JP2019531689A - 電気またはハイブリッド車両の車載充電装置用の三相整流器を制御する方法 - Google Patents

Abstract

本発明は、三相Ｖｉｅｎｎａ整流器式の力率改善回路（１１）を制御する方法に関する。力率改善回路（１１）は三相供給網の各位相にそれぞれ接続される３つのスイッチングアーム（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）を備える。スイッチングアーム（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）はそれぞれ、ハイスイッチ（１Ｈ）と、ロースイッチ（１Ｌ）とを備える。ハイスイッチ（１Ｈ）と、ロースイッチ（１Ｌ）は、整流器の入力での設定電流に応じたデューティ比を有する制御信号により、それぞれ正と負の供給網電流に対して制御可能である。設定電流の各期間において、３つのアームの内２つのみが、設定電流の符号変化に応じて、系統的に切り替えられる。該当するスイッチの切替状態は、各時点での相間電圧の値に応じて、デユーティ比を変化させることで切り替わる２つアーム間で遷移する。【選択図】図２

Description

本発明は、三相入力充電装置用の、絶縁ＡＣ−ＤＣ（交流―直流）変換器を備える三相整流器を制御する方法に関する。このような充電装置は、特に電気またはハイブリッド車両の車載装置としての利用に適している。

このような車両は高圧電池が搭載されるものであって、多くの場合、車載充電器（即ち、車両に直接搭載された電池充電装置）を備える。当該充電装置の主な機能は、電力供給網から得られる電気により、電池を再充電することである。このため、交流から直流への変換を実行する。充電装置、特に車載充電器に求められる資質としては、高効率、小型さ、ガルバニック絶縁、高信頼性、動作安全性、低電磁干渉排出、低入力電流高調波が挙げられる。

それを担うのが、単相入力充電装置よりも高い充電力を誇る三相入力充電装置である。図１は、電気またはハイブリッド車両に搭載された絶縁充電装置１０の公知の構成を示すものである。この装置は、三相電力供給網３０から、車両の高圧電池２０を再充電するものである。車載充電装置１０は、当該供給網に、そのラインインピーダンス４０を介して接続される。

充電の制御及びガルバニック絶縁を伴うＡＣ−ＤＣ変換機能を実現するために、第１ＡＣ−ＤＣ変換器と、第２ＤＣ−ＤＣ（直流―直流）変換器１２と、を備える充電装置１０を利用することが知られている。第１ＡＣ−ＤＣ変換器は、入力電流高調波を制限する力率改善（ＰＦＣ）回路１１を備える。第２ＤＣ−ＤＣ変換器１２は、充電を制御し、動作安全性のための絶縁機能を実現するものである。従来、三相電力供給網３０に対して、車載充電装置１０におけるＰＦＣ回路１１の上流にある入力に、入力フィルタ１３が含まれる。

ＰＦＣ回路１１は一体化されたコントローラ（不図示）により管理される。即ち、電流／電圧比が分析され、リアルタイムで修正される。具体的には、電圧の整流サイン波に対する比較を通じてその形状誤差を取得し、それを電力量の制御を通じて修正するのである。電力量制御は、高周波数カットと、インダクタへの電力貯蔵により実現される。より具体的には、その目的は、充電器の電力供給入力において、位相ずれがなく、可能な限り正弦波状の電流を得ることである。

ＰＦＣ回路に対して、３つのスイッチによる三段階三相整流器を実現できる。これは、三相Ｖｉｅｎｎａ整流器と呼ばれるものである。この構成を選択することは、特に力率改善のパフォーマンスレベルに関して現実的な利点がある。

特許文献ＣＮ１０４８１１０６１の図１に、当該三相ＰＦＣ整流器のモデルが示されている。三相交流入力電圧の各相が、それぞれインダクタＬ１、Ｌ２、Ｌ３のうちの対応するものを通じて、各パワースイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３が設けられた整流器のスイッチングアームに接続される。パワースイッチは、それぞれ対応するインダクタと、整流器の２つの出力電圧間の中点Ｍとの間に設けられる。２つの出力電圧はそれぞれ、中点と正の電力供給線の間に接続された第１出力コンデンサＣ１の電圧と、中点と負の電力供給線の間に接続された第２出力コンデンサＣ２の電圧とに対応する。

