CN103187887B - 用于三相三线Vienna整流器的控制器 - Google Patents
用于三相三线Vienna整流器的控制器 Download PDFInfo
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Abstract
一种用于Vienna整流器的控制器，该Vienna整流器接收三相三线交流输入并在正母线、负母线和零线上产生三电平直流输出，该控制器包含交流相位检测器、电压控制器、电流参考生成器、电流控制器、零序调制器以及PWM生成器，对Vienna整流器中的开关元件进行控制。该控制器能够进行正负母线电压平均值控制和电流波形控制，并能抑制Vienna整流器的正负母线电压不平衡。
Description
技术领域
本发明涉及开关电源领域，特别涉及三相三线Vienna整流器电路的控制。
背景技术
随着电力电子技术的迅猛发展，大量非线性元件的使用给电网注入了严重的谐波污染。为了解决谐波危害、满足谐波标准，除了在电网用户端实施被动谐波补偿外，还可在电力电子设备的内部引入功率因数校正技术(PFC)。
Vienna整流器是一种优秀的有源功率因数校正拓扑。相比于三相全桥PWM整流器，Vienna整流器具有结构简单、成本低廉、效率高、可靠性高、无桥路直通危险等优点，相比于传统的PFC设备，ViennaPFC技术具有重量轻、体积小、校正效果好等优点，因此具有良好的应用前景。
尽管当前文献中对三相四线Vienna整流器有较多的研究，然而，Vienna整流器在三相三线系统中的控制和应用仍存在研究和改进的空间。
发明内容
开发本发明以解决上面提到的问题。根据本发明一实施形态，提出了一种用于三相三线Vienna整流器的控制器，该Vienna整流器接收交流输入并在正母线、负母线和零线上产生三电平直流输出，该控制器包含：
交流相位检测器，其检测输入Vienna整流器的交流电压Vx的相角θ；
电压控制器，其由正负母线电压的平均值Vave和对于正负母线电压平均值的设定值，生成电流参考值的幅值Iamp，以进行正负母线电压平均值控制；
电流参考生成器，其接收来自交流相位检测器的交流电压相角θ以及来自电压控制器的电流参考值幅值Iamp，生成电流参考值Irefx；
电流控制器，其由输入Vienna整流器的交流电流Ix以及来自电流参考生成器的电流参考值Irefx，生成三相调制矢量Vmx，以进行电流波形控制；
零序调制器，其由正负母线电压平均值Vave、来自电流控制器的三相调制矢量Vmx以及来自交流相位检测器的交流电压相角θ，生成三相比较信号CMPRx；
PWM生成器，其由来自零序调制器的三相比较信号CMPRx以及一三角波信号，生成用于对Vienna整流器中的开关元件进行控制的PWM信号PWMx。
在该控制器中，零序调制器被配置为：
将来自电流控制器的三相调制矢量Vmx除以正负母线电压平均值Vave并进行限幅，得到中间矢量Dmx；
按照预定的算法计算变量D0max和D0min；
按照下式生成三相比较信号CMPRx：
CMPRx＝Dmx+D0，
其中，D0根据预定的规则被选择为D0max和D0min中的一个，
以抑制Vienna整流器的正负母线电压不平衡。
在上述控制器中，优选为，变量D0max和D0min被计算为：
D0max＝min(Dmaxa-Dma，Dmaxb-Dmb，Dmaxc-Dmc)，
D0min＝max(Dmina-Dma，Dminb-Dmb，Dminc-Dmc)，
其中，Dmaxa、Dmaxb、Dmaxc、Dmina、Dminb、Dminc为在将交流输入周期进行平分所得到的6个扇区中对于A、B、C三相设置的变量，Dma、Dmb、Dmc分别为中间矢量Dmx对于A、B、C三相的分量，当检测到的交流电压相角θ处于与0～60度的区间对应的扇区Sec0中时，Dmaxa、Dmaxb、Dmaxc、Dmina、Dminb、Dminc分别取1、0、1、0、-1、0，当检测到的交流电压相角θ处于与60～120度的区间对应的扇区Sec1中时，Dmaxa、Dmaxb、Dmaxc、Dmina、Dminb、Dminc分别取1、0、0、0、-1、-1，当检测到的交流电压相