JPH11164569A - サイリスタ変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】本発明の目的は、高力率を実現することができ
るサイリスタ変換装置を提供することにある。 【解決手段】直流電力を入力し、交流電力を三相交流電
源１に出力するサイリスタ変換器４と、周波数が三相交
流電源１の周波数の６倍で、かつ位相が三相交流電源１
の位相に実質的に一致する交流電圧をサイリスタ変換器
４の入力端に加える単相交流電源７を備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、直流電力から交流
電力を得るサイリスタ変換装置に係り、特に高力率を実
現できるサイリスタ変換装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】直流電力を交流電力に電力変換して回生
する場合、サイリスタ変換器が広く用いられる。サイリ
スタ変換器の構成を図１３（ａ）に示す。（図１３
（ｂ）は電源電圧の波形である。）図１３（ａ）におい
て４がサイリスタ変換器である。このようなサイリスタ
変換器の場合、一般的に電源電圧eu〜ewの大小関係を利
用して転流が行われる。例えば、サイリスタＷＰからサ
イリスタＵＰに転流する場合、ew＞euが成立する位相で
ＵＰにゲート信号を与え（ＷＰのゲートは消滅）、ＵＰ
をターンオンさせる。すなわち、ew＝euとなる位相より
も早い位相でＵＰをターンオンさせることとなる。この
ew＝euとなる位相とＵＰをターンオンさせる位相との位
相差を制御進み角βと呼ぶ。一般には、重なり角および
余裕角を考慮して、制御進み角βは転流失敗を起こさな
い十分な値に設定される。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】上述したように、従来
のサイリスタ変換器では、サイリスタの転流を行わせる
ために制御進み角βを所定値以上に設定する必要があ
る。しかし、制御進み角βを所定値以上に設定すると、
交流電流（iu）は電源電圧（eu）より進み位相となり、
電源力率が低下してしまう。具体的には、電源力率は高
々０.８ 程度の低い値に制限される。

【０００４】本発明の目的は、高力率を実現することが
できるサイリスタ変換装置を提供することにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成する第１
の発明の特徴は、直流電力を入力し、交流電力を三相交
流電源に出力するサイリスタ変換器と、周波数が前記三
相交流電源の周波数の６倍で、かつ位相が前記三相交流
電源の位相に実質的に一致する交流電圧および交流電流
のいずれか一方を前記サイリスタ変換器の入力端に加え
る単相交流電源を備えたことにある。

【０００６】サイリスタ変換器の入力端に、単相交流電
圧（電流）を加えることにより、サイリスタ変換器の直
流入力電流は単相交流電圧（電流）に応じて変化する。
単相交流電圧（電流）は周波数が三相交流電源の周波数
の６倍で、かつ位相が前記三相交流電源の位相に実質的
に一致するため、サイリスタ変換器の直流入力電流は電
源電圧の位相に同期して変化し、また交流出力電流は電
源の位相と同位相となる。よって、高力率が実現でき
る。

【０００７】上記目的を達成する第２の発明の特徴は、
直流電圧を入力し、交流電圧を三相交流電源に出力する
第１サイリスタ変換器と、入力端が前記第１サイリスタ
変換器の入力端と直列に接続され、かつ直流電圧を入力
し、前記三相交流電源に前記交流電圧とは位相が３０度
ずれた交流電圧を出力する第２サイリスタ変換器と、周
波数が前記三相交流電源の周波数の６倍で、かつ位相が
前記三相交流電源の位相に実質的に一致する交流電圧お
よび交流電流のいずれか一方を、前記第１サイリスタ変
換器の入力端および前記第２サイリスタ変換器の入力端
に加える単相交流電源を備えたことにある。

【０００８】サイリスタ変換器の入力端に、単相交流電
圧（電流）を加えることにより、サイリスタ変換器の直
流入力電流は単相交流電圧（電流）に応じて変化する。
単相交流電圧（電流）は周波数が三相交流電源の周波数
の６倍で、かつ位相が前記三相交流電源の位相に実質的
に一致するため、サイリスタ変換器の直流入力電流は電
源電圧の位相に同期して変化し、また交流出力電流は電
源の位相と同位相となる。よって、高力率が実現でき
る。

