JP2006033955A - 電力変換装置の制御方法、及びこれを用いて駆動される電気車両 - Google Patents

Abstract

【課題】 ＤＣ−ＤＣコンバータを介さずに、全体の体積・損失を低減可能な複数の電源を用いた電力変換器の制御方法及びこれを用いて駆動される電気車両を提供する。
【解決手段】 少なくとも２つの直流電源を備え、前記少なくとも２つの直流電源の負極を共通の負極母線に接続し、前記少なくとも２つの直流電源のうちの１つの電位を選択して誘導負荷へ電圧を印加する電力変換装置。誘導負荷に流れる電流をいずれの直流電源から流すかを選択することにより、複数の電源の電力を調整することが可能になる。また、回生即ち充電時には、誘導負荷から正極母線へ流れる電流を、いずれの正極母線に流すかを選択することで、直流電源を充電することが可能になり、直流電源を昇圧することも可能になる。以上の動作を、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いず実行できるため電源から負荷までの電力変換装置全体の体積、損失を低減することができる。
【選択図】 図２

Description

本発明は、

従来技術として、燃料電池を主電源として高効率にモータを駆動する構成が、特開２００２−１１８９８１（特許文献１を参照されたい。）に示されている。この従来技術は、図１に示すように蓄電器がＤＣ-ＤＣコンバータを介して燃料電池と並列に接続された構成になっており、ＤＣ-ＤＣコンバータの出力電圧を制御することで電源としての出力効率を改善することを狙ったものである。
特開２００２-１１８９８１号公報（段落０００４−０００６、図１）

しかしながら、上述した従来技術の構成においては、ＤＣ−ＤＣコンバータを使っているため、電源と電力変換装置、モータを全て含めたシステム全体の体積が大きくなるとともに、バッテリーを充放電するためにはＤＣ−ＤＣコンバータを通過するために損失が発生するなどの諸問題があった。
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータを介さずに、全体の体積・損失を低減可能な複数の電源を用いた電力変換器の制御方法を提供することを目的とする。

上述した諸課題を解決すべく、第１の発明による電力変換装置の制御方法は、
少なくとも２つの直流電源を備え、前記少なくとも２つの直流電源の負極を共通の負極母線に接続し、前記少なくとも２つの直流電源のうちの１つの電位を選択して誘導負荷へ電圧を印加する電力変換装置の制御方法であって、
前記誘導負荷に流れる電流を、前記少なくとも２つの直流電源の各正極母線のうち、いずれかの正極母線に流すかを選択するステップ、
を含むことを特徴とする。

また、第２の発明による電力変換装置の制御方法は、
少なくとも２つの直流電源を備え、前記少なくとも２つの直流電源の正極を共通の正極母線に接続し、前記少なくとも２つの直流電源のうちの１つの電位を選択して誘導負荷へ電圧を印加する電力変換装置の制御方法であって、
前記誘導負荷に流れる電流を、前記少なくとも２つの直流電源の各負極母線のうち、いずれかの負極母線に流すかを選択するステップ、
を含むことを特徴とする。

また、第３の発明による電力変換装置の制御方法は、
第１の直流電源及び第２の直流電源を備え、前記第１の直流電源の正極と、第２の直流電源の負極を共通母線に接続し、前記第１及び第２の直流電源から形成されるいずれか１つの電位を選択して誘導負荷へ電圧を印加する電力変換装置の制御方法であって、
前記誘導負荷に流れる電流を、前記第１の直流電源の正極母線と前記第２の直流電源の各正極母線のうち、いずれかの正極母線に流すかを選択するステップ、
を含むことを特徴とする。

また、第４の発明による電力変換装置の制御方法は、
前記少なくとも２つの直流電源は、第１の直流電源及び第２の直流電源であり、
前記電力変換装置は、
前記共通の負極母線と前記誘導負荷への出力端子との間に置かれている、前記出力端子から前記共通の負極母線への導通をオンオフする第１のスイッチと、
前記第１のスイッチに並列に接続されたダイオードと、
前記第１の直流電源の正極母線と前記出力端子との間に置かれている、双方向または片側への導通を選択可能であり、かつ導通をオンオフする第２のスイッチと、
前記第２の直流電源の正極母線と前記出力端子との間に置かれている、双方向または片側への導通を選択可能であり、かつ導通をオンオフする第３のスイッチと、を備え、
前記制御方法は、
前記第１乃至第３のスイッチをそれぞれ制御する（各スイッチを別個にオンオフしたり、導通方向を切り替えたりする）ことによって、前記誘導負荷に流れる電流を、前記第１及び第２の直流電源の各正極母線のうち、いずれかの正極母線に流すかを選択するステップを含む、
ことを特徴とする。