角θ处于与120～180度的区间对应的扇区Sec2中时，Dmaxa、Dmaxb、Dmaxc、Dmina、Dminb、Dminc分别取1、1、0、0、0、-1，当检测到的交流电压相角θ处于与180～240度的区间对应的扇区Sec3中时，Dmaxa、Dmaxb、Dmaxc、Dmina、Dminb、Dminc分别取0、1、0、-1、0、-1，当检测到的交流电压相角θ处于与240～300度的区间对应的扇区Sec4中时，Dmaxa、Dmaxb、Dmaxc、Dmina、Dminb、Dminc分别取0、1、1、-1、0、0，当检测到的交流电压相角θ处于与300～360度的区间对应的扇区Sec5中时，Dmaxa、Dmaxb、Dmaxc、Dmina、Dminb、Dminc分别取0、0、1、-1、-1、0。
根据本发明一实施形态，提出了一种用于三相三线Vienna整流器的控制方法，该Vienna整流器接收交流输入并在正母线、负母线和零线上产生三电平直流输出，该控制方法包含：
检测输入Vienna整流器的交流电压Vx的相角θ，由正负母线电压的平均值Vave和对于正负母线电压平均值的设定值，生成电流参考值的幅值Iamp，以进行正负母线电压平均值控制；
接收所检测的交流电压相角θ以及所生成的电流参考值幅值Iamp，生成电流参考值Irefx；
由输入Vienna整流器的交流电流Ix以及所生成的电流参考值Irefx，生成三相调制矢量Vmx，以进行电流波形控制；
由正负母线电压平均值Vave、所生成的三相调制矢量Vmx以及所检测的交流电压相角θ，生成三相比较信号CMPRx；以及
由所生成的三相比较信号CMPRx以及一三角波信号，生成用于对Vienna整流器中的开关元件进行控制的PWM信号PWMx。
在该控制方法中，生成三相比较信号CMPRx的步骤被配置为：
将来自电流控制器的三相调制矢量Vmx除以正负母线电压平均
值Vave并进行限幅，得到中间矢量Dmx；
按照预定的算法计算变量D0max和D0min；
按照下式生成三相比较信号CMPRx：
CMPRx＝Dmx+D0，
其中，D0根据预定的规则被选择为D0max和D0min中的一个，
以抑制Vienna整流器的正负母线电压不平衡。
在上述控制方法中，优选为，变量D0max和D0min被计算为：
D0max＝min(Dmaxa-Dma，Dmaxb-Dmb，Dmaxc-Dmc)，
D0min＝max(Dmina-Dma，Dminb-Dmb，Dminc-Dmc)，
其中，Dmaxa、Dmaxb、Dmaxc、Dmina、Dminb、Dminc为在将交流输入周期进行平分所得到的6个扇区中对于A、B、C三相设置的变量，Dma、Dmb、Dmc分别为中间矢量Dmx对于A、B、C三相的分量，当检测到的交流电压相角θ处于与0～60度的区间对应的扇区Sec0中时，Dmaxa、Dmaxb、Dmaxc、Dmina、Dminb、Dminc分别取1、0、1、0、-1、0，当检测到的交流电压相角θ处于与60～120度的区间对应的扇区Sec1中时，Dmaxa、Dmaxb、Dmaxc、Dmina、Dminb、Dminc分别取1、0、0、0、-1、-1，当检测到的交流电压相角θ处于与120～180度的区间对应的扇区Sec2中时，Dmaxa、Dmaxb、Dmaxc、Dmina、Dminb、Dminc分别取1、1、0、0、0、-1，当检测到的交流电压相角θ处于与180～240度的区间对应的扇区Sec3中时，Dmaxa、Dmaxb、Dmaxc、Dmina、Dminb、Dminc分别取0、1、0、-1、0、-1，当检测到的交流电压相角θ处于与240～300度的区间对应的扇区Sec4中时，Dmaxa、Dmaxb、Dmaxc、Dmina、Dminb、Dminc分别取0、1、1、-1、0、0，当检测到的交流电压相角θ处于与300～360度的区间对应的扇区Sec5中时，Dmaxa、Dmaxb、Dmaxc、Dmina、Dminb、Dminc分别取0、0、1、-1、-1、0。
在上述控制方法中，优选为，所述预定的规则为：当检测到的交流电压相角θ处于扇区Sec0、Sec2和Sec4中的一个时，D0被选择为D0max；当检测到的交流电压相角θ处于扇区Sec1、Sec3和Sec5中的一个时，D0被选择为D0min。
