CN103296915A - 电流型电力变换装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电流型电力变换装置，可以降低共模电压的振幅。实施方式所涉及的电流型电力变换装置具备逆变器部和驱动控制部。逆变器部在直流电流源的正极和负极之间按每个输出相具有串联连接的多个开关元件。驱动控制部通过控制不同输出相的开关元件而向输出相之间供给电流的输出模式以及控制同一输出相的前述多个开关元件的短路模式，来进行与电流指令相应的逆变器部的控制。驱动控制部执行短路模式的输出相是相电压或相电流的绝对值最小的输出相。

Description

电流型电力变换装置

技术领域

所公开的实施方式涉及一种电流型电力变换装置。

背景技术

以往，已知有根据电流指令驱动开关元件的电流型电力变换装置。例如，专利文献1所记载的电流型电力变换装置比较分别对应于3个不同相之间（UW相、VU相、WV相）的电流指令（以下记载为线电流指令）和载波信号，从而生成3个不同相之间的PWM脉冲信号。然后，电流型电力变换装置利用所生成的3个不同相之间的PWM脉冲信号中的1个PWM脉冲信号与另1个PWM脉冲信号的反相信号的逻辑积来生成开关元件的驱动信号。

专利文献1：日本国特开平9-182458号公报

但是，在专利文献1所记载的电流型电力变换装置中，由于共模电压的振幅较大，因此有可能产生对无线电接收设备产生影响的电磁干扰波。

发明内容

实施方式的一个形态是鉴于上述问题而进行的，目的在于提供一种电流型电力变换装置，可以降低共模电压的振幅。

实施方式的一个形态所涉及的电流型电力变换装置具备逆变器部和驱动控制部。前述逆变器部在直流电流源的正极和负极之间按每个输出相具有串联连接的多个开关元件。前述驱动控制部通过控制不同输出相的前述开关元件而向输出相之间供给电流的输出模式以及控制同一输出相的前述多个开关元件的短路模式，来进行与电流指令相应的前述逆变器部的控制。前述驱动控制部执行前述短路模式的输出相是前述输出相中相电压或相电流的绝对值最小的输出相。

根据实施方式的一个形态，可提供一种电流型电力变换装置，可以降低共模电压的振幅。

附图说明

图1是表示第1实施方式所涉及的电流型电力变换装置的构成的图。

图2是表示相电流指令和线电流指令的关系的图。

图3是用于说明空间矢量调制法的图。

图4是输出模式中的共模电压的说明图。

图5是短路模式中的共模电压的说明图。

图6是表示驱动信号发生部的构成例的图。

图7是表示电流指令补偿器的构成例的图。

图8是表示判定图表的一个例子的图。

图9是用于说明线电流指令和第1偏差量及第2偏差量的关系的图。

图10A是表示线电流指令和补偿线电流指令的关系的图。

图10B是表示线电流指令和补偿线电流指令的关系的图。

图11是表示比较器的构成例的图。

图12是表示极性判定器的构成例的图。

图13是表示逻辑电路的构成例的图。

图14是表示逻辑电路部的构成例的图。

图15是表示逻辑电路部的构成例的图。

图16是表示线电流指令、载波信号及开关驱动信号的关系的图。

图17是表示线电流指令、载波信号及开关驱动信号的关系的图。

图18是表示线电流指令、载波信号及开关驱动信号的关系的图。

图19是表示第2实施方式所涉及的电流型电力变换装置的构成的图。

图20是表示电流指令补偿器的构成例的图。

图21是表示判定图表的一个例子的图。

图22是用于说明线电流指令和偏差量的关系的图。

图23是表示比较器的构成例的图。

图24是表示逻辑电路的构成例的图。

图25是表示逻辑电路部的构成例的图。

图26是表示逻辑电路部的构成例的图。

图27是表示线电流指令、载波信号及开关驱动信号的关系的图。

图28是表示载波信号和线电流指令的关系的图。

图29是表示载波信号和线电流指令的关系的图。

图30是表示载波信号和线电流指令的关系的图。

符号说明

1、1A-电流型电力变换装置；10-电流型逆变器部；11a～11f-开关元件；12a～12f-整流元件；13a～13f-驱动电路；20-驱动控制部；21-电压检测部；22-电流指令发生部；23、23A-驱动信号发生部；31、31A-电流指令补偿器；32-载波信号发生器；33、33A、61～66-比较器；34-极性判定器；35、35A-逻辑电路；36a～36f-断开延迟电路；41-区域判定器；42、42A-零矢量判定器；43、43A-大小判定器；44-最大判定器；45-最小判定器；46-减法器；47、52～54、89～94-加法器；48、82～87-切换器；49～51、81-乘法器；71～76、121～126-逻辑电路部；110a～110c-第1～第3比较部。

具体实施方式

以下参照附图，详细说明本申请所公开的电流型电力变换装置的实施方式。另外，本发明不受以下所示的实施方式限定。

（第1实施方式）

首先，对第1实施方式所涉及的电流型电力变换装置进行说明。图1是表示第1实施方式所涉及的电流型电力变换装置的构成的图。

如图1所示，第1实施方式所涉及的电流型电力变换装置1具备电流型逆变器部10和控制电流型逆变器部10的驱动控制部20。所述电流型电力变换装置1利用电流型逆变器部10将从直流电流源2供给的直流电力变换为交流电力并输出至负载的U相、V相及W相。作为负载例如有电动机等。另外，在图1所示的例子中，虽然将直流电流源2设置在电流型逆变器部10之外，但是也可以将直流电流源2设置在电流型逆变器部10内。

电流型逆变器部10具备6个开关元件11a～11f、6个整流元件12a～12f、及驱动开关元件11a～11f的6个驱动电路13a～13f。另外，以下有时将开关元件11a～11f总称为开关元件11。而且，有时将整流元件12a～12f总称为整流元件12。

在所述电流型逆变器部10中，在直流电流源2的正极和负极之间并联连接有3个桥式电路，其串联连接有2个开关元件11，在各开关元件11上串联连接有逆流防止用的整流元件12。而且，在串联连接的开关元件11a、11b之间连接有U相端子，在串联连接的开关元件11c、11d之间连接有V相端子，在串联连接的开关元件11e、11f之间连接有W相端子。

开关元件11是IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管）、MOSFET（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管）等利用开关驱动信号进行接通断开的开关元件。另外，也可以使用反向阻断型IGBT来代替整流元件12及由IGBT构成的开关元件11。

驱动控制部20具备电压检测部21、电流指令发生部22及驱动信号发生部23，生成分别向开关元件11a～11f的控制端子输入的开关驱动信号Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn。

电压检测部21检测出输出相即U相、V相及W相的各相电压（以下有时记载为相电压），向驱动信号发生部23输出相电压检测值Vu、Vv、Vw。相电压检测值Vu是U相端子的电压的瞬时值（以下记载为“电压瞬时值”），相电压检测值Vv是V相端子的电压瞬时值，相电压检测值Vw是W相端子的电压瞬时值。

电流指令发生部22并行输出与U相、V相及W相的各输出相相对应的相电流指令Iu^*、Iv^*、Iw^*和与3个不同的输出相之间（UW相、VU相、WV相）相对应的线电流指令Iuw^*、Ivu^*、Iwv^*。相电流指令Iu^*、Iv^*、Iw^*和线电流指令Iuw^*、Ivu^*、Iwv^*的关系由下述式（1）～（3）示出。

${\mathrm{Iuw}}^{*}=\frac{1}{3}({\mathrm{Iu}}^{*}-{\mathrm{Iw}}^{*})...\left(1\right)$

${\mathrm{Ivu}}^{*}=\frac{1}{3}({\mathrm{Iv}}^{*}-{\mathrm{Iu}}^{*})...\left(2\right)$

