JP2007244059A - 電力変換装置及び電力変換制御システム - Google Patents

Abstract

【課題】装置構成要素を少なくして小型化、且つ、軽量化すると共に、損失の増加を防止することができる電力変換装置及び電力変換制御システムを提供する。
【解決手段】交流電源１１ｂから供給される電圧と直流電源１１ａから供給される電圧のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することでモータ１５を駆動する駆動電圧を生成する電力変換器１２であって、交流電源１１ｂ及び直流電源１１ａは直列に接続され、モータ１５の各相に対応する変換部の少なくとも一つは、交流電源１１ｂ及び直流電源１１ａに対応した電位の電圧から一つを選択して出力するスイッチング手段により構成されている。
【選択図】図１

Description

この発明は、電力変換装置及び電力変換制御システムに関し、特に、電動機を駆動する駆動電力を供給するための電力変換装置及び電力変換制御システムに関する。

従来、蓄電池の直流電力を交流電力に変換するインバータを備えた「電気自動車用車載充電器」（特許文献１参照）が知られている。
この「電気自動車用車載充電器」は、少なくとも蓄電池と、この蓄電池の直流電力を交流電力に変換するインバータと、このインバータにより駆動される電動機とからなる駆動装置を備えた電気自動車の充電器において、前記蓄電池の充電時以外には前記インバータの出力を前記電動機に接続し、前記蓄電池の充電時には充電用プラグコードからの電力を交流リアクトルを介して前記インバータに接続する双投形開閉器を設け、さらに前記蓄電池の充電時以外には前記電動機の駆動制御を行い、充電時には前記蓄電池の充電制御を行う制御回路を設けている。

つまり、ＡＣ用のリアクトルと双投形開閉器を設け、インバータは電動機の駆動制御と充電時のバッテリ充電制御の双方を行い、充電器としての機能を有している。
特開平６−１７８４０７号公報

しかしながら、従来の「電気自動車用車載充電器」は、インバータを充電装置の一部として用いることで小型化を図っているが、交流リアクトル、双投形開閉器という切り替え手段等が必要になることから、充電機能を小型で軽量な手段で実現するのは困難である。また、電動機への出力線の間に双投形開閉器を設けるため、電動駆動時にその部位での損失が増加することが避けられない。
この発明の目的は、装置構成要素を少なくして小型化、且つ、軽量化すると共に、損失の増加を防止することができる電力変換装置及び電力変換制御システムを提供することである。

上記目的を達成するため、この発明に係る電力変換装置は、交流電力供給源から供給される電圧と内部直流電源から供給される電圧のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで多相交流モータを駆動する駆動電圧を生成する電力変換装置であって、前記交流電力供給源及び前記内部直流電源は直列に接続され、前記多相交流モータの各相に対応する変換部の少なくとも一つは、前記交流電力供給源及び前記内部直流電源に対応した電位の電圧から一つを選択して出力するスイッチング手段により構成されている。

また、この発明に係る電力変換制御システムは、この発明に係る電力変換装置と、前記交流電力供給源及び前記内部直流電源のそれぞれに対応した電圧指令値と電圧値から変調率指令値を生成する手段と、前記交流電力供給源及び前記内部直流電源のそれぞれに対応した変調率指令値に基づいてＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成手段を備え、前記スイッチ手段のオン・オフ信号は、前記ＰＷＭパルスから選択して生成されている。

この発明によれば、交流電力供給源から供給される電圧と内部直流電源から供給される電圧のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで多相交流モータを駆動する駆動電圧を生成する電力変換装置は、多相交流モータの各相に対応する変換部の少なくとも一つが、直列に接続された交流電力供給源及び内部直流電源に対応した電位の電圧から一つを選択して出力するスイッチング手段により構成されている。

また、電力変換制御システムは、この発明に係る電力変換装置を有し、変調率指令値を生成する手段により、交流電力供給源及び内部直流電源のそれぞれに対応した電圧指令値と電圧値から変調率指令値が生成され、ＰＷＭパルス生成手段により、交流電力供給源及び内部直流電源のそれぞれに対応した変調率指令値に基づいてＰＷＭパルスが生成され、スイッチ手段のオン・オフ信号は、ＰＷＭパルスから選択して生成される。
このため、装置構成要素を少なくして小型化、且つ、軽量化すると共に、損失の増加を防止することができる。

以下、この発明を実施するための最良の形態について図面を参照して説明する。
（第１実施の形態）
図１は、この発明の第１実施の形態に係る電力変換制御システムの構成を示すブロック図である。図１に示すように、電力変換制御システム１０は、直流電源（内部直流電源）１１ａと交流電源（交流電力供給源）１１ｂ、電力変換器（電力変換装置）１２、トルク制御装置１３、及び電力制御装置１４を有しており、電力変換器１２から、モータ（多相交流モータ）１５に必要な電圧を供給する。ここで、モータ１５は、三相交流モータである。
図２は、図１の電力変換器の構成を示す回路図である。図２に示すように、電力変換器１２は、モータ１５の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）毎に、複数組のスイッチ手段を有している。

直列接続された直流電源１１ａと交流電源１１ｂは、直流電源１１ａの正極側と交流電源１１ｂの一方の端子が、共通母線１６に接続されており、直流電源１１ａの負極母線１７とモータ１５の各相端子間は、双方向の導通を制御することができる２個の半導体スイッチ１８ａ／１８ｂ，１９ａ／１９ｂ，２０ａ／２０ｂで接続されている。直流電源１１ａの正極母線（共通母線）１６とモータ１５の各相端子間も、双方向の導通を制御することができる２個の半導体スイッチ２１ａ／２１ｂ，２２ａ／２２ｂ，２３ａ／２３ｂで接続されている。交流電源１１ｂの一方の端子が接続された母線２４とモータ１５の各相端子間も同様に、双方向の導通を制御することができる２個の半導体スイッチ２５ａ／２５ｂ、２６ａ／２６ｂ、２７ａ／２７ｂで接続されている。

また、直流電源１１ａの正極母線１６と負極母線１７の間には平滑コンデンサ２８が、交流電源１１ｂ側の母線２４と共通母線１６の間にも平滑コンデンサ２９が、それぞれ接続されている。
この電力変換器１２は、共通母線１６、直流電源１１ａの負極母線１７、及び交流電源１１ｂの一方の端子が接続された母線２４の３つの電位をもとに、モータ１５に印加する電圧を生成する直流（ＤＣ）・交流（ＡＣ）−交流電力変換器である。モータ１５の各相に設けられた半導体スイッチが、モータ１５の各相に出力する電圧を生成するスイッチ手段であり、これらの電位の中から択一的に接続し、その接続する時間の割合を変化させることで、モータ１５に必要な電圧を供給する。

図１に示すように、トルク制御装置１３は、外部より与えられるトルク指令値Ｔｅ^＊とモータ回転速度ωから、モータ１５のｄ軸電流の指令値ｉｄ^＊とｑ軸電流の指令値ｉｑ^＊を演算する。トルク制御装置１３では、予め作成されたＴｅ^＊，ωを軸としたマップを参照し、ｉｄ^＊，ｉｑ^＊を出力する。
図１に示すように、電力制御装置１４は、電流制御部３０、電力制御・変調率演算部３１、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）パルス生成部３２、及び３相／ｄｑ変換部３３を有している。電流制御部３０は、ｄ軸電流指令値ｉｄ^＊、ｑ軸電流指令値ｉｑ^＊と、ｄ軸電流値ｉｄ、ｑ軸電流値ｉｑから、これらを一致させるための電流制御を行う。この制御によって、３相交流の各相の電圧指令値ｖｕ^＊，ｖｖ^＊，ｖｗ^＊を出力する。

図３は、図１の電流制御部の構成を説明するブロック図である。図３に示すように、電流制御部３０は、制御部３４及びｄｑ／３相変換部３５を有している。制御部３４は、ｄ軸電流指令値ｉｄ^＊、ｑ軸電流指令値ｉｑ^＊に、ｄ軸電流値ｉｄ、ｑ軸電流値ｉｑが追従するように、それぞれＰ（比例）Ｉ（積分）制御によるフィードバック制御を行って、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^＊、ｑ軸電圧指令値ｖｑ^＊を出力する。ｄ軸電流値ｉｄ及びｑ軸電流値ｉｑは、３相／ｄｑ変換部３３によりＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖから求められる。

ｄｑ／３相変換部３５は、ｄｑ軸電圧を３相電圧指令に変換する変換手段であり、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^＊、ｑ軸電圧指令値ｖｑ^＊を入力とし、Ｕ相電圧指令値ｖｕ^＊、Ｖ相電圧指令値ｖｖ^＊、Ｗ相電圧指令値ｖｗ^＊を出力する。
図１に示すように、電力制御・変調率演算部３１は、直流電源１１ａと交流電源１１ｂから供給される電力の分配目標値ｒｔｏ＿ｐａ，ｒｔｏ＿ｐｂを用いて、電力制御を行う。電力の分配目標値は、直流電源１１ａと交流電源１１ｂの電力の比率を意味しており、電力の分配目標値ｒｔｏ＿ｐａ，ｒｔｏ＿ｐｂは、次の関係を有する。
ｒｔｏ＿ｐａ＋ｒｔｏ＿ｐｂ＝１

このため、一方の電力分配目標値が得られれば、上記関係から、もう一方の電力分配目標値を求めることができる。つまり、電力制御・変調率演算部３１への入力は、直流電源１１ａの電力の分配目標値ｒｔｏ＿ｐａのみ（図１参照）で良く、電力制御・変調率演算部３１により、上記式に基づいて、交流電源１１ｂの電力の分配目標値ｒｔｏ＿ｐｂが演算される。