また、第５の発明による電力変換装置の制御方法は、
前記少なくとも２つの直流電源は、第１の直流電源及び第２の直流電源であり、
前記電力変換装置は、
前記正極母線と前記誘導負荷への出力端子との間に置かれている、前記正極母線から出力端子への導通をオンオフする第１のスイッチと、
前記第１のスイッチに並列に接続されたダイオードと、
前記第１の直流電源の負極母線と前記出力端子との間に置かれている、双方向または片側への導通を選択可能であり、かつ導通をオンオフする第２のスイッチと、
前記第２の直流電源の負極母線と前記出力端子との間に置かれている、双方向または片側への導通を選択可能であり、かつ導通をオンオフする第３のスイッチと、
を備え、
前記制御方法は、
前記第１乃至第３のスイッチをそれぞれ制御する（各スイッチを別個にオンオフしたり、導通方向を切り替えたりする）ことによって、前記誘導負荷に流れる電流を、前記第１及び第２の直流電源の各負極母線のうち、いずれかの負極母線に流すかを選択するステップを含む、
ことを特徴とする。

また、第６の発明による電力変換装置の制御方法は、
前記電力変換装置は、
前記誘導負荷への出力端子と前記第１の直流電源の負極母線との間に置かれている、前記出力端子から前記第１の直流電源の負極母線への導通をオンオフする第１のスイッチと、
前記第１のスイッチに並列に接続されたダイオードと、
前記共通母線と前記出力端子との間に置かれている、双方向または片側への導通を選択可能であり、かつ、導通をオンオフする第２のスイッチと、
前記第２の直流電源の正極母線と前記出力端子との間に置かれている、双方向または片側への導通を選択可能であり、かつ、導通をオンオフする第３のスイッチと、を備え、
前記制御方法は、
前記第１乃至第３のスイッチをそれぞれ制御する（各スイッチを別個にオンオフしたり、導通方向を切り替えたりする）ことによって、前記誘導負荷に流れる電流を、前記共通母線と前記第２の直流電源の正極母線のうち、いずれかの母線に流すかを選択するステップを含む、
ことを特徴とする。

また、第７の発明による電力変換装置の制御方法は、
いずれかの直流電源の電圧指令値とその直流電源の電圧検出値との差に基づき、前記誘導負荷に流れる電流を、いずれかの母線に流すかを選択するステップを含む、ことを特徴とする。

また、第８の発明による電力変換装置の制御方法は、
前記第２の直流電源あるいは前記第１の直流電源のいずれかの直流電源の電圧指令値とその直流電源の電圧検出値との差に基づき、前記第２のスイッチ及び第３のスイッチをそれぞれ制御するステップを含む、ことを特徴とする。

また、第９の発明による電力変換装置の制御方法は、
前記第２の直流電源あるいは前記第１の直流電源のいずれかの直流電源の電圧指令値とその直流電源の電圧検出値との差に基づき、前記第２のスイッチ及び第３のスイッチをそれぞれ制御するステップを含む、ことを特徴とする。

また、第１０の発明による電力変換装置の制御方法は、
前記第２の直流電源あるいは前記第１の直流電源のいずれかの直流電源の電圧指令値とその直流電源の電圧検出値との差に基づき、前記第２のスイッチ及び第３のスイッチをそれぞれ制御するステップを含む、ことを特徴とする。

また、第１１の発明による電力変換装置の制御方法は、
前記第２の直流電源あるいは前記第１の直流電源のいずれかの直流電源の電圧指令値とその直流電源の電圧検出値との差に基づき前記第２のスイッチ及び第３のスイッチをそれぞれ制御する際に、電圧差の値の判別にヒステリシスを設ける（チャタリング防止のためのヒステリシス制御を行うことができる閾値を設けその閾値に基づきオンオフ、導通方向の判別などを行う）、ことを特徴とする。

また、第１２の発明による電力変換装置の制御方法は、
前記第２の直流電源あるいは前記第１の直流電源のいずれかの直流電源の電圧指令値は、他方の直流電源の電圧値よりも高い電圧指令値である、ことを特徴とする。

また、第１３の発明による電力変換装置の制御方法は、
前記誘導負荷は３相交流モータである、ことを特徴とする。

また、第１４の発明による電気車両（電気で駆動する自動車、自動二輪車、列車など）は、
上述したいずれかの電力変換装置の制御方法を用いて駆動される電気車両である。例えば、メモリなどの記憶手段に格納された上述した制御方法の実現するためのプログラムやマイクロコードなどをＤＳＰやＣＰＵなどの演算手段（回路）で実行する電気車両を提供する。

第１の発明によれば、誘導負荷（誘導性を持つ負荷のことであり、具体的に言えばモータのコイルなど）に流れる電流をいずれの直流電源から流すかを選択することにより、複数の電源の電力を調整することが可能になる。また、回生即ち充電時には、誘導負荷から正極母線へ流れる電流を、いずれの正極母線に流すかを選択することで、直流電源を充電することが可能になり、すなわち直流電源を昇圧することも可能になる。以上の動作を、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いずに本発明により実現できることで、電源から負荷までの電力変換装置全体の体積、損失を低減することができる。

第２の発明によれば、誘導負荷に流れる電流をいずれの直流電源から流すかを選択することにより、複数の電源の電力を調整することが可能になる。また、誘導負荷から負極母線へ流れる電流を、いずれの負極母線に流すかを選択することで、直流電源を充電することが可能になり、すなわち直流電源を昇圧することも可能になる。以上の動作を、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いずに本発明により実現できることで、電源から負荷までの電力変換装置全体の体積、損失を低減することができる。