【０００９】また、３０度の位相差を有する電圧を両サ
イリスタ変換器から出力することにより、両サイリスタ
変換器の出力電流に発生する｛６ｍ±１次、ｍ＝１，
３，５，…｝で表される高調波成分は、互いに位相が１
８０°ずれる。よって、互いに打ち消し合い、電源にお
いて発生する｛６ｍ±１次、ｍ＝１，３，５，…｝で表
される高調波成分を低減できる。

【００１０】上記目的を達成する第３の発明の特徴は、
直流電圧を入力し、交流電圧を三相交流電源に出力する
第１サイリスタ変換器と、入力端が前記第１サイリスタ
変換器の入力端と並列に接続され、かつ直流電圧を入力
し、前記三相交流電源に前記交流電圧とは位相が３０度
ずれた交流電圧を出力する第２サイリスタ変換器と、周
波数が前記三相交流電源の周波数の６倍で、かつ位相が
前記三相交流電源の位相に実質的に一致する交流電圧お
よび交流電流のいずれか一方を、前記第１サイリスタ変
換器の入力端および前記第２サイリスタ変換器の入力端
に加える単相交流電源を備えたことにある。

【００１１】サイリスタ変換器の入力端に、単相交流電
圧（電流）を加えることにより、サイリスタ変換器の直
流入力電流は単相交流電圧（電流）に応じて変化する。
単相交流電圧（電流）は周波数が三相交流電源の周波数
の６倍で、かつ位相が前記三相交流電源の位相に実質的
に一致するため、サイリスタ変換器の直流入力電流は電
源電圧の位相に同期して変化し、また交流出力電流も電
源の位相と同位相となる。よって、高力率が実現でき
る。

【００１２】また、３０度の位相差を有する電圧を両サ
イリスタ変換器から出力することにより、両サイリスタ
変換器の出力電流に発生する｛６ｍ±１次、ｍ＝１，
３，５，…｝で表される高調波成分は、互いに位相が１
８０°ずれる。よって、互いに打ち消し合い、電源にお
いて発生する｛６ｍ±１次、ｍ＝１，３，５，…｝で表
される高調波成分を低減できる。

【００１３】更に、両サイリスタ変換器の入力電流には
位相のずれた電流脈動が含まれるため、両サイリスタ変
換器の入力端を並列接続することによって、入力電流に
含まれる電流脈動が打ち消し合い、電流脈動を低減する
ことができる。

【００１４】上記目的を達成する第４の発明の特徴は、
前記サイリスタ変換器の出力端にコンデンサを接続した
ことにある。

【００１５】第３の発明により脈動が低減された入力電
流が得られるため、サイリスタ変換器の入力電流の脈動
を平滑するためのコンデンサの容量を低減することがで
きる。

【００１６】上記目的を達成する第５の発明の特徴は、
前記単相交流電源は、前記第２サイリスタ変換器の入力
端に加える交流電圧あるいは交流電流として、前記第１
サイリスタ変換器の入力端に加える交流電圧あるいは交
流電流とは逆位相の交流電圧あるいは交流電流を出力す
ることにある。

【００１７】第１サイリスタ変換器および第２サイリス
タ変換器に対して単相交流電圧あるいは電流を逆位相に
作用させるため、両サイリスタ変換装置の直流入力電流
は互いに逆位相となる。また交流出力電流は電源電圧の
周期でみれば、３０度の位相差である。第１サイリスタ
変換器および第２サイリスタ変換器の交流出力電圧にも
３０度の位相差があるため、交流出力電流と交流出力電
圧が同位相となり、力率がほぼ１.０ となる。

【００１８】上記目的を達成する第６の発明の特徴は、
前記単相交流電源は、前記サイリスタ変換器の入力端に
加える交流電圧として、方形波の波形を有する電圧を出
力することにある。

