CN100564098C - 电力变换设备和方法及汽车 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电力变换设备和方法及汽车。一种用于向多相交流(AC)电动机提供驱动电压的设备和方法。变换单元被连接到多相AC电动机的各相，该变换单元包括多个开关装置并且在至少一个相中包括：AC电源母线与输出端子之间的第一开关装置、直流(DC)电源母线与输出端子之间的第二开关装置、以及AC电源和DC电源的公共母线与输出端子之间的第三开关装置。通过从具有与AC电源和DC电源相对应的电位值的电压中选择电压来生成多相AC电动机的驱动电压，且使用所选择的电压来操作多个开关装置中的开关。

Description

电力变换设备和方法及汽车

技术领域

本发明涉及一种电力变换设备和电力变换方法，尤其涉及一种用于提供驱动电动机的驱动电力的电力变换设备和电力变换方法。

背景技术

已知一种包括用于将蓄电池的DC(direct current，直流)电变换成AC(alternating current，交流)电的逆变器(inverter)的“电动汽车用车载充电器”(参见日本特开平06-327102号公报)。该已知的充电器包括电动汽车的电力变换器，该电动汽车至少包括蓄电池、将蓄电池的DC电变换成AC电的逆变器以及包括由逆变器驱动的电动机的驱动装置。还设置有控制电路。除了给蓄电池充电的时间之外，由于电动机的绕组连接形成中性点(neutralpoint)，因此所述控制电路基于逆变器的输出控制电动机工作。当给蓄电池充电时，控制电路通过在断开电动机中的绕组连接之后从充电插头线连接电源来给蓄电池充电。

换句话说，对作为AC电抗器的电动机绕组设置有双掷开关。该逆变器进行电动机驱动控制和电池充电控制，并用作充电器。

发明内容

此处记载了用于向多相交流电动机提供驱动电压的电力变换设备的实施例。一个例子包括用于连接到多相交流(AC)电动机的各相的变换单元，该变换单元包括多个开关装置。该变换单元在至少一个相中包括AC电源的母线与输出端子之间的第一开关装置、直流(DC)电源的母线与输出端子之间的第二开关装置、以及AC电源和DC电源的公共母线与输出端子之间的第三开关装置。该实施例还包括电力控制器，该电力控制器用于通过从具有与AC电源和DC电源相对应的电位值的电压中选择电压来生成多相AC电动机的驱动电压，并且用于使用所选择的电压来操作多个开关装置中的开关。

此处还记载了用于向多相交流(AC)电动机提供驱动电压的方法。一个方法使用连接到多相AC电动机的各相的变换单元，其中该变换单元包括多个开关装置并且在至少一个相中包括AC电源的母线与输出端子之间的第一开关装置、直流(DC)电源的母线与输出端子之间的第二开关装置、以及AC电源和DC电源的公共母线与输出端子之间的第三开关装置。该方法包括例如通过从具有与AC电源和DC电源相对应的电位值的电压中选择电压来生成多相AC电动机的驱动电压，并且使用所选择的电压来操作多个开关装置中的开关。

本发明的另一实施例记载了一种汽车，该汽车包括：电动机；以及前述电力变换设备，该电力变换设备用于在所述汽车的行驶状态期间驱动所述电动机。

附图说明

此处说明参考附图，其中在所有附图中相同的附图标记表示相同的部件，其中：

图1是示出根据本发明第一实施例的电力变换控制系统的结构的框图；

图2是示出如图1所示的电力变换器12的结构的电路图；

图3是示出图1所示的电流控制单元的结构的框图；

图4是详细示出图1所示的电力控制和调制率(modulationfactor)计算单元31的结构的框图；

图5是示出图1所示的PWM脉冲生成单元的结构的框图；

图6是在图5所示的载波比较部分所使用的三角波的波形图；

图7是图2所示的U相的电路图；

图8是示出通过三角波比较的脉冲信号生成的波形图；

图9是示出具有死区时间(dead time)的信号的生成的波形图；

图10是示出脉冲信号M和N的波形图；

图11是示出当AC符号信号AC_sign为H时所获得的开关驱动信号的例子的波形图；

图12是示出当AC符号信号AC_sign为L时的开关驱动信号的例子的波形图；

图13是设置有电力变换设备的电动汽车的示意图；

图14是示出在第二实施例中通过锯齿波比较生成信号A0′和B0′的脉冲的波形图；

图15是示出在第二实施例中通过锯齿波比较生成具有死区时间的信号的波形图；

图16是示出在第二实施例中通过锯齿波比较生成脉冲信号M和N的波形图；

图17是示出在第二实施例中DC电源载波和AC电源载波之间的关系的波形图；

图18A和18B是示出在第二实施例中作为脉冲生成部分的输出的驱动信号的例子的波形图，其中图18A示出AC符号信号AC_sign为H的情况，图18B示出AC符号信号AC_sign为L的情况；

图19是示出在第三实施例中的E_plus信号的波形图；

图20是示出在第三实施例中当AC符号信号AC_sign为H时的驱动信号的例子的波形图；

图21是示出在第四实施例中的电力变换器的结构的电路图；

图22是示出根据本发明第五实施例的(电动机驱动系统中的)电力变换器的电路图；以及

图23是示出在第六实施例中的电力变换器的结构的电路图。

具体实施方式

前述已知的充电器具有通过使用逆变器作为充电器的一部分而获得的缩小尺寸。然而，这会导致如下等问题：当将电动机绕组用作AC电抗器时，由于存在对电动机施加转矩的可能性，因此在充电期间电动机发生振动。

相反，此处公开的本发明的实施例具有通过减少组件数量而获得的减小的尺寸和重量，但能够限制或者避免由于工作而造成的振动等问题。例如，电力变换设备可从基于从交流电源提供的电压和从直流电源提供的电压的输出电压中对多相AC电动机提供驱动电压。该电力变换设备包括与多相AC电动机的各相(phase)相对应的变换单元。至少一个相中的变换单元包括交流电源的母线(bus)与输出端子之间的开关、直流电源的母线与输出端子之间的开关以及交流电源和直流电源的公共母线与输出端子之间的开关。控制装置通过从具有与交流电源和直流电源相对应的电位的电压中选择电压来生成多相AC电动机的驱动电压。所选择的电压用于使一个开关工作。

因此，从基于从交流电源提供的电压和从直流电源提供的电压的输出电压中对多相AC电动机提供驱动电压。因此，即使向电力变换设备提供交流电，也可以控制电动机。可以防止生成电动机不需要的驱动力和振动。