第３の発明によれば、誘導負荷に流れる電流をいずれの直流電源から流すかを選択することにより、２つの電源の電力を調整することが可能になる。また、誘導負荷から正極母線へ流れる電流を、いずれの正極母線に流すかを選択することで、直流電源を充電することが可能になり、すなわち直流電源を昇圧することも可能になる。以上の動作を、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いずに本発明により実現できることで、電源から負荷までの電力変換装置全体の体積、損失を低減することができる。

第４の発明によれば、誘導負荷に流れる電流を２つの直流電源のどちらから流すかを母線と出力端子との間に接続されたスイッチの導通（オンオフや流れ方向）を制御することにより、２つの直流電源の電力を調整することが可能になる。また、スイッチの導通の制御によって、誘導負荷から正極母線へ流れる電流を、いずれの正極母線に流すかをを選択することで、直流電源を充電することが可能になり、すなわち直流電源を昇圧することも可能になる。以上の動作を、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いずに本発明により実現できることで、電源から負荷までの電力変換装置全体の体積、損失を低減することができる。

第５の発明によれば、誘導負荷に流れる電流を２つの直流電源のどちらから流すかを母線と出力端子との間に接続されたスイッチの導通（オンオフや流れ方向）を制御することにより、２つの直流電源の電力を調整することが可能になる。また、スイッチの導通の制御によって誘導負荷から負極母線へ流れる電流を、いずれの負極母線に流すかをを選択することで、直流電源を充電することが可能になり、すなわち直流電源を昇圧することも可能になる。以上の動作を、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いずに本発明により実現できることで、電源から負荷までの電力変換装置全体の体積、損失を低減することができる。

第６の発明によれば、誘導負荷に流れる電流を２つの直流電源のどちらから流すかを母線と出力端子との間に接続されたスイッチの導通を制御することにより、２つの直流電源の電力を調整することが可能になる。また、スイッチの制御によって、誘導負荷から正極母線へ流れる電流を、共通母線か第２の直流電源の正極母線に流すかを、選択することで、直流電源を充電することが可能になり、すなわち直流電源を昇圧することも可能になる。以上の動作を、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いずに本発明により実現できることで、電源から負荷までの電力変換装置全体の体積、損失を低減することができる。

第７の発明によれば、電圧指令値と検出値との差に基づいて、誘導負荷に流れる電流をいずれかの母線に流すかを選択することで、直流電源の電圧値を所望の値に制御することが可能になる。

第８の発明によれば、直流電源の電圧指令値と前記直流電源の電圧検出値との差に基づいて、双方向への導通を選択可能なスイッチの導通を制御することで、誘導負荷に流れる電流をいずれかの正極母線に流すかを選択でき、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いず直流電源の電圧値を所望の値に制御することが可能になる。このため、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた直流電源の制御装置に比べて、体積、損失を低減することができる。

第９の発明によれば、直流電源の電圧指令値と前記直流電源の電圧検出値との差に基づいて、双方向への導通を選択可能なスイッチの導通を制御することで、誘導負荷に流れる電流をいずれかの負極母線に流すかを選択でき、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いず直流電源の電圧値を所望の値に制御することが可能になる。このため、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた直流電源の制御装置に比べて、体積、損失を低減することができる。

第１０の発明によれば、直流電源の電圧指令値と前記直流電源の電圧検出値との差に基づいて、双方向への導通を選択可能なスイッチの導通を制御することで、誘導負荷に流れる電流を、いずれかの直流電源の正極に流すかを選択でき、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いず直流電源の電圧値を所望の値に制御することが可能になる。このため、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた直流電源の制御装置に比べて、体積、損失を低減することができる。

第１１の発明によれば、直流電源の電圧指令値と前記直流電源の電圧検出値との差にヒステリシスを設けることにより、電圧検出値が電圧指令値近傍で変動する場合に、各母線の選択切替回数を低減できる。このため、チャタリングによる損失を抑えることが可能になり、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた直流電源の制御装置に比べて、さらに損失を低減することが可能になる。

第１２の発明によれば、直流電源の電圧指令値を一方の直流電源の電圧値よりも高い値に設定する事で、直流電源の昇圧に用いるＤＣ−ＤＣコンバータを用いずに、直流電源の電圧を昇圧することが可能になる。

第１３の発明によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた電力変換装置よりも損失・体積が低減でき、複数の直流電源から、所望の値を持つ直流電源を選択して3相交流モータを駆動することが可能になり、３相交流モータの損失を低減することが可能になる。

第１４の発明によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いずに、バッテリーを燃料電池電圧よりも高く充電することが可能であり、高い電圧を用いて、高回転域での効率を向上させることができ、電気自動車などの車両の燃費を改善できる。