一般的に、このような整流器は以下のとおりに制御される。各スイッチの入力と、整流器の出力とにおける電圧と電流とが測定され、制御ループが利用される。当該ループは、スイッチの平均導通時間の制御に必要なデューティ比を実現可能にするものである。

従来技術では、三相Ｖｉｅｎｎａ整流器の各スイッチングアームにデューティ比を適用することは、アームを流れる電流の方向に応じて、２つのスイッチの他方を使用することとなる。しかし、入力電流が０に近ければ、測定誤差により、誤ったスイッチの駆動に繋がり得る。さらに、従来技術によるこのようなデューティ比の適用だと、大きな切替損失が生じる。

本発明の目的は、このような限定を解消することである。具体的には、切替損失を低減しながら、制御で求められる目標電圧を実現するために、三相Ｖｉｅｎｎａ整流器のスイッチングアームにデューティ比を適用する改良された方策が求められている。

本発明によると、この目的は、電気またはハイブリッド車両に搭載されたバッテリーの充電装置の力率改善回路を制御する方法であって、前記充電装置は、前記バッテリーを充電するために三相電力供給網に接続可能で、前記力率改善回路とＤＣ−ＤＣ変換器とを備える絶縁ＡＣ−ＤＣ変換器を備え、前記力率改善回路は、３つのスイッチングアームを備える三相Ｖｉｅｎｎａ整流器であり、前記３つのスイッチングアームはそれぞれ、直列インダクタを介して、前記三相電力供給網の対応する相に接続可能で、それぞれハイスイッチとロースイッチの直列アセンブリを有し、前記ハイスイッチは前記三相電力供給網の電流が正である場合に駆動可能で、前記ロースイッチは前記三相電力供給網の電流が負である場合に駆動可能で、各アームは、パルス幅変調制御信号を使用して駆動され、該各アームの切り替えデューティ比が前記三相Ｖｉｅｎｎａ整流器の入力における設定電流に応じて決定される方法であって、前記設定電流の各期間に亘り、該設定電流の符号変化に応じて３つのアームの内の２つのみを系統的に切り替えるように前記パルス幅変調制御信号を決定し、前記切り替えデューティ比を各時点での相間電圧の値に応じて変化させることで、該当するスイッチの切り替え状態を遷移させることを特徴とする方法により実現される。

好ましくは、前記設定電流の期間が、複数の期間区分に分割され、前記期間区分での設定電流の前記変化を分析することで、各期間区分について順次、電圧が最高相電圧と最低相電圧の間の中間であるスイッチングアームを特定して、デューティ比が１００％に固定された制御信号が、前記中間電流の符号変化の際に前記特定されたアームに適用されることで、前記特定されたアームの前記スイッチが、前記中間電圧の前記電流の符号変化の前後で、完全に閉じた状態に保たれる。

好ましくは、前記設定電流の各期間区分について、
前記中間電圧の、前記ハイおよびロースイッチの閉鎖は、前記特定されたアームに適用されるデューティ比が１００％に固定されている間に制御され、
前記２つのアームの内の切り替えられる方の設定電流が正である場合、当該アームの前記ハイスイッチのチョッピングが第１デューティ比で制御され、前記対応するアームの前記ロースイッチが開放され、
前記切り替えられる２つのアームの内切り替えられる方の設定電流が負である場合、前記ロースイッチのチョッピングが第２デューティ比で制御され、前記ハイスイッチが開放される。