在上述控制方法中，优选为，所述预定的规则为：当检测到的交流电压相角θ处于扇区Sec0、Sec2和Sec4中的一个时，D0被选择为D0min；当检测到的交流电压相角θ处于扇区Sec1、Sec3和Sec5中的一个时，D0被选择为D0max。
在上述控制方法中，优选为，生成三相比较信号CMPRx的步骤还包含由正母线电压与负母线电压的差生成变量Lamda，且其中，所述预定的规则为：在Lamda大于一预设值Sigma的情况下，D0被选择为D0max；在Lamda小于-Sigma的情况下，D0被选择为D0min，其中，Sigma＞0。
在上述控制方法中，优选为，生成三相比较信号CMPRx的步骤还包含由正母线电压与负母线电压的差生成处于-1与1的范围内的变量Lamda，且其中，所述预定的规则为：在Lamda＞0的情况下，当检测到的交流电压相角θ处于扇区Sec0、Sec2和Sec4中的任意一个时，对于该扇区起始的Lamda＊π/6与终止的Lamda＊π/6的角度范围或者对于中间的Lamda＊π/3的角度范围，D0被选择为D0max，在该扇区其余的角度范围中，D0被选择为D0min，当检测到的交流电压相角θ处于扇区Sec1、Sec3和Sec5中的任意一个时，D0被选择为D0max，在Lamda＜＝0的情况下，当检测到的交流电压相角θ处于扇区Sec1、Sec3和Sec5中的任意一个时，对于该扇区起始的-Lamda＊π/6与终止的-Lamda＊π/6的角度范围或者对于中间的-Lamda＊π/3的角度范围，D0被选择为D0min，在该扇区其余的角度范围中，D0被选择为D0max，当检测到的交流电压相角θ处于扇区Sec0、Sec2和Sec4中的任意一个时，D0被选择为D0min。
在上述控制方法中，优选为，生成电流参考值Irefx的步骤、生成三相比较信号CMPRx的步骤、生成变量Lamda的步骤中的每一个基于平均电流控制原理进行。
在上述控制方法中，优选为，所生成的电流参考值Irefx选自以下组合：三相电流参考值的组合，任意两相电流参考值的组合，Clark变换下的Alpha与Beta电流参考值的组合，Park变换下的D与Q轴电流参考值的组合，其中，三相电流参考值被生成为：
Iref1＝Iamp＊sin(θ)，Iref2＝Iamp＊sin(θ-2π/3)，Iref3＝Iamp＊sin(θ+2π/3)，
其中，任意两相电流参考值选自：
Iref1＝Iamp＊sin(θ)，Iref2＝Iamp＊sin(θ-2π/3)，Iref3＝Iamp＊sin(θ+2π/3)，
其中，Clark变换下的Alpha与Beta电流参考值被生成为：
Iref1＝Iamp＊sin(θ)，Iref2＝Iamp＊cos(θ)，
且其中，Park变换下的D与Q轴电流参考值被生成为：
Iref1＝Iamp，Iref2＝0。
在上述控制方法中，优选为，在电流参考值Irefx为三相电流参考值的组合的情况下，生成三相调制矢量Vmx的步骤分别由三相电流参考值Irex1，Irex2，Iref3中的各个和输入Vienna整流器的三相交流电流Ia，Ib，Ic中所对应的一个进行电流波形控制，
其中，在电流参考值Irefx为任意两相电流参考值的组合的情况下，生成三相调制矢量Vmx的步骤分别由两相电流参考值Irex1，Irex2；Irex2，Irex3；或Irex3，Irex1中的各个和相应两相交流电流Ia，Ib；Ib，Ic；或Ic，Ia中所对应的一个进行电流波形控制，
其中，在电流参考值Irefx为Clark变换下的Alpha与Beta电流参考值的组合的情况下，生成三相调制矢量Vmx的步骤分别由输入Vienna整流器的三相交流电流Ia，Ib，Ic或任意两相交流电流Ia，Ib；Ib，Ic；或Ic，Ia经Clark变换的结果和Clark变换下的Alpha与Beta电流参考值进行电流波形控制，
且其中，在电流参考值Irefx为Park变换下的D与Q轴电流参考值的组合的情况下，生成三相调制矢量Vmx的步骤分别由输入Vienna整流器的三相交流电流Ia，Ib，Ic或任意两相交流电流Ia，Ib；Ib，Ic；或Ic，Ia经Park变换的结果和Park变换下的D与Q轴电流参考值进行电流波形控制。