以降、諸図面を参照しつつ、本発明の実施態様を詳細に説明する。

回路図（実施例１）
図２は、本発明の実施例１における電力変換装置の回路図を示している。図に示すように、第１の直流電源10と第２の直流電源11の各負極は、共通の負極母線14に接続されている。この電力変換装置の共通の負極母線14と3相交流モータ17の各相端子（即ち、誘導負荷の各相への出力端子）との間には、一般的に知られている3相インバータの下アームと同様に、半導体スイッチ7a/8a/9aとダイオード7b/8b/9bの組が接続される。第１の直流電源10の正極が接続される第１の正極母線15と3相交流モータ17の各相端子との間は、双方向の導通を制御可能な半導体スイッチ1a/1b,2a/2b,3a/3bでそれぞれ接続する。また、第２の直流電源11の正極が接続される第２の正極母線16と3相交流モータ17の各相端子との間にも、双方向の導通を制御可能な半導体スイッチ4a/4b,5a/5b,6a/6bをそれぞれ接続する。
第１の正極母線15と負極母線14の間には、各半導体スイッチのオン/オフによって伴う電圧変動を抑制するために、平滑コンデンサ12を設ける。同様の目的で、第２の正極母線16と負極母線14の間にも、平滑コンデンサ13を設ける。
負荷として接続される3相交流モータ17は、固定子巻線にインダクタンスが存在するため、誘導性の負荷特性を持つ。

図２の回路構成に基づく電力変換装置の動作（実施例１）
図２の電力変換装置において、逆方向スイッチ#1/2/3をそれぞれオンさせ、順方向スイッチ#4/5/6・逆方向スイッチ#4/5/6をそれぞれオフさせると、それら以外のスイッチの組で構成される電力変換装置の回路は、第１の直流電源10で3相交流モータ17を駆動する3相インバータと同様な回路になる。また、逆方向スイッチ#4/5/6をそれぞれオンさせ、順方向スイッチ#1/2/3・逆方向スイッチ#1/2/3をそれぞれオフさせると、電力変換装置が構成する回路は、第２の直流電源11で3相交流モータ17を駆動する3相インバータと同様になる。このように、図２の電力変換装置は、順方向・逆方向スイッチのオン／オフ状態を選択することで、直流電源のいずれかでモータを駆動するかを選択することが可能である。

フローチャートに基づく電力変換装置の制御（実施例１）
図３は、本発明の実施例１による制御方法の制御ブロック及び回路を示す図である。第２の直流電源には電圧センサ104が設けられ、得られた電圧検出値と、電圧指令値、駆動電源選択信号が電圧制御器101に入力される。電圧制御器101における各スイッチのオン／オフを決定する制御動作は、後にフローチャートを用いて説明する。この電圧制御器101では、順方向・逆方向スイッチ合わせて15個のうち、9個のスイッチを選択して、オン／オフを決定する。また、3相交流モータ17を駆動する電圧指令値を演算する電圧制御器102はトルク指令値とモータ速度を入力として、予め用意された電圧指令値テーブルを参照して、3相交流の各相の相電圧指令値を出力する。ＰＷＭ生成器103では、電圧制御器で選択された9個のスイッチを除いた、残り6個のスイッチのオン／オフ駆動するＰＷＭ信号を生成する。ここで、ＰＷＭ信号は相電圧指令値と三角波キャリアの比較を行うことで得られる。

図４は、実施例１の電圧制御器101の制御動作を示したフローチャートである。以下、フローチャートに従って、電力変換装置の制御動作を説明する。電力変換装置の動作開始の指令入力を受けて、制御動作を開始する（ステップS1）。電力変換開始を受けた後、第２の直流電源11の電圧指令値と、電圧センサ104から得られる電圧検出値からΔＶを演算しておく（ステップS3）。

最初の分岐(S5)でNOの方向(S7)へ進む場合
次に、モータを駆動する電源を、第１の直流電源10か、第２の直流電源11かを選択する（ステップS5）。この電源の選択は、図３に示した駆動電源選択信号に基づいて実行される。駆動電源が第２の直流電源11である場合（S5でNOと判定された場合）、順方向スイッチ#1/2/3・逆方向スイッチ#1/2/3をそれぞれオフし、逆方向スイッチ#4/5/6をオンさせる（ステップS7）。これらのスイッチ以外で構成される回路は、第２の直流電源11を駆動電源とする3相インバータとなる。この回路を用いて、ＰＷＭ生成器103では、各相の相電圧指令値から三角波比較によってＰＷＭ指令を生成し、これらＰＷＭ指令に基づいて、6個の各相スイッチをオン／オフさせる。このようにして、第２の直流電源11を駆動電源として、3相交流モータ17を駆動する。

最初の分岐(S5)でYESの方向(S9)へ進む場合
駆動電源が第１の直流電源10である場合（S5でYESと判定された場合）、順方向スイッチ#4/5/6をそれぞれオフさせる（ステップS9）。次に、逆方向スイッチ#1/2/3の現在のオン／オフ指令から、逆方向スイッチ#1/2/3がオン／オフのいずれかの状態であるかを判別する（ステップS11）。