下文中基于附图详细说明本发明的实施例。图1是示出根据本发明第一实施例的电力变换控制系统10的结构的框图。如图1所示，电力变换控制系统10包括DC电源(内部DC电源)11a、AC电源(AC供电源)11b、用于执行切换功能的电力变换器12、转矩控制装置13和电力控制设备14。电力变换器12对电动机(多相AC电动机)15提供所需的电压。电动机15是接收电力Pm的三相AC电动机。

图2是如图1所示的电力变换器12的结构的电路图。如图2所示，电力变换器12包括电动机15的各相(U相、V相、W相)的多组开关。DC电源11a和AC电源11b彼此串联连接。DC电源11a的正极和AC电源11b的一端连接到公共母线16，下文中可将该公共母线16称作“正母线”。通过能够控制双向导通的半导体开关对18a和18b、19a和19b以及20a和20b分别连接DC电源11a的负母线17和电动机15的各相端子的组。通过能够控制双向导通的半导体开关对21a和21b、22a和22b以及23a和23b分别连接正母线16和电动机15的各相端子的组。类似地，通过能够控制双向导通的半导体开关对25a和25b、26a和26b以及27a和27b分别连接与AC电源11b的一端连接的母线24和电动机15的各相端子的组。

在正母线16和负母线17之间连接平滑电容器28。在AC电源11b的母线24和公共母线16之间连接第二平滑电容器29。

电力变换器12是基于三个电位值，即公共母线16的电位、DC电源11a的负母线17的电位以及与AC电源11b的一端连接的母线24的电位，生成施加到电动机15的电压的DC/AC电力变换器。对电动机15的各相所设置的半导体开关是用于生成输出到电动机15的各相的电压的开关。通过选择性地连接其中一个电位值并且改变连接时间比，所述开关向电动机15提供所需的电压。

如图1所示，转矩控制装置13基于外部给定的转矩指令值Te^＊和检测到的电动机转动速度ω，计算直轴(或者d轴)电流指令值id^＊和交轴(或者q轴)电流指令值iq^＊。转矩控制装置13通过参考提前创建的使用转矩指令值Te^＊和电动机转动速度ω为轴的图输出d轴电流指令值id^＊和q轴电流指令值iq^＊。

电力控制设备14包括电流控制单元30、电力控制和调制率计算单元31、PWM(pulse width modulation，脉冲宽度调制)脉冲生成单元32以及三相/dq变换单元33。电力控制设备或者装置14通常包含微型计算机，该微型计算机包括中央处理单元(CPU)、输入和输出端口(I/O)、随机存取存储器(RAM)、保活存储器(keep alive memory，KAM)、公共数据母线和作为可执行程序和下文所述的某些存储值的电子存储介质的只读存储器(ROM)。电力控制装置14的各单元可以例如以作为可执行程序的软件来实现，或者全部或者部分通过集成电路(IC)形式的独立硬件来实现。此处电力控制设备14还被称作电力控制器14。

电流控制单元30进行用于在来自转矩控制装置13的d轴电流指令值id^＊和q轴电流指令值iq^＊以及从电动机15检测到的d轴电流值id和q轴电流值iq之间建立一致性的电流控制。三相/dq变换单元33通过对作为电动机15的当前电流值的U相电流iu和V相电流iv以及使用相角e从V相电流iv获得的W相电流iw进行三相/dq变换求得d轴电流值id和q轴电流值iq。当然，可以在变换前交替测量所有三个电流，而不是所示的两个电流。

图3是示出图1所示的电流控制单元30的结构的框图。电流控制单元30包括控制部分34和dq/三相变换部分35。控制部分34通过进行基于P-I(proportional-integration，比例积分)控制的反馈来输出d轴电压指令值vd^＊和q轴电压指令值vq^＊，使得d轴电流值id和q轴电流值iq可以分别跟随d轴电流指令值id^＊和q轴电流指令值iq^＊。

dq/三相变换部分35将dq轴电压变换成三相电压指令。dq/三相变换部分35接收d轴电压指令值vd^＊和q轴电压指令值vq^＊作为输入，并且输出U相电压指令值vu^＊、V相电压指令值vv^＊和W相电压指令值vw^＊。

接着返回参考图1，电力控制和调制率计算单元31通过使用分别与来自DC电源11a的电力Pa和来自AC电源11b的电力Pb相关联的目标分配值rto_pa和rto_pb来控制电力。目标电力分配值表示DC电源11a和AC电源11b之间的电力分担比，并且从外部指令为所期望的值。目标电力分配值rto_pa和rto_pb具有以下关系：

rto_pa+rto_pb＝1。

因此，如果获得了一个目标电力分配值，则可以获得另一个目标电力分配值。换句话说，需要仅将DC电源11a的目标电力分配值rto_pa(见图1)输入到电力控制和调制率计算单元31。电力控制和调制率计算单元31基于上述表达式计算AC电源11b的目标电力分配值rto_pb。

图4是详细示出图1所示的电力控制和调制率计算单元31的结构的框图。如图4所示，电力控制和调制率计算单元31包括乘法器36、减法器37、调制率计算部分38和调制率校正部分39。乘法器36通过用DC电源11a的目标电力分配值rto_pa乘以U相电压指令值vu^＊、V相电压指令值vv^＊和W相电压指令值vw^＊来计算DC电源11a侧的电压指令值vu_a^＊、vv_a^＊和vw_a^＊，如下所示：

vu_a^＊＝vu^＊·rto_pa；

vv_a^＊＝vv^＊·rto_pa；以及

vw_a^＊＝vw^＊·rto_pa。

下文将从DC电源11a生成的电压指令称作“电源a电压指令”，将从AC电源11b生成的电压指令称作“电源b电压指令”。

另外，通过减法器37从根据电动机电流控制的控制电压获得的电压指令值vu^＊、vv^＊和vw^＊中减去DC电源11a侧的电压指令值vu_a^＊、vv_a^＊和vw_a^＊来获得AC电源11b侧的电压指令值vu_b^＊、vv_b^＊和vw_b^＊，如下所示：

vu_b^＊＝vu^＊-vu_a^＊；

vv_b^＊＝vv^＊-vv_a^＊；以及

vw_b^＊＝vw^＊-vw_a^＊。

在下文中，仅就U相来说明调制率计算和PWM脉冲生成。然而，对V相和W相进行相同运算。

调制率计算部分38从DC电源11a的电压Vdc_a和AC电源11b的电压Vac_b生成标准化的电压指令，即瞬时调制率指令值mu_a^＊、mu_b^＊、mv_a^＊、mv_b^＊、mw_a^＊和mw_b^＊。换句话说，调制率计算部分38包括乘法器40和41。调制率计算部分38根据下式通过用这两个电源电压的一半的值标准化电源a电压指令vu_a^＊和电源b电压指令vu_b^＊来计算电源a瞬时调制率指令值mu_a^＊和电源b瞬时调制率指令值mu_b^＊：