図４は、電力制御・変調率演算部の構成を詳細に説明するブロック図である。図４に示すように、電力制御・変調率演算部３１は、乗算器３６、減算器３７、変調率演算手段３８、及び変調率補正手段３９を有している。乗算器３６は、Ｕ相電圧指令値ｖｕ^＊、Ｖ相電圧指令値ｖｖ^＊、Ｗ相電圧指令値ｖｗ^＊に、それぞれ直流電源１１ａの電力の分配目標値ｒｔｏ＿ｐａを乗じて、直流電源１１ａ側の電圧指令値ｖｕ＿ａ，ｖｖ＿ａ，ｖｗ＿ａを演算する。以下、直流電源１１ａから生成する電圧の指令を電源ａ分電圧指令、交流電源１１ｂから生成する電圧の指令を電源ｂ分電圧指令と称する。

ｖｕ＿ａ＝ｖｕ^＊・ｒｔｏ＿ｐａ
ｖｖ＿ａ＝ｖｖ^＊・ｒｔｏ＿ｐａ
ｖｗ＿ａ＝ｖｗ^＊・ｒｔｏ＿ｐａ
一方、交流電源１１ｂ側の電圧指令値は、モータ電流制御の制御電圧から得られた電圧指令値ｖｕ^＊，ｖｖ^＊，ｖｗ^＊から、直流電源１１ａ側の電圧指令値ｖｕ＿ａ^＊，ｖｖ＿ａ^＊，ｖｗ＿ａ^＊を、減算器３７で演算し求める。

ｖｕ＿ｂ^＊＝ｖｕ^＊−ｖｕ＿ａ^＊
ｖｖ＿ｂ^＊＝ｖｖ^＊−ｖｖ＿ａ^＊
ｖｗ＿ｂ^＊＝ｖｗ^＊−ｖｗ＿ａ^＊
以下、変調率演算とＰＷＭパルス生成の説明は、Ｕ相についてのみ行うが、Ｖ相、Ｗ相についても全く同様の操作を行う。

変調率演算手段３８は、直流電源１１ａの電圧Ｖｄｃ＿ａ、交流電源１１ｂの電圧Ｖａｃ＿ｂから、規格化した電圧指令である瞬時変調率指令値ｍｕ＿ａ^＊，ｍｕ＿ｂ^＊，ｍｖ＿ａ^＊，ｍｖ＿ｂ^＊，ｍｗ＿ａ^＊，ｍｗ＿ｂ^＊を生成する。即ち、変調率演算手段３８は、乗算器４０，４１を有しており、ここでは、Ｕ相の電源ａ分電圧指令ｖｕ＿ａ^＊、電源ｂ分電圧指令ｖｕ＿ｂ^＊を、それぞれの直流電圧の半分の値で正規化することで、電源ａ分瞬時変調率指令値ｍｕ＿ａ^＊、電源ｂ分瞬時変調率指令値ｍｕ＿ｂ^＊を求める。

ＩＮＶ＿Ｖａ＝２／Ｖｄｃ＿ａ
ＩＮＶ＿Ｖｂ＝２／Ｖａｃ＿ｂ
ｍｕ＿ａ^＊＝ｖｕ＿ａ^＊・ＩＮＶ＿Ｖａ
ｍｕ＿ｂ^＊＝ｖｕ＿ｂ^＊・ＩＮＶ＿Ｖｂ
ここで、分配目標値演算、分配目標値生成、分配目標値選択を行っている各部が配分比率指令値を生成する手段として機能し、この分配目標値を入力として電圧指令値を生成している変調率演算手段３８が電圧指令値を生成する手段として機能する。
変調率補正手段３９は、変調率オフセット演算器４２、加算器４３，４４を有しており、得られた変調率を出力するために、ＰＷＭ周期の時間幅を配分し、最終的な変調率指令値の演算を行う。

先ず、変調率オフセット演算器４２で、直流電源１１ａの電源電圧Ｖｄｃ＿ａ、交流電源１１ｂの電源電圧Ｖａｃ＿ｂ、及び直流電源１１ａの電力の分配目標値ｒｔｏ＿ｐａから、次の変調率オフセット（変調率補正値）ｍａ＿ｏｆｆｓｅｔ０，ｍｂ＿ｏｆｆｓｅｔ０を演算する。ここで、交流電源１１ｂの電力の分配目標値ｒｔｏ＿ｐｂは、前述の式をもとに演算する。
ｒｔｏ＿ｐｂ＝１−ｒｔｏ＿ｐａ

次に、得られた変調率オフセットｍａ＿ｏｆｆｓｅｔ０，ｍｂ＿ｏｆｆｓｅｔ０は、加算器４３と加算器４４で、それぞれ電源ａ分瞬時変調率指令値ｍｕ＿ａ^＊、電源ｂ分瞬時変調率指令値ｍｕ＿ｂ^＊と加算する。
最終的な変調率指令値（変調率比較値）ｍｕ＿ａ＿ｃ^＊，ｍｕ＿ｂ＿ｃ^＊を、以下の式で求める。
ｍｕ＿ａ＿ｃ^＊＝ｍｕ＿ａ^＊＋１−ｍａ＿ｏｆｆｓｅｔ^＊
ｍｕ＿ｂ＿ｃ^＊＝ｍｕ＿ｂ^＊＋１−ｍｂ＿ｏｆｆｓｅｔ^＊

図５は、図１のＰＷＭパルス生成部の構成を示すブロック図である。図５に示すように、ＰＷＭパルス生成部３２は、キャリア比較器４５、パルス生成器４６、及びＡＣ符号判別器４７を有しており、ＰＷＭパルスを生成する。
キャリア比較器４５は、変調率指令値ｍｕ＿ａ＿ｃ^＊，ｍｕ＿ｂ＿ｃ^＊を入力として、三角波キャリアとの比較を行い、パルス信号ＤＣ＿ｍｏｄｅ、パルス信号Ａ０，Ｂ０、パルス信号Ｍ，Ｎを出力する。パルス生成器４６は、キャリア比較器４５で生成され入力したパルス信号を、各スイッチ手段に割り当てる。

図６は、ＰＷＭパルス生成部で用いる三角波の波形図である。図６に示すように、直流電源１１a用のキャリアＣａは、電源電圧Ｖｄｃ＿ａから電圧パルスを出力するために、各スイッチ手段を駆動するＰＷＭパルスを生成するための三角波キャリアである。同様に、交流電源１１ｂ用のキャリアＣｂとして三角波キャリアを設ける。これら二つの三角波キャリアＣａ，Ｃｂは、上限＋１、下限―１の値をとり、１８０度の位相差を持つ。

図７は、図２のＵ相についての回路図である。図７に示す、Ｕ相の各スイッチ手段を駆動する信号Ａ〜Ｅを、次のようにする。
Ａ：共通母線１６から出力端子の方向へ導通するスイッチ手段を駆動する信号
Ｂ：出力端子から負極の方向へ導通するスイッチ手段を駆動する信号
Ｃ：出力端子から共通母線１６の方向へ導通するスイッチ手段を駆動する信号
Ｄ：交流電源１１ｂから出力端子の方向へ導通するスイッチ手段を駆動する信号
Ｅ：出力端子から交流電源１１ｂの方向へ導通するスイッチ手段を駆動する信号
Ｆ：負極から出力端子の方向へ導通するスイッチ手段を駆動する信号

先ず、直流電源１１ａから電圧パルスを出力する際のパルス生成方法について述べる。直流電源１１ａからＰＷＭパルスを出力する際に、駆動信号Ａをオン（ＯＮ）状態にする必要がある。共通母線１６と交流電源１１ｂの母線２４に電位差があり、交流電源１１ｂの電源電圧Ｖａｃ＿ｂ＜０であるとき、駆動信号Ａと駆動信号Ｅが共にオン状態になると、極間を短絡する電流が流れることになる。

短絡電流が流れる場合、この経路に接地された半導体スイッチの発熱量が増加する。このような発熱の増加を予防するために、駆動信号Ａと駆動信号Ｅが共にオフ（ＯＦＦ）状態になる時間経過した後に、駆動信号Ａと駆動信号Ｅをオフ状態からオン状態へ切り換えるようにする。このように、駆動信号に短絡防止時間（デッドタイム）を付加したパルス生成を行う。
この駆動信号Ａと駆動信号Ｅにデッドタイムを付加するのと同様に、駆動信号Ｄと駆動信号Ｃにデッドタイムを付加し、更に、正極と負極の短絡防止のためには、駆動信号Ａと駆動信号Ｂにデッドタイムを付加する。

各駆動信号を生成する前に、三角波と変調率の比較から、直流電源１１aからパルスを生成するための信号Ａ０，Ｂ０，Ｃ０，Ｄ０，Ｅ０，Ｆ０、交流電源１１ｂからパルスを生成するための信号Ｍ，Ｎ，Ｏ，Ｐ，Ｑ，Ｒを生成する。
図８は、三角波比較によるパルス信号の生成を説明する波形図であり、図９は、デッドタイムを付加した信号の生成を説明する波形図である。

図８及び図９に示すように、パルス生成器４６は、直流電源用キャリアＣａと変調率指令値ｍｕ＿ａ＿ｃ^＊の比較を行い、次のルールに従って、信号Ａ０´，Ｂ０´を求める（図８参照）。
ｍｕ＿ａ＿ｃ^＊＞直流電源用キャリアならば、Ａ０´＝ＯＮ、Ｂ０´＝ＯＦＦ
ｍｕ＿ａ＿ｃ^＊≦直流電源用キャリアならば、Ａ０´＝ＯＦＦ、Ｂ０´＝ＯＮ
生成された信号Ａ０´，Ｂ０´を基に、各信号の立ち上がり部にデッドタイム（Ｔｄ）分の遅延を設けたパルス信号Ａ０，Ｂ０を生成する。このように駆動信号を生成することで、駆動信号Ａと駆動信号Ｅの間にデッドタイム（Ｔｄ）を設けて、極間の短絡を防止することができる。