したがって、設定電流の期間における各時点において、３つのスイッチングアームの全スイッチの内、２つのスイッチのみが電流のチョッピングのために切り替えられる。

各期間区分は、前記設定電流の期間全体の６分の１であることが好ましい。

本発明はさらに、電気またはハイブリッド車両に搭載されたバッテリーの充電装置の力率改善回路を制御する制御装置に関し、前記充電装置は、前記バッテリーを充電するために三相電力供給網に接続可能で、前記力率改善回路と、ＤＣ−ＤＣ変換器とを備える絶縁ＡＣ−ＤＣ変換器を備え、前記力率改善回路は、３つのスイッチングアームを備える三相Ｖｉｅｎｎａ整流器であって、前記スイッチングアームはそれぞれ、直列インダクタを介して、前記三相電力供給網の対応する相に接続可能で、前記制御装置が、上記の方法の工程を実行するように構成された処理手段を備える。当該処理手段は、例えば、マイクロプロセッサ、マイクロコントローラ、またはその他装置のようなプロセッサを含んでもよい。

本発明はさらに、高電圧バッテリーと、三相電力供給網から前記バッテリーを充電可能な車載充電装置と、を備える電気またはハイブリッド車両であって、前記充電装置は、力率改善回路と、ＤＣ−ＤＣ変換器とを備える絶縁ＡＣ−ＤＣ変換器を備え、前記力率改善回路は、３つのスイッチングアームを備える三相Ｖｉｅｎｎａ整流器であって、前記スイッチングアームはそれぞれ、直列インダクタを介して、前記三相電力供給網の対応する位相に接続可能で、前記車両は、上述のような制御装置を備える、電気またはハイブリッド車両に関する。

本発明のその他特徴および利点が、以下の本発明の非限定的で例示的な特定の実施形態の説明を読むことで明らかになろう。説明は以下の図面を参照にする。
図１は、電気またはハイブリッド車両に搭載されるバッテリー充電装置の公知の構成を概略的に示す。 図２は、図１の充電装置内に設けられた三相Ｖｉｅｎｎａ整流器の構造を、入力フィルタ抜きで概略的に示す。 図３は、供給網電流の一期間に亘る、整流器の入力における相電圧Ｖ₁、Ｖ₂、およびＶ₃の変動と、供給網電流の当該期間を、チョッピングデューティ比適用のために６つの期間区分に分割する原理を示す図である。 図４は、供給網電流の一期間に亘って、連続的に閉状態に保たれる（１００％に等しいデューティ比が適用される）アームを示す図である。 図５は、図２と同様の図であるが、切替損失を低減しながら、制御で求められる設定電流が得られるように、決定された第１期間区分の開始時にチョッピングデューティ比を適用する構成を示す。 図６は、図５と同様の図であるが、ここでは第１期間区分の終了時にチョッピングデューティ比を適用する構成が示されている。

したがって、図２はこのような場合の充電装置の力率改善に使用される三相Ｖｉｅｎｎａ整流器の構造を示す。三相Ｖｉｅｎｎａ整流器１１０は、３つの並列入力接続を有する。これらは、直列インダクタＬ１、Ｌ２、Ｌ３を介して三相電力供給網４の相Ａ、Ｂ、Ｃに接続され、さらに三相Ｖｉｅｎｎａ整流器の第１、第２、第３スイッチングアームを形成するスイッチ対Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３にそれぞれ接続される。

各スイッチ対Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３は、直列アセンブリを有する。直列アセンブリは、対応する入力電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃが正の場合に制御される第１対応スイッチ１Ｈ、２Ｈ、３Ｈと、対応入力電流が負の場合に制御される第２対応スイッチ１Ｌ、２Ｌ、３Ｌにより形成される。言い換えると、切替ブランチで制御される単一のスイッチを、電流チョッピングに利用する。スイッチは、例えばダイオードに逆並列に接続されたＭＯＳ（金属−酸化物−半導体）トランジスタのような開閉制御される半導体要素により形成される。スイッチ１Ｈから３Ｈは、ハイスイッチとも称し、スイッチ１Ｌから３Ｌは、ロースイッチとも称する。