${\mathrm{Iwv}}^{*}=\frac{1}{3}({\mathrm{Iw}}^{*}-{\mathrm{Iv}}^{*})...\left(3\right)$

图2是表示相电流指令Iu^*、Iv^*、Iw^*和线电流指令Iuw^*、Ivu^*、Iwv^*的关系的图。在图2中示出各电流指令的1个周期每隔电角60度分为区域A～F的6个区域。区域A是相电流指令Iu^*包含正侧峰值的区域，区域B是相电流指令Iw^*包含负侧峰值的区域，区域C是相电流指令Iv^*包含正侧峰值的区域。另外，区域D是相电流指令Iu^*包含负侧峰值的区域，区域E是相电流指令Iw^*包含正侧峰值的区域，区域F是相电流指令Iv^*包含负侧峰值的区域。

驱动信号发生部23从电流指令发生部22取得线电流指令Iuw^*、Ivu^*、Iwv^*及相电流指令Iu^*、Iv^*、Iw^*，还从电压检测部21取得相电压检测值Vu、Vv、Vw。驱动信号发生部23根据所取得的这些信息，利用空间矢量调制法生成开关驱动信号Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn。

图3是用于说明空间矢量调制法的图。图3中示出空间矢量调制中的9个电流矢量Iuv、Iuw、Ivw、Ivu、Iwu、Iwv、Iuu、Ivv、Iww。驱动信号发生部23输出与这些电流矢量相应的开关驱动信号Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn。以下为了方便，有时将输出与电流矢量相应的开关驱动信号记载为输出电流矢量。

在9个电流矢量中，电流矢量Iuv、Iuw、Ivw、Ivu、Iwu、Iwv是与流过不同的输出相之间的电流相对应的电流矢量。而且，电流矢量Iwv、Iuu、Ivv、Iww是分别对应于一个输出相的电流矢量，是大小为零的电流矢量。以下，有时将与流过不同相之间的电流相对应的电流矢量记载为“有效矢量”，将对应于一个输出相的大小为零的电流矢量记载为“零矢量”。

驱动信号发生部23判定相电流指令Iu^*、Iv^*、Iw^*的相位状态是区域A～F（参照图2）中哪个区域的状态。然后，驱动信号发生部23输出在所判定的区域中邻接的2个有效矢量和与这些有效矢量邻接的零矢量。该输出状态由图3中的电流指令矢量I_{out_r}来表现。驱动信号发生部23为了输出由电流指令矢量I_{out_r}表现的电流，调节输出零矢量和2个有效矢量的时间。

图3所示的矢量Ia表示电流指令矢量I_{out_r}的Iuw矢量方向成分，矢量Ib表示电流指令矢量I_{out_r}的Iuv矢量方向成分。图3所示的电流指令矢量I_{out_r}是图2所示的t1时刻的电流指令矢量I_{out_r}。使电流矢量Iuw、Ivw、Ivu、Iwu、Iwv、Iuv的大小与直流电流源2的电流值相等时，则图3所示的矢量Ia及Ib的大小与图2所示的标量Ia及Ib一致。

在驱动信号发生部23中，为了生成电流指令矢量I_{out_r}，使用PWM（PulseWidth Modulation：脉宽调制）方法。例如，使PWM的控制周期为T，使直流电流源2的电流值为IL，使输出2个有效矢量中一个的时间为Ta，使输出另一个的时间为Tb时，Ta、Tb由下述式（4）、（5）来确定。

$\mathrm{Ta}=T\×\frac{\mathrm{Ia}}{\mathrm{IL}}...\left(4\right)$

$\mathrm{Tb}=T\×\frac{\mathrm{Ib}}{\mathrm{IL}}...\left(5\right)$

驱动信号发生部23在控制周期T中，仅以时间Ta输出一个有效矢量，以时间Tb输出另一个有效矢量，控制周期T的剩余时间Tc（=T-Ta-Tb）则输出零矢量。

例如，在图2所示的t1时刻的电流指令矢量I_{out_r}的情况下，驱动信号发生部23仅以时间Ta输出电流矢量Iuw，以时间Tb输出电流矢量Iuv，控制剩余时间Tc则输出零矢量。

驱动信号发生部23构成为，作为形成电流指令矢量I_{out_r}的零矢量，可选择共模电压的振幅变为最低的零矢量。由此，可以降低电流型电力变换装置1产生的共模电压的振幅。以下，对降低共模电压的振幅具体进行说明。

在电流型逆变器部10中，使开关元件11a～11f全部断开时，则隔断从直流电流源2流向负载的电流。由于直流电流源2具备较大的电感，因此在隔断直流电流源2的电流时，导致发生过电压。

于是，驱动信号发生部23除输出有效矢量的输出模式以外，还具有输出零矢量的短路模式，由此，确保直流电流源2的电流通路，防止发生过电压。

在此，对输出模式中的共模电压和短路模式中的共模电压进行说明。图4是输出模式中的共模电压的说明图。

在输出与流过U相和V相之间的电流相对应的有效矢量Iuv的输出模式的情况下，如图4的左图所示，在负载的中性点N和U相之间施加有U相电压Vu1，在中性点N和V相之间施加有V相电压Vv1。

中性点N的电压是与从直流电流源2的正极及负极分别介由电阻成分R而连接的接地之间的电位差。因而，图4的左图的电路可以简化考虑为图4的右图所示的电路。

根据图4，输出有效矢量Iuv的输出模式中的共模电压Vcom1可以表示为如下述式（6）所示。另外，对U相电压Vu1、V相电压Vv1及W相电压Vw1进行加法运算后的结果为零。

$\mathrm{Vcom}1=\left(\frac{\mathrm{Vu}1-\mathrm{Vv}1}{2}\right)-\mathrm{Vu}1$

$=-\left(\frac{\mathrm{Vu}1+\mathrm{Vv}1}{2}\right)...\left(6\right)$

$=\frac{\mathrm{Vw}1}{2}$

因而，使电流流过U相和V相之间的输出模式中的共模电压Vcom1是W相电压Vw1的1/2大小的电压。如此，输出模式中的共模电压Vcom1是流过电流的2个相以外的相的电压瞬时值的1/2的电压值。

图5是短路模式中的共模电压的说明图。如图5所示，在输出对应于U相的零矢量Iuu的短路模式的情况下，开关元件11a、11b变为接通，在电动机的中性点N和U相之间施加有U相电压Vu1。另一方面，在中性点N和V相、W相之间未施加电压。

因而，在输出零矢量Iuu的短路模式的情况下，共模电压Vcom2为与U相电压Vu1相同的大小。这在输出零矢量Ivv、Iww的短路模式中也是一样的。如此，在短路模式中，上下短路的相的电压瞬时值成为共模电压Vcom2的电压值。因而，短路模式与输出模式相比，产生绝对值较大的共模电压。

即，在电流型电力变换装置中，为了降低共模电压，而降低短路模式中的共模电压则是有效的。在所述短路模式中，即使输出零矢量的相是U相、V相及W相的任意一个，也不会对电流型逆变器部10的输出电流产生影响。于是，在电流型电力变换装置1中，作为输出零矢量的相，选择U相、V相及W相中相电压的绝对值小的相。

具体而言，驱动信号发生部23根据从电压检测部21输入的相电压检测值Vu、Vv、Vw，判定相电压的绝对值最小的相，选择对应于所述最小的相的零矢量。由此，可以降低共模电压Vcom2，可以抑制从短路模式转入输出模式时的共模电压的变动。

而且，驱动信号发生部23可以根据从电流型逆变器部10输出的电压（以下有时记载为输出电压），改变零矢量的选择处理。例如，如果输出电压的振幅相对较大，则驱动信号发生部23选择与相电压的绝对值最小的相相对应的零矢量，如果不是这样，则选择由空间矢量法预先确定的零矢量。