INV_Va＝2/Vdc_a；

INV_Vb＝-2/Vac_b；

mu_a^＊＝vu_a^＊·INV_Va；以及

mu_b^＊＝vu_b^＊·INV_Vb。

该表达式通过翻转Vac_b的符号生成INV_Vb。

此处，通过目标分配值计算、目标分配值生成和目标分配值选择功能来集中执行生成分配比指令值的功能。调制率计算部分38接收电压指令值作为输入并且执行生成标准化电压指令值的功能。

调制率校正部分39包括调制率偏移计算单元42和加法器43和44。为了输出所获得的调制率，调制率校正部分39分配PWM周期的时间宽度并且计算最终的调制率指令值。

首先，调制率偏移计算单元42从DC电源11a的电源电压Vdc_a、AC电源11b的电源电压Vac_b以及DC电源11a的电力的目标分配值rto_pa计算随后的调制率偏移(调制率校正值)ma_offset0和mb_offset0，其中通过如下整理的上述表达式来计算AC电源11b的目标分配值rto_pb：

rto_pb＝1-rto_pa。

相应地，

$\mathrm{ma}\_\mathrm{offset}0=\frac{\left|\frac{\mathrm{rto}\_\mathrm{pa}}{\mathrm{Vdc}\_a}\right|}{\left|\frac{\mathrm{rto}\_\mathrm{pa}}{\mathrm{Vdc}\_a}\right|+\left|\frac{\mathrm{rto}\_\mathrm{pb}}{\mathrm{Vac}\_b}\right|};$ 以及

$\mathrm{mb}\_\mathrm{offset}0=\frac{\left|\frac{\mathrm{rt}0\_\mathrm{pb}}{\mathrm{Vac}\_b}\right|}{\left|\frac{\mathrm{rto}\_\mathrm{pa}}{\mathrm{Vdc}\_a}\right|+\left|\frac{\mathrm{rto}\_\mathrm{pb}}{\mathrm{Vac}\_b}\right|}$

接着，通过加法器43和44将所计算的调制率偏移ma_offset0和mb_offset0分别与电源a调制率指令值mu_a^＊和电源b调制率指令值mu_b^＊相加。通过以下表达式获得最终的调制率指令值(调制率比较值)mu_a_c^＊和mu_b_c^＊：

mu_a_c^＊＝mu_a^＊+1-ma_offset0；以及

mu_b_c^＊＝mu_b^＊+1-mb_offset0。

基于最终的调制率指令值mu_a_c^＊和mu_b_c^＊和同样计算出的调制率指令值mv_a_c^＊，mv_b_c^＊，mw_a_c^＊和mw_b_c^＊向电动机15供电，由此DC电源11a和AC电源11b以与目标分配值rto_pa相匹配的比率来提供各自的电力，并且基于转矩指令值Te^＊驱动电动机15。例如，通过将目标分配值rto_pa设置成负值并且将转矩指令值Te^＊设置成等于0的值，基于作为负分配目标的目标分配值将AC电源11b的电力提供给DC电源11a，因此不驱动转矩指令值Te^＊等于0的电动机15。也就是说，通过根据适当的目标分配值和转矩指令值设置mu_a_c^＊和mu_b_c^＊以及其它指令值，AC电源11b可以对DC电源11a进行充电。

返回参考图1，下面说明用来确定实现所计算出的调制率指令值mu_a_c^＊和mu_b_c^＊及其它的开关的操作的PWM脉冲生成单元32。同样，为了简便仅说明U相。

图5是示出图1所示的PWM脉冲生成单元32的结构的框图。如图5所示，PWM脉冲生成单元32包括载波比较部分45、脉冲生成部分46和AC符号识别部分47。PWM脉冲生成单元32生成PWM脉冲A～F。

载波比较部分45接收调制率指令值mu_a_c^＊和mu_b_c^＊作为输入，将该输入与三角载波进行比较，并且输出脉冲信号DC_mode、脉冲信号A0和B0以及脉冲信号M和N。脉冲生成部分46将载波比较部分45生成的脉冲信号分配给各开关。

图6是图5所示的载波比较部分所使用的三角波的波形图。如图6所示，DC电源11a的载波Ca是用于生成驱动各开关的PWM脉冲以输出来自电源电压Vdc_a的电压脉冲的三角波载波。同样，使用三角波载波作为AC电源载波Cb。三角波载波Ca和Cb均具有上限+1和下限-1，且它们具有180度的相差。

图7是图2所示的U相的电路图。用于驱动U相的开关的信号如下：

A：用于建立从公共母线16到输出端子的方向上的导通的开关21a的驱动信号；

B：用于建立从输出端子到负极17的方向上的导通的开关18a的驱动信号；

C：用于建立从输出端子到公共母线16的方向上的导通的开关21b的驱动信号；

D：用于建立从AC电源11b到输出端子的方向上的导通的开关25a的驱动信号；

E：用于建立从输出端子到AC电源11b的方向上的导通的开关25b的驱动信号；以及

F：用于建立从负极17到输出端子的方向上的导通的开关18b的驱动信号。

当从DC电源11a输出PWM脉冲时，需要将驱动信号A设为ON状态。此时，如果将驱动信号A和B都设为ON状态，则极间短路电流流动。当极间短路电流流动时，接地到该路径的半导体开关的产热量增加。为了防止该产热的增加，在可将驱动信号A和B从OFF状态切换到ON状态之前经过了驱动信号A和B都处于OFF状态的时间。如下所述，进行驱动信号设有短路防止时间(死区时间)的脉冲生成。

与对驱动信号A和B设有死区时间的情况类似，当在AC电源11b的公共母线16和母线24之间存在电位差，且AC电源11b的电源电压由Vac_b＞0来表示时，需要对驱动信号D和C设置死区时间。当在AC电源11b的公共母线16和母线24之间存在电位差，且AC电源11b的电源电压由Vac_b＜0来表示时，需要对驱动信号A和E设置死区时间。