三相Ｖｉｅｎｎａ整流器はさらに、３つの並列ブランチ１、２、３を備える。各ブランチは、それぞれ２つのダイオードＤ１およびＤ２、Ｄ３およびＤ４、Ｄ５およびＤ６を備えるので、６つのダイオードの三相ブリッジが形成され、これにより三相電力供給網４からの電流および電圧の整流が可能となる。三相Ｖｉｅｎｎａ整流器の各入力は、各並列入力接続を介して、各ブランチ１、２、３の、２つのダイオードの間に位置する接続点に接続される。

ブランチ１、２および３の２つの共通端が、三相Ｖｉｅｎｎａ整流器それぞれ正負の２つの出力端子５、６となる。これら端子は、ＤＣ−ＤＣ装置への接続を意図したものである。

各相のスイッチングアームＳ１、Ｓ２、Ｓ３はそれぞれさらに、第１、第２、第３ブランチの２つのダイオードの間に位置する接続点と、三相Ｖｉｅｎｎａ整流器の出力電圧Ｖ_dc＿ｈｉｇｈおよびＶ_dc＿ｌｏｗの間の中点Ｍとの間に接続される。これら出力電圧は、それぞれ三相整流器の正の出力端子５と中点Ｍとの間の出力コンデンサＣ１の電圧と、三相整流器の負の出力端子６と中点Ｍとの間の出力コンデンサＣ２の電圧とに対応したものである。

なお、図１に示す全体構成によると、出力コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧はそれぞれ、三相Ｖｉｅｎｎａ整流器の出力に接続された充電装置のＤＣ−ＤＣ変換器により個別にフィードバック制御される。言い換えると、ＤＣ−ＤＣ変換器が、三相Ｖｉｅｎｎａ整流器の出力電圧を制御する。

充電器の入力に挿入された三相Ｖｉｅｎｎａ整流器は、充電器の力率を改善する、または供給網電流を制御するように機能する。この機能により、充電器により生成されたあらゆる干渉電流（高周波）が、Ｖｉｅｎｎａ整流器の上流に位置する供給網のインピーダンスを介して流れることが防止できる。

各相のスイッチングアームＳ１、Ｓ２、Ｓ３は、３つのＰＷＭ（パルス幅変調）制御信号により制御される。当該制御信号のデューティ比は可変であって、例えばマイクロコントローラ（不図示）等の処理手段により個別制御される。したがって、処理手段は、整流器のスイッチングアームのスイッチの切り替えを制御するため、信号のデューティ比を決定するのに適したものである。これは、整流器の入力で、正弦波電流をフィードバック制御するのに必要である。なお、各時点において、相間電圧に対して、各スイッチングアームにつき１つのスイッチのみが作用するものであって、その他スイッチは並列接続されたダイオードで短絡される。

Ｖ₁、Ｖ₂、Ｖ₃を、三相Ｖｉｅｎｎａ整流器の入力における中性点と各相との間の単一の電圧とし、Ｌを、整流器のスイッチングアームと、点Ａ、Ｂ、Ｃとの間にそれぞれ直列接続されたインダクタＬ１、Ｌ２、Ｌ３の値とする。

各アーム間に所期の電圧を生成するために必要なデューティ比の計算は、第１に、次に電流の符号が変わると目されるスイッチングアームを閉じた状態に保つ（即ち、１００％に等しいデューティ比を適用）任意の原理に基づくものである。これは、電流の内の１つの符号の変化前後の測定誤差の影響を避けるためのものである。実際、この原理により、システム制御に対する、上述のようなスイッチングアームの電流の測定誤差の影響を防止できる。即ち、当該アームを符号変化前後で完全に閉じることで、符号変化によるスイッチ間の遷移が生じなくなるのである。さらに、電流の符号が変化するアームに対してチョッピングＰＷＭのデューティ比を１００％に保つこの構成において、整流器では入力電流チョッピングに３つのスイッチングアームの内の２つのみを切り替えるので、切替損失も低減でき得る。