以下，虽然说明根据输出电压的振幅来改变零矢量的选择处理，但是也可以与输出电压的振幅无关，而选择与相电压的绝对值最小的相相对应的零矢量。

以下，进一步对驱动信号发生部23的构成具体进行说明。图6是表示驱动信号发生部23的构成例的图。

如图6所示，驱动信号发生部23具备电流指令补偿器31、载波信号发生器32、比较器33、极性判定器34、逻辑电路35及6个断开延迟电路36a～36f。另外，电流指令补偿器31相当于电流指令补偿部的一个例子，比较器33相当于比较部的一个例子，逻辑电路35相当于信号生成部的一个例子。

电流指令补偿器31根据从电压检测部21输入的相电压检测值Vu、Vv、Vw，对从电流指令发生部22输入的线电流指令Iuw^*、Ivu^*、Iwv^*进行补偿，生成补偿线电流指令Iuw^**、Ivu^**、Iwv^**。而且，当电流指令补偿器31根据相电压检测值Vu、Vv、Vw而判定为输出电压的振幅比规定值低时，则将线电流指令Iuw^*、Ivu^*、Iwv^*作为补偿线电流指令Iuw^**、Ivu^**、Iwv^**输出至比较器33。

图7是表示电流指令补偿器31的构成例的图。图7所示的电流指令补偿器31具备区域判定器41、零矢量判定器42、大小判定器43、最大判定器44、最小判定器45、减法器46、加法器47、52～54、切换器48及乘法器49～51。另外，大小判定器43相当于判定部及输出振幅判定部的一个例子。

区域判定器41判定区域A～区域F（参照图2）中与线电流指令Iuw^*、Ivu^*、Iwv^*的相位状态相对应的区域。区域判定器41根据线电流指令Iuw^*的相位判定所述区域的判定。另外，区域判定器41中的区域判定也可以根据线电流指令Ivu^*、Iwv^*及相电流指令Iu^*、Iv^*、Iw^*中任意一个指令的相位或电流指令矢量I_{out_r}的相位θ_Iout（参照图3）来进行。

零矢量判定器42根据内部所设定的判定图表，判定与由区域判定器41判定的区域相对应的2个零矢量，向大小判定器43通知判定结果。零矢量判定器42作为2个零矢量判定第1零矢量及第2零矢量。第1零矢量是当后述的载波信号Vc处于比所有的补偿线电流指令Iuw^**、Ivu^**、Iwv^**小的状态时所选择的零矢量。另外，第2零矢量是当后述的载波信号Vc处于比所有的线电流指令Iuw^*、Ivu^*、Iwv^*大的状态时所选择的零矢量。第1零矢量及第2零矢量中的任意一个是与相电压最小的输出相相对应的零矢量。另外，对应于第1零矢量的相相当于第1输出相的一个例子，对应于第2零矢量的相相当于第2输出相的一个例子。

图8是表示判定图表的一个例子的图。零矢量判定器42例如在由区域判定器41判定的区域是区域A时，则根据图8所示的判定图表，判定为第1零矢量是电流矢量Ivv，第2零矢量是电流矢量Iww。另外，在此虽然说明了利用判定图表来判定零矢量的例子，但是例如也可以利用逻辑电路等来判定零矢量。

大小判定器43向切换器48及乘法器49～51输出基于相电压检测值Vu、Vv、Vw的判定结果Ka。大小判定器43在相电压的振幅小于规定值时，作为判定结果Ka输出“0”。另外，相电压的振幅是根据相电压检测值Vu、Vv、Vw中的至少任意一个而检测的。

另一方面，大小判定器43在相电压的振幅为规定值以上时，在相电压检测值Vu、Vv、Vw中判定与第1零矢量及第2零矢量相对应的相的相电压检测值的大小关系。大小判定器43在对应于第1零矢量的相电压检测值小于对应于第2零矢量的相电压检测值时，作为判定结果Ka输出“+1”，而与此相反时，作为判定结果Ka输出“-1”。

例如，当第1零矢量是电流矢量Ivv且第2零矢量是电流矢量Iww时，对应于第1零矢量的相是V相，应于第2零矢量的相是W相。此时，如果相电压检测值Vv小于相电压检测值Vw，则大小判定器43作为判定结果Ka输出“+1”，而与此相反时，作为判定结果Ka输出“-1”。

最大判定器44选择并输出从电流指令发生部22输入的线电流指令Iuw^*、Ivu^*、Iwv^*中值最大的线电流指令（以下记载为最大线电流指令）。例如，在区域A中，如图2所示，最大线电流指令是线电流指令Iuw^*，最大判定器44作为最大线电流指令选择并输出线电流指令Iuw^*。

减法器46从电流值Idc/2减去从最大判定器44输出的最大线电流指令，从而生成第1偏差量ΔIs1。减法器46向切换器48输出所述第1偏差量ΔIs1。另外，电流值Idc/2是使直流电流源2的电流值Idc取1/2的值。

最小判定器45选择并输出从电流指令发生部22输入的线电流指令Iuw^*、Ivu^*、Iwv^*中值最小的线电流指令（以下记载为最小线电流指令）。例如，在区域A中，如图2所示，最小线电流指令是线电流指令Ivu^*，最小判定器45作为最小线电流指令选择并输出线电流指令Ivu^*。

加法器47在从最大判定器45输出的最小线电流指令上加上电流值Idc/2，从而生成第2偏差量ΔIs2。加法器47向切换器48输出所述第2偏差量ΔIs2。

图9是用于说明线电流指令Iuw^*、Ivu^*、Iwv^*和第1偏差量ΔIs1及第2偏差量ΔIs2的关系的图。线电流指令Iuw^*、Ivu^*、Iwv^*处于图9所示的状态时，最大线电流指令是线电流指令Iuw^*。

因而，第1偏差量ΔIs1是从电流值Idc/2减去线电流指令Iuw^*的值。而且，最小线电流指令是线电流指令Ivu^*。因而，第2偏差量ΔIs2是在线电流指令Ivu^*上加上电流值Idc/2的值。

返回图7，继续说明电流指令补偿器31的构成。切换器48根据从大小判定器43输入的判定结果Ka，选择第1偏差量ΔIs1及第2偏差量ΔIs2中的一个。切换器48将所选择的偏差量作为偏差量ΔIs输出至乘法器49～51。

具体而言，切换器48在从大小判定器43输入的判定结果Ka为“+1”时，向乘法器49～51输出第1偏差量ΔIs1。另一方面，切换器48在从大小判定器43输入的判定结果Ka为“-1”时，向乘法器49～51输出第2偏差量ΔIs2。

乘法器49～51对从切换器48输入的偏差量ΔIs和从大小判定器43输入的判定结果Ka进行乘法运算，向加法器52～54输出所涉及的乘法运算结果Kb（=Ka×ΔIs）。例如，乘法器49～51在从大小判定器43作为判定结果Ka而输入“+1”时，输出与第1偏差量ΔIs1同值的乘法运算结果Kb（=ΔIs1）。

另一方面，乘法器49～51在从大小判定器43作为判定结果Ka而输入“-1”时，输出使第2偏差量ΔIs2的正负（极性）反相的乘法运算结果Kb（=-ΔIs2）。而且，乘法器49～51在从大小判定器43作为判定结果Ka而输入“0”时，输出零值的乘法运算结果Kb。

加法器52～54对从电流指令发生部22输入的线电流指令加上从乘法器49～51输出的乘法运算结果Kb，将加法运算结果作为补偿线电流指令输出至比较器33。具体而言，加法器52对线电流指令Iuw^*加上从乘法器49输出的乘法运算结果Kb，从而生成补偿线电流指令Iuw^**，并输出至比较器33。

另外，加法器53对线电流指令Ivu^*加上从乘法器50输出的乘法运算结果Kb，从而生成补偿线电流指令Ivu^**，并输出至比较器33。另外，加法器54对线电流指令Iwv^*加上从乘法器51输出的乘法运算结果Kb，从而生成补偿线电流指令Iwv^**，并输出至比较器33。