在实际生成驱动信号之前，通过进行三角波比较和调制率比较，从DC电源11a生成脉冲生成信号A0、B0、C0、D0、E0和F0，并且从AC电源11b生成脉冲生成信号M、N、O、P、Q和R。脉冲生成部分46通过组合信号A0、B0、C0、D0、E0、F0、M、N、O、P、Q和R来生成最终的驱动信号。

首先，下面说明从DC电源11a输出电压脉冲的情况下的脉冲生成方法。信号A0、B0、C0、D0、E0和F0分别对应于脉冲生成部分46(稍后说明)中使用的用来在特定条件下驱动U相中的开关的信号A、B、C、D、E和F。

图8是示出通过三角波比较的脉冲信号生成的波形图。图9是示出具有死区时间的信号的生成的波形图。

如图8所示，通过比较DC电源载波Ca和调制率指令值mu_a_c^＊，载波比较部分45根据以下规则求得信号A0′和B0′：

1)如果mu_a_c^＊＞DC电源载波Ca，则A0′＝on且B0′＝off；以及

2)如果mu_a_c^＊≤DC电源载波Ca，则A0′＝off且B0′＝on。

而且，如图9所示，基于所生成的信号A0′和B0′，通过将各信号设置成其上升部分被延迟死区时间(Td)而上升，生成相关联的开关不同时进入ON状态的脉冲信号A0和B0。通过生成如上所述的驱动信号，在驱动信号A和B之间设置的死区时间(Td)可以防止极间短路。

另外，与从DC电源载波Ca生成脉冲信号A0′和B0′同时地，生成使用DC电源11a的区间作为DC_mode信号(如图5所示)。当DC_mode信号为高(H)时，从DC电源11a输出电力。当DC_mode信号为低(L)时，从AC电源11b输出电压脉冲。

参考图9，为了生成DC_mode信号，计算以下参考信号m_dc_mode^＊：

m_dc_mode^＊＝1-2·ma_offset0；其中

ma_offset0具有不小于0且不大于1的值，并且基于DC电源11a的电力的目标分配值rto_pa、DC电源11a的电源电压Vdc_a和AC电源11b的电源电压Vac_b获得ma_offset0。该计算将使用DC电源11a的区间的时间比设置成整个PWM周期。

通过比较所计算出的参考信号(或选择信号)m_dc_mode^＊和DC电源载波Ca，如下生成DC_mode信号：

1)如果m_dc_mode^＊＞DC电源载波Ca，则DC_mode＝off；以及

2)如果m_dc_mode^＊≤DC电源载波Ca，则DC_mode＝on。

如下确定其它信号C0、D0、E0和F0：

C0＝on；

D0＝off；

E0＝off；以及

F0＝on。

开关的这些ON和OFF状态的组合等同于以下情况：通过使用连接到DC电源11a的母线的电力变换器12等开关组，实现与普通三相逆变器电路相似的电路结构。如上所述确定上述信号，使得可将与回流方向(return direction)开关相对应的信号C0和F0设为ON。另外，将仅连接到AC电源11b的母线的开关的信号D0和E0设为OFF。为使说明简洁，在以上，信号C0、D0、E0和F0由载波比较部分45生成。实际上，它们由稍后所述的脉冲生成部分46生成。

接着，下面说明从AC电源11b输出电压脉冲的情况下的脉冲生成方法。信号M、N、O、P、Q和R分别对应于在脉冲生成部分46中使用的用来驱动U相中的开关的信号A、B、C、D、E和F。与DC电源11a的情况类似，通过比较AC电源载波Cb和调制率指令值mu_b_c^＊，脉冲生成部分46根据以下规则求得信号M′和N′：

1)如果mu_b_c^＊＞AC电源载波Cb，则M′＝on且N′＝off；以及

2)如果mu_b_c^＊≤AC电源载波Cb，则M′＝off且N′＝on。

图10是示出脉冲信号M和N的波形图。如图10所示，基于所生成的信号M′和N′，生成在信号的上升部分设置延迟(Td)的脉冲信号M和N。

另外，如下确定其它信号O、P、Q和R：

O＝on；

P＝on；

Q＝off；以及

R＝off。

基于所获取的信号M、N、O、P、Q和R，通过使用连接到AC电源11b的母线的电力变换器12，将回流方向上的开关设为ON，使得该开关可作为逆变器工作，并生成用于进行PWM的开关的信号。为使说明简洁，在以上，信号O、P、Q和R由载波比较部分45生成。实际上，它们由稍后所述的脉冲生成部分46生成。在这种情况下，通过允许根据AC电源11b的极性改变要分配的开关，这些信号有利于PWM脉冲生成和电流路径的保留。

图5所示的AC符号识别部分47接收AC电源11b的电压Vac_b作为输入，识别输入电压的符号并且输出AC符号信号AC_sign。当AC电压为正时，AC_sign为H，当AC电压为负时，AC_sign为L。

基于由载波比较部分45获得的信号A0、B0、DC_mode、M和N以及由AC符号识别部分47获得的AC符号信号AC_sign，脉冲生成部分46通过进行以下计算生成开关的最终驱动信号：

A＝A0·DC_mode+(AC_sign+M·AC_sign)·DC_mode

B＝B0·DC_mode

C＝DC_mode+(M·AC_sign+AC_sign)·DC_mode

D＝(N·AC_sign+AC_sign)·DC_mode

E＝(AC_sign+N·AC_sign)·DC_mode

F＝DC_mode

上述表达式将信号N·AC_sign(+)赋予表达式D，将信号M·AC_sign(+)赋予表达式C，将信号N·AC_sign(-)赋予表达式E，将信号M·AC_sign(-)赋予表达式A。准备由这些表达式所表示的操作以便考虑在调制率计算部分38中计算的Vac_b的翻转后的符号。

对上述表达式简要说明如下。例如，在A的表达式中，左项表示当DC_mode为H时开关A的操作。开关A基于由载波比较部分45生成的信号A0而操作。可选地，当DC_mode为L时，基于右项当AC_sign为H时开关A处于ON状态。当AC_sign为L时，开关A基于由载波比较部分45生成的信号M而操作。也就是说，基于脉冲信号DC_mode的H或L状态，以及当DC_mode为L时信号AC_sign的H或L状态，确定开关A的最终操作。