【００１９】単相交流電源の出力電圧を、正弦波、或い
は三角波等とする場合と比較して、方形波を用いた場合
にはサイリスタ変換器の力率をより高くできる。

【００２０】上記目的を達成する第７の発明の特徴は、
前記単相交流電源は、前記サイリスタ変換器の入力端に
加える交流電流として、三角波の波形を有する電流を出
力することにある。

【００２１】単相交流電源の出力電流を三角波とするこ
とにより、第６の発明と同様に、サイリスタ変換器の力
率をより高くできる。

【００２２】上記目的を達成する第８の発明の特徴は、
前記単相交流電源は、前記サイリスタ変換器の入力端に
加える交流電圧あるいは交流電流の振幅を、電流検出器
によって検出された前記サイリスタ変換器の入力電流の
検出値に基づいて変化させることにある。

【００２３】単相交流電源の出力電圧あるいは電流の振
幅をサイリスタ変換器の入力電流検出値に応じて変化さ
せることにより、サイリスタ変換器の入力電流が変化し
た場合にも、サイリスタ変換器の力率を高くできる。

【００２４】上記目的を達成する第９の発明の特徴は、
前記単相交流電源は、電流検出器によって検出された前
記サイリスタ変換器の入力電流の検出値に基づいてＰＷ
Ｍ制御されるインバータであることにある。

【００２５】単相交流電源としてＰＷＭ制御されるイン
バータを用いることにより、簡単な構成で単相交流電源
の出力電圧あるいは電流の振幅を可変にすることができ
る。このため、サイリスタ変換器の入力電流が変化した
場合にも、サイリスタ変換器の力率を高くできる。

【００２６】

【発明の実施の形態】以下、図面を用いて本発明の実施
例を詳細に説明する。

【００２７】図１は、本発明の好適な一実施例であるサ
イリスタ変換装置を示す。図１において、４と４′はそ
れぞれ６個のサイリスタからなるサイリスタ変換器であ
り、入力された直流電圧を交流電圧に変換して出力す
る。そのサイリスタ変換器４の出力端は変圧器２に接続
され、サイリスタ変換器４′の出力端は変圧器３に接続
される。変圧器２はサイリスタ変換器４から出力された
交流電圧を変圧して出力するΔ−Δ結線の変圧器であ
り、一次側（入力側）と二次側（出力側）の電圧は同位
相となる。また、変圧器３はサイリスタ変換器４′から
出力された交流電圧を変圧して出力するＹ−Δ結線の変
圧器であり、二次側の電圧は一次側の電圧と３０°の位
相差をもって出力される。なお、変圧器２および３の一
次側と二次側の電圧比、並びに漏れインダクタンスは等
しい。変圧器２および３の二次側は三相交流電源１に接
続される。一方、サイリスタ変換器４および４′の各々
の入力端は直列に接続されている。また、サイリスタ変
換器４および４′の入力端には平滑コンデンサ５および
５′が接続される。このため、サイリスタ変換器４およ
び４′の各入力電圧に含まれる脈動成分（周波数が電源
周波数の６倍）は低減される。サイリスタ変換器４およ
び４′の入力端には負荷装置６も接続される。この負荷
装置６としては、インバータ等の負荷が接続され、場合
によっては、負荷の中間電圧点を平滑コンデンサ５と
５′の接続点（中間電圧点）と接続することもある。７
は本実施例の特徴部である単相交流電源で、図に示すよ
うに、一端がサイリスタ変換器４および４′を接続する
配線に接続され、他端が平滑コンデンサ５および５′を
接続する配線に接続される。

【００２８】図２は、サイリスタ変換器４の動作を説明
するための等価回路であり、eu〜ewは三相交流電源１の
相電圧である。サイリスタ変換器４の各サイリスタは、
正側のＵＰ〜ＷＰと負側のＵＮ〜ＷＮの各一対が、各モ
ード毎に導通する。図２は、ＵＰとＶＮが導通状態の場
合を表わす。

【００２９】図３（ａ）は電源電圧eu〜ew、（ｂ）はサ
イリスタＵＰ〜ＷＮのゲート信号、（ｃ）はサイリスタ
変換器４の直流入力電流iconv 、（ｄ）はサイリスタ変
換器４の交流出力電流iu、（ｅ）は単相交流電源７の出
力電圧Ｖi を示す。