图10A及图10B是表示线电流指令Iuw^*、Ivu^*、Iwv^*和补偿线电流指令Iuw^**、Ivu^**、Iwv^**的关系的图。当大小判定器43中的判定结果Ka为“+1”时，如图10A所示，补偿线电流指令Iuw^**、Ivu^**、Iwv^**是在线电流指令Iuw^*、Ivu^*、Iwv^*上加上第1偏差量ΔIs1的值。如此，电流指令补偿器31使线电流指令Iuw^*、Ivu^*、Iwv^*增加至线电流指令Iuw^*、Ivu^*、Iwv^*中成为最大值的线电流指令与载波信号Vc的峰值一致，从而生成补偿线电流指令Iuw^**、Ivu^**、Iwv^**。

而且，当大小判定器43中的判定结果Ka为“-1”时，如图10B所示，补偿线电流指令Iuw^**、Ivu^**、Iwv^**是从线电流指令Iuw^*、Ivu^*、Iwv^*减去第2偏差量ΔIs2的值。如此，电流指令补偿器31使线电流指令Iuw^*、Ivu^*、Iwv^*减少至线电流指令Iuw^*、Ivu^*、Iwv^*中成为最小值的线电流指令与载波信号Vc的谷值一致，从而生成补偿线电流指令Iuw^**、Ivu^**、Iwv^**。

另一方面，当相电压的振幅小于规定值时，大小判定器43中的判定结果Ka为“0”，补偿线电流指令Iuw^**、Ivu^**、Iwv^**与线电流指令Iuw^*、Ivu^*、Iwv^*为同值。

返回图6，继续说明驱动信号发生部23的构成。载波信号发生器32生成载波信号Vc，并输出至比较器33。比较器33比较补偿线电流指令Iuw^**、Ivu^**、Iwv^**和载波信号Vc，并生成PWM脉冲信号Suw、Svu、Swv。

比较器33向逻辑电路35输出所生成的PWM脉冲信号Suw、Svu、Swv。另外，在此虽然使载波信号Vc为三角波信号，但是不限于此，例如也可以是锯齿波。

图11是表示比较器33的构成例的图。如图11所示，比较器33具备比较器61～63。比较器61输出如下的PWM脉冲信号Suw，即补偿线电流指令Iuw^**为载波信号Vc的值以上则为High（高电平），补偿线电流指令Iuw^**小于载波信号Vc的值则为Low（低电平）。

而且，比较器62输出如下的PWM脉冲信号Svu，即补偿线电流指令Ivu^**为载波信号Vc的值以上则为High，补偿线电流指令Ivu^**小于载波信号Vc的值则为Low。而且，比较器63输出如下的PWM脉冲信号Swv，即补偿线电流指令Iwv^**为载波信号Vc的值以上则为High，补偿线电流指令Iwv^**小于载波信号Vc的值则为Low。

返回图6，继续说明驱动信号发生部23的构成。极性判定器34判定相电流指令Iu^*、Iv^*、Iw^*的极性，分别生成与相电流指令Iu^*、Iv^*、Iw^*的极性相应的相电流极性信号Iud、Ivd、Iwd。然后，极性判定器34向逻辑电路35输出相电流极性信号Iud、Ivd、Iwd。

图12是表示极性判定器34的构成例的图。如图12所示，极性判定器34具备3个比较器64～66，通过各比较器64～66比较相电流指令Iu^*、Iv^*、Iw^*和零电压V₀。

比较器64输出如下的相电流极性信号Iud，即相电流指令Iu^*为零电压V₀以上则为High，相电流指令Iu^*小于零电压V₀则为Low。比较器65输出如下的相电流极性信号Ivd，即相电流指令Iv^*为零电压V₀以上则为High，相电流指令Iv^*小于零电压V₀则为Low。比较器66输出如下的相电流极性信号Iwd，即相电流指令Iw^*为零电压V₀以上则为High，相电流指令Iw^*小于零电压V₀则为Low。

返回图6，继续说明驱动信号发生部23的构成。逻辑电路35根据PWM脉冲信号Suw、Svu、Swv和相电流极性信号Iud、Ivd、Iwd，生成开关驱动信号Sup^*、Sun^*、Svp^*、Svn^*、Swp^*、Swn^*。

开关驱动信号Sup^*、Sun^*是分别用于驱动U相开关元件11a、11b的信号。而且，开关驱动信号Svp^*、Svn^*是分别用于驱动V相开关元件11c、11d的信号。而且，开关驱动信号Swp^*、Swn^*是分别用于驱动W相开关元件11e、11f的信号。

图13是表示逻辑电路35的构成例的图。如图13所示，逻辑电路35具备逻辑电路部71～76。逻辑电路部71～73的内部逻辑由下述式（7）示出。另外，逻辑电路部74～76的内部逻辑由下述式（8）示出。另外，在下述式（7）及式（8）中，“横杠”符号意味着反相。

$O1=\stackrel{\‾}{A1}\·B1\·X1+A1\·\stackrel{\‾}{B1}\·\stackrel{\‾}{Y1}+\stackrel{\‾}{A1}\·\stackrel{\‾}{B1}\·X1\·\stackrel{\‾}{Y1}...\left(7\right)$

$O2=A2\·\stackrel{\‾}{B2}\·X2+\stackrel{\‾}{A2}\·B2\·\stackrel{\‾}{Y2}+A2\·B2\·X2\·\stackrel{\‾}{Y2}...\left(8\right)$

逻辑电路部71例如可以由图14所示的电路构成。而且，逻辑电路部72、73也可以由与逻辑电路部71一样的电路构成。在图14所示的逻辑电路部71中，利用NOT电路、AND电路及OR电路构成由上述式（7）所示的内部逻辑。

逻辑电路部74例如可以由图15所示的电路构成。而且，逻辑电路部75、76也可以由与逻辑电路部74一样的电路构成。在图15所示的逻辑电路部74中，利用NOT电路、AND电路及OR电路构成由上述式（8）所示的内部逻辑。

返回图6，继续说明驱动信号发生部23。断开延迟电路36a～36f生成使从逻辑电路35输入的开关驱动信号Sup^*、Sun^*、Svp^*、Svn^*、Swp^*、Swn^*延迟后的开关驱动信号Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn。断开延迟电路36a～36f向驱动电路13a～13f输出所生成的开关驱动信号Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn。

利用如此延迟的开关驱动信号Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn，可以使开关元件11的断开延后。因此，可以抑制因为开关元件11的接通动作滞后等而导致直流电流源2的输出处于开放状态。

对如上构成的驱动信号发生部23的动作进行说明。图16～图18是表示补偿线电流指令Iuw^**、Ivu^**、Iwv^**、载波信号Vc及开关驱动信号Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn的关系的图。图2所示的t1时刻的电流指令矢量I_{out_r}的方向成分Ia及Ib分别被表示为图16～图18中的矢量Ia及矢量Ib的大小。

当输出电压的振幅小于规定值时，在电流指令补偿器31中未进行线电流指令Iuw^*、Ivu^*、Iwv^*的补偿而直接输出。此时，载波信号Vc的1个周期的期间内输出的电流矢量的顺序在各区域A～F中如下所示。

Iww→Iuw→Iuv→Ivv→Iuv→Iuw→Iww   (区域A)

Iuu→Iuw→Ivw→Ivv→Ivw→Iuw→Iuu   (区域B)

Iuu→Ivu→Ivw→Iww→Ivw→Ivu→Iuu   (区域C)

Ivv→Ivu→Iwu→Iww→Iwu→Ivu→Ivv   (区域D)

Ivv→Iwv→Iwu→Iuu→Iwu→Iwv→Ivv   (区域E)

Iww→Iwv→Iuv→Iuu→Iuv→Iwv→Iww   (区域F)