分岐「逆方向スイッチ#1判別」(S11)でNOの方向(S15)へ進む場合
逆方向スイッチ#1/2/3がオフのとき制御フローは分岐をNOの方向に進み(S11)、ΔＶと予め設定された電圧しきい値Ｖth2との比較を行う(S13)。ここで、電圧しきい値Ｖth2は、負の値に設定しておく。電圧しきい値Ｖth2とＶth１の設定は、第１１の発明のヒステリシスに相当する。

分岐「ΔＶとＶth2の比較」(S13)
ΔＶがＶth2よりも大きいとき(S13)、分岐をNOの方向に進み、逆方向スイッチ#1/2/3をオフさせ、逆方向スイッチ#4/5/6をオンさせる（S15）。また、逆に、ΔＶがＶth2よりも小さいとき、分岐をYESの方向に進み、逆方向スイッチ#1/2/3をオンさせ、逆方向スイッチ#4/5/6をオフさせる(S17)。電圧差によるスイッチ（接続する母線）の選択は、第７及び８の発明に相当する。

分岐「逆方向スイッチ#1判別」(S11)でYESの方向(S17)へ進む場合
逆方向スイッチがオンのときには、制御フローは分岐をYESの方向に進み、ΔＶと予め設定された電圧しきい値Ｖth1との比較を行う(S17)。

分岐「ΔＶとＶth1の比較」(S19)
ここで、電圧しきい値Ｖth1は、正の値に設定しておく。ΔＶがＶth1以下のとき(S19)、分岐をNOの方向に進み、逆方向スイッチ#1/2/3をオンさせ、逆方向スイッチ#4/5/6をオフさせる(S21)。逆に、ΔＶがＶth1よりも大きいとき、分岐をYESの方向に進み、逆方向スイッチ#1/2/3をオフさせ、逆方向スイッチ#4/5/6をオンさせる(S23)。
その後、電力変換停止か否かを判定し(S25)、停止でない場合はステップS3に戻り、停止の場合は、電力変換を停止し順方向のスイッチを全てオフにし(S27)、動作を終了する。

フローの動作例
例えば、第２の直流電源11の電圧指令値が、電圧検出値よりも大きく、ΔＶが正であるとき、ここまでのフローに従って動くと、順方向スイッチ#4/5/6はオフ、逆方向スイッチ#1/2/3はオフ、逆方向スイッチ#4/5/6がオンになる。この状態で、残りのスイッチを用いて、モータ制御を演算し、各相スイッチをオン/オフさせ3相交流モータ17を駆動する。3相交流モータの電流がモータ端子から正極方向へ流れる際に、逆方向スイッチ#1/2/3がオフされているため、その電流は逆方向スイッチ#4/5/6のいずれかを通じて、第２の正極母線16へと流れ、第２の直流電源11を充電する。
電力変換の停止指令を受けるまで、電圧制御器によるスイッチの制御と、モータ制御器によるモータ制御の演算は繰り返し行われ、第２の直流電源11が充電され、電圧指令値よりも電圧検出値が大きくなると、ΔＶが負になる。ΔＶとＶth2の比較を行って、分岐をYESの方向に進むようになると、逆方向スイッチ#1/2/3をオンさせ、逆方向スイッチ#4/5/6をオフさせる。この状態では、第１の直流電源10を駆動電源とする3相インバータとして機能することになる。

逆方向スイッチをオンさせるため、逆方向スイッチ#1/2/3の判別を再度行うと、ΔＶとＶth1の比較を行うこととなる。第２の直流電源11が、本発明で示した電力変換装置以外の負荷と接続されている場合や、平滑コンデンサ13の内部抵抗で構成される回路によって、徐々に放電していく場合には、時間と共に、第２の直流電源11の電圧が低下し、ΔＶがＶth1よりも大きくなる。ΔＶがＶth1よりも大きくなると、その比較の結果、逆方向スイッチの状態が切り替わる。このようにして、再び第２の直流電源11を充電する動作を行う。ここで、第２の直流電源11としては、充電可能な2次電池やキャパシタ（コンデンサ）を用いることが好適である。
本フローに従って、駆動電源の選択と、第２の直流電源の電圧制御を演算する過程で、順・逆方向スイッチ15個のうち、9個のオン/オフが決定される。モータ制御における各相のＰＷＭを行うスイッチは残された6個のスイッチであり、ＰＷＭ生成器103にて、三角波比較によってＰＷＭを生成し、オン/オフを決定する。

このような充電動作を行うことによって、第２の直流電源の電圧は、第１の直流電源の電圧よりも高い値に設定することが可能である。また、第２の直流電源の充放電量を調整する事で、第１の直流電源の電圧よりも低い値に設定することも可能である。従来技術において、直流電源の電圧を昇圧させる場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータを設け、電源の充放電を行う必要があったが、その場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータの構成要素のコイルやスイッチ、コンデンサなどで損失が生じるだけでなく、電源からモータを駆動するまでの全体の体積が増加するという問題点があった。本発明により、ＤＣ−ＤＣコンバータを使わずに第２の直流電源を昇圧することが可能であり、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた場合よりも、全体の体積、損失を低減することができる。即ち、本構成では、ＤＣ−ＤＣコンバータを使わずに昇圧・降圧が可能である。