在上述控制方法中，优选为，生成PWM信号的步骤将用1减去三相比较信号CMPRx的绝对值所得到的结果与三角波信号进行比较，生成PWM信号PWMx。
上面所述的控制器或控制方法提供了电压、电流控制功能，同时还具有对正负两个直流母线的电压进行平衡的功能，并且，Vienna整流器的总体开关次数减少，由此降低了开关损耗。
附图说明
附图并入说明书并构成说明书的一部分，其示出了本发明的实施例，并与上面给出的对本发明的一般介绍以及下面给出的对实施例的详细描述一起，用于阐释本发明的原理。在附图中：
图1示出了根据本发明一实施例对三相三线Vienna整流器进行控制的控制器的原理框图；
图2示出了根据本发明的实施例的控制器中的零序控制器的原理框图；
图3示出了根据本发明的实施例的控制器中的PWM生成器的原理框图；
图4示出了可应用根据本发明的实施例的控制器的示例性三相三线Vienna整流器的拓扑图；
图5示出了可应用根据本发明的实施例的控制器的另一示例性三相三线Vienna整流器的拓扑图；
图6示出了可应用根据本发明的实施例的控制器的又一示例性三相三线Vienna整流器的拓扑图；
图7示出了现有技术中的Vienna电路控制器产生的三相PWM信号占空比的波形
8示出了现有技术中的Vienna电路控制器产生的三相PWM信号占空比的波形；以及
图9示出了根据本发明的实施例的控制器产生的三相PWM信号占空比的波形。
具体实施方式
下面参照附图介绍根据本发明的优选实施方式。在附图和介绍中，为简化起见，用下标x概括表示第一、第二和/或第三分量，或概括表示三相a、b和/或c分量，或概括表示Clark变换下的Alpha轴分量和Beta轴分量，或概括表示Park变换下的D轴和Q轴分量。
图1示出了根据本发明一实施例对三相三线Vienna整流器进行控制的控制器的原理框图。由图1可见，控制器包含交流相位检测器、电压控制器、电流参考生成器、电流控制器、零序调制器以及PWM生成器，在下文中依次对这些构成部分进行介绍。
交流相位检测器用于检测交流电压的相角，其输入可以是以下中的任意一种：(1)任意两相交流输入线电压；(2)三相交流输入相电压；(3)三相交流输入线电压。交流相位检测器可基于锁相环、硬件Capture电路或现有技术中常用的其它相位检测技术实现，其计算交流输入电压的相角θ并进行输出。
电压控制器用于由正负母线电压的平均值Vave和对于正负母线电压平均值的设定值，生成用于正负母线电压平均值的控制的电流参考值幅值Iamp。具体而言，在给定一参考电压Vref(即正负母线平均电压Vave的设定值)的情况下，电压控制器将Vref减去Vave，得到Vave的误差值Verr，然后通过一个控制环节，计算得出电流参考值的幅值Iamp。尽管图1示出了电压控制器直接接收作为正负母线电压平均值的输入，然而，电压控制器也可以接收正负母线电压并在其内部求取平均值。
电流参考生成器接收来自交流相位检测器的交流电压相角θ以及来自电压控制器的电流参考值幅值Iamp，生成电流参考值Irefx。电流参考值可选用(1)三相电流参考值；(2)任意两相电流参考值；(3)Clark变换下的Alpha与Beta电流参考值；以及(4)Park变换下的D与Q轴电流参考值中的任意一种。对于第(1)种情况，电流参考生成器按照下式：
Iref1＝Iamp＊sin(θ)
Iref2＝Iamp＊sin(θ-2π/3)
Iref3＝Iamp＊sin(θ+2π/3)
生成三相电流参考值。对于第(2)种情况，电流参考生成器可将以上三相电流参考值中的任意两个选择为两相电流参考值。
对于第(3)种情况，电流参考生成器按照下式：
Iref1＝Iamp＊sin(θ)
Iref2＝-Iamp＊cos(θ)
生成Clark变换下的Alpha与Beta电流参考值。
对于第(4)种情况，电流参考生成器按照下式：
Iref1＝Iamp
Iref2＝0
生成Park变换下的D与Q轴电流参考值。