如此，在各区域A～F中，在载波信号Vc的1个周期的期间内分别输出2个有效矢量和2个零矢量。如此，以下将使用2个有效矢量和2个零矢量的PWM控制方式称为四矢量法。

例如，在区域A中，当输出电压的振幅小于规定值时，则开关驱动信号Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn如图16所示。

另一方面，当输出电压的振幅为规定值以上时，在电流指令补偿器31中进行线电流指令Iuw^*、Ivu^*、Iwv^*的补偿。此时，在各区域A～F中，在载波信号Vc的1个周期的期间内分别输出2个有效矢量和1个零矢量。载波信号Vc的1个周期的期间内输出的电流矢量的顺序在各区域A～F中如下所示。

Iww→Iuw→Iuv→Iuw→Iww   (区域A：Vw＜Vv)

Iuw→Iuv→Ivv→Iuv→Iuw   (区域A：Vw≥Vv)

Iuu→Iuw→Ivw→Iuw→Iuu   (区域B：Vu＜Vv)

Iuw→Ivq→Ivv→Ivw→Iuw   (区域B：Vu≥Vv)

Iuu→Ivu→Ivw→Ivu→Iuu   (区域C：Vu＜Vw)

Ivu→Ivw→Iww→Ivw→Ivu   (区域C：Vu≥Vw)

Ivv→Ivu→Iwu→Ivu→Ivv   (区域D：Vv＜Vw)

Ivu→Iwu→Iww→Iwu→Ivu   (区域D：Vv≥Vw)

Ivv→Iwv→Iwu→Iwv→Ivv   (区域E：Vv＜Vu)

Iwv→Iwu→Iuu→Iwu→Iwv   (区域E：Vv≥Vu)

Iww→Iwv→Iuv→Iwv→Iww   (区域F：Vw＜Vu)

Iwv→Iuv→Iuu→Iuv→Iwv   (区域F：Vw≥Vu)

例如，在区域A中，输出电压的振幅为规定值以上，并且对应于零矢量Ivv的相电压检测值Vv小于对应于零矢量Iww的相电压检测值Vw。此时，如图17所示，在载波信号Vc的1个周期的期间内仅输出零矢量Ivv。即，开关驱动信号Svp、Svn变为接通，输出零矢量Ivv，另一方面，未出现开关驱动信号Swp、Swn同时变为接通的期间，未输出零矢量Iww。

另外，在区域A中，输出电压的振幅为规定值以上，并且对应于零矢量Iww的相电压检测值Vw小于对应于零矢量Ivv的相电压检测值Vv。此时，如图18所示，在载波信号Vc的1个周期的期间内仅输出零矢量Iww。即，开关驱动信号Swp、Swn变为接通，输出零矢量Iww，另一方面，未出现开关驱动信号Svp、Svn同时变为接通的期间，未输出零矢量Ivv。

如此，驱动信号发生部23在各区域A～F内可在载波信号Vc的1个周期的期间内输出2个零矢量。然后，驱动信号发生部23通过根据相电压检测值Vu、Vv、Vw，进行线电流指令Iuw^*、Ivu^*、Iwv^*的补偿，从而仅输出与相电压的绝对值最小的相相对应的零矢量。由此，可以降低共模电压Vcom2的振幅，可以抑制从短路模式转入输出模式时的共模电压的变动。

如上，第1实施方式所涉及的电流型电力变换装置1在输出电压的振幅为规定值以上时，在短路模式中，选择多个零矢量中与相电压的绝对值小的相相对应的零矢量。然后，电流型电力变换装置1根据所选择的零矢量生成开关驱动信号。因此，可以降低短路模式时的共模电压的振幅，可以抑制从短路模式转入输出模式时的共模电压的变动。

另外，在上述内容中，虽然通过对线电流指令进行补偿，而使短路模式时的共模电压的振幅降低，但是只要对线电流指令和载波信号Vc的关系相对进行补偿即可，并未限定于线电流指令的补偿。例如，也可以通过相对于线电流指令对载波信号Vc进行补偿，而选择多个零矢量中与相电压的绝对值小的相相对应的零矢量。

而且，在上述内容中，通过输出电压的振幅是否为规定值以上，而对如下处理进行切换，即，使用按每个区域规定的2个零矢量的处理以及使用与相电压的绝对值最小的相相对应的1个零矢量的处理。如此对处理进行切换是因为当输出电压的振幅小时，共模电压也小。但是，也可以与输出电压的振幅大小无关，而进行使用与相电压的绝对值最小的相相对应的1个零矢量的处理。

（第2实施方式）

下面，对第2实施方式所涉及的电流型电力变换装置进行说明。在第1实施方式所涉及的电流型电力变换装置1中，通过四矢量法来生成开关驱动信号。另一方面，在第2实施方式所涉及的电流型电力变换装置中，通过使用2个有效矢量和3个零矢量的后述的五矢量法来生成开关驱动信号。

当电流指令矢量I_{out_r}（参照图2）变小，矢量Ia及矢量Ib的大小变为大致接近零时，在第1实施方式所涉及的电流型电力变换装置1中，有时在输出模式中有效矢量的输出时间变短。

例如，在区域A的期间内，当图16所示的矢量Ia及Ib的大小变为大致接近零时，输出电流矢量Iuw的期间及输出电流矢量Iuv的期间变短。因此，开关驱动信号Sup的宽度也变为大致接近零，开关驱动信号Sup变为宽度短的脉冲。

依赖于开关元件11的接通时间、断开时间及开关驱动信号的传输时间等，开关元件11能够进行输出的时间宽度的下限值则被确定。因此，开关驱动信号是宽度短的脉冲时，开关元件11有时不接通。于是，在第2实施方式的电流型电力变换装置中采用五矢量法，其使用2个有效矢量和3个零矢量。

图19是表示第2实施方式所涉及的电流型电力变换装置1A的构成的图。由于第2实施方式所涉及的电流型电力变换装置1A与第1实施方式所涉及的电流型电力变换装置1的驱动信号发生部的构成不同，因此以下对第2实施方式所涉及的电流型电力变换装置1A的驱动信号发生部23A进行说明。另外，对与上述第1实施方式的构成要素相对应的构成要素赋予同一符号，适当省略与第1实施方式重复的说明。

如图19所示，驱动信号发生部23A具备电流指令补偿器31A、载波信号发生器32、比较器33A、极性判定器34、逻辑电路35A及断开延迟电路36a～36f。

电流指令补偿器31A根据相电压检测值Vu、Vv、Vw对线电流指令Iuw^*、Ivu^*、Iwv^*进行补偿，生成补偿线电流指令

图20是表示电流指令补偿器31A的构成例的图。如图20所示，电流指令补偿器31A具备区域判定器41、零矢量判定器42A、大小判定器43A、最大判定器44、最小判定器45、减法器46、加法器47、89～94、乘法器81及切换器82～87。

区域判定器41判定区域A～区域F中与线电流指令Iuw^*、Ivu^*、Iwv^*的相位状态相对应的区域。

零矢量判定器42A根据内部所设定的判定图表，判定与由区域判定器41判定的区域相对应的3个零矢量，向大小判定器43A通知判定结果。零矢量判定器42A作为3个零矢量判定第1零矢量、第2零矢量及第3零矢量。

图21是表示判定图表的一个例子的图。零矢量判定器42A在例如为区域A的情况下，根据判定图表，判定为第1零矢量是电流矢量Ivv，第2零矢量是电流矢量Iww，第3零矢量是电流矢量Iuu。另外，在此虽然说明了利用判定图表来判定零矢量的例子，但是例如也可以利用逻辑电路等来判定零矢量。

大小判定器43A向切换器82～87输出基于相电压检测值Vu、Vv、Vw的判定结果Kc1～kc6。大小判定器43A在相电压的振幅小于规定值时，作为判定结果Kc1～kc6输出“0”。另外，相电压的振幅也可以根据相电压检测值Vu、Vv、Vw中的至少任意一个来进行检测。