また、直流電源用キャリアＣａからパルス信号Ａ０´，Ｂ０´を生成すると同時に、直流電源１１ａを利用する区間をＤＣ＿ｍｏｄｅ信号として生成する。ＤＣ＿ｍｏｄｅ信号がＨ（ハイ）の場合には、直流電源１１ａを出力し、ＤＣ＿ｍｏｄｅ信号がＬ（ロー）の場合には、交流電源１１ｂから電圧パルスを出力する。
このＤＣ＿ｍｏｄｅ信号を生成するために、次のような基準信号ｍ＿ｄｃ＿ｍｏｄｅ^＊を演算する（図９参照）。
ｍ＿ｄｃ＿ｍｏｄｅ^＊＝１−２・ｍａ＿ｏｆｆｓｅｔ^＊

演算した基準信号ｍ＿ｄｃ＿ｍｏｄｅ^＊と直流電源用キャリアＣａを比較して、以下に示すように、ＤＣ＿ｍｏｄｅ信号を生成する。
ｍ＿ｄｃ＿ｍｏｄｅ^＊＞直流電源用キャリアならば、ＤＣ＿ｍｏｄｅ＝ＯＦＦ
ｍ＿ｄｃ＿ｍｏｄｅ^＊≦直流電源用キャリアならば、ＤＣ＿ｍｏｄｅ＝ＯＮ
他の各信号Ｃ０，Ｄ０，Ｅ０，Ｆ０は、次のように定める。
Ｃ０＝ＯＮ
Ｄ０＝ＯＦＦ
Ｅ０＝ＯＦＦ
Ｆ０＝ＯＮ

このスイッチのＯＮ・ＯＦＦの組み合わせは、直流電源１１ａの母線に接続されたスイッチ手段を用いて、一般的な三相インバータの回路と同様な回路構成を実現するため、還流方向のスイッチ部をオンさせるように、上記のように決める。また、ここで、信号Ｅ０をＯＦＦとしたが、ＯＮとしても良い。
同様に、パルス生成器４６は、交流電源用キャリアＣｂと変調率指令値ｍｕ＿ｂ＿ｃ^＊の比較を行って、信号Ｍ´，Ｎ´を、次のルールに従って求める。
ｍｕ＿ｂ＿ｃ^＊＞交流電源用キャリアならば、Ｍ´＝ＯＮ、Ｎ´＝ＯＦＦ
ｍｕ＿ｂ＿ｃ^＊≦交流電源用キャリアならば、Ｍ´＝ＯＦＦ、Ｎ´＝ＯＮ

図１０は、パルス信号Ｍ，Ｎの生成を説明する波形図である。図１０に示すように、生成された信号Ｍ´，Ｎ´を基に、各信号の立ち上がり部にデッドタイム（Ｔｄ）分の遅延を設けたパルス信号Ｍ，Ｎを生成する。
また、他の各信号Ｏ，Ｐ，Ｑ，Ｒは、次のように定める。
Ｏ＝ＯＮ
Ｐ＝ＯＮ
Ｑ＝ＯＦＦ
Ｒ＝ＯＦＦ

得られた信号Ｍ，Ｎ，Ｏ，Ｐ，Ｑ，Ｒは、交流電源１１ｂの母線に接続されたスイッチ手段を用いて、インバータとして動作できるように、還流方向のスイッチをオンさせると共に、ＰＷＭを行うスイッチの信号を生成している。この信号は、交流電源１１ｂの極性により割り当てるスイッチを可変にすることで、ＰＷＭパルスの生成と電流の経路の確保を容易にしている。

ＡＣ符号判別器４７は、交流電源１１ｂの電圧Ｖａｃ＿ｂを入力として電圧符号を判別し、ＡＣ電圧が正のときにＨ、負のときにＬとなるＡＣ符号信号ＡＣ＿ｓｉｇｎを出力する。
各スイッチ手段の駆動信号は、前述の各信号と、ＡＣ電源の電圧極性を判別するＡＣ符号信号ＡＣ＿ｓｉｇｎを入力とするパルス生成器４６で、次のような演算処理を行って生成する。

各信号Ｃ０，Ｄ０，Ｅ０，Ｆ０，Ｏ，Ｐ，Ｑ，Ｒは、ＤＣ＿ｍｏｄｅのＨ，ＬでＯＮ・ＯＦＦが決まる信号である。このため、図５では、これらの信号を図示しておらず、キャリア比較器４５からパルス生成器４６へは信号を出力せずとも良いことになる。
このようにして生成したスイッチ手段の駆動信号について、ＤＣ＿ｍｏｄｅ信号がＬの区間に着目して、説明する。

図１１は、ＡＣ符号信号がＨのときのスイッチ手段駆動信号の例を示す波形図であり、図１２は、ＡＣ符号信号がＬのときのスイッチ手段駆動信号の例を示す波形図である。
図１１に示すのは、ＡＣ符号信号がＨ（ＡＣ＿ｓｉｇｎ＝Ｈ）、即ち、交流電源１１ｂの電圧が正のときの駆動信号の例であり、ＤＣ＿ｍｏｄｅ信号がＬの区間では、Ｕ相出力端子から、交流電源１１ｂ側の母線２４への経路のスイッチ手段の駆動信号ＥをＨ、即ち、ＯＮ状態にしており、共通母線１６からＵ相出力端子への経路のスイッチ手段の駆動信号ＡをＯＮ状態にしている。これによって、交流電源１１ｂで構成されるインバータの還流経路をＯＮ状態にするので、還流経路を消失させることはない。

また、図１２に示すのは、ＡＣ符号信号がＬ（ＡＣ＿ｓｉｇｎ＝Ｌ）、即ち、交流電源１１ｂの電圧が負のときの駆動信号の例であり、ＤＣ＿ｍｏｄｅ信号がＨの区間では、Ｕ相出力端子から、共通母線１６への経路のスイッチ手段の駆動信号ＣをＨ、即ち、ＯＮ状態にしており、交流電源１１ｂ側の母線２４からＵ相出力端子への経路のスイッチ手段の駆動信号ＤをＯＮ状態にしている。

このようにスイッチ手段をＯＮにさせることで、交流電源１１ｂから電圧パルスを出力する区間であっても、還流電流の経路がなくなることはない。
ＤＣ＿ｍｏｄｅ信号がＨのときに、スイッチ手段の駆動信号ＥをＯＮ状態にさせる場合には、ＤＣ＿ｍｏｄｅ信号が切り替わる際にも、直流（ＤＣ）時、交流（ＡＣ）時、変調率指令によらずに、いつでも還流経路を確保することができる。

（第２実施の形態）
次に、この発明の第２実施の形態に係る電力変換制御システムについて説明する。ここでは、第１実施の形態との差異のみを説明する。
図１３は、第２実施の形態に係る電力変換器の構成を示す回路図である。図１３に示すように、電力変換器４８は、電力変換器１２（図２参照）の半導体スイッチ１８ｂ，１９ｂ，２０ｂをダイオード４９，５０，５１に代えている。その他の構成及び作用は、電力変換器１２と同様である。

ここで、直流電源１１ａと交流電源１１ｂは、それぞれの電圧Ｖｄｃ＿ａ，Ｖａｃ＿ｂが次のような関係になる電源を用いる。
｜Ｖｄｃ＿ａ｜＞｜Ｖａｃ＿ｂ｜
このような電圧関係であれば、駆動信号Ｆにより駆動するスイッチ手段１８ｂ（図７参照）をダイオードに置き換えても、駆動信号Ｅがオン状態になったときに、極間の短絡電流が流れることはない。

このような電圧関係の電源を用いて電力変換器４８を構成することにより、スイッチ手段を構成する半導体素子を、スイッチング素子からダイオードに置き換えることができるため、より安価、且つ、小型の電力変換装置を実現することができる。
（第３実施の形態）
次に、この発明の第３実施の形態に係る電力変換制御システムについて説明する。ここでは、第１実施の形態との差異のみを説明する。

本実施の形態では、ＰＷＭパルス生成部３２のキャリア比較器４５（図５参照）におけるキャリア波形をノコギリ波として、直流電源１１ａと交流電源１１ｂから出力する電圧パルスが隣接するように生成する。
図１４は、第３実施の形態におけるノコギリ波比較による信号Ａ０´，Ｂ０´のパルス生成を示す波形図である。図１４に示すように、信号Ａ０´，Ｂ０´のパルス生成は、ノコギリ波のキャリア（直流電源用キャリアＣａ）と変調率指令値ｍｕ＿ａ＿ｃ^＊の比較によって行う。その際、第１実施の形態と同様ののルールにより行う。生成された信号Ａ０´，Ｂ０´に対しても、デッドタイム（Ｔｄ）を付加した信号Ａ０，Ｂ０を生成する。

図１５は、第３実施の形態におけるノコギリ波比較によるデッドタイムを付加した信号の生成を説明する波形図である。図１５に示すように、ＤＣ＿ｍｏｄｅ信号も、ノコギリ波の直流電源用キャリアＣａと比較して生成する。
図１６は、第３実施の形態におけるノコギリ波比較によるパルス信号Ｍ，Ｎの生成を説明する波形図である。図１６に示すように、交流電源用キャリアＣｂも、ノコギリ波のキャリアを用いて、パルス信号Ｍ，Ｎを生成する。
これらのキャリアと変調率指令の比較によって、各信号Ａ０，Ｂ０，Ｃ０，Ｄ０，Ｅ０，Ｆ０，Ｍ，Ｎ，Ｏ，Ｐ，Ｑ，Ｒを生成する。

図１７は、第３実施の形態における直流電源用キャリアと交流電源用キャリアの関係を示す波形図である。図１７に示すように、直流電源用キャリアＣａと交流電源用キャリアＣｂの位相差は、パルス信号Ａ０とパルス信号Ｍが隣接するように設定する。本実施の形態においては、デッドタイム（Ｔｄ）分の時間相当の位相差を、それらのキャリアに設定している。

図１８は、第３実施の形態におけるパルス生成器の出力である駆動信号の例を示し、（ａ）はＡＣ符号信号がＨのときの波形図、（ｂ）はＡＣ符号信号がＬのときの波形図である。パルス生成器４６（図５参照）は、ＡＣ符号信号がＨ（ＡＣ＿ｓｉｇｎ＝Ｈ）のとき、図１８（ａ）に示す駆動信号Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆを出力し、ＡＣ符号信号がＬ（ＡＣ＿ｓｉｇｎ＝Ｌ）のとき、図１８（ｂ）に示す駆動信号Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆを出力する。