これを実現するためには、図３に示すように、三相供給網電流の期間を、６つの期間区分に分割する。図３は、供給網電流の一期間における、設定電流の変動を、相電圧Ｖ₁、Ｖ₂、Ｖ₃により示す。１に可能な限り近い力率を実現することが好ましいため、各アームの相電圧は、電流と同相となる。図３において、Ｐ１からＰ６が付された期間区分は、設定電流から容易に特定可能である。例えば、期間区分Ｐ１は、第１スイッチングアーム１の正の設定電流と、第２および第３スイッチングアームＳ２およびＳ３の負の設定電流に対応する。

これら供給網電流の期間区分が定義されると、当該期間区分における設定電流の変動が分析される。これにより、期間区分毎で、次に電流の符号が変化すると目されるスイッチングアームが特定される。そして、符号変化時にデューティ比が１００％に等しいＰＷＭ制御信号が、特定されたアームに印加される。したがって、特定されたアームのハイおよびロースイッチが電流の符号変化前後で完全に閉じられる。したがって、電圧が中間値（即ち三相の最高電圧と、三相の最低電圧との間、さらに言うと次に０を越えるまたは下回る可能性の高い電圧）のアームに、１００％に等しい制御デューティ比を常に作用させようとするのである。

図４は、三相供給網電流の一期間に亘って、連続的に閉じた状態に保たれる（１００％に等しいデューティ比が適用される）アームを示す。この間、残り２つのアームによりチョッピングが実行される。第３スイッチングアームＳ３が中間電圧Ｖ₃となる第１期間区分Ｐ１の開始時点を例として、分析を行う。即ち、この期間区分の第１区分において、相電圧Ｖ₃に対応するスイッチングアームＳ３が閉じた状態に保たれる。

Ｖ₁₂およびＶ₁₃を、整流器入力で制御に必要とされる相間電圧とする。期間区分の第１区分１で、スイッチングアームＳ３は完全に閉じた状態に保たれ、その他スイッチングアームのスイッチの閉状態に応じて、以下のように相間電圧Ｖ₁₂およびＶ₁₃を制御できる。

上記表は、スイッチングアームＳ３を完全に閉じることで、Ｖ₁₂＞Ｖ₁₃とした上で、相間電圧Ｖ₁₂を０から２Ｖ_dcの間で生成でき、相間電圧Ｖ₁₃を０からＶ_dcの間で生成できることを示す。これは、期間区分の第１区分１において、第１スイッチングアームＳ１で最大電圧となり、第２スイッチングアームＳ２で最小電圧となるため（アームＳ３は上述のように中間電圧に対応する）ことから実現されるものである。アームＳ３が中間電圧となり、Ｖ₁₃＜Ｖ_dcである限り、アームＳ３を完全に閉じた状態に保つことができる。

相間の初期の電圧を実現するためにデューティ比を決定するこの第１原理に加えて、第２原理が利用される。これはチョッピングに利用されるスイッチングアームのハイおよびロースイッチを、連続性の問題を伴うことなく効率的に利用可能とするものである。この原理によると、制御デューティ比が１００％に等しいと定義すると、１００％でハイおよびロースイッチが閉じられる。あるいは、定義されたデューティ比に応じて、該当するアームの設定電流が正であればハイスイッチが閉じ（その際、ロースイッチは開いた状態に保たれる）、負の値であればロースイッチが閉じる（その際、ハイスイッチは開いた状態に保たれる）。次に電流の符号が変化すると目されるアームの電流符号変化の前後で１００％に等しいデューティ比を制御することで、該当するスイッチングアームにおける電流測定不備による誤差が防止される。