【００３０】図３を用いて、本実施例のサイリスタ変換
装置の動作を説明する。単相交流電源７の電圧Ｖi は、
電圧eu〜ewに対してeu〜ewの交点を周期として与えられ
る。また、サイリスタＵＰ〜ＷＮには、各ゲート信号が
電源電圧eu〜ewに対して図３（ｂ）に示す位相で与えら
れる。すなわち、eu＝０の時点をｔ＝０，eu＝ewの時点
をｔ＝ｔ１とすると、ｔ１よりΔｔ後にサイリスタＵＰ
にゲート信号が与えられる。この時、サイリスタＶＮに
は継続してゲート信号が与えられ、他方、ｔ＝ｔ１以前
に直流入力電流iconv が零となることによりターンオフ
したサイリスタＷＰにはゲート信号は与えられない。こ
の時、サイリスタＵＰ，ＶＮがターンオンし、サイリス
タ変換器４の直流入力側と交流出力側が結ばれ閉回路が
形成される。回路の電圧方程式は、（数１）で示され
る。

【００３１】

【数１】

【００３２】ここで、eu−ev≒Ｖdc，Ｖi≫Ｖdc−(eu−
ev）、またＬは交流側の総合インピーダンス（一相分）
である。

【００３３】この結果、iconv は図示のようにｔ＝ｔ１
＋Δｔからほぼ直線的に増加する。ｔ＝ｔ２に至ると、
Ｖi の極性が反転するため、これに伴い、iconv は図示
のように直線的に減少する。同様の動作が、ｔ＝ｔ３以
降においても繰り返されるため、iconv は電気角６０度
を周期として断続して流れる。一方、交流側について
は、ｔ１からｔ４期間においては、サイリスタＵＰが導
通し、また、ｔ５からｔ７期間ではサイリスタＵＮが導
通するため、各期間でiconv はＵ相に流入（流出）し、
iuは図示の波形となる。iconv の各周期の波形は、ほぼ
二等辺三角形であることから、iuに含まれる基本波成分
の位相は、電圧euと同位相であり、基本波力率はほぼ
１.０ となる。Ｖ相電流ivおよびＷ相電流iwについても
同様である。

【００３４】サイリスタ変換器４′においても、サイリ
スタ変換器４と同様の動作が行われる。サイリスタ変換
器４′の直流入力電流iconv２ および交流出力電流iu′
を図４に示す。ここで、iconv１およびiconv２は、Ｖi
がサイリスタ変換器４および４′に対して逆位相に作用
するため、両者は逆位相に変化するが、電源電圧の周期
でみれば、３０度の位相差である。このため、サイリス
タ変換器４′のＵ相電流iu′は、変換器４のＵ相電流iu
より３０度だけ位相差（進み）がある。なお、変圧器３
の一次電圧eu′も電源電圧euに対して３０度だけ進むた
め、eu′とiu′は同位相であり、サイリスタ変換器４′
においても力率はほぼ１.０ である。

【００３５】変圧器３の二次電流iu″は、変圧器の一次
巻線がＹに対して、二次巻線がΔであるため、（数２）
で示される。

【００３６】

【数２】

【００３７】図４（ｈ）にiu″の波形を示す。iu″は電
源電圧euに対して同位相である。さらに、電源電流ius
は、変圧器２，３の二次電流の和で与えられる。すなわ
ち、

【００３８】

【数３】 ius＝iu＋iu″ …（数３） となる。

【００３９】尚、変圧器２は、一次および二次巻線とも
Δ結線のため、一次電流は二次電流に等しい。

【００４０】図４（ｉ）に電源電流iusの波形を示す。i
usは、euに対して同位相であり、また、大略正弦波に近
い。これは、変圧器２，３の一次電圧（電流）が互いに
３０度の位相差をもち、これにより、サイリスタ変換器
４，４′の出力電流に含まれる５次，７次の高調波成分
が互いに打ち消されるためである。このように本実施例
のサイリスタ変換器は、従来のように制御進み角を必要
とせず転流を行うことから、電源力率がほぼ１.０ で動
作し、かつ、出力電流中の高調波を少なくできる。