ＡＣ符号信号がＬのときの出力例をみると、パルス信号Ａ０とパルス信号Ｍを隣接させたことにより、駆動信号Ａにより駆動するスイッチ手段のオフ区間が連続することになる。即ち、駆動信号Ａによるスイッチング回数を低減することができるため、スイッチングに伴うスイッチング損失を低減することができる。

（第４実施の形態）
本実施の形態では、第３実施の形態に示すＡＣ符号信号がＬのとき（図１８（ｂ）参照）の駆動信号Ｅの立下り時に、駆動信号Ｅと駆動信号Ｃを重複してオンさせる。以下、第３実施の形態との差異のみを説明する。
図１９は、第４実施の形態におけるＥ＿ｐｌｕｓ信号の生成を説明する波形図である。図１９に示すように、Ｅ＿ｐｌｕｓ信号は、ｍ＿ｐｌｕｓと交流電源用キャリアＣａの比較演算を行って生成する。ｍ＿ｐｌｕｓは、Ｅ＿ｐｌｕｓ信号のＯＮ時間幅をデッドタイム（Ｔｄ）時間に設定できる値である。

また、第３実施の形態における駆動信号Ｅの生成のみを、次のように置き換える。

図２０は、第４実施の形態における、ＡＣ符号信号がＨのときのパルス生成器の出力である駆動信号の例を示す波形図である。図２０に示すように、Ｅ＿ｐｌｕｓ信号を付加したことによって、ＤＣ＿ｍｏｄｅ信号が立ち上がるタイミング、即ち、交流電源１１ｂから直流電源１１ａへ出力が切り替る際に、還流方向の駆動信号Ｃに駆動されるスイッチ手段と駆動信号Ｅに駆動されるスイッチ手段を、同時にオンする時間を確保することができる。

駆動信号Ｃに駆動されるスイッチ手段のオン時の立ち上がりが、駆動信号Ｃに対して遅れを持つような場合に、駆動信号Ｅに駆動されるスイッチ手段の同時にオンする時間を確保することで、還流電流の経路も確保される。つまり、仮に、還流電流経路が遮断されると、そのとき、インダクタンス成分と電流の急激な変化によって各スイッチデバイスに高い電圧が印加されることになるため、その分の耐圧能力もスイッチデバイスに持たせることになってしまう。

本実施の形態では、還流経路の同時オンを行うことにより、前述のような電流の急激な変化を伴うことがないので、スイッチデバイスの耐圧能力を下げることができる。
（第５実施の形態）
図２１は、この発明に係る電力変換装置を搭載した電気自動車の概略構成を示す説明図である。図２１に示すように、電気自動車５２は、上述した電力変換装置１２と直流電源１１ａとモータ１５を有している。ここで、直流電源１１ａは、充電・放電が可能な蓄電池である。電力変換装置１２の交流電源入力部１２ａは、プラグ状に形成されており、車外に設置された交流電源１１ｂの交流電源端子（コンセント）５３に接続することで、交流電源１１ｂを電力変換装置１２の電源として回路を構成する。

図２２は、図２１の電気自動車に用いられる電力変換制御システムの構成を示すブロック図である。図２２に示すように、この電力変換制御システム５４は、電力変換制御システム１０（図１参照）のトルク制御装置１３に代えて充電制御器５５を用いている。その他の構成及び作用は、電力変換制御システム１０と同様である。
充電制御器５５は、モータ１５への電流指令値ｉｄ^＊，ｉｑ^＊と、直流電源１１ａから供給される電力の分配目標値ｒｔｏ＿ｐａを生成する。電力変換器１２への電流指令値入力は、モータトルクを生じないｉｄ^＊に指令値を与え、モータトルク分電流であるｉｑ^＊を０（ｉｑ^＊＝０）とする。このようにすると、車両が停車状態でも、モータ１５に電力を供給することができる。

交流電源１１ｂの電力を正、直流電源１１ａの電力を負にする場合、即ち、交流電源１１ｂからモータ１５へ電力を供給し、直流電源１１ａはモータ１５から充電を行う場合には、分配目標値ｒｔｏ＿ｐａを負の値に設定し、交流電源１１ｂから供給される電力の分配目標値ｒｔｏ＿ｐｂを１より大きく（ｒｔｏ＿ｐｂ＞１）する。このようにすることで、交流電源１１ｂは、モータ１５へ電力を供給し、モータ１５のインダクタンスに蓄えられた電力が、次に、直流電源１１ａを充電するように動作し、直流電源１１ａを充電することができる。

充電制御器５５は、直流電源１１ａの電圧Ｖｄｃ＿ａを入力として、この電圧値と充電目標とする電圧値を比較し、実際の電圧値が目標値を超過したときに、モータ１５への電流指令値ｉｄ^＊を０（ｉｄ^＊＝０）とし、充電制御を停止する。
（第６実施の形態）
図２３は、第６実施の形態に係る電力変換制御システムの構成を示すブロック図であり、図２４は、図２３の電力変換器の構成を示す回路図である。

図２３及び図２４に示すように、この電力変換制御システム５６は、電力変換制御システム１０（図１参照）から直流電源１１ａを取り外した構成を有している（図２３参照）。その他の構成及び作用は、電力変換制御システム１０と同様である。
従って、電力変換制御システム５６の電力制御・変調率演算部３１には、分配目標値ｒｔｏ＿ｐａが入力しない（図２３参照）。なお、電力変換制御システム１０における電源の電圧Ｖｄｃ＿ａは、直流電源１１ａの電圧ではなく、電力変換器１２のコンデンサ２８の電圧とする（図２４参照）。

本実施の形態では、電力制御・変調率演算部３１内に分配目標値生成器を有しており、この分配目標値生成器により、分配目標値ｒｔｏ＿ｐａ，ｒｔｏ＿ｐｂを生成する。
図２５は、分配目標値生成器の構成を示すブロック図である。図２５に示すように、分配目標値生成器５７は、最大値選択部５８と分配目標値演算部５９を有しており、３相交流の電圧指令値ｖｕ^＊，ｖｖ^＊，ｖｗ^＊と、交流電源１１ｂの電圧Ｖａｃ＿ｂ及びコンデンサ２８の電圧Ｖｄｃ＿ａを入力として、分配目標値ｒｔｏ＿ｐａ，ｒｔｏ＿ｐｂを生成する。

最大値選択部５８は、３相交流の電圧指令値ｖｕ^＊，ｖｖ^＊，ｖｗ^＊を入力として、この３つの値の絶対値｜ｖｕ^＊｜，｜ｖｖ^＊｜，｜ｖｗ^＊｜を演算し、その中から最大値（ｖｍａｘ）を選択して出力する。
図２６は、図２５の分配目標値演算部の構成を示すブロック図である。図２６に示すように、分配目標値演算部５９は、モード切換器６０、減算器６１、電圧制御器６２、加算器６３、及び分配目標値選択器６４を有している。モード切換器５７は、入力した、電圧指令値の絶対値の最大値ｖｍａｘと交流電源１１ｂの電圧Ｖａｃ＿ｂについて、次の判別を行って、モード切換信号を出力する。

｜Ｖａｃ＿ｂ｜＜ｖｍａｘのとき：コンデンサ２８からのみ電圧を出力する場合であり、モード切換信号を０とする。
｜Ｖａｃ＿ｂ｜≧ｖｍａｘのとき：減算器６１により、コンデンサ２８の電圧指令値Ｖｄｃ＿ａ^＊と検出した電圧Ｖｄｃ＿ａの差分を求め、求めた差分から電圧制御器６２及び加算器６３により生成されるｒｔｏ＿ｐｂ０を用いて、分配目標値を生成する場合であり、モード切換信号を１とする。

電圧制御器６２は、Ｐ（比例）Ｉ（積分）制御による処理を行い、モード切換信号が０の際には、積分項を０にリセットする。コンデンサ２８の電圧指令値Ｖｄｃ＿ａ^＊は、出力電圧指令値のｖｍａｘを出力できるように、ｖｍａｘ以上の値を設定する。
分配目標値選択器６４は、モード切換信号を受けて、次のように動作する。
モード切換信号が０のとき：ｒｔｏ＿ｐａ＝１，ｒｔｏ＿ｐｂ＝０
モード切換信号が１のとき：ｒｔｏ＿ｐａ＝１−ｒｔｏ＿ｐｂ０，ｒｔｏ＿ｐｂ＝ｒｔｏ＿ｐｂ０

このように演算した配分比率を用いて、各相電圧指令値を配分し、変調率を演算する。
図２７は、第６実施の形態に係る電力変換制御システムにおける交流電圧とコンデンサ電圧と出力電圧指令値の関係を示す波形図である。図２７に示すように、変調率を演算した結果、交流電源１１ｂの電圧Ｖａｃ＿ｂが出力電圧指令値ｖｕ^＊よりも小さい範囲ａでは、コンデンサ２８から出力電圧を生成し、それ以外の範囲では、電圧Ｖａｃ＿ｂから出力電圧を生成しつつ、コンデンサ２８を充電する電圧を生成する。

入力交流電圧から電圧を出力する場合には、交流電源１１ｂを整流することなく、入力交流電圧から出力へ、一つのスイッチ手段のみを通過して電力変換を行う、直接変換が可能になり、電力変換の損失が少なくてすむ。また、本発明の回路による制御を行うことで、リアクトル等の重い回路素子を用いることなくコンデンサを用いて、出力電力に脈動のない出力電圧を生成することができる。

（第７実施の形態）
図２８は、第７実施の形態に係る電力変換器の構成を示す回路図である。図２８に示すように、第７実施の形態に係る電力変換器は、第６実施の形態に係る電力変換器１２（図２４参照）の半導体スイッチ１８ｂ，１９ｂ，２０ｂを、ダイオード４９，５０，５１に代えている。つまり、下アームを、ダイオードとスイッチング素子で構成しており、第２実施の形態に係る電力変換器４８（図１３参照）と同一の構成を有している。その他の構成及び作用は、電力変換器１２と同様である。