チョッピングによる電流リップルを制限するため、電圧変動を最小限に抑えるようなスイッチ閉鎖状態遷移を説明する。言い換えると、Ｖ_dcと２Ｖ_dcとの間に、相間電圧Ｖ₁₂の目標値が存在することが望ましい場合、これら２つの電圧レベルを実現すると目されるスイッチ閉鎖パターンのみを利用する。即ち、上記表における、最初の３列に記載のスイッチ閉鎖パターンである。同様に、０とＶ_dcとの間に、相間電圧Ｖ₁₂の目標値が存在することが望ましい場合、これら２つの電圧レベルを実現すると目されるスイッチ閉鎖パターンのみを利用する。即ち、上記表における、最後の３列に記載のスイッチ閉鎖パターンである。

例えば第１期間区分の開始時の設定電流の場合、相間電圧Ｖ₁₂はＶ_dcおよび２Ｖ_dcの間に含まれるべきで、相間電圧Ｖ₁₃は０およびＶ_dcの間に含まれるべきである。このような電圧レベルを第１期間区分の開始時点で実現するには、第３スイッチングアームＳ３を完全に閉じた状態に保ち、したがって第１および第２スイッチングアームＳ１およびＳ２をチョッピングに使用する。そして以下の中間変数割合が定義される。

Ｖ₁₂がＶ_dcおよび２Ｖ_dcの間で、０から１の間となる。

Ｖ₁₃が０およびＶ_dcの間で、０から１の間となる。

これら中間変数割合により、上記表における最初の３列に記載のスイッチ閉鎖パターンが、チョッピング期間において実現される時間の割合を定義する。当該パターンは、第１期間区分において所期の目標電圧Ｖ₁₂およびＶ₁₃を得るのに必要な電圧レベルを実現するものである。

言い換えると、初期の目標電圧（即ち、Ｖ_dcおよび２Ｖ_dcの間のＶ₁₂と、０およびＶ_dcの間のＶ₁₃）を実現するために、制御構成に対応する３つの閉鎖パターンが存在する。具体的には、第３アームＳ３を閉じる場合、第２および第３アームＳ２およびＳ３を閉じる場合、第１および第３アームＳ１およびＳ３を閉じる場合である。上述の中間変数割合に応じて、該当するアームスイッチ閉鎖時間の、当該制御構成間での遷移を実現できる。

第１期間区分の開始時に所期の目標電圧を実現するには、第３スイッチングアームＳ３のみが、α² ₁₂に対応する割合の時間閉鎖され、第１および第３アームＳ１およびＳ３がα¹ ₁₃に対応する閉鎖時間の間閉鎖され、第２および第３アームＳ２およびＳ３が残りの時間閉鎖される。したがって、上述の原理によると、以下のデューティ比が各スイッチングアームの各スイッチに適用される。

・第１アームＳ１について、ハイスイッチが１−α¹ ₁₃に等しいデューティ比で制御され、ロースイッチが開状態となるように制御される。
・第２アームＳ２について、ロースイッチがα¹ ₁₃−α² ₁₂に等しいデューティ比で制御され、ハイスイッチが開状態となるように制御される。
・第３アームＳ３について、ハイおよびロースイッチが完全に閉じた状態に制御される。

したがって、第１期間区分のこの第１区分の開始時、整流器の入力における電流を規制するため、６つのうち２つのスイッチのみが切り替えられる。具体的には第１アームのハイスイッチと、第２アームのロースイッチである。これにより、切替損失が抑えられる。

図５は、第１期間区分Ｐ１の開始時に、このチョッピングデューティ比を適用する構成を示す。即ち、第３スイッチングアームＳ３は対応する相電流Ｉｃの符号変化のため完全に閉じられ、相電流ＩａおよびＩｂのチョッピングのため、第１スイッチングアームＳ１のハイスイッチ１Ｈと、第２スイッチングアームＳ２のロースイッチ２Ｌのみが切り替えられる。なお、Ｉａ＋Ｉｂ＋Ｉｃ＝０のように、三相のバランスが取れるため、相Ｃの電流Ｉｃは確実に規制される。