電力変換装置を搭載した燃料電池電気自動車
前述の電力変換装置を駆動モータに適用した燃料電池電気自動車では、第１の直流電源を燃料電池とし、第２の直流電源を2次電池であるバッテリーとする。図４のフローチャートにおいて、電力変換開始は、ドライバーがキーをイグニッションの位置に回した時に、その開始指令が出力される。燃料電池とバッテリーの駆動状況の選択は、上位の制御器であるエネルギー制御器（図示しない）などによって行われ、この選択結果を示す制御信号を受け、この信号に基づき本電力変換装置はスイッチを制御する。例えば、始動時などで、燃料電池の出力が不十分な場合には、バッテリーによる駆動を選択することで、良好な始動性能を得ることができる。

また、バッテリーの電圧指令値を燃料電池の電圧よりも高く設定することで、モータを高回転で駆動する場合に、バッテリーの高い電圧を用いて駆動すれば、モータ効率を向上させることが可能である。これは、3相交流モータでは、モータの逆起電力を抑えるために、磁束を弱める電流を流すことがあり、高い電圧で駆動できる場合には、この電流成分を小さくする事で、モータの銅損・鉄損を低減できるためである。
また、本発明により、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いずに、バッテリーを燃料電池電圧よりも高く充電することが可能であり、高い電圧を用いて、高回転域での効率を向上させることができ、電気自動車など車両の燃費を改善できる。即ち、本構成では、ＤＣ−ＤＣコンバータを使わずに昇圧・降圧が可能である。

回路図（実施例２）
図５は、本発明の実施例２による制御方法の制御ブロック及び回路を示す図である。第１の直流電源10bと第２の直流電源11bの正極は、共通の正極母線15bに接続されている。この電力変換装置の正極母線15bと3相交流モータ17の各相端子との間には、一般的に知られている3相インバータの上アームと同様に、半導体スイッチ7c/8c/9cとダイオード7d/8d/9dの組が接続される。第１の直流電源10bの負極が接続される第１の負極母線14bと3相交流モータ17の各相端子との間とは、双方向の導通を制御可能な半導体スイッチ1c/1d,2c/2d,3c/3dでそれぞれ接続する。また、第２の直流電源11bの負極が接続される第２の負極母線16bと3相交流モータ17の各相端子との間にも、双方向の導通を制御可能な半導体スイッチ4c/4d,5c/5d,6c/6dをそれぞれ接続する。
第１の負極母線14bと正極母線15bの間には平滑コンデンサ12bを設け、第２の負極母線16bと正極母線15bの間にも平滑コンデンサ13bを設ける。

図５の回路構成に基づく電力変換装置の動作（実施例２）
図２の電力変換装置と同様に、図５の電力変換装置は、順方向・逆方向スイッチのオン/オフ状態を選択することで、直流電源のいずれかでモータを駆動するかを選択することが可能である。

フローチャートに基づく電力変換装置の制御（実施例２）
図５の電力変換装置も、図４に示したフローチャートの制御方法を用いて制御が可能である。

本実施例においても、図４の制御方法を用いた充電動作を行うことによって、第２の直流電源の電圧を、第１の直流電源の電圧よりも高い値に設定することが可能である。本発明により、ＤＣ−ＤＣコンバータを使わずに第２の直流電源を昇圧することが可能であり、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた場合よりも、全体の体積、損失を低減することができる。即ち、本構成では、ＤＣ−ＤＣコンバータを使わずに昇圧・降圧が可能である。

回路図（実施例３）
図６は、本発明の実施例３における電力変換装置の回路図を示している。第２の直流電源11cの負極と、第１の直流電源10cの正極とは、共通母線15cに接続されている。第１の直流電源の負極母線14cと3相交流モータ17の各相端子との間には、一般的に知られている3相インバータの下アームと同様に、半導体スイッチ7a/8a/9aとダイオード7b/8b/9bの組が接続される。共通母線15cと3相交流モータ17の各相端子との間とは、双方向の導通を制御可能な半導体スイッチ1a/1b,2a/2b,3a/3bでそれぞれ接続する。また、第２の正極母線16cと3相交流モータ17の各相端子との間にも、双方向の導通を制御可能な半導体スイッチ4a/4b,5a/5b,6a/6bをそれぞれ接続する。
第１の負極母線14cと共通母線15cの間には平滑コンデンサ12cを設け、第２の正極母線16cと共通母線15cの間にも平滑コンデンサ13cを設ける。また、電力変換装置の負荷として3相交流モータ17が接続される。

回路構成に基づく電力変換装置の動作（実施例３（実施例１とはオン/オフ状態が異なる）
図６の電力変換装置において、逆方向スイッチ#1/2/3をそれぞれオンさせ、順方向スイッチ#4/5/6・逆方向スイッチ#4/5/6をそれぞれオフさせると、それら以外のスイッチの組で構成される電力変換装置の回路は、第１の直流電源10cで3相交流モータ17を駆動する3相インバータと同様な回路になる。また、逆方向スイッチ#4/5/6をそれぞれオン、順方向スイッチ#1/2/3をオン、順方向スイッチ#7/8/9をそれぞれオフさせると、電力変換装置が構成する回路は、第２の直流電源11cで3相交流モータ17を駆動する3相インバータと同様になる。図６の電力変換装置においても、順方向・逆方向スイッチのオン/オフ状態を選択することで、直流電源のいずれかでモータを駆動するかを選択することが可能である。