电流控制器由输入Vienna整流器的交流电流Ix以及来自电流参考生成器的电流参考值Irefx生成三相调制矢量Vmx。具体而言，将Irefx减去Ix得到电流误差信号Ierrx，然后经过控制器，生成三相调制矢量Vmx，用于进行电流波形控制。取决于选用上述四种电流参考值中的哪一种，对电流控制器进行不同的配置。例如，在电流参考值选用三相电流参考值Iref1、Iref2、Iref3时，电流控制器包含三个独立的电流控制器单元，其输入分别是三相电流参考值Iref1、Iref2、Iref3以及输入Vienna整流器的三相交流电流Ia、Ib、Ic的采样值，输出分别为V1、V2、V3。令Vma＝V1，Vmb＝V2，Vmc＝V3，得到三相调制矢量Vmx。
当电流参考值选用任意两相电流参考值例如Iref1、Iref2时，电流控制器包含两个独立的电流控制器单元，其输入分别是两相电流参考值Iref1、Iref2以及输入Vienna整流器的对应的两相交流电流Ia、Ib的采样值，输出分别为V1、V2。令Vma＝V1，Vmb＝V2，Vmc＝-V1-V2，得到三相调制矢量Vmx。
当电流参考值选用Clark变换下的Alpha与Beta电流参考值时，电流控制器包含两个独立的电流控制器单元，其输入分别是两相电流参考值Iref1、Iref2以及三相交流电流Ia、Ib、Ic或任意两相交流电流的采样值经Clark变换得到的电流Ialpha与Ibeta，输出分别为V1(Vmalpha)、V2(Vmbeta)。对V1、V2进行Clark反变换，得到三相调制矢量Vma＝V1，Vmb＝-0.5＊V1+0.866＊V2，Vmc＝-0.5＊V1-0.866＊V2。
类似地，当电流参考值选用Park变换下的D与Q轴电流参考值时，电流控制器包含两个独立的电流控制器单元，其输入分别是两相电流参考值Iref1、Iref2以及三相交流电流Ia、Ib、Ic或任意两相交流电流的采样值经Park变换得到的D与Q轴电流Id与Iq，输出分别为V1(Vmd)、V2(Vmq)。对V1、V2进行Park反变换，得到三相调制矢量Vma＝V1＊sin(θ)+V2＊sin(θ)，Vmb＝V1＊sin(θ-2π/3)+V2＊cos(θ-2π/3)，Vmc＝V1＊sin(θ+2π/3)+V2＊cos(θ+2π/3)。
典型地，各个独立电流控制器单元可采用比例积分控制器，然而，可作为替代地使用多种其它形式的基于平均电流控制原理的控制器。
零序调制器由正负母线电压平均值Vave、来自电流控制器的三相调制矢量Vmx以及来自交流相位检测器的交流电压相角θ，生成三相比较信号CMPRx。零序控制器的原理框图在图2中示出。首先，零序控制器将来自电流控制器的三相调制矢量Vmx除以正负母线电压平均值Vave并进行限幅，得到中间矢量Dmx。
其次，根据角度把整个市电周期划分为6个扇区，并设计6个变量Dmaxa、Dmaxb、Dmaxc以及Dmina、Dminb、Dminc，这些变量对于各个扇区的设置值如表1所示：
表1
| θ | 扇区 | Dmaxa，Dmaxb，Dmaxc | Dmina，Dminb，Dminc |
| 0～60度 | 0 | 1 0 1 | 0 -1 0 |
| 60～120度 | 1 | 1 0 0 | 0 -1 -1 |
| 120～180度 | 2 | 1 1 0 | 0 0 -1 |
| 180～240度 | 3 | 0 1 0 | -1 0 -1 |
| 240～300度 | 4 | 0 1 1 | -1 0 0 |
| 300～360度 | 5 | 0 0 1 | -1 -1 0 |
然后，按下式计算变量：
D0max＝min(Dmaxa-Dma，Dmaxb-Dmb，Dmaxc-Dmc)
D0min＝max(Dmina-Dma，Dminb-Dmb，Dminc-Dmc)
接着，根据特定的规则，令变量D0等于D0max或者D0min，最终输出的CMPRx为：
CMPRa＝Dma+D0
CMPRb＝Dmb+D0
CMPRc＝Dmc+D0
对变量D0进行设置的上述“特定规则”可选用多种实现方式，不限于下面所列举的示例性实现方式：
示例1：当市电角度在扇区0，2，4时，令D0等于D0max；当市电角度在扇区1，3，5时，令D0等于D0min。
示例2：当市电角度在扇区1，3，5时，令D0等于D0max；当市电角度在扇区0，2，4时，令D0等于D0min。