信号C0、D0、E0、F0、O、P、Q和R是ON和OFF状态基于脉冲信号DC_mode的H和L状态来确定的信号。因此，不用上述表达式来表示这些信号。在图5中，如上所述，没有示出这些信号，因此不需要将这些信号从载波比较部分45输出到脉冲生成部分46。

下面集中在DC_mode信号为L的区间来说明如上所述生成的(开关的)驱动信号。

图11是示出当信号AC_sign为H时获得的开关驱动信号的例子的波形图。图12是示出当信号AC_sign为L时的开关驱动信号的例子的波形图。

具体地，图11示出当AC符号信号AC_sign为H，也就是说AC电源11b的电压为正时获得的驱动信号的例子。在DC_mode信号为L的区间中，从U相输出端子到AC电源11b的母线24的路径上的开关的驱动信号E被设为H，即ON状态，从公共母线16到U相输出端子的路径上的开关的驱动信号A被设为ON状态。该组合将包括AC电源11b的逆变器的回流路径设为ON状态。因此，防止了回流路径消失。

另外，图12示出当AC符号信号AC_sign为L，也就是说AC电源11b的电压为负时所获得的驱动信号的例子。在DC_mode信号为L的区间中，从U相的输出端子到公共母线16的路径上的开关的驱动信号C被设为H，即ON状态，从AC电源11b侧的母线24到U相输出端子的路径上的开关的驱动信号D被设为ON状态。通过这种方式，将开关设为ON，由此即使在从AC电源11b输出电压脉冲的区间中回流路径(return current path)也不会消失。

换句话说，信号AC_sign用来允许逆变器作为整流器工作，并且同时进行通过符号翻转的回流路径的保留。

在当DC_mode信号为L时允许开关的驱动信号E为ON状态的情况下，即使切换DC_mode信号，不管DC模式、AC模式和调制率指令如何，任何时间都可以保留回流路径。

另外，在使用DC电源的区间和使用AC电源的区间，可以连续生成各开关的脉冲信号。

接着，下面说明通过使用电力变换设备的实施例的充电操作。图13是设置有本发明的电力变换设备的电动汽车52的示意图。如图13所示，电动汽车52包括例如上述电力变换器12、DC电源11a和电动机15。电动汽车52中的DC电源11a是能够充放电的蓄电池。电力变换器12的AC电源输入部分12a是插头状的。通过将AC电源输入部分12a连接到AC电源11b的AC电源端子53(电源插座)，形成将AC电源11b用作电力变换器12的电源的电路。

在电动汽车52中，代替电力变换控制系统10的转矩控制装置13，如图1所示使用充电控制器55。其它组件和操作与电力变换控制系统10中的相同。

充电控制器55对电动机15生成电流指令值id^＊和iq^＊，并且生成从DC电源11a提供的电力的目标分配值rto_pa。关于输入到电力变换器12的电流指令值，将不产生电动机转矩的指令值赋给id^＊，并且将用于电动机转矩的电流iq^＊设为0(iq^＊＝0)。这样即使电动汽车52处于暂停状态也可以对电动机15供电。

当将AC电源11b的电力设为正，将DC电源11a的电力设为负时，即当从AC电源11b向电动机15供电，由电动机15对DC电源11a进行充电时，将目标分配值rto_pa设为负值。同样，将从AC电源11b提供的电力的目标分配值rto_pb设为大于1的值(rto_pb＞1)。这允许AC电源11b工作以向电动机15供电，从而存储在电动机15的感应器中的电力可以接着对DC电源11a进行充电。

充电控制器55接收DC电源11a的电压Vdc_a作为输入，并且将该电压值和充电的目标电压值进行比较。当实际电压值超过目标值时，通过将到电动机15的电流指令值id^＊设为0(id^＊＝0)来停止充电控制。

该实施例的优点如下。

由于电力变换器12通过使用包括DC电源和AC电源的多个电源生成输出电压以生成脉冲并对脉冲进行组合，因此可以通过操作输出脉冲而不使用变压器或者变换器等装置来进行对来自电源的电力的组合和分配。这可以减小电力变换器12的大小和重量。

另外，PWM脉冲生成器根据依赖于电动机转矩指令值的电动机电流指令值、表示AC电源的电力和DC电源的电力的目标分配的分配比指令值以及AC电源和DC电源的输出电压值，生成DC电压指令值和AC电压指令值。因此，通过基于电力变换器12的输出电压指令值、AC电源11b的输出电压值和DC电源11a的输出电压值生成各开关的ON/OFF信号，即使电源电压发生改变，也可以根据输出电压指令值和电源的电压值来实现输出电压。

另外，PWM脉冲生成器根据调制率指令值和加到调制率指令值上的调制率校正值生成调制率比较值，并通过比较调制率比较值和载波信号生成PWM ON/OFF信号。因此，即使在从DC电源和AC电源以任意比率选择性输出的情况下，也可以通过使用调制率校正值校正调制率信号并且不改变载波信号而修改PWMON/OFF信号来实现所指定的输出电压。

当选择DC电源和AC电源的输出区间进行输出时，仅在该区间中比较载波和调制率。因此，将载波设置在周期内，且与改变载波的振幅和相位相比可以更容易地改变经过了比较的调制率。特别地，当通过使用微型计算机等在计数器中生成载波时，与在生成中间对计数器清零并且改变计数的上限相比较，可更容易地改变经过了比较的登记数据。

另外，PWM脉冲生成器根据与AC电源相对应的电压指令值和通过翻转AC电源的电压值的符号获得的值生成调制率指令值。PWM脉冲生成器生成AC电源和DC电源的电压脉冲，使得这两个电压脉冲被分别设置在相差180度相位的载波的中心。而且，将信号N·AC_sign(+)赋予表达式D，将信号M·AC_sign(+)赋予表达式C，将信号N·AC_sign(-)赋予表达式E，将信号M·AC_sign(-)赋予表达式A。因此，当AC_sign为L时，通过在载波周期的中心形成电压脉冲，在基于时间的方向上对称地输出电压脉冲。来自DC电源和AC电源的电压脉冲具有时间区间，其中可以在输出电压处于低电位的状态下切换DC电源和AC电源。这有利于可廉价实现的开关的PWM生成。而且当AC_sign为L时，在使用DC电源的区间和使用AC电源的区间，可以连续生成各开关的脉冲信号。与AC电源相对应的开关的关系被翻转，且通过在载波周期形成电压脉冲，在基于时间的方向上对称地输出AC电压脉冲。这可以减少在电源切换定时进行切换的次数，从而降低电力变换设备的损耗。