另一方面，大小判定器43A在相电压的振幅为规定值以上时，判定与第1零矢量、第2零矢量及第3零矢量相对应的相的相电压检测值的大小关系。大小判定器43A在对应于第1零矢量的相电压检测值最小时，作为判定结果Kc1～Kc6输出“+1”，在对应于第2零矢量的相电压检测值最小时，作为判定结果Kc1～Kc6输出“-1”。

另外，大小判定器43A在对应于第3零矢量的相电压检测值最小时，则判定线电流指令Iuw^*、Ivu^*、Iwv^*的大小关系。在线电流指令Iuw^*、Ivu^*、Iwv^*中，使最大线电流指令为Imax，使最小线电流指令为Imin，使值为中间的线电流指令（以下记载为中间线电流指令）为Imid时，则在区域A内，为Imax=Iuw^*、Imid=Iwv^*、Imin=Ivu^*。

大小判定器43A向与对应于Imax的线电流指令相对应的切换器输出“+1”，向与对应于Imin的线电流指令相对应的切换器输出“-1”，向与对应于Imid的线电流指令相对应的切换器输出“+1”和“-1”。例如，在区域A内，为Imax=Iuw^*、Imid=Iwv^*、Imin=Ivu^*。此时，将针对切换器82、83的判定结果Kc1、Kc2作为“+1”输出，该切换器82、83向输入线电流指令Iuw^*的加法器89、90输出信号。另外，大小判定器43A将针对切换器84、85的判定结果Kc3、Kc4作为“-1”输出，该切换器84、85向输入线电流指令Ivu^*的加法器91、92输出信号。另外，大小判定器43A将针对切换器86的判定结果Kc5作为“+1”输出，将针对切换器87的判定结果Kc6作为“-1”输出，在输入线电流指令Iwv^*的加法器93、94中，该切换器86向加法器93输出信号，该切换器87向加法器94输出信号。

最大判定器44在从电流指令发生部22输入的线电流指令Iuw^*、Ivu^*、Iwv^*中选择并输出最大线电流指令。减法器46从电流值Idc/2减去从最大判定器44输出的最大线电流指令，从而生成第1偏差量ΔIs11，向切换器82～87输出所述第1偏差量ΔIs11。

最小判定器45在从电流指令发生部22输入的线电流指令Iuw^*、Ivu^*、Iwv^*中选择并输出最小线电流指令。加法器47在从最小判定器45输出的最小线电流指令上加上电流值Idc/2。乘法器81对加法器47的加法运算结果乘以“-1”，生成第2偏差量ΔIs12，向切换器82～87输出所述第2偏差量ΔIs12。

而且，在切换器82～87中，除第1偏差量ΔIs11及第2偏差量ΔIs12以外，还输入第3偏差量±ΔIs13。具体而言，在切换器82、84、86中，输入第3偏差量+ΔIs13，在切换器83、85、87中，输入第3偏差量-ΔIs13。第3偏差量+ΔIs13、-ΔIs13是预先规定的值。如后所述，在第2实施方式所涉及的电流型电力变换装置1A中，通过选择性地使用第1偏差量ΔIs11、第2偏差量ΔIs12及第3偏差量±ΔIs13中的任意一个，从而可以切换所使用的零矢量。

图22是用于说明线电流指令Iuw^*、Ivu^*、Iwv^*和第1偏差量ΔIs11及第2偏差量ΔIs12的关系的图。线电流指令Iuw^*、Ivu^*、Iwv^*处于图22所示的状态时，最大线电流指令为线电流指令Iuw^*，第1偏差量ΔIs11是从电流值Idc/2减去线电流指令Iuw^*的值。而且，最小线电流指令为线电流指令Ivu^*，第2偏差量ΔIs12是使在线电流指令Ivu^*上加上电流值Idc/2的值的极性反相的值。

切换器82～87根据从大小判定器43A输入的判定结果Kc1～Kc6，将第1偏差量ΔIs11、第2偏差量ΔIs12及第3偏差量±ΔIs13的任意一个作为偏差量ΔIss而输出至加法器89～94。

具体而言，切换器82、84、86在判定结果Kc1、Kc3、Kc5为“0”时，分别将第3偏差量+ΔIs13作为偏差量ΔIss而输出至加法器89、91、93。而且，切换器83、85、87在判定结果Kc2、Kc4、Kc6为“0”时，分别将第3偏差量-ΔIs13作为偏差量ΔIss而输出至加法器90、92、94。

另外，切换器82～87在判定结果Kc1～Kc6为“+1”时，分别将第1偏差量ΔIs11作为偏差量ΔIss而输出至加法器89～94。而且，切换器82～87在判定结果Kc1～Kc6为“-1”时，分别将第2偏差量ΔIs12作为偏差量ΔIss而输出至加法器89～94。

加法器89～94对线电流指令Iuw^*、Ivu^*、Iwv^*加上从切换器82～87输出的偏差量ΔIss。加法器89～94将所涉及的加法运算结果分别作为补偿线电流指令而输出至比较器33A。具体而言，加法器89、90对线电流指令Iuw^*分别加上从切换器82、83输出的偏差量ΔIss，将所涉及的加法运算结果作为补偿线电流指令

而输出至比较器33A。

另外，加法器91、92对线电流指令Ivu^*分别加上从切换器84、85输出的偏差量ΔIss，将所涉及的加法运算结果作为补偿线电流指令

而输出至比较器33A。而且，加法器93、94对线电流指令Iwv^*分别加上从切换器86、87输出的偏差量ΔIss，将所涉及的加法运算结果作为补偿线电流指令

而输出至比较器33A。

如此，电流指令补偿器31A根据相电压检测值Vu、Vv、Vw对线电流指令Iuw^*、Ivu^*、Iwv^*进行补偿，从而生成补偿线电流指令

电流指令补偿器31A将所生成的补偿线电流指令

输出至比较器33A。

返回图19，继续说明驱动信号发生部23A的构成。载波信号发生器32生成载波信号Vc，并输出至比较器33A。比较器33A比较补偿线电流指令

和载波信号Vc，并生成PWM脉冲信号Suwp、Suwm、Suwn、Svup、Svum、Svun、Swvp、Swvm、Swvn。

图23是表示比较器33A的构成例的图。如图23所示，比较器33A具备第1比较部110a、第2比较部110b及第3比较部110c。第1比较部110a根据补偿线电流指令

的状态，生成PWM脉冲信号Suwp、Suwm、Suwn。

具体而言，第1比较部110a在补偿线电流指令同时为High时，使PWM脉冲信号Suwp为High，除此以外的情况下，使PWM脉冲信号Suwp为Low。而且，第1比较部110a在补偿线电流指令

为High且补偿线电流指令

为Low时，使PWM脉冲信号Suwm为High，除此以外的情况下，使PWM脉冲信号Suwm为Low。而且，第1比较部110a在补偿线电流指令

的任意一个为High时，使PWM脉冲信号Suwn为High，除此以外的情况下，使PWM脉冲信号Suwn为Low。

如图23所示，第2比较部110b及第3比较部110c也是与第1比较部110a一样的构成。第2比较部110b根据补偿线电流指令的状态，生成PWM脉冲信号Svup、Svum、Svun。另外，第3比较部110c根据补偿线电流指令的状态，生成PWM脉冲信号Swvp、Swvm、Swvn。

返回图19，继续说明驱动信号发生部23A的构成。极性判定器34判定相电流指令Iu^*、Iv^*、Iw^*的极性，分别生成并输出与相电流指令Iu^*、Iv^*、Iw^*的极性相应的相电流极性信号Iud、Ivd、Iwd。所述极性判定器34与第1实施方式一样，可以构成为如图12所示。