示例3：引入一个电压差控制器，其输入为正负BUS电压之差，输出为具有正负标识的量Lamda，当Lamda大于一个预设的量Sigma(Sigma＞0)时，令D0等于D0max，当Lamda小于-Sigma时，令D0等于D0min。
示例4：引入一个电压差控制器，其输入为正负BUS电压之差，输出为具有正负标识的量Lamda，且-1＜＝Lamda＜＝1。当Lamda＞0时，对于部分扇区，例如第0，2，4扇区，在其中Lamda＊π/3的部分角度中，例如在起始的Lamda＊π/6以及终止的Lamda＊π/6中或者在中间的Lamda＊π/3中，令D0等于D0max，否则令D0等于D0min，对于其余扇区令D0等于D0max；当Lamda＜＝0时，对于部分扇区，例如第1，3，5扇区，在其中-Lamda＊π/3的部分角度中，例如在起始的-Lamda＊π/6以及终止的-Lamda＊π/6中或者在中间的-Lamda＊π/3中，令D0等于D0min，否则令D0等于D0max，其余扇区令D0等于D0min。
典型地，示例3和示例4中的电压差控制器可使用比例积分控制器实现。由示例1～4可见，示例1、2能由硬件保持正负母线电压平衡，示例3、4对正负母线电压进行进一步的积极控制，实现更为优越的正负电压平衡电压平衡效果。
PWM生成器的原理框图在图3中示出，其由来自零序调制器的三相比较信号CMPRx以及一三角波信号，生成用于对Vienna整流器中的开关元件进行控制的PWM信号PWMx。具体而言，PWM生成器将CMPRx取绝对值与1相减，把结果与三角波信号进行比较，得到对应相的开关元件的驱动信号PWMx。
图4、5、6示出了可应用根据本发明的实施例的控制器的示例性三相三线Vienna整流器的拓扑图，然而，本发明的实施例的控制器的应用实例不限于此。Vienna整流器的各相开关元件可选用金属氧化物场效应管(MOSFET)、绝缘栅型双极型晶体管(IGBT)等。图4中每相串联的两个开关管可使用同一个PWMx信号进行控制，特别是在开关管为MOSFET时，具有成本低廉、效率高的优点。或者，可使用两套开关管驱动电路，结合PWMx与对应交流电压的正负极性对开关管进行控制，分别在电压为正向和负向时开通对应的一个开关管，这种控制方法可特别地用于开关管为IGBT时。
图7、8示出了现有技术中的Vienna电路控制器产生的三相PWM信号占空比在一个市电周期(20ms)中的波形，与之形成对比的是，图9示出了根据本发明的实施例的控制器产生的三相PWM信号占空比在一个市电周期(20ms)中的波形。在图7、8、9中，横轴表示时间，纵轴表示PWM信号占空比。由图9可见，在任何时间点上，根据本发明的实施例的控制器产生的三相PWM信号中有一个的占空比为0.0或1.0，意味着在任何时间点上，Vienna整流器三相开关中有一相不切换，即实现了Vienna整流器的不连续模式调制。图9中与横轴垂直的线段代表在扇区分界点上出现的占空比突变的情况，这种占空比突变是由于控制算法的数值实现中存在的计算误差引起的。
相比于连续模式调制，由于处于不连续模式调制的Vienna整流器中的开关元件的开关次数减少，开关损耗得以减小，由此，提升了整个系统的效率。
尽管通过对其具体实施例的描述和图示介绍了本发明，本发明的范围不限制于这些具体细节。本领域技术人员将会明了，在不脱离本发明所提出的一般发明构思的精神和范围的情况下，可作出对这些细节的多种修改、替代和变型。例如，除比例积分控制器外，控制器中的电压控制器、电流控制器以及包含在零序调制器中的电压差控制器可作为替代地采用任何基于平均电流控制原理的控制器，不限于比例控制器、比例积分微分控制器、比例微分控制器等。再如，在电流参考值选用三相电流参考值Iref1、Iref2、Iref3的情况下，电流控制器可仅仅计算V1、V2，而通过V1、V2推算V3＝-V1-V2。又如，当电流参考值选用Park变换下的D与Q轴电流参考值时，在要求不高的特定情况下，电流控制器可简单地实现为仅仅计算Vmd，而把Vmq直接取作0。因此，本发明在其更为宽广的实施形态上不限于这些具体细节、示例性结构和连接方式，其范围由所附权利要求及其等价内容的全部广度给出。