另外，PWM脉冲生成器通过比较调制率比较值和载波信号生成某些开关的PWM脉冲，并通过比较AC_sign和DC_mode生成其它开关的ON和OFF信号。因此，可以通过在不对所有开关生成PWM脉冲的情况下输出ON或OFF状态的信号来简化PWM脉冲的生成。这可以进一步降低设备成本。在极间开关中，设置在DC电源的输出周期或者AC电源的输出周期期间总被设为ON或OFF的开关，由此可以减少进行切换的次数，从而抑制切换损耗。

另外，通过根据AC电压的正负符号分配与普通逆变器的回流路径上的二极管相对应的开关以及与逆变器中的开关相对应的电力变换器的开关，可以不对各开关设置PWM脉冲生成单元而仅生成与逆变器中的开关相对应的PWM脉冲。因此，可以确保输出电流的回流路径，且通过选择性地分配信号，可以容易地生成开关的PWM脉冲。

如果回流路径被中断，则电感组件和电流的快速变化对开关装置施加高电压。因此，开关装置对该电压施加具有耐压能力。通过确保回流路径，可以在不造成上述电流的快速变化的情况下降低开关装置的耐压能力。

另外，根据本发明实施例的汽车包括电动机和根据此处所述的电力变换设备。汽车通过使用电力变换设备驱动电动机而行驶。因此，可以进行包括在汽车中的电源的充放电、从AC电源的充电以及向AC电源的放电。不需要向汽车提供新充电器、AC电抗器和开关部件等装置(组件)。通过允许利用包括开关的电力变换设备进行电力操作，整个设备与使用电抗器和机械开关部件的设备相比具有减小的大小和重量。可以获得大的汽车内部空间。

另外，当从AC电源和DC电源之一输出电力时，设置作为与用于供电的AC电源或者DC电源相对应的分配比指令值的正值。当对DC电源进行充电时，设置负比作为与DC电源相对应的分配比指令值。因此，当从电源输出电力时，设置正比作为与该电源相对应的分配比指令值，当对电源进行充电时，设置负比作为与该电源相对应的分配比指令值。因此，可以进行电源电力操作，且可以通过操作电力变换设备的输出脉冲而不使用充电器来对电源进行充电。

另外，第一实施例对连接到输出端子的电动机提供电流，其中基于该电流不会产生转矩，并且第一实施例生成表示到AC电源和DC电源的输出电压指令值的分配比的分配比。当从AC电源和DC电源之一输出电力时，设置正比作为与用于供电的AC电源或DC电源相对应的分配比指令值，当对DC电源进行充电时，设置负比作为与DC电源相对应的分配比指令值。因此，通过对电动机提供电流，其中基于该电流不会产生转矩，即使在电动机处于暂停的状态下，也可以在不产生不必要的转矩的情况下操作多个电源的充放电。在当产生了转矩时要停止电动机的情况下，需要机械制动装置。然而，由于可以在不产生转矩的情况下进行充放电，因此不需要提供或者操作制动装置。

当通过使用微型计算机等计算装置实现电力变换设备时，可以通过软件来实现所说明的控制操作。

图14是示出在第二实施例中通过锯齿波比较生成信号A0′和B0′的脉冲的波形图。如图14所示，通过比较锯齿载波(DC电源载波Ca)和调制率指令值mu_a_c^＊来生成信号A0′和B0′的脉冲。在这种情况下，根据与第一实施例中使用的规则类似的规则进行该生成。同样对于信号A0′和B0′，生成具有死区时间(Td)的信号A0和B0。

图15是示出在第二实施例中通过锯齿波比较生成具有死区时间Td的信号的波形图。如图15所示，还通过与作为锯齿状波形的DC电源载波Ca进行比较生成信号DC_mode。

图16是示出在第二实施例中通过锯齿波比较生成脉冲信号M和N的波形图。如图16所示，AC电源载波Cb也通过使用锯齿载波生成脉冲信号M和N。

这些载波和调制率指令值之间的比较生成信号A0、B0、C0、D0、E0、F0、M、N、O、P、Q和R。

图17是示出在第二实施例中DC电源载波Ca和AC电源载波Cb之间的关系的波形图。如图17所示，将DC电源载波Ca和AC电源载波Cb之间的相差设置成使得脉冲信号A0和脉冲信号M彼此相邻。在第二实施例中，将其载波设置成具有与死区时间(Td)相对应的相差。

图18A和18B示出第二实施例中作为脉冲生成部分46的输出的驱动信号的例子。图18A是示出信号AC_sign为H的情况的波形图。图18B是示出信号AC_sign为L的情况的波形图。当AC_sign为H时，脉冲生成部分46(见图5)生成图18A所示的驱动信号A、B、C、D、E和F，当AC_sign为L时生成图18B所示的驱动信号A、B、C、D、E和F。

当AC_sign为L时获得的输出的例子表示：通过将脉冲信号A0和M设为相邻，出现由驱动信号A驱动的开关的连续OFF间隔。换句话说，由于可以减少进行基于驱动信号A的切换的次数，因此可以抑制切换造成的切换损耗。

另外，通过生成设为相邻的从AC电源11b输出的电压脉冲和从DC电源11a输出的电压脉冲，可以减小开关端子之间的电压变化，并且可以减小切换损耗。

在本发明的第三实施例中，当如在第二实施例中所述AC_sign为L(见图18B)时在驱动信号E的上升沿，将驱动信号E和C设为ON以便相互叠加。以下仅说明与第二实施例的不同之处。

图19是示出第三实施例中的E_plus信号的波形图。如图19所示，通过进行比较m_plus值和AC电源载波Cb的计算生成E_plus信号。m_plus值是如下值：基于该值可将E_plus信号的ON时间宽度设为死区时间(Td)。

另外，仅代替第二实施例中的驱动信号E的生成如下：

E＝(AC_sign+N·AC_sign)·DC_mode+E_plus

图20是示出在第三实施例中当AC符号信号AC_sign为H时的驱动信号的例子的波形图。如图20所示，通过添加E_plus信号，在DC_mode信号上升的时间，也就是说在输出从AC电源11b切换到DC电源11a的时间，可以确保将回流方向上通过驱动信号C驱动的开关和通过驱动信号E驱动的开关同时设为ON的时间。

在当通过驱动信号C驱动的开关的ON模式的上升沿滞后于驱动信号C时等的情况下，通过确保将通过驱动信号E驱动的开关同时设为ON的时间，也可以确保回流路径。换句话说，如果回流路径被中断，则电感组件和电流的快速改变对开关装置施加高电压。因此，开关装置具有对该电压施加的耐压能力。