逻辑电路35A根据从比较器33A输入的PWM脉冲信号Suwp、Suwm、Suwn、Svup、Svum、Svun、Swvp、Swvm、Swvn和从极性判定器34输入的相电流极性信号Iud、Ivd、Iwd，生成开关驱动信号Sup^*、Sun^*、Svp^*、Svn^*、Swp^*、Swn^*。

图24是表示逻辑电路35A的构成例的图。如图24所示，逻辑电路35A具备逻辑电路部121～126。逻辑电路部121～123的内部逻辑由下述式（9）示出。另外，逻辑电路部124～126的内部逻辑由下述式（10）示出。另外，在下述式（9）及式（10）中，“横杠”符号意味着反相。

$O3=\stackrel{\‾}{A3}\·B3\·X3+A3\·\stackrel{\‾}{B3}\·\stackrel{\‾}{Y3}+\stackrel{\‾}{A3}\·\stackrel{\‾}{B3}\·X3\·\stackrel{\‾}{Y3}+A3\·B3\·\stackrel{\‾}{C3}\·Z3...\left(9\right)$

$O4=A4\·\stackrel{\‾}{B4}\·X4+\stackrel{\‾}{A4}\·B4\·\stackrel{\‾}{Y4}+A4\·B4\·X4\·\stackrel{\‾}{Y4}+\stackrel{\‾}{A4}\·\stackrel{\‾}{B4}\·C4\·Z4...\left(10\right)$

逻辑电路部121例如可以由图25所示的电路构成。而且，逻辑电路部122、123也可以由与逻辑电路部121一样的电路构成。在图25所示的逻辑电路部121中，利用NOT电路、AND电路及OR电路构成由上述式（9）所示的内部逻辑。

逻辑电路部124例如可以由图26所示的电路构成。而且，逻辑电路部125、126也可以由与逻辑电路部124一样的电路构成。在图26所示的逻辑电路部124中，利用NOT电路、AND电路及OR电路构成由上述式（10）所示的内部逻辑。

返回图19，继续说明驱动信号发生部23A的构成。断开延迟电路36a～36f生成使从逻辑电路35A输入的开关驱动信号Sup^*、Sun^*、Svp^*、Svn^*、Swp^*、Swn^*延迟的开关驱动信号Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn。断开延迟电路36a～36f向驱动电路13a～13f输出所生成的开关驱动信号Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn。

对如上构成的驱动信号发生部23A的动作进行说明。当输出电压的振幅小于规定值时，载波信号Vc的1个周期的期间内输出的电流矢量的顺序在各区域A～F中如下所示。

Iww→Iuw→Iuu→Iuv→Ivv→Iuv→Iuu→Iuw→Iww   (区域A)

Iuu→Iuw→Iww→Ivw→Ivv→Ivw→Iww→Iuw→Iuu   (区域B)

Iuu→Ivu→Ivv→Ivw→Iww→Ivw→Ivv→Ivu→Iuu   (区域C)

Ivv→Ivu→Iuu→Iwu→Iww→Iwu→Iuu→Ivu→Ivv   (区域D)

Ivv→Iwv→Iww→Iwu→Iuu→Iwu→Iww→Iwv→Ivv   (区域E)

Iww→Iwv→Ivv→Iuv→Iuu→Ivv→Ivv→Iwv→Iww   (区域F)

如此，在各区域A～F中，在载波信号Vc的1个周期的期间内分别输出2个有效矢量和3个零矢量。

图27是表示补偿线电流指令

载波信号Vc及开关驱动信号Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn的关系的图。图2所示的t1时刻的电流指令矢量I_{out_r}的方向成分Ia及Ib分别被表示为图27中的矢量Ia及矢量Ib的大小。

如图27所示，在期间T23及期间T27内输出零矢量。因此，即使电流指令矢量I_{out_r}变小，期间T23～期间T24（期间T26～期间T28）的开关驱动信号Sup的宽度也按输出零矢量的时间部分而变大。即，抑制产生宽度短的脉冲。输出零矢量Iuu的时间只要是使上述下限值具有规定余量的设定时间即可。第3偏差量ΔIs13设定为可实现该时间。

另一方面，在电流指令补偿器31A中，当输出电压的振幅为规定值以上时，输出与电压最小的相相对应的零矢量的一个。具体而言，当输出电压的振幅为规定值以上，并且对应于第1零矢量的相的电压最小时，载波信号Vc的1个周期的期间内输出的电流矢量的顺序是与利用图17说明的四矢量法的情况一样的顺序。

例如，在区域A中，当相电压检测值Vv最小时，载波信号Vc和补偿线电流指令

的关系如图28所示。补偿线电流指令相同，补偿线电流指令

相同，补偿线电流指令

相同。而且，此时所对应的相电压检测值比零矢量Iww小的仅零矢量Ivv在载波信号Vc的1个周期的期间内输出。

如此，电流指令补偿器31A在相电压的绝对值最小的输出相是对应于第1零矢量的相时，使线电流指令Iuw^*、Ivu^*、Iwv^*增加至线电流指令Iuw^*、Ivu^*、Iwv^*中成为最大值的线电流指令与载波信号Vc的峰值一致，从而生成补偿线电流指令

另外，对应于第1零矢量的相相当于第1输出相的一个例子。

而且，当输出电压的振幅为规定值以上，并且对应于第2零矢量的相的电压最小时，载波信号Vc的1个周期的期间内输出的电流矢量的顺序是与利用图18说明的四矢量法的情况一样的顺序。

例如，在区域A中，当相电压检测值Vw最小时，载波信号Vc和补偿线电流指令

的关系如图29所示。补偿线电流指令

相同，补偿线电流指令

相同，补偿线电流指令

相同。而且，此时所对应的相电压检测值比零矢量Ivv小的仅零矢量Iww在载波信号Vc的1个周期的期间内输出。

如此，电流指令补偿器31A在相电压的绝对值最小的输出相是对应于第2零矢量的相时，使线电流指令Iuw^*、Ivu^*、Iwv^*减少至线电流指令Iuw^*、Ivu^*、Iwv^*中成为最小值的线电流指令与载波信号Vc的谷值一致，从而生成补偿线电流指令

另外，对应于第2零矢量的相相当于第2输出相的一个例子。

而且，在电流指令补偿器31A中，当判定为输出电压的振幅为规定值以上，并且对应于第3零矢量的相的电压最小时，载波信号Vc的1个周期的期间内输出的电流矢量的顺序在各区域A～F中如下所示。另外，对应于第3零矢量的相相当于第3输出相的一个例子。

Iuw→Iuu→Iuv→Iuu→Iuw   (区域A)

Iuw→Iww→Ivw→Iww→Iuw   (区域B)

Ivu→Ivv→Ivw→Ivv→Ivu   (区域C)

Ivu→Iuu→Iwu→Iuu→Ivu   (区域D)

Iwv→Iww→Iwu→Iww→Iwv   (区域E)

Iwv→Ivv→Iuv→Ivv→Iwv   (区域F)

例如，在区域A中，当相电压检测值Vu最小时，载波信号Vc和补偿线电流指令的关系如图30所示。补偿线电流指令

是在线电流指令上加上第1偏差量ΔIs11的值。补偿线电流指令

是在线电流指令

上加上第2偏差量ΔIs12的值。另外，补偿线电流指令

是在线电流指令Iwv^*上加上第1偏差量ΔIs11的值，补偿线电流指令

是在线电流指令Iwv^*上加上第2偏差量ΔIs12的值。而且，载波信号Vc的1个周期的期间内输出的电流矢量为有效矢量Iuw、Iuv及零矢量Iuu。

如此，电流指令补偿器31A在相电压的绝对值最小的输出相是对应于第3零矢量的相时，生成使成为最大值的线电流指令增加后的补偿线电流指令、使成为最小值的线电流指令减少后的补偿线电流指令、及使成为中间值的线电流指令增减后的2个补偿线电流指令。