Claims (9)
1.一种用于Vienna整流器的控制器，该Vienna整流器接收三相三线交流输入并在正母线、负母线和零线上产生三电平直流输出，所述控制器的特征在于包含：
交流相位检测器，其检测输入Vienna整流器的交流电压Vx的相角θ；
电压控制器，其由正负母线电压的平均值Vave和对于正负母线电压平均值的设定值，生成电流参考值的幅值Iamp，以进行正负母线电压平均值控制；
电流参考生成器，其接收来自交流相位检测器的交流电压相角θ以及来自电压控制器的电流参考值幅值Iamp，生成电流参考值Irefx；
电流控制器，其由输入Vienna整流器的交流电流Ix以及来自电流参考生成器的电流参考值Irefx，生成三相调制矢量Vmx，以进行电流波形控制；
零序调制器，其由正负母线电压平均值Vave、来自电流控制器的三相调制矢量Vmx以及来自交流相位检测器的交流电压相角θ，生成三相比较信号CMPRx；以及
PWM生成器，其由来自零序调制器的三相比较信号CMPRx以及一三角波信号，生成用于对Vienna整流器中的开关元件进行控制的PWM信号PWMx，
其中，零序调制器被配置为：
将来自电流控制器的三相调制矢量Vmx除以正负母线电压平均值Vave并进行限幅，得到中间矢量Dmx；
按照预定的算法计算变量D0max和D0min；
按照下式生成三相比较信号CMPRx：
CMPRx＝Dmx+D0，
其中，D0根据预定的规则被选择为D0max和D0min中的一个，以抑制Vienna整流器的正负母线电压不平衡，
其中，变量D0max和D0min被计算为：
D0max＝min(Dmaxa-Dma，Dmaxb-Dmb，Dmaxc-Dmc)，
D0min＝max(Dmina-Dma，Dminb-Dmb，Dminc-Dmc)，
其中，Dmaxa、Dmaxb、Dmaxc、Dmina、Dminb、Dminc为在将交流输入周期进行平分所得到的6个扇区中对于A、B、C三相设置的变量，Dma、Dmb、Dmc分别为中间矢量Dmx对于A、B、C三相的分量，当检测到的交流电压相角θ处于与0～60度的区间对应的扇区Sec0中时，Dmaxa、Dmaxb、Dmaxc、Dmina、Dminb、Dminc分别取1、0、1、0、-1、0，当检测到的交流电压相角θ处于与60～120度的区间对应的扇区Sec1中时，Dmaxa、Dmaxb、Dmaxc、Dmina、Dminb、Dminc分别取1、0、0、0、-1、-1，当检测到的交流电压相角θ处于与120～180度的区间对应的扇区Sec2中时，Dmaxa、Dmaxb、Dmaxc、Dmina、Dminb、Dminc分别取1、1、0、0、0、-1，当检测到的交流电压相角θ处于与180～240度的区间对应的扇区Sec3中时，Dmaxa、Dmaxb、Dmaxc、Dmina、Dminb、Dminc分别取0、1、0、-1、0、-1，当检测到的交流电压相角θ处于与240～300度的区间对应的扇区Sec4中时，Dmaxa、Dmaxb、Dmaxc、Dmina、Dminb、Dminc分别取0、1、1、-1、0、0，当检测到的交流电压相角θ处于与300～360度的区间对应的扇区Sec5中时，Dmaxa、Dmaxb、Dmaxc、Dmina、Dminb、Dminc分别取0、0、1、-1、-1、0。
2.根据权利要求1的控制器，其中，所述预定的规则为：
当检测到的交流电压相角θ处于扇区Sec0、Sec2和Sec4中的一个时，D0被选择为D0max；当检测到的交流电压相角θ处于扇区Sec1、Sec3和Sec5中的一个时，D0被选择为D0min。
3.根据权利要求1的控制器，其中，所述预定的规则为：
当检测到的交流电压相角θ处于扇区Sec0、Sec2和Sec4中的一个时，D0被选择为D0min；当检测到的交流电压相角θ处于扇区Sec1、Sec3和Sec5中的一个时，D0被选择为D0max。
4.据权利要求1的控制器，其中，零序调制器还包含第一电压差控制器，第一电压差控制器由正母线电压与负母线电压的差生成变量Lamda，
且其中，所述预定的规则为：