本回路構成においては、コンデンサ２８の電圧指令値Ｖｄｃ＿ａ^＊を、次のように選択する。
Ｖｄｃ＿ａ＞｜Ｖａｃ＿ｂ＿ｐｋ｜
ここで、Ｖａｃ＿ｂ＿ｐｋは、交流電源１１ｂの電圧Ｖａｃ＿ｂの振幅値である。このように設定することで、コンデンサ２８が接続された極と交流電源１１ｂの極の間を短絡することなく、下アームをダイオードを用いて構成することができる。この構成により、回路素子により安価なダイオードを用いることができ、装置全体のコストを低減することができる。

（第８実施の形態）
図２９は、第８実施の形態に係る電力変換制御システムにおける整流部及び電力変換器の構成を示す回路図である。図２９に示すように、この電力変換制御システムは、第７実施の形態の電力変換器４８（図２８参照）に、整流部６５を付加した構成を有している。その他の構成及び作用は、第６実施の形態に係る電力変換制御システム５６（図２３参照）と同様である。

整流部６５は、変圧器６６と整流器６７から構成されている。整流部６５を付加したことにより、コンデンサ２８の充電を整流部６５で行えるため、分配目標値生成器５７の分配目標値演算部５９（図２５参照）に設けられた電圧制御器６２（図２６参照）が不要になる。そして、分配目標値演算部５９の分配目標値選択器６４では、モード切換信号に基づいて、次のように分配目標値を決める。
モード切換信号が０のとき：ｒｔｏ＿ｐａ＝１，ｒｔｏ＿ｐｂ＝０
モード切換信号が１のとき：ｒｔｏ＿ｐａ＝０，ｒｔｏ＿ｐｂ＝１

このように分配目標値を選択して、電圧指令値を配分し、出力電圧を生成する。
整流部６５を付加したことにより、コンデンサ２８を充電する動作が不要になるため、簡素な装置構成で制御装置を実現することができ、更に、交流電源１１ｂからの出力とコンデンサ２８への充電を繰り返すことによるリプル電流の発生を抑制することができるため、モータ効率の向上が可能になり、その上、振動や音の発生を伴わない交流電源１１ｂからの脈動の無い出力電力によりモータ１５を駆動することができる。

上述したように、この発明に係る電力変換装置は、交流電力供給源から供給される電圧と内部直流電源から供給される電圧のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで多相交流モータを駆動する駆動電圧を生成する電力変換装置であって、前記交流電力供給源及び前記内部直流電源は直列に接続され、前記多相交流モータの各相に対応する変換部の少なくとも一つは、前記交流電力供給源及び前記内部直流電源に対応した電位の電圧から一つを選択して出力するスイッチング手段により構成されていることを特徴としている（請求項１参照）。

従って、直流・交流を含んだ複数の電源からパルスを生成・合成することで、出力電圧を生成する電力変換装置であるため、複数電源の電力の合成や配分を、変圧器やコンバータなどの装置を介さずとも、出力するパルスを操作することで可能にする。これによって、電力変換装置のサイズ・重量を低減することができる。

また、前記交流電力供給源及び前記内部直流電源の母線と出力端子の間に配置されるスイッチ手段の少なくとも一つは、双方向スイッチであることを特徴としている（請求項２参照）。
従って、パルスの生成を各端子間と母線間を双方向スイッチで構成することで、電流方向や電圧の大小などの制約条件があったとしても、電流の経路を構築することが可能になり、母線間の短絡を防ぐと共に、上述したパルスの生成と合成を可能にする。これによって、各スイッチ、端子間に不要な短絡電流を流さずにすむため、電力変換装置の損失及び各素子のコストを低減することができ、サイズを小型化することができる。

また、前記交流電力供給源の母線と出力端子の間に配置されるスイッチ手段の少なくとも一つは、双方向スイッチであることを特徴としている（請求項３参照）。
従って、交流電源が接続された母線と端子間のスイッチを双方向スイッチで構成することによって、交流電源の電位の正負が変化しても、任意の電流の経路を構築することができるため、母線間の短絡を防ぐと共に、出力電圧パルスを実現することができる。これによって、各スイッチ、端子間に不要な短絡電流を流さずにすむため、電力変換装置の損失及び各素子のコストを低減することができ、サイズを小型化することができる。

また、前記内部直流電源の母線と出力端子の間に配置されるスイッチ手段を、双方向への導通が制御可能な一組のスイッチング素子により形成し、前記スイッチ手段の少なくとも一組は、単方向への導通をオン・オフすることができることを特徴としている（請求項４参照）。
従って、直流電源が接続された母線のうち、少なくとも一組を単方向の導通をオン・オフするスイッチで構成することで、電位の正負が反転しない経路のスイッチを簡単化して構成で変換装置を提供することができる。これにより、変換装置のコストを低減することができ、サイズを小型化することができる。

また、前記内部直流電源の母線から出力端子への経路の一方向を、ダイオードを経由して形成したことを特徴としている（請求項５参照）。
従って、一方向をダイオードで構成することで、導通を制御するスイッチ素子に比べて、低コストで電力変換装置を提供することができる。

また、前記多相交流モータの各相の出力電圧指令値と前記交流電力供給源の電圧値と前記内部直流電源の電圧値とから、前記スイッチ手段のオン・オフ信号を生成し、前記オン・オフ信号の指令に基づいて、前記スイッチ手段をオン・オフ動作することを特徴としている（請求項６参照）。
従って、電力変換装置の出力電圧指令値と、交流電源の電圧値と直流電源の電圧値から、各スイッチのオン・オフ信号を生成することで、電源電圧が変化するような場合にも、出力電圧指令値と電源電圧値から、出力電圧を実現することができる。これによって、高品質な出力電圧を得ることができる。

この発明に係る電力変換制御システムは、上記電力変換装置と、前記交流電力供給源及び前記内部直流電源のそれぞれに対応した電圧指令値と電圧値から変調率指令値を生成する手段と、前記交流電力供給源及び前記内部直流電源のそれぞれに対応した変調率指令値に基づいてＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成手段を備え、前記スイッチ手段のオン・オフ信号は、前記ＰＷＭパルスから選択して生成することを特徴としている（請求項７参照）。

従って、各電源に対応したＰＷＭパルスから、ＰＷＭパルスを選択してオン・オフ信号を生成することにより、直流電源と交流電源を選択して、電圧を出力し、各々から出力、若しくは入力される電力量を調整することができる。これにより、電力量を調整するコンバータ等の電力変換装置を別途設けずとも、電源の電力量を調整することが、パルスの選択によって可能になる。

また、前記スイッチ手段のオン・オフ信号は、前記内部直流電源に対応したＰＷＭパルスと、前記交流電力供給源に対応したＰＷＭパルスと、前記交流電力供給源或いは前記内部直流電源を選択する信号とから、前記交流電力供給源或いは前記内部直流電源に対応したＰＷＭパルスを出力することを特徴としている（請求項８参照）。
従って、直流電源と交流電源を選択する信号から、それぞれの電源に対応したＰＷＭパルスを出力することで、この直流電源と交流電源を選択する信号を変化させ、それらの電力の配分調整を行うことができる。電力量を調整するコンバータ等の電力変換装置を別途設けずとも、電源の電力量を調整することが、パルスの選択によって可能になる。

また、前記交流電力供給源に対応した変調率指令値に基づいてＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成手段を備え、ＰＷＭパルスと交流電圧符号から、前記交流電力供給源の母線に接続された前記スイッチ手段のオン・オフ信号を選択し出力することを特徴としている（請求項９参照）。
従って、交流電源の電圧の正負が反転するような場合にも、電圧符号に基づいて、ＰＷＭパルスを選択して各スイッチのオン・オフを生成するので、一つのパルス生成手段で、各スイッチの役割を電圧符号に応じて変更し、出力電圧パルスを生成することができる。

通常のインバータにおける還流経路のダイオード相当のスイッチと、インバータにおけるスイッチ相当の電力変換器のスイッチを、交流電圧の正負によって割り当てることで、各スイッチ毎にＰＷＭパルスの生成手段を持たずに、インバータのスイッチに相当するＰＷＭパルスのみを生成すればよい。その後に、選択して信号を割り当てることで、スイッチのＰＷＭパルス生成を容易に行うことができる。

また、前記交流電力供給源の母線に接続された各スイッチ手段のオン・オフ信号は、出力端子から前記交流電力供給源の母線の高電位側の経路と、前記交流電力供給源の母線の低電位側から出力端子への経路のスイッチ手段をオンさせると共に、前記交流電力供給源の母線の高電位側から出力端子への経路のスイッチ手段と、出力端子から前記交流電力供給源の母線の低電位側の経路のスイッチ手段を用いてＰＷＭパルスを生成することを特徴としている（請求項１０参照）。

従って、交流電源母線に接続された各スイッチのオン・オフ信号を、出力端子から交流電源母線の高電位側の経路と、交流電源母線の低電位側から出力端子への経路のスイッチをオンさせると共に、交流電源母線の高電位側から出力端子への経路のスイッチと、出力端子から交流電源母線の低電位側の経路のスイッチを用いてＰＷＭパルスを生成することで、出力電流の還流経路を確保すると共に、２電位から、ＰＷＭパルスの出力電圧を得ることができる。電源からのパルスを選択的に出力することで、電源電力の調整をすることができるため、電力量を調整するコンバータ等の電力変換装置を別途設けずとも、電源の電力量を調整することが、パルスの選択によって可能になる。

また、還流電流経路が遮断されると、そのときにインダクタンス成分と電流の急激な変化によって、各スイッチデバイスに高い電圧が印加されることになるため、その分の耐圧もスイッチデバイスに持たせることになる。還流経路を確保することで、前述のような電流の急激な変化を伴うことなく、スイッチデバイスの耐圧を下げることができる。
また、前記内部直流電源の母線に接続された各スイッチ手段のオン・オフ信号は、前記内部直流電源の母線の高電位側から出力端子への経路のスイッチ手段と、出力端子から前記内部直流電源の母線の低電位側の経路のスイッチ手段を用いて、ＰＷＭパルスを生成することを特徴としている（請求項１１参照）。

