 모터 구동장치, 모터 구동 시스템, 및 이를 구비하는 차량
KR102011831B1 (ko) 모터 구동장치 및 이를 구비하는 차량
JP4178933B2 (ja) 電動機を用いた電力変換装置
US11462989B2 (en) Power converting apparatus, and vehicle including the same
KR20210065502A (ko) 전력변환장치, 및 이를 포함하는 차량
KR20210090958A (ko) 전력 변환 장치, 및 이를 구비하는 차량
KR20210081056A (ko) 모터 구동 장치, 및 이를 구비하는 차량
KR101627221B1 (ko) 전기 자동차의 모터 구동장치
KR20230052283A (ko) 모터 구동장치, 및 이를 구비하는 차량
KR20110053083A (ko) 전기 자동차의 모터 구동장치
KR20210065501A (ko) 전력변환장치, 및 이를 포함하는 차량