【００４１】本発明の他の実施例であるサイリスタ変換
装置を図５を用いて以下に説明する。本実施例は、並列
に接続された２台のサイリスタ変換器の入力端に単相交
流電源７を変圧器７１を介して接続したサイリスタ変換
装置である。本実施例の構成を、主に前述の実施例の構
成と異なる箇所について説明する。

【００４２】図５において、サイリスタ変換器４および
４′は入力端が並列接続され、平滑コンデンサ５はサイ
リスタ変換器４および４′の入力端に共通に接続されて
いる。変圧器７１の巻線比はＮ１：Ｎ２：Ｎ３＝１：
Ｎ：Ｎであり、二次側巻線Ｎ２はサイリスタ変換器４の
出力端に直列に接続され、また二次側巻線Ｎ３は、サイ
リスタ変換器４′の出力端に直列に接続される。一方の
一次側巻線Ｎ１は、単相交流電源７に接続される。尚、
二次側巻線Ｎ２，Ｎ３の極性は、各サイリスタ変換器４
および４′の直流出力に対して、逆極性となるように接
続されている。

【００４３】図５に示すサイリスタ変換装置の動作を簡
単に説明する。単相交流電源７は、図１の実施例と同様
に、電源電圧の６倍周波数の方形波電圧Ｖi を出力す
る。電源電圧とＶi との位相の関係も、図１の実施例と
同一である。変圧器７１の巻数比Ｎは、単相交流電源７
の定格出力電圧に応じて適値に設定されるが、ここでは
説明を簡単にするために、Ｎ＝１に仮定する。この場
合、変圧器の二次Ｎ２およびＮ３には、Ｖiがそのまま
出力される。サイリスタ変換器の出力Vcon１,Vcon２
と、Ｖdcの関係は、

【００４４】

【数４】

【００４５】となり、原理的に図１の実施例と同じ条件
になる。このため、サイリスタ変換器４および４′の直
流入力電流は互いに逆位相に変化する。この結果、サイ
リスタ変換器４および４′の交流出力電流も図１の実施
例と等しくなり、本実施例においても図１の実施例と同
様に力率がほぼ１.０ となる。

【００４６】さらに、本実施例においては、サイリスタ
変換器４および４′の直流入力電流のリプル成分が平滑
コンデンサ５に流れるが、両リプル成分は逆位相である
ため、互いに打ち消し合う。この結果、コンデンサ５を
流れるリプル成分は大幅に減少し、コンデンサ５の容量
を大幅に低減できるので、平滑コンデンサなし、あるい
は小容量のコンデンサを１個用いるだけで、脈動の少な
い直流入力電圧を得られる。

【００４７】本発明の他の実施例であるサイリスタ変換
装置を図６を用いて以下に説明する。本実施例は、図１
の実施例における単相交流電源７として、ＰＷＭ制御さ
れるインバータで構成される単相交流電源７Ａを用いた
サイリスタ変換装置である。本実施例の構成を、主に図
１の実施例の構成と異なる箇所について説明する。

【００４８】単相交流電源７Ａは、パルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）により制御される単相インバータである。電源位相
検出器８は、電源電圧に同期した基準位相信号θを出力
する。点呼制御回路９は、電源位相検出器８から出力さ
れた信号θおよび点弧位相角指令信号β^*に基づいてサ
イリスタ変換器４および４′のサイリスタの点弧制御信
号を出力する。オンディレイ回路１０は、各サイリスタ
の点弧ターンオン時点を、点呼制御回路９から出力され
た点弧制御信号より所定時間Δｔだけ遅らせて出力す
る。補償電圧制御器１１は、単相交流電源７（単相ＰＷ
Ｍインバータ）の出力電圧Ｖi を、基準位相信号θ，点
弧位相角指令信号β^* および変調率指令Ｍに基づいて制
御する。変調率指令演算器１２は、負荷装置６からの回
生電流ＩＬに比例した変調率指令（Ｖi の振幅値指令）
Ｍを出力する。