従って、直流電源母線に接続された各スイッチのオン・オフ信号は、直流電源母線の高電位側から出力端子への経路のスイッチと、出力端子から、直流電源母線の低電位側の経路のスイッチを用いてＰＷＭパルスを生成することで、直流電源の２電位から、ＰＷＭパルスの出力電圧を得ることができる。このＰＷＭパルスと交流電源からのパルスを選択的に出力することで、電源電力の調整をすることができるため、電力量を調整するコンバータ等の電力変換装置を別途設けずとも、電源の電力量を調整することが、パルスの選択によって可能になる。

また、前記ＰＷＭパルス生成手段は、前記変調率指令値と前記変調率指令値に加算する変調率補正値とから変調率比較値を生成し、前記変調率比較値と搬送波信号との比較からＰＷＭのオン・オフ信号を生成することを特徴としている（請求項１２参照）。
従って、変調率指令値と、変調率指令値に加算する変調率補正値とから変調率比較値を生成し、変調率比較値と搬送波信号との比較からＰＷＭのオン・オフを生成することで、直流電源と交流電源を任意の割合で選択的に出力する場合にあっても、搬送波信号には変化を加えず、変調率信号を変調率補正値で補正して、ＰＷＭのオン・オフ信号を修正し、指令される出力電圧を実現することができる。

直流電源と交流電源の出力区間を選択して出力する際には、その区間のみで搬送波と変調率の比較を行うため、搬送波をその周期内に設定するが、搬送波の振幅や位相を変更するよりも、比較対象の変調率を変更するほうが容易に行うことができる。これは、特に、マイクロコンピュータ等を用いて、搬送波をカウンタで生成している場合には、途中でカウンタのクリアやカウントの上限値を変更するよりも、比較対象のレジスタデータを変更するほうが容易である。

また、前記ＰＷＭパルス生成手段は、前記変調率比較値と前記搬送波信号との比較からＰＷＭパルスを生成すると共に、オン・オフ何れかの状態の信号を出力することを特徴としている（請求項１３参照）。
従って、変調率比較値と搬送波信号との比較からＰＷＭパルスを生成すると共に、オン・オフ何れかのの状態の信号を出力することで、全てのスイッチ対してＰＷＭパルス生成を行わずとも、オン・オフ何れかの状態の信号を出力することで、ＰＷＭパルス生成を簡素化することができ、装置のコストをより低減することができる。各端子間のスイッチの内、直流電源の出力期間中、また、交流電源からの出力期間中に常時オン、若しくはオフとするスイッチを設けることで、スイッチング回数をより少なくすることにもなり、スイッチング損失を低減することができる。

また、前記ＰＷＭパルス生成手段は、前記交流電力供給源から出力する電圧パルスと前記内部直流電源から出力する電圧パルスを、搬送波周期の中心部に生成することを特徴としている（請求項１４参照）。
従って、電圧パルスを搬送波周期の中心部に形成することで、電圧パルスを時間軸方向に対称形状に出力し、また、直流電源からの電圧パルスと交流電源からの電圧パルスに時間間隔を持たせることで、出力される電圧が低電位の状態において、直流電源と交流電源を切り替えることが可能になり、スイッチのＰＷＭ生成が容易になり、低コストで実現することができる。

また、前記ＰＷＭパルス生成手段は、前記交流電力供給源から出力する電圧パルスと前記内部直流電源から出力する電圧パルスを、隣接させて生成することを特徴としている（請求項１５参照）。
従って、交流電源から出力する電圧パルスと、直流電源から出力する電圧パルスを隣接させて生成することで、スイッチの端子間の電圧変動を低減することができ、スイッチング損失を低減することができる。

また、出力端子から前記交流電力供給源の母線の高電位側への経路のスイッチ手段と、出力端子から前記内部直流電源の母線の高電位側への経路のスイッチ手段が、重複してオンする時間を設け、重複してオンする時間を経過した後に、前記各スイッチ手段のオン・オフを切り替えることを特徴としている（請求項１６参照）。
従って、出力端子から、交流電源母線の高電位側への経路のスイッチと、出力端子から、直流電源母線の高電位側への経路のスイッチが重複してオンする時間を設け、重複してオンする時間を経過した後に、前記スイッチのオン・オフを切り替えることで、スイッチが駆動信号に対して遅れを持つような場合にも、同時にオンする時間を確保することで、還流電流の経路も確保される。この還流経路の同時オンを行うことで、還流電流経路の遮断による電流の急激な変化を伴うことなく、スイッチデバイスの耐圧を下げることができる。

また、前記交流電力供給源及び前記内部直流電源に出力電圧指令値を配分する比率である配分比率指令値を生成する手段と、前記配分比率指令値と前記交流電力供給源及び前記内部直流電源の出力電圧値から、前記交流電力供給源及び前記内部直流電源のそれぞれに対応した電圧指令値を生成する手段を備え、前記電圧指令値と前記交流電力供給源及び前記内部直流電源の電圧値から変調率指令値を生成することを特徴としている（請求項１７参照）。
従って、配分比率指令値を生成し、出力電圧と配分比率指令値とから、各々の電源に対応した電圧指令値を生成することで、出力電流を変化させずとも、電圧の配分によって電源の電力を配分し、調整することができる。電力量を調整するコンバータ等の電力変換装置を別途設けずとも、電源の電力量を調整することが可能になる。

また、前記変調率指令値を、前記交流電力供給源に対応した電圧指令値と、前記交流電力供給源の電圧値の符号を反転した値から生成することを特徴としている（請求項１８参照）。
従って、交流電源の電圧指令値と、電源電圧値の符号を反転した値から変調率指令値を生成することで、直流電源を使用する区間と交流電源を使用する区間で、各スイッチのパルス信号を連続的に生成することができるようになる。このため、電源の切り替えタイミングでのスイッチング回数を低減することができ、電力変換装置の損失を低減することができる。

また、前記配分比率指令値を生成する手段は、前記交流電力供給源及び前記内部直流電源の何れかから電力を出力する際に、電力を出力する前記交流電力供給源或いは前記内部直流電源に対応した配分比率指令値を正の比率とし、前記内部直流電源を充電する際は、前記内部直流電源に対応した配分比率指令値を負の比率とすることを特徴としている（請求項１９参照）。
従って、電源から電力を出力する際に、その電源に対応した配分比率指令値を正の比率とし、電源を充電する際には、その電源に対応した配分比率指令値を負の比率とすることで、電源の電力操作を可能にし、充電器を用いずとも、電力変換装置の出力パルスの操作によって、電源を充電することができる。

また、前記交流電力供給源及び前記内部直流電源を選択する信号を、前記交流電力供給源及び前記内部直流電源のそれぞれに対応した配分比率指令値から生成することを特徴としている（請求項２０参照）。
従って、直流電源と交流電源を選択する信号を、配分比率指令値から生成することで、電源の出力電力配分に応じた出力区間を分配し、パルス幅を出力できるようになる。
また、前記交流電力供給源及び前記内部直流電源の何れかを選択する信号を、変調率補正値を用いて生成した電源選択比較値と搬送波信号の比較から生成することを特徴としている（請求項２１参照）。

従って、直流電源と交流電源を選択する信号は、変調率補正値を用いて電源選択比較値を生成し、電源選択比較値と搬送波信号との比較から生成することで、パルスを生成するための搬送波信号と、変調率補正値を使うことで、新たな信号の生成に必要となる演算量の増加を抑制することができる。
また、前記変調率補正値は、前記交流電力供給源及び前記内部直流電源に出力電圧指令値を配分する比率である配分比率指令値と、前記交流電力供給源及び前記内部直流電源の電圧値から求めることを特徴としている（請求項２２参照）。

従って、変調率補正値を、配分比率指令値と電源電圧値から求めることで、配分比率指令値の変化と電源電圧値の変化に応じて、パルスを出力するための変調率の中心位置を変更することができる。この変調率補正値によって、直流電源と交流電源を選択して出力する際に、その区間において、変調率指令値と搬送波の比較演算によって、パルス生成が可能になる。

また、出力端子に接続した電動機にトルクが発生しない電流を通電し、前記交流電力供給源及び前記内部直流電源に出力電圧指令値を配分する比率である配分比率指令値を生成する手段は、前記交流電力供給源及び前記内部直流電源の何れかから電力を出力する際に、電力を出力する前記交流電力供給源或いは前記内部直流電源に対応した配分比率指令値を正の比率とし、前記内部直流電源を充電する際は、前記内部直流電源に対応した配分比率指令値を負の比率とすることを特徴としている（請求項２３参照）。

従って、電動機にトルクを発生しない電流を通電することで、電動機が停止している状態であっても、不要にトルクを発生させずに、電動機を介して複数の電源の充電と放電を操作することができる。トルクを生じる際に電動機を停止させようとする場合には、機械的なブレーキ装置が必要となるが、トルクを生じさせずに、充電・放電をすることができるため、ブレーキ装置を設けたり、動作させたりせずにすむ。
この発明に係る電力変換装置は、前記内部直流電源はコンデンサであることを特徴としている（請求項２４参照）。

従って、交流電源とコンデンサから、パルスを生成・合成することで、出力電圧を生成する電力変換装置であるため、リアクトル等の電力蓄積手段のように重くならない電力変換装置によって、単相の交流電圧とコンデンサの出力電圧を生成することで、単相入力の交流変換回路を構成することができる。
また、前記交流電力供給源の交流電圧値の大きさに基づいて、交流電圧から生成する電圧パルスと前記コンデンサのコンデンサ電圧値から生成する電圧パルスの比率を配分することを特徴としている（請求項２５参照）。