フローチャートに基づく電力変換装置の制御（実施例３）
図６の電力変換装置（実施例３）は、図７に示したフローチャートの制御方法で動作する。ここで、図６は、図３との相違点のみに着目して、その動作を説明する。
図６において、モータを駆動する電源を、第１の直流電源か、第２の直流電源かを選択した後、駆動電源が第２の直流電源である場合のみが図４と異なる。
この場合は、順方向スイッチ#1/2/3をオン、順方向スイッチ#7/8/9をそれぞれオフし、逆方向スイッチ#4/5/6をオンさせる(S7a)。
トルク指令値とモータ速度を入力として、モータ制御器102にて、各相の電圧指令値を出力する。ＰＷＭ生成器103では、各相の相電圧指令値から三角波比較によってＰＷＭ指令を生成し、これらＰＷＭ指令に基づいて、逆方向スイッチ#1/2/3と順方向スイッチ#4/5/6を各相スイッチとしてオン/オフさせる。このようにして、第２の直流電源11cを駆動電源として、3相交流モータ17を駆動する。

図７の制御方法を用いた充電動作を行うことによって、第２の直流電源11cの電圧を、第１の直流電源10cの電圧よりも高い値に設定することが可能である。本発明により、ＤＣ−ＤＣコンバータを使わずに第２の直流電源を昇圧することが可能であり、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた場合よりも、全体の体積、損失を低減することができる。即ち、本構成では、ＤＣ−ＤＣコンバータを使わずに昇圧・降圧が可能である。

本明細書では、様々な実施態様で本発明の原理を説明してきたが、当業者であれば本開示に基づき本発明に様々な修正や変更を加えることができ、それらも本発明に含まれるものであることに留意されたい。

従来技術の燃料電池を主電源として高効率にモータを駆動する構成を示す図である。 本発明の実施例１における電力変換装置の回路図を示している。 本発明の実施例１による制御方法の制御ブロック及び回路を示す図である。 実施例１の電圧制御器101の制御動作を示したフローチャートである。 本発明の実施例２による制御方法の制御ブロック及び回路を示す図である。第 本発明の実施例３における電力変換装置の回路図を示している。 実施例３の電力変換装置の制御動作を示したフローチャートである。

符号の説明

1a,1c 順方向スイッチ#1
2a,2c 順方向スイッチ#2
3a,3c 順方向スイッチ#3
4a,4c 順方向スイッチ#4
5a,5c 順方向スイッチ#5
6a,6c 順方向スイッチ#6
7a,7c 順方向スイッチ#7
8a,8c 順方向スイッチ#8
9a,9c 順方向スイッチ#9
1b,1d 逆方向スイッチ#1
2b,2d 逆方向スイッチ#2
3b,3d 逆方向スイッチ#3
4b,4d 逆方向スイッチ#4
5b,5d 逆方向スイッチ#5
6b,6d 逆方向スイッチ#6
7b,7d ダイオード#7
8b,8d ダイオード#8
9b,9d ダイオード#9
10,10b,10c 第１の直流電源
11,11b,11c 第２の直流電源
12,12b,12c 平滑コンデンサ
13,13b,13c 平滑コンデンサ
14 負極母線
15 第１の正極母線
16 第２の正極母線
14b 第１の負極母線
15b 正極母線
16b 第２の負極母線
14c 第１の負極母線
15c 共通母線
16c 第２の正極母線
17 ３相交流モータ
101 電圧制御器
102 モータ制御器
103 ＰＷＭ生成器

Claims (14)