一方、図６に示すように、第１期間区分Ｐ１の終了時では、デューティ比を適用する構成が以下のとおりになる。即ち、電流Ｉｂの符号変化が予定されているため、第２スイッチングアームＳ２が完全に閉じられ、相電流ＩａおよびＩｃのチョッピングのため、第１スイッチングアームＳ１のハイスイッチ１Ｈと、第３スイッチングアームＳ３のロースイッチ３Ｌのみが切り替えられる。なお、Ｉａ＋Ｉｂ＋Ｉｃ＝０のように、三相のバランスが取れるため、相Ｂの電流Ｉbは確実に規制される。

次に、相間電圧Ｖ₁₂および相間電圧Ｖ₁₃の間の目標電圧を実現する第２の例について説明する。ここでは、相間電圧Ｖ₁₂および相間電圧Ｖ₁₃がＶ_dc〜２Ｖ_dcの電圧値となることが望まれる第１期間区分Ｐ１においての中間を対象とする。なお、この構成においてのみ、アームを完全閉鎖することができない。したがって、これら電圧レベルを実現するには、新たな制御構成が必要となる。この第１期間区分Ｐ１の中間では、第１期間区分Ｐ１の開始時には完全に閉じていたアーム３もチョッピングに使用される。また、第２スイッチングアームＳ２がその電流の符号変動が予定されているために完全に閉じられる必要のある第２期間区分Ｐ２に近いので、当該アームもチョッピングに利用される。さらに、所期の電圧を実現するには、所定時間全てのアームを開放する必要があることを考慮すると、第１アームＳ１を一切閉じないようにして、当該アームの切替損失を避けることが賢明であろう。したがって、電圧Ｖ₁₂およびＶ₁₃の実現のために以下の制御構成が利用可能である。

新たな中間変数割合は以下のとおりに定義される。

・α² ₁₂＞α² ₁₃の場合、全てのアームがα² ₁₃に対応する割合の時間、開状態となるように制御される。１−α² ₁₂に対応する割合の時間、アームＳ２およびＳ３が閉じられる。残りの時間、第３アームＳ３のみが閉じられる。
・α² ₁₂＜α² ₁₃の場合、全てのアームがα² ₁₂に対応する割合の時間、開状態となるように制御される。１−α² ₁₃に対応する割合の時間、アームＳ２およびＳ３が閉じられる。残りの時間、第２アームＳ２のみが閉じられる。

したがって上述の原理によると、以下のデューティ比が各スイッチングアームの各スイッチに適用される。
・第１アームＳ１について、ハイおよびロースイッチが開状態となるように制御される。
・第２アームＳ２について、ロースイッチが１−α² ₁₂に等しいデューティ比で制御され、ハイスイッチが開状態となるように制御される。
・第３アームＳ３について、ハイスイッチが閉状態となるように制御され、ロースイッチが１−α² ₁₃に等しいデューティ比で制御される。

第１期間区分の開始時に対応する上述の場合同様、整流器のスイッチングアームに存在する６つの切り替えスイッチのうち、２つのみが切り替えられる。切替損失が効率に対して影響大であることを考慮すると、特に切替損失の抑制を可能とするデューティ比を適用するために実現する上述の方策は、低電力の要求に対しても極めて有用である。

１、２、３ ブランチ
Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３ スイッチングアーム
Ｃ１、Ｃ２ 出力コンデンサ
４ 三相電力供給網
５ 正の出力端子
６ 負の出力端子
１０ 充電装置
１１ 力率改善回路
２０ バッテリー

Claims (6)