在第三实施例中，通过将回流路径同时设为ON，不会发生上述电流的快速改变。因此，可以降低开关装置的耐压能力。

另外，确保将从输出端子到AC电源母线的高压侧的路径上的开关和从输出端子到DC电源母线的高压侧的路径上的开关同时设为ON的时间。在将所述开关同时设为ON的时间之后切换所述开关的ON和OFF状态，从而即使开关滞后于驱动信号，将回流路径上的开关同时设为ON也可以降低开关装置的耐压而不会由于回流路径的中断而造成电流的快速改变。

接着，下面说明根据本发明第四实施例的电力变换系统。仅说明与第一实施例的不同之处。图21是示出第四实施例中的电力变换器12的结构的电路图。如图21所示，在第四实施例中，DC电源11a和AC电源11b彼此并联连接。

关于并联连接的DC电源11a和AC电源11b，DC电源11a的负侧和AC电源11b的一端连接到公共母线16。DC电源11a的正母线24和电动机15的各相端子的组通过可以控制双向导通的半导体开关对25a和25b、26a和26b以及27a和27b连接。同样，AC电源11b的正母线17和电动机15的各相端子的组通过半导体开关对21a和21b、22a和22b以及23a和23b连接。类似地，DC电源11a的负侧、AC电源11b的一端所连接的公共母线16与电动机15的各相端子的组通过半导体开关对18a和18b、19a和19b以及20a和20b连接。

平滑电容器29连接在DC电源11a的正母线24和公共(负)母线16之间，平滑电容器28连接在AC电源11b侧的母线17和公共母线16之间。

为了操作各开关，可以使用与第一实施例的控制类似的控制。换句话说，在从脉冲生成部分46输出的信号中，将信号A和C输入到与公共母线16连接的开关，将信号D和E输入到AC电源11b的正侧，将信号B和F输入到DC电源11a的正侧。在这种状态下，可以对电压检测进行以公共母线16为参考的测量。

如上所述，即使DC电源11a和AC电源11b彼此并联连接，电力变换系统也可以工作。

图22是示出根据本发明第五实施例的电力变换器12的电路图。如图22所示，电动机驱动系统包括AC电源11b和电力变换器12之间的整流单元54。因此，电力变换器12包括二极管49、50和51，而不是开关18b、19b和20b。其它组件和操作与电动机驱动系统(见图21)中的相同。

整流单元54由半波整流电路(此处为二极管)形成。通过设置整流单元54，与根据第四实施例的电力变换控制系统10相比，可以简化电力变换设备的结构。

另外，通过使用全波整流电路而不是半波整流电路来代替整流单元54，可以缩短电池充电时间。

而且，在来自外部电压输入端子的输入电压小于电池电压的条件下的受限使用的情况下，代替开关21b、22b和23b，可以使用二极管。这可以进行进一步简化。

接着，以下说明根据本发明第六实施例的电力变换控制系统。仅说明与第一实施例的不同之处。

图23是示出第六实施例中的电力变换器48的结构的电路图。在电力变换器48中，半导体开关18b、19b和20b分别由二极管49、50和51代替。其它组件和操作与电力变换器12中的相同。

在这种情况下，DC电源11a的电压Vdc_a和AC电源11b的电压Vac_b具有以下关系：

|Vdc_a|＞|Vac_b|

当该电压关系保持时，如果通过驱动信号F驱动的开关18b由二极管49代替，则当驱动信号E被设为ON时不会有极间短路电流流动。

通过使用具有指定电压关系的DC电源11a和AC电源11b形成电力变换器48，其中所包括的半导体元件可以从开关元件改为二极管。因此，可以实现廉价且小型的电力变换设备。

如上所述，电力变换设备从基于AC电源提供的电压和DC电源提供的电压的输出电压中对多相AC电动机提供驱动电压。电力变换设备包括与多相AC电动机的各相相对应的变换单元。该变换单元在至少一个相中包括控制装置，该控制装置通过从具有与AC电源和DC电源相对应的电位值的电压中选择电压来生成多相AC电动机的驱动电压，并使用所选择的电压来操作一个开关。

另外，从与AC电源和DC电源相对应的电压指令值和电压值生成调制率指令值。基于与AC电源和DC电源相对应的调制率指令值生成PWM脉冲，且通过从PWM脉冲中进行选择来生成用于切换的ON/OFF信号。

因此，设备组件数量的减少可以减小尺寸和重量，并且可以防止损耗增加。

同样，对上述实施例进行了说明以便易于理解本发明，上述实施例不限制本发明。相反，本发明旨在覆盖包括在所附权利要求书范围内的各种修改和等同结构，所附权利要求书的范围符合最宽的解释以包括法律允许的所有这类修改和等同结构。

参考相关申请

本申请主张2006年3月7日提交的日本专利申请2006-060990号和2006年3月15号提交的日本专利申请2006-071279号的优先权，其全部内容通过引用包括在此。

Claims (19)

1.一种电力变换设备，用于对多相交流电动机提供驱动电压，该设备包括：

变换单元，用于连接到所述多相交流电动机的各相，所述变换单元包括多个开关装置并且在至少一个相中包括：

交流电源的母线与输出端子之间的第一开关装置；

直流电源的母线与所述输出端子之间的第二开关装置；以及

所述交流电源和所述直流电源的公共母线与所述输出端子之间的第三开关装置；以及

电力控制器，用于通过从具有与所述交流电源和所述直流电源相对应的电位值的电压中选择电压来生成所述多相交流电动机的驱动电压，并且用于使用所选择的电压来操作所述多个开关装置中的开关。

2.根据权利要求1所述的电力变换设备，其特征在于，所述电力控制器还用于：

从所述交流电源的第一电压值和交流电压指令值生成所述交流电源的第一调制率指令值；

从所述直流电源的第二电压值和直流电压指令值生成所述直流电源的第二调制率指令值；

基于所述第一调制率指令值和所述第二调制率指令值生成脉冲宽度调制脉冲；以及

从与所述直流电源相对应的第一脉冲宽度调制脉冲信号、与所述交流电源相对应的第二脉冲宽度调制脉冲信号、用于选择所述交流电源和所述直流电源之一的信号以及交流电压符号，生成所述变换单元的ON/OFF信号。