1. 少なくとも２つの直流電源を備え、前記少なくとも２つの直流電源の負極を共通の負極母線に接続し、前記少なくとも２つの直流電源のうちの１つの電位を選択して誘導負荷へ電圧を印加する電力変換装置の制御方法であって、
   前記誘導負荷に流れる電流を、前記少なくとも２つの直流電源の各正極母線のうち、いずれかの正極母線に流すかを選択するステップ、
   を含むことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
2. 少なくとも２つの直流電源を備え、前記少なくとも２つの直流電源の正極を共通の正極母線に接続し、前記少なくとも２つの直流電源のうちの１つの電位を選択して誘導負荷へ電圧を印加する電力変換装置の制御方法であって、
   前記誘導負荷に流れる電流を、前記少なくとも２つの直流電源の各負極母線のうち、いずれかの負極母線に流すかを選択するステップ、
   を含むことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
3. 第１の直流電源及び第２の直流電源を備え、前記第１の直流電源の正極と、第２の直流電源の負極を共通母線に接続し、前記第１及び第２の直流電源から形成されるいずれか１つの電位を選択して誘導負荷へ電圧を印加する電力変換装置の制御方法であって、
   前記誘導負荷に流れる電流を、前記第１の直流電源の正極母線と前記第２の直流電源の各正極母線のうち、いずれかの正極母線に流すかを選択するステップ、
   を含むことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
4. 請求項１に記載の電力変換装置の制御方法において、
   前記少なくとも２つの直流電源は、第１の直流電源及び第２の直流電源であり、
   前記電力変換装置は、
   前記共通の負極母線と前記誘導負荷への出力端子との間に置かれている、前記出力端子から前記共通の負極母線への導通をオンオフする第１のスイッチと、
   前記第１のスイッチに並列に接続されたダイオードと、
   前記第１の直流電源の正極母線と前記出力端子との間に置かれている、双方向または片側への導通を選択可能であり、かつ導通をオンオフする第２のスイッチと、
   前記第２の直流電源の正極母線と前記出力端子との間に置かれている、双方向または片側への導通を選択可能であり、かつ導通をオンオフする第３のスイッチと、を備え、
   前記制御方法は、
   前記第１乃至第３のスイッチをそれぞれ制御することによって、前記誘導負荷に流れる電流を、前記第１及び第２の直流電源の各正極母線のうち、いずれかの正極母線に流すかを選択するステップを含む、
   ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
5. 請求項２に記載の電力変換装置の制御方法において、
   前記少なくとも２つの直流電源は、第１の直流電源及び第２の直流電源であり、
   前記電力変換装置は、
   前記正極母線と前記誘導負荷への出力端子との間に置かれている、前記正極母線から出力端子への導通をオンオフする第１のスイッチと、
   前記第１のスイッチに並列に接続されたダイオードと、
   前記第１の直流電源の負極母線と前記出力端子との間に置かれている、双方向または片側への導通を選択可能であり、かつ導通をオンオフする第２のスイッチと、
   前記第２の直流電源の負極母線と前記出力端子との間に置かれている、双方向または片側への導通を選択可能であり、かつ導通をオンオフする第３のスイッチと、
   を備え、
   前記制御方法は、
   前記第１乃至第３のスイッチをそれぞれ制御することによって、前記誘導負荷に流れる電流を、前記第１及び第２の直流電源の各負極母線のうち、いずれかの負極母線に流すかを選択するステップを含む、
   ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
6. 請求項３に記載の電力変換装置の制御方法において、
   前記電力変換装置は、
   前記誘導負荷への出力端子と前記第１の直流電源の負極母線との間に置かれている、前記出力端子から前記第１の直流電源の負極母線への導通をオンオフする第１のスイッチと、
   前記第１のスイッチに並列に接続されたダイオードと、
   前記共通母線と前記出力端子との間に置かれている、双方向または片側への導通を選択可能であり、かつ、導通をオンオフする第２のスイッチと、
   前記第２の直流電源の正極母線と前記出力端子との間に置かれている、双方向または片側への導通を選択可能であり、かつ、導通をオンオフする第３のスイッチと、を備え、
   前記制御方法は、
   前記第１乃至第３のスイッチをそれぞれ制御することによって、前記誘導負荷に流れる電流を、前記共通母線と前記第２の直流電源の正極母線のうち、いずれかの母線に流すかを選択するステップを含む、
   ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
7. 請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置の制御方法において、
   いずれかの直流電源の電圧指令値とその直流電源の電圧検出値との差に基づき、前記誘導負荷に流れる電流を、いずれかの母線に流すかを選択するステップを含む、
   ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
8. 請求項４の電力変換装置の制御方法において、
   前記第２の直流電源あるいは前記第１の直流電源のいずれかの直流電源の電圧指令値とその直流電源の電圧検出値との差に基づき、前記第２のスイッチ及び第３のスイッチをそれぞれ制御するステップを含む、
   ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
9. 請求項５の電力変換装置の制御方法において、
   前記第２の直流電源あるいは前記第１の直流電源のいずれかの直流電源の電圧指令値とその直流電源の電圧検出値との差に基づき、前記第２のスイッチ及び第３のスイッチをそれぞれ制御するステップを含む、
   ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
10. 請求項６の電力変換装置の制御方法において、
    前記第２の直流電源あるいは前記第１の直流電源のいずれかの直流電源の電圧指令値とその直流電源の電圧検出値との差に基づき、前記第２のスイッチ及び第３のスイッチをそれぞれ制御するステップを含む、
    ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
11. 請求項７〜１０のいずれか１項に記載の電力変換装置の制御方法において、
    前記第２の直流電源あるいは前記第１の直流電源のいずれかの直流電源の電圧指令値とその直流電源の電圧検出値との差に基づき前記第２のスイッチ及び第３のスイッチをそれぞれ制御する際に、電圧差の値の判別にヒステリシスを設ける、
    ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
12. 請求項７〜１１のいずれか１項に記載の電力変換装置の制御方法において、
    前記第２の直流電源あるいは前記第１の直流電源のいずれかの直流電源の電圧指令値は、他方の直流電源の電圧値よりも高い電圧指令値である、
    ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
13. 請求項１〜１２のいずれか１項に記載の電力変換装置の制御方法において、
    前記誘導負荷は３相交流モータである、
    ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
14. 請求項１〜１３のいずれか１項の電力変換装置の制御方法を用いて駆動される電気車両。

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