更具体而言，电流指令补偿器31A使成为最大值及中间值的线电流指令分别增加至成为最大值的线电流指令与载波信号Vc的峰值一致，从而生成补偿线电流指令。另外，电流指令补偿器31A使成为最小值及中间值的线电流指令分别减少至成为最小值的线电流指令与载波信号Vc的谷值一致，从而生成补偿线电流指令。

如此，驱动信号发生部23A可在逻辑电路35A中，在各区域A～F内在载波信号Vc的1个周期的期间内输出3个零矢量，进行线电流指令Iuw^*、Ivu^*、Iwv^*的补偿。由此，可输出多个零矢量中与相电压的绝对值小的相相对应的零矢量，降低共模电压Vcom2的振幅。

如上，在第2实施方式所涉及的电流型电力变换装置1A中，在短路模式中，选择多个零矢量中与相电压的绝对值小的相相对应的零矢量，根据所选择的零矢量生成开关驱动信号。因此，可以降低短路模式时的共模电压，可以抑制从短路模式转入输出模式时的共模电压的变动。

而且，在电流型电力变换装置1A中，当输出电压的振幅小于规定值时，利用2个有效矢量和3个零矢量生成与电流指令相应的电流矢量，因此，可以抑制产生宽度短的脉冲。

在上述实施方式中，虽然根据相电压检测值Vu、Vv、Vw来判定最小的相电压，但是最小相电压的判定方法不限于此。例如，当功率因数为1时，由于相电流指令Iu^*、Iv^*、Iw^*和相电压检测值Vu、Vv、Vw一致，因而也可以利用相电流指令Iu^*、Iv^*、Iw^*的大小关系来判定最小的相电压。另外，即使当功率因数不为1时，也可以利用相电流指令Iu^*、Iv^*、Iw^*的任意一个的电流指令的相位状态来判定最小的相电压。而且，也可以分别检测出U相和V相之间的电压以及V相和W相之间的电压，根据所涉及的检测结果，判定最小的相电压。

而且，在上述实施方式中，虽然是判定最小的相电压，但是也可以是判定最小的相电流。例如，检测出分别流过U相、V相及W相的电流的瞬时值（以下记载为相电流瞬时值），选择与所述U相、V相及W相的相电流瞬时值中最小的相电流瞬时值相对应的零矢量，根据所选择的零矢量生成开关驱动信号。当功率因数为1时，由于相电压与相电流一致，因而可以与选择对应于最小相电压的零矢量时一样降低短路模式时的共模电压。而且，即使当功率因数不为1时，也可以根据相电流和相电压的相位偏移，最终判定最小的相电流，即使在这种情况下，也可以与选择对应于最小相电压的零矢量时一样降低短路模式时的共模电压。而且，由于电流以与相电流指令Iu^*、Iv^*、Iw^*一致的方式流过U相、V相及W相，因而也可以选择与相电流指令Iu^*、Iv^*、Iw^*中最小的相电流指令相对应的零矢量，根据所选择的零矢量生成开关驱动信号。

本领域技术人员可以容易地导出进一步的效果、变形例。因此，本发明更广泛的形态不限于以上所示且记述的特定的详细及典型的实施方式。因而，不脱离由附带的技术方案范围及其等同主旨定义的总括的发明的概念精神或范围，便能实现各种各样的变更。

Claims (10)

1.一种电流型电力变换装置，其特征在于，具备：

逆变器部，在直流电流源的正极和负极之间按每个输出相具有串联连接的多个开关元件；

及驱动控制部，通过控制不同输出相的前述开关元件而向输出相之间供给电流的输出模式以及控制同一输出相的前述多个开关元件的短路模式，来进行与电流指令相应的前述逆变器部的控制，

前述驱动控制部执行前述短路模式的输出相是前述输出相中相电压或相电流的绝对值最小的输出相。

2.根据权利要求1所述的电流型电力变换装置，其特征在于，前述驱动控制部具备：

电压检测部，检测出每个输出相的电压；

及判定部，根据由前述电压检测部检测出的电压，判定与绝对值最小的相电压相对应的输出相，

前述驱动控制部执行前述短路模式的输出相是由前述判定部判定为前述相电压的绝对值最小的输出相。

3.根据权利要求2所述的电流型电力变换装置，其特征在于，前述驱动控制部具备：

载波信号发生部，产生载波信号；

电流指令发生部，作为前述电流指令产生针对不同的输出相之间的多个线电流指令；

线电流指令补偿部，根据由前述判定部判定为前述相电压的绝对值最小的输出相对前述线电流指令进行补偿，并作为补偿线电流指令输出；

比较部，比较从前述载波信号发生部输出的载波信号和从前述线电流指令补偿部输出的补偿线电流指令，并生成PWM信号；

及信号生成部，根据从前述比较部输出的PWM信号，生成控制前述多个开关元件并执行前述短路模式的驱动信号。

4.根据权利要求3所述的电流型电力变换装置，其特征在于，

前述驱动控制部使当前述载波信号处于比所有前述线电流指令小的状态时成为前述短路模式的对象的第1输出相以及当前述载波信号处于比所有前述线电流指令大的状态时成为前述短路模式的对象的第2输出相不同，

前述线电流指令补偿部根据被判定为前述相电压的绝对值最小的输出相使前述多个线电流指令增加或减少从而生成前述补偿线电流指令。

5.根据权利要求4所述的电流型电力变换装置，其特征在于，

前述线电流指令补偿部在被判定为前述相电压的绝对值最小的输出相是前述第1输出相时，使前述多个线电流指令增加至前述多个线电流指令中成为最大值的线电流指令与前述载波信号的峰值一致，从而生成前述补偿线电流指令。

6.根据权利要求4或5所述的电流型电力变换装置，其特征在于，

前述线电流指令补偿部在被判定为前述相电压的绝对值最小的输出相是前述第2输出相时，使前述多个线电流指令减少至前述多个线电流指令中成为最小值的线电流指令与前述载波信号的谷值一致，从而生成前述补偿线电流指令。

7.根据权利要求4至6中任意一项所述的电流型电力变换装置，其特征在于，

前述驱动控制部设置有在前述载波信号处在比前述多个线电流指令中成为中间值的线电流指令大且比成为最大值的线电流指令小的值和比前述成为中间值的线电流指令小且比成为最小值的线电流指令小的值之间的范围内的状态下，针对与前述第1输出相及前述第2输出相不同的第3输出相的前述短路模式，

前述线电流指令补偿部在被判定为前述相电压的绝对值最小的输出相是前述第3输出相时，生成使成为前述最大值的线电流指令增加后的补偿线电流指令、使成为前述最小值的线电流指令减少后的补偿线电流指令、及使成为前述中间值的线电流指令增减后的2个补偿线电流指令。

8.根据权利要求7所述的电流型电力变换装置，其特征在于，

前述线电流指令补偿部通过使成为前述最大值及前述中间值的线电流指令增加至前述成为最大值的线电流指令与前述载波信号的峰值一致，并且，使成为前述最小值及前述中间值的线电流指令减少至前述成为最小值的线电流指令与前述载波信号的谷值一致，从而生成多个前述补偿线电流指令。

9.根据权利要求3至8中任意一项所述的电流型电力变换装置，其特征在于，

前述驱动控制部具备输出振幅判定部，其判定前述输出相的电压振幅是否为规定值以上，

当由前述输出振幅判定部判定的前述电压振幅为规定值以上时，使执行前述短路模式的输出相为由前述判定部判定为前述相电压的绝对值最小的输出相。

10.根据权利要求9所述的电流型电力变换装置，其特征在于，

前述线电流指令补偿部在由前述输出振幅判定部判定的前述电压振幅小于规定值时，不进行前述线电流指令的补偿，将前述线电流指令作为补偿线电流指令输出。

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