従って、交流電圧電源の交流電圧値の大きさに基づいて、交流電圧から生成する電圧パルスと、コンデンサから生成する電圧パルスの比率を配分することで、交流電圧値が変動し、電圧パルスの出力の生成が困難な場合にあっても、コンデンサから電圧パルスを生成することで、出力電圧を安定に供給することができる。このため、負荷の電力脈動を伴わず、制御品質の良い電力変換が可能になる。

また、前記交流電圧値の大きさが閾値よりも小さい場合、前記コンデンサ電圧値から電圧パルスを生成することを特徴としている（請求項２６参照）。
従って、前記交流電圧値の大きさが、閾値よりも小さい場合に、コンデンサから電圧パルスを生成することで、出力電圧を安定に供給することができる。
また、前記交流電圧値の大きさが閾値よりも大きい場合、前記交流電力供給源から電圧パルスを生成することを特徴としている（請求項２７参照）。
従って、交流電圧値の大きさが、閾値よりも大きい場合に、交流電源から電圧パルスを生成することで、交流電源からの変換回数を少なく電力変換を行うことができるため、電力変換器の損失を低減することができる。

また、前記交流電圧値の大きさが閾値よりも大きい場合、前記交流電力供給源から電圧パルスを生成すると共に、前記コンデンサを充電する電圧パルスを生成することを特徴としている（請求項２８参照）。
従って、交流電圧値の大きさが、閾値よりも大きい場合に、交流電源から電圧パルスを生成すると共に、コンデンサを充電する電圧パルスを生成することで、コンデンサから電圧パルスを出力する間の放電を繰り返し継続することができる。この結果、出力電圧を安定に供給することができる。

また、前記閾値は、前記多相交流モータの各相の出力電圧指令値の絶対値の中から求めた最大値であることを特徴としている（請求項２９参照）。
従って、閾値は、各相出力電圧指令値の絶対値の中から、最大値を求めることで、要求される出力電圧指令値が出力できるように、コンデンサ電圧と交流電圧を選択して出力することができ、出力電圧を安定に供給することができる。

また、前記コンデンサに並列接続された、前記交流電力供給源の交流電圧を整流する整流器を備えることを特徴としている（請求項３０参照）。
従って、整流手段によって、コンデンサを充電することにより、他方の交流電圧値が小さい場合にも、充電されたコンデンサから電圧を出力することで出力電圧を安定に供給することができる。

この発明に係る電力変換制御システムは、上記電力変換装置と、前記交流電力供給源及び前記内部直流電源に出力電圧指令値を配分する比率である配分比率指令値を生成する手段と、前記配分比率指令値と前記交流電力供給源及び前記内部直流電源の出力電圧値から、前記交流電力供給源及び前記内部直流電源のそれぞれに対応した電圧指令値を生成する手段を備え、前記配分比率指令値を生成する手段は、前記閾値と前記交流電圧値と前記コンデンサ電圧値の入力に基づき配分比率を生成することを特徴としている（請求項３１参照）。

従って、前記配分比率指令値を生成する手段によって、前記閾値と、交流電圧値とコンデンサ電圧値とを入力とし、配分比率を生成することによって、交流電圧とコンデンサ電圧から、出力電圧を生成することができる。
また、前記閾値と前記交流電圧値を比較し、前記交流電力供給源と前記コンデンサの配分比率指令値を選択することを特徴としている（請求項３２参照）。
従って、閾値と交流電圧値を比較し、交流電源とコンデンサの配分比率指令値を選択することによって、交流電圧が変動する場合であっても、交流電圧とコンデンサ電圧から、出力電圧を生成することができる。この結果、出力電圧を安定に供給することができる。

また、前記コンデンサ電圧指令値と前記コンデンサ電圧値から、前記交流電力供給源の配分比率指令値を生成する電圧制御手段を備え、前記交流電圧値の大きさが前記閾値より大きい場合、前記電圧制御手段が生成した前記交流電力供給源の配分比率指令値を選択することを特徴としている（請求項３３参照）。
従って、コンデンサ電圧指令値とコンデンサ電圧とから、交流電源の配分比率指令値を生成し、交流電圧値の大きさが閾値よりも大きい場合に、電圧制御手段により生成された交流電源の配分比率指令値を選択することによって、コンデンサの充電電圧を精度よく制御することができる。この結果、コンデンサから電圧パルスを出力する間の放電を繰り返し継続することができ、出力電圧を安定に供給することができる。

この発明に係る自動車は、電動機と、上記電力変換制御システムを搭載し、前記電力変換制御システムにより前記電動機を駆動して走行することを特徴としている（請求項３４参照）。
従って、自動車に搭載した電源に対する充電・放電と、交流の電源からの充電と、そこへの放電を操作することができるため、新たに充電器や交流リアクトルや切換手段等の装置（装置構成要素）を搭載せずにすむ。スイッチで構成される電力変換器による、電力の操作を可能にすることで、リアクトルや機械的な切換手段よりも、装置全体を小型・軽量化することが可能になるため、自動車の車内空間を広く取ることができるようになる。
なお、この発明に係る電力変換装置を、マイクロコンピュータ等の演算装置を用いて実現する場合、この発明の制御動作を、ソフトウェアによって実現することができる。

このように、この発明によれば、交流電力供給源から供給される電圧と内部直流電源から供給される電圧のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで多相交流モータを駆動する駆動電圧を生成する電力変換装置は、多相交流モータの各相に対応する変換部の少なくとも一つが、直列に接続された交流電力供給源及び内部直流電源に対応した電位の電圧から一つを選択して出力するスイッチング手段により構成されている。

また、電力変換制御システムは、この発明に係る電力変換装置を有し、変調率指令値を生成する手段により、交流電力供給源及び内部直流電源のそれぞれに対応した電圧指令値と電圧値から変調率指令値が生成され、ＰＷＭパルス生成手段により、交流電力供給源及び内部直流電源のそれぞれに対応した変調率指令値に基づいてＰＷＭパルスが生成され、スイッチ手段のオン・オフ信号は、ＰＷＭパルスから選択して生成される。
このため、装置構成要素を少なくして小型化、且つ、軽量化すると共に、損失の増加を防止することができる。

この発明の第１実施の形態に係る電力変換制御システムの構成を示すブロック図である。 図１の電力変換器の構成を示す回路図である。 図１の電流制御部の構成を説明するブロック図である。 電力制御・変調率演算部の構成を詳細に説明するブロック図である。 図１のＰＷＭパルス生成部の構成を示すブロック図である。 ＰＷＭパルス生成部で用いる三角波の波形図である。 図２のＵ相についての回路図である。 三角波比較によるパルス信号の生成を説明する波形図である。 デッドタイムを付加した信号の生成を説明する波形図である。 パルス信号Ｍ，Ｎの生成を説明する波形図である。 ＡＣ符号信号がＨのときのスイッチ手段駆動信号の例を示す波形図である。 ＡＣ符号信号がＬのときのスイッチ手段駆動信号の例を示す波形図である。 第２実施の形態に係る電力変換器の構成を示す回路図である。 第３実施の形態におけるノコギリ波比較による信号Ａ０´，Ｂ０´のパルス生成を示す波形図である。 第３実施の形態におけるノコギリ波比較によるデッドタイムを付加した信号の生成を説明する波形図である。 第３実施の形態におけるノコギリ波比較によるパルス信号Ｍ，Ｎの生成を説明する波形図である。 第３実施の形態における直流電源用キャリアと交流電源用キャリアの関係を示す波形図である。 第３実施の形態におけるパルス生成器の出力である駆動信号の例を示し、（ａ）はＡＣ符号信号がＨのときの波形図、（ｂ）はＡＣ符号信号がＬのときの波形図である。 第４実施の形態におけるＥ＿ｐｌｕｓ信号の生成を説明する波形図である。 第４実施の形態における、ＡＣ符号信号がＨのときのパルス生成器の出力である駆動信号の例を示す波形図である。 この発明に係る電力変換装置を搭載した電気自動車の概略構成を示す説明図である。 図２１の電気自動車に用いられる電力変換制御システムの構成を示すブロック図である。 第６実施の形態に係る電力変換制御システムの構成を示すブロック図である。 図２３の電力変換器の構成を示す回路図である。 分配目標値生成器の構成を示すブロック図である。 図２５の分配目標値演算部の構成を示すブロック図である。 第６実施の形態に係る電力変換制御システムにおける交流電圧とコンデンサ電圧と出力電圧指令値の関係を示す波形図である。 第７実施の形態に係る電力変換器の構成を示す回路図である。 第８実施の形態に係る電力変換制御システムにおける整流部及び電力変換器の構成を示す回路図である。

符号の説明

１０，５４，５６ 電力変換制御システム
１１ａ 直流電源
１１ｂ 交流電源
１２，４８ 電力変換器
１２ａ 交流電源入力部
１３ トルク制御装置
１４ 電力制御装置
１５ モータ
１６ 共通母線
１７ 負極母線
１８ａ，１８ｂ，１９ａ，１９ｂ，２０ａ，２０ｂ，２１ａ，２１ｂ，２２ａ，２２ｂ，２３ａ，２３ｂ，２５ａ，２５ｂ，２６ａ，２６ｂ，２７ａ，２７ｂ 半導体スイッチ
２４ 母線
２８，２９ 平滑コンデンサ
３０ 電流制御部
３１ 電力制御・変調率演算部
３２ ＰＷＭパルス生成部
３３ ３相／ｄｑ変換部
３４ 制御部
３５ ｄｑ／３相変換部
３６，４０，４１ 乗算器
３７，６１ 減算器
３８ 変調率演算手段
３９ 変調率補正手段
４２ 変調率オフセット演算器
４３，４４，６３ 加算器
４５ キャリア比較器
４６ パルス生成器
４７ ＡＣ符号判別器
４９，５０，５１ ダイオード
５２ 電気自動車
５３ 交流電源端子
５５ 充電制御器
５７ 分配目標値生成器
５８ 最大値選択部
５９ 分配目標値演算部
６０ モード切換器
６２ 電圧制御器
６４ 分配目標値選択器
６５ 整流部
６６ 変圧器
６７ 整流器