1. 電気またはハイブリッド車両に搭載されたバッテリー（２０）の充電装置（１０）の力率改善回路（１１）を制御する方法であって、
   前記充電装置は、前記バッテリーを充電するために三相電力供給網（４）に接続可能で、前記力率改善回路（１１）とＤＣ−ＤＣ変換器（１２）とを備える絶縁ＡＣ−ＤＣ変換器を備え、
   前記力率改善回路（１１）は、３つのスイッチングアーム（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）を備える三相Ｖｉｅｎｎａ整流器であり、
   前記３つのスイッチングアーム（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）はそれぞれ、直列インダクタ（Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３）を介して、前記三相電力供給網（４）の対応する相（Ａ、Ｂ、Ｃ）に接続可能で、それぞれハイスイッチとロースイッチの直列アセンブリを有し、
   前記ハイスイッチは前記三相電力供給網の電流が正である場合に駆動可能で、前記ロースイッチは前記三相電力供給網の電流が負である場合に駆動可能で、
   各アームは、パルス幅変調制御信号を使用して駆動され、該各アームの切り替えデューティ比が前記三相Ｖｉｅｎｎａ整流器の入力における設定電流に応じて決定される方法であって、
   前記設定電流の各期間に亘り、該設定電流の符号変化に応じて３つのアームの内の２つのみを系統的に切り替えるように前記パルス幅変調制御信号を決定し、
   前記切り替えデューティ比を各時点での相間電圧の値に応じて変化させることで、該当するスイッチの切り替え状態を遷移させることを特徴とする、方法。
2. 前記設定電流の期間を、複数の期間区分に分割し、
   前記期間区分における前記設定電流の変化を分析することで、各期間区分について順次、最高相電圧と最低相電圧の間の中間電圧をとるスイッチングアームを特定し、
   デューティ比が１００％に固定された制御信号を、前記電流の符号変化の過程で特定された前記アームに適用し、
   特定された前記アームの前記スイッチを、前記中間電圧の前記電流の符号変化の前後で、完全に閉じた状態に保つことを特徴とする、請求項１に記載の方法。
3. 前記設定電流の各期間区分について、
   特定された前記アームに適用されるデューティ比が１００％に固定されている間に前記中間電圧をとる前記ハイスイッチおよび前記ロースイッチを閉鎖するように制御し、
   前記２つのアームの内の切り替えられる方の設定電流が正である場合、当該アームの前記ハイスイッチのチョッピングを第１デューティ比で制御し、対応するアームの前記ロースイッチを開放し、
   前記２つのアームの内の切り替えられる方の設定電流が負である場合、前記ロースイッチのチョッピングを第２デューティ比で制御し、前記ハイスイッチを開放することを特徴とする、請求項２に記載の方法。
4. 各期間区分は、前記設定電流の期間全体の６分の１であることを特徴とする、請求項２または３に記載の方法。
5. 電気またはハイブリッド車両に搭載されたバッテリー（２０）の充電装置（１０）の力率改善回路（１１）を制御する制御装置であって、
   前記充電装置は、前記バッテリーを充電するために三相電力供給網（４）に接続可能で、前記力率改善回路（１１）と、ＤＣ−ＤＣ変換器（１２）とを備える絶縁ＡＣ−ＤＣ変換器を備え、
   前記力率改善回路（１１）は、３つのスイッチングアーム（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）を備える三相Ｖｉｅｎｎａ整流器（１１０）であり、
   前記スイッチングアーム（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）はそれぞれ、直列インダクタ（Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３）を介して、前記三相電力供給網（４）の対応する相（Ａ、Ｂ、Ｃ）に接続可能で、
   請求項１から４のいずれか一項に記載の方法の工程を実行するように構成された処理手段を備える、制御装置。
6. 高電圧バッテリーと、三相電力供給網から前記バッテリーを充電可能な車載充電装置と、を備える電気またはハイブリッド車両であって、
   前記充電装置は、力率改善回路（１１）と、ＤＣ−ＤＣ変換器（１２）とを備える絶縁ＡＣ−ＤＣ変換器を備え、
   前記力率改善回路（１１）は、３つのスイッチングアーム（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）を備える三相Ｖｉｅｎｎａ整流器であり、
   前記スイッチングアーム（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）はそれぞれ、直列インダクタ（Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３）を介して、前記三相電力供給網（４）の対応する相（Ａ、Ｂ、Ｃ）に接続可能で、
   請求項５に記載の制御装置を備える、車両。

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