在Lamda大于一预设值Sigma的情况下，D0被选择为D0max；在Lamda小于-Sigma的情况下，D0被选择为D0min，其中，Sigma＞0。
5.据权利要求1的控制器，其中，零序调制器还包含第二电压差控制器，第二电压差控制器由正母线电压与负母线电压的差生成处于-1与1的范围内的变量Lamda，
且其中，所述预定的规则为：
在Lamda＞0的情况下，当检测到的交流电压相角θ处于扇区Sec0、Sec2和Sec4中的任意一个时，对于该扇区起始的Lamda＊π/6与终止的Lamda＊π/6的角度范围或者对于中间的Lamda＊π/3的角度范围，D0被选择为D0max，在该扇区其余的角度范围中，D0被选择为D0min，当检测到的交流电压相角θ处于扇区Sec1、Sec3和Sec5中的任意一个时，D0被选择为D0max，
在Lamda＜＝0的情况下，当检测到的交流电压相角θ处于扇区Sec1、Sec3和Sec5中的任意一个时，对于该扇区起始的-Lamda＊π/6与终止的-Lamda＊π/6的角度范围或者对于中间的-Lamda＊π/3的角度范围，D0被选择为D0min，在该扇区其余的角度范围中，D0被选择为D0max，当检测到的交流电压相角θ处于扇区Sec0、Sec2和Sec4中的任意一个时，D0被选择为D0min。
6.根据权利要求1、4、5中的任意一项的控制器，其中，电压控制器、电流控制器、第一电压差控制器、第二电压差控制器中的每一个为基于平均电流控制原理的控制器。
7.根据权利要求1的控制器，其中，电流参考生成器生成的电流参考值Irefx选自以下组合中的一个：三相电流参考值的组合，任意两相电流参考值的组合，Clark变换下的Alpha与Beta电流参考值的组合，Park变换下的D与Q轴电流参考值的组合，
其中，三相电流参考值被生成为：
Iref1＝Iamp＊sin(θ)，Iref2＝Iamp＊sin(θ-2π/3)，Iref3＝Iamp＊sin(θ+2π/3)，
其中，任意两相电流参考值选自：
Iref1＝Iamp＊sin(θ)，Iref2＝Iamp＊sin(θ-2π/3)，Iref3＝Iamp＊sin(θ+2π/3)，
其中，Clark变换下的Alpha与Beta电流参考值被生成为：
Iref1＝Iamp＊sin(θ)，Iref2＝Iamp＊cos(θ)，
且其中，Park变换下的D与Q轴电流参考值被生成为：
Iref1＝Iamp，Iref2＝0。
8.根据权利要求7的控制器，其中，在电流参考值Irefx为三相电流参考值的组合的情况下，电流控制器包含三个独立的电流控制器单元，该电流控制器单元分别由三相电流参考值Irex1，Irex2，Iref3中的一个和输入Vienna整流器的三相交流电流Ia，Ib，Ic中所对应的一个进行电流波形控制，
其中，在电流参考值Irefx为任意两相电流参考值的组合的情况下，电流控制器包含两个独立的电流控制器单元，该电流控制器单元分别由两相电流参考值Irex1，Irex2；Irex2，Irex3；或Irex3，Irex1中的一个和相应两相交流电流Ia，Ib；Ib，Ic；或Ic，Ia中所对应的一个进行电流波形控制，
其中，在电流参考值Irefx为Clark变换下的Alpha与Beta电流参考值的组合的情况下，电流控制器包含两个独立的电流控制器单元，该电流控制器单元分别由输入Vienna整流器的三相交流电流Ia，Ib，Ic或任意两相交流电流Ia，Ib；Ib，Ic；或Ic，Ia经Clark变换的结果和Clark变换下的Alpha与Beta电流参考值进行电流波形控制，
且其中，在电流参考值Irefx为Park变换下的D与Q轴电流参考值的组合的情况下，电流控制器包含两个独立的电流控制器单元，该电流控制器单元分别由输入Vienna整流器的三相交流电流Ia，Ib，Ic或任意两相交流电流Ia，Ib；Ib，Ic；或Ic，Ia经Park变换的结果和Park变换下的D与Q轴电流参考值进行电流波形控制。
9.根据权利要求1的控制器，其中，PWM生成器将用1减去三相比较信号CMPRx的绝对值所得到的结果与三角波信号进行比较，生成PWM信号PWMx。
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