Claims (34)

1. 交流電力供給源から供給される電圧と内部直流電源から供給される電圧のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで多相交流モータを駆動する駆動電圧を生成する電力変換装置であって、
   前記交流電力供給源及び前記内部直流電源は直列に接続され、前記多相交流モータの各相に対応する変換部の少なくとも一つは、前記交流電力供給源及び前記内部直流電源に対応した電位の電圧から一つを選択して出力するスイッチング手段により構成されていることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記交流電力供給源及び前記内部直流電源の母線と出力端子の間に配置されるスイッチ手段の少なくとも一つは、双方向スイッチであることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記交流電力供給源の母線と出力端子の間に配置されるスイッチ手段の少なくとも一つは、双方向スイッチであることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 前記内部直流電源の母線と出力端子の間に配置されるスイッチ手段を、双方向への導通が制御可能な一組のスイッチング素子により形成し、前記スイッチ手段の少なくとも一組は、単方向への導通をオン・オフすることができることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記内部直流電源の母線から出力端子への経路の一方向を、ダイオードを経由して形成したことを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記多相交流モータの各相の出力電圧指令値と前記交流電力供給源の電圧値と前記内部直流電源の電圧値とから、前記スイッチ手段のオン・オフ信号を生成し、前記オン・オフ信号の指令に基づいて、前記スイッチ手段をオン・オフ動作することを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
7. 請求項１〜６のいずれか一項に記載の電力変換装置と、
   前記交流電力供給源及び前記内部直流電源のそれぞれに対応した電圧指令値と電圧値から変調率指令値を生成する手段と、
   前記交流電力供給源及び前記内部直流電源のそれぞれに対応した変調率指令値に基づいてＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成手段を備え、
   前記スイッチ手段のオン・オフ信号は、前記ＰＷＭパルスから選択して生成することを特徴とする電力変換制御システム。
8. 前記スイッチ手段のオン・オフ信号は、前記内部直流電源に対応したＰＷＭパルスと、前記交流電力供給源に対応したＰＷＭパルスと、前記交流電力供給源或いは前記内部直流電源を選択する信号とから、前記交流電力供給源或いは前記内部直流電源に対応したＰＷＭパルスを出力することを特徴とする請求項７に記載の電力変換制御システム。
9. 前記交流電力供給源に対応した変調率指令値に基づいてＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成手段を備え、ＰＷＭパルスと交流電圧符号から、前記交流電力供給源の母線に接続された前記スイッチ手段のオン・オフ信号を選択し出力することを特徴とする請求項８に記載の電力変換制御システム。
10. 前記交流電力供給源の母線に接続された各スイッチ手段のオン・オフ信号は、出力端子から前記交流電力供給源の母線の高電位側の経路と、前記交流電力供給源の母線の低電位側から出力端子への経路のスイッチ手段をオンさせると共に、前記交流電力供給源の母線の高電位側から出力端子への経路のスイッチ手段と、出力端子から前記交流電力供給源の母線の低電位側の経路のスイッチ手段を用いてＰＷＭパルスを生成することを特徴とする請求項９に記載の電力変換制御システム。
11. 前記内部直流電源の母線に接続された各スイッチ手段のオン・オフ信号は、前記内部直流電源の母線の高電位側から出力端子への経路のスイッチ手段と、出力端子から前記内部直流電源の母線の低電位側の経路のスイッチ手段を用いて、ＰＷＭパルスを生成することを特徴とする請求項８に記載の電力変換制御システム。
12. 前記ＰＷＭパルス生成手段は、前記変調率指令値と前記変調率指令値に加算する変調率補正値とから変調率比較値を生成し、前記変調率比較値と搬送波信号との比較からＰＷＭのオン・オフ信号を生成することを特徴とする請求項７に記載の電力変換制御システム。
13. 前記ＰＷＭパルス生成手段は、前記変調率比較値と前記搬送波信号との比較からＰＷＭパルスを生成すると共に、オン・オフ何れかの状態の信号を出力することを特徴とする請求項１２に記載の電力変換制御システム。
14. 前記ＰＷＭパルス生成手段は、前記交流電力供給源から出力する電圧パルスと前記内部直流電源から出力する電圧パルスを、搬送波周期の中心部に生成することを特徴とする請求項７〜１３のいずれか一項に記載の電力変換制御システム。
15. 前記ＰＷＭパルス生成手段は、前記交流電力供給源から出力する電圧パルスと前記内部直流電源から出力する電圧パルスを、隣接させて生成することを特徴とする請求項７〜１４のいずれか一項に記載の電力変換制御システム。
16. 出力端子から前記交流電力供給源の母線の高電位側への経路のスイッチ手段と、出力端子から前記内部直流電源の母線の高電位側への経路のスイッチ手段が、重複してオンする時間を設け、重複してオンする時間を経過した後に、前記各スイッチ手段のオン・オフを切り替えることを特徴とする請求項７〜１５のいずれか一項に記載の電力変換制御システム。
17. 前記交流電力供給源及び前記内部直流電源に出力電圧指令値を配分する比率である配分比率指令値を生成する手段と、前記配分比率指令値と前記交流電力供給源及び前記内部直流電源の出力電圧値から、前記交流電力供給源及び前記内部直流電源のそれぞれに対応した電圧指令値を生成する手段を備え、
    前記電圧指令値と前記交流電力供給源及び前記内部直流電源の電圧値から変調率指令値を生成することを特徴とする請求項７に記載の電力変換制御システム。
18. 前記変調率指令値を、前記交流電力供給源に対応した電圧指令値と、前記交流電力供給源の電圧値の符号を反転した値から生成することを特徴とする請求項１７に記載の電力変換制御システム。
19. 前記配分比率指令値を生成する手段は、前記交流電力供給源及び前記内部直流電源の何れかから電力を出力する際に、電力を出力する前記交流電力供給源或いは前記内部直流電源に対応した配分比率指令値を正の比率とし、
    前記内部直流電源を充電する際は、前記内部直流電源に対応した配分比率指令値を負の比率とすることを特徴とする請求項１７または１８に記載の電力変換制御システム。
20. 前記交流電力供給源及び前記内部直流電源を選択する信号を、前記交流電力供給源及び前記内部直流電源のそれぞれに対応した配分比率指令値から生成することを特徴とする請求項８に記載の電力変換制御システム。
21. 前記交流電力供給源及び前記内部直流電源の何れかを選択する信号を、変調率補正値を用いて生成した電源選択比較値と搬送波信号の比較から生成することを特徴とする請求項２０に記載の電力変換制御システム。
22. 前記変調率補正値は、前記交流電力供給源及び前記内部直流電源に出力電圧指令値を配分する比率である配分比率指令値と、前記交流電力供給源及び前記内部直流電源の電圧値から求めることを特徴とする請求項１２または２１に記載の電力変換制御システム。
23. 出力端子に接続した電動機にトルクが発生しない電流を通電し、
    前記交流電力供給源及び前記内部直流電源に出力電圧指令値を配分する比率である配分比率指令値を生成する手段は、前記交流電力供給源及び前記内部直流電源の何れかから電力を出力する際に、電力を出力する前記交流電力供給源或いは前記内部直流電源に対応した配分比率指令値を正の比率とし、
    前記内部直流電源を充電する際は、前記内部直流電源に対応した配分比率指令値を負の比率とすることを特徴とする請求項１９に記載の電力変換制御システム。
24. 前記内部直流電源はコンデンサであることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
25. 前記交流電力供給源の交流電圧値の大きさに基づいて、交流電圧から生成する電圧パルスと前記コンデンサのコンデンサ電圧値から生成する電圧パルスの比率を配分することを特徴とする請求項２４に記載の電力変換装置。
26. 前記交流電圧値の大きさが閾値よりも小さい場合、前記コンデンサ電圧値から電圧パルスを生成することを特徴とする請求項２５に記載の電力変換装置。
27. 前記交流電圧値の大きさが閾値よりも大きい場合、前記交流電力供給源から電圧パルスを生成することを特徴とする請求項２５に記載の電力変換装置。
28. 前記交流電圧値の大きさが閾値よりも大きい場合、前記交流電力供給源から電圧パルスを生成すると共に、前記コンデンサを充電する電圧パルスを生成することを特徴とする請求項２５〜２７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
29. 前記閾値は、前記多相交流モータの各相の出力電圧指令値の絶対値の中から求めた最大値であることを特徴とする請求項２６〜２８のいずれか一項に記載の電力変換装置。
30. 前記コンデンサに並列接続された、前記交流電力供給源の交流電圧を整流する整流器を備えることを特徴とする請求項２６〜２９のいずれか一項に記載の電力変換装置。
31. 請求項２４〜３０のいずれか一項に記載の電力変換装置と、
    前記交流電力供給源及び前記内部直流電源に出力電圧指令値を配分する比率である配分比率指令値を生成する手段と、
    前記配分比率指令値と前記交流電力供給源及び前記内部直流電源の出力電圧値から、前記交流電力供給源及び前記内部直流電源のそれぞれに対応した電圧指令値を生成する手段を備え、
    前記配分比率指令値を生成する手段は、前記閾値と前記交流電圧値と前記コンデンサ電圧値の入力に基づき配分比率を生成することを特徴とする電力変換制御システム。
32. 前記閾値と前記交流電圧値を比較し、前記交流電力供給源と前記コンデンサの配分比率指令値を選択することを特徴とする請求項３１に記載の電力変換制御システム。
33. 前記コンデンサ電圧指令値と前記コンデンサ電圧値から、前記交流電力供給源の配分比率指令値を生成する電圧制御手段を備え、前記交流電圧値の大きさが前記閾値より大きい場合、前記電圧制御手段が生成した前記交流電力供給源の配分比率指令値を選択することを特徴とする請求項３１に記載の電力変換制御システム。
34. 電動機と、請求項７〜２３、３１〜３３のいずれか一項に記載の電力変換制御システムを搭載し、前記電力変換制御システムにより前記電動機を駆動して走行することを特徴とする自動車。
    
    

Images