3.根据权利要求2所述的电力变换设备，其特征在于，当所述交流电源的电压为正时，所述电力控制器还用于：

响应于连接到所述交流电源的所述多个开关装置的ON/OFF信号，将从所述输出端子到所述交流电源的高电位侧的路径上的第一开关和从所述交流电源的低电位侧到所述输出端子的路径上的第二开关设为ON；以及

使用从所述交流电源的高电位侧到所述输出端子的路径上的第三开关和从所述输出端子到所述交流电源的低电位侧的路径上的第四开关，生成所述多相交流电动机的脉冲宽度调制驱动脉冲，所述脉冲宽度调制驱动脉冲对应于连接到所述交流电源的所述多个开关装置的ON/OFF信号。

4.根据权利要求2所述的电力变换设备，其特征在于，当所述交流电源的电压为负时，所述电力控制器还用于：

响应于连接到所述交流电源的所述多个开关装置的ON/OFF信号，将从所述交流电源的高电位侧到所述输出端子的路径上的第一开关(25a)和从所述输出端子到所述交流电源的低电位侧的路径上的第二开关(21b)设为ON；以及

使用从所述交流电源的母线的高电位侧到所述输出端子的路径上的第三开关(25b)和从所述交流电源的低电位侧到所述输出端子的路径上的第四开关(21a)，生成所述多相交流电动机的脉冲宽度调制驱动脉冲，所述脉冲宽度调制驱动脉冲对应于连接到所述交流电源的所述多个开关装置的ON/OFF信号。

5.根据权利要求2所述的电力变换设备，其特征在于，所述电力控制器还用于：

使用从所述直流电源的高电位侧到所述输出端子的路径上的第一开关和从所述输出端子到所述直流电源的低电位侧的路径上的第二开关，生成所述多相交流电动机的脉冲宽度调制驱动脉冲，所述脉冲宽度调制驱动脉冲对应于连接到所述直流电源的所述多个开关装置的ON/OFF信号。

6.根据权利要求2所述的电力变换设备，其特征在于，所述电力控制器还用于：

从依赖于电动机转矩指令值的电动机电流指令值、表示所述交流电源的电力和所述直流电源的电力的目标分配的分配比指令值、以及所述交流电源和所述直流电源的输出电压值，生成所述直流电压指令值和所述交流电压指令值。

7.根据权利要求6所述的电力变换设备，其特征在于，所述电力控制器还用于：

从所述交流电压指令值和通过翻转所述交流电源的第一电压值的符号获得的值，生成所述第一调制率指令值。

8.根据权利要求2所述的电力变换设备，其特征在于，所述电力控制器还用于：

根据表示所述交流电源的电力和所述直流电源的电力的目标分配的分配比指令值，生成用于选择所述交流电源和所述直流电源之一的信号。

9.根据权利要求8所述的电力变换设备，其特征在于，所述电力控制器还用于：

通过比较载波信号和对应于调制率校正值的电源选择比较值，生成用于选择所述交流电源和所述直流电源之一的信号。

10.根据权利要求9所述的电力变换设备，其特征在于，所述电力控制器还用于：

从所述分配比指令值和所述交流电源的第一电压值以及所述直流电源的第二电压值，获得所述调制率校正值。

11.根据权利要求6所述的电力变换设备，其特征在于，所述电力控制器还用于：

将所述电动机转矩指令值设为0；

将所述交流电源的第一分配比指令值设为正值；以及

将所述直流电源的第二分配比指令值设为负值；从而对所述直流电源进行充电。

12.根据权利要求2所述的电力变换设备，其特征在于，所述电力控制器还用于：

生成从所述交流电源输出的电压脉冲和从所述直流电源输出的电压脉冲，使得来自这两个电源的电压脉冲都处于载波周期的中心。

13.根据权利要求2所述的电力变换设备，其特征在于，所述电力控制器还用于：

生成从所述交流电源输出的电压脉冲和从所述直流电源输出的电压脉冲，使得来自这两个电源的电压脉冲相邻。

14.根据权利要求2所述的电力变换设备，其特征在于，所述电力控制器还用于：

响应于所述ON/OFF信号将从所述输出端子到所述交流电源的高电位侧的路径上的第一开关和从所述输出端子到所述直流电源的高电位侧的路径上的第二开关设为ON；以及

在将所述第一开关和所述第二开关从OFF状态设为ON状态之前设立延迟时间，其中所述第一开关和所述第二开关不同时为ON。

15.根据权利要求1所述的电力变换设备，其特征在于，

所述交流电源和所述直流电源彼此并联连接；

所述交流电源和所述直流电源的公共母线是所述交流电源和所述直流电源的低电位侧的连接；以及

所述第一开关装置、所述第二开关装置和所述第三开关装置是双向开关。

16.根据权利要求1所述的电力变换设备，其特征在于，

所述交流电源和所述直流电源彼此串联连接；

所述交流电源和所述直流电源的公共母线是所述交流电源的低电位侧和所述直流电源的高电位侧的连接；

所述第一开关装置和所述第三开关装置是双向开关；以及

所述第二开关装置包括用于接通或者切断单向导通的开关元件和用于允许反向导通的二极管。

17.一种汽车，其包括：

电动机；以及

根据权利要求1所述的电力变换设备，该电力变换设备用于在所述汽车的行驶状态期间驱动所述电动机。

18.一种使用连接到多相交流电动机的各相的变换单元对所述多相交流电动机提供驱动电压的方法，所述变换单元包括多个开关装置并且在至少一个相中包括交流电源的母线与输出端子之间的第一开关装置、直流电源的母线与所述输出端子之间的第二开关装置、以及所述交流电源和所述直流电源的公共母线与所述输出端子之间的第三开关装置，所述方法包括：

通过从具有与所述交流电源和所述直流电源相对应的电位值的电压中选择电压来生成所述多相交流电动机的驱动电压；以及

使用所选择的电压来操作所述多个开关装置中的开关。

19.根据权利要求18所述的方法，其特征在于，还包括：

从所述交流电源的第一电压值和交流电压指令值生成所述交流电源的第一调制率指令值；

从所述直流电源的第二电压值和直流电压指令值生成所述直流电源的第二调制率指令值；

基于所述第一调制率指令值和所述第二调制率指令值生成脉冲宽度调制脉冲；以及

从与所述直流电源相对应的第一脉冲宽度调制脉冲信号、与所述交流电源相对应的第二脉冲宽度调制脉冲信号、用于选择所述交流电源和所述直流电源之一的信号、以及交流电压符号，生成所述变换单元的ON/OFF信号。

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