【００４９】次に図７を用いて動作を説明する。電源位
相検出器８の出力θは、電源電圧ｅに周期が一致する信
号である。（ｂ）に、euとewが共に正の値で交差する時
点（点Ｐ）を基準として、−π〜πの間で変化する位相
基準信号θup（実線）、およびeuとewが共に負の値で交
差する時点（点Ｎ）を基準として、−π〜πの間で変化
する位相基準信号θun（破線）を示す。それぞれは、サ
イリスタ変換器４のサイリスタＵＰおよびＵＮの点弧信
号の基準位相を与える。点弧制御回路９において、θと
−β^* を比較し、(ｃ)のような点弧原信号を演算する。
図示のＵＰＧ，ＵＮＧは、β^*＝０とした時の点弧原信
号を示している。

【００５０】同様に、Ｖ相およびＷ相に対応する点弧原
信号を発生させる。さらに、これらの信号の位相を３０
度進めた波形であるサイリスタ変換器４′に対応する点
弧原信号を作成する（図示は省略）。

【００５１】これらの点弧原信号に基づいて、点弧制御
回路９からは図７（ｄ）に示すようなサイリスタ変換器
４の点弧制御信号ＵＰＯ〜ＷＮＯおよび図７（ｆ）に示
すようなサイリスタ変換器４′の点弧制御信号ＵＰＯ′
〜ＷＮＯ′が出力される。

【００５２】次に、オンディレイ回路１０において、点
弧制御信号ＵＰＯ〜ＷＮＯ，UPO′〜ＷＮＯ′に対し
て、Δｔ期間のオンディレイ処理を行う。この処理によ
って、点弧制御信号は、立ち上がり時間のみがΔｔだけ
遅れる波形となる（図７（ｅ）、（ｇ））。

【００５３】次に、補償電圧制御器１１について、図
８、ならびに図９を用いて説明する。ＳＩＮ演算器１１
１は、電源位相θupと、制御進み位相β(−β^*）に基づ
いて、sin６｛θup−（−β^*）｝を演算する。ＳＩＮ演
算器１１１において、演算された正弦波は比較器１１２
に入力される。比較器１１２は、入力された正弦波と
「０」とを比較して、正弦波が正の値のときに「１」、
負の値の時に「−１」となる信号Ｖi₀（方形波）を発生
させる。Ｖi₀は、β^*＝０ の時には、図７(ｈ)に示すよ
うな方形波になり、β^* が値を持つ場合には、それに同
期してＶi₀の位相も変化する。比較器１１２から出力さ
れた信号Ｖi₀は、乗算器１１３に入力される。乗算器１
１３は、変調率指令Ｍ（０≦Ｍ≦１）と比較器１１２の
出力を乗算し、補償電圧指令値Ｖi^*を出力する。乗算器
１１３から出力された補償電圧指令値Ｖi^*は、比較器１
１７に入力され、補償電圧指令値Ｖi^*の符号を反転した
信号が比較器１１８に入力される。三角波発生器１１４
は、三角波キャリアを発生し、比較器１１７および１１
８に出力する。比較器１１７と１１８では、Ｖi^*および
その反転した信号（−Ｖi^*）を三角波キャリアとそれぞ
れ比較し、１と０のパルス波に変換して出力する。比較
器１１７から出力されたパルス波はゲートドライブ回路
１１６および符号反転器１１５に入力される。また、比
較器１１８から出力されたパルス波は、ゲートドライブ
回路１１６および符号反転器１１９に入力される。符号
反転器１１５および１１９は、入力されたパルス波の符
号を反転して、ゲートドライブ回路１１６に出力する。
ゲートドライブ回路１１６は、入力された各パルス波を
単相交流電源７（インバータ）の各スイッチング素子Ｓ
１〜Ｓ４へのゲート信号として出力する。

【００５４】図９（ａ）にＶi^*と三角波，（ｂ）にＳ
１,（ｃ）にＳ２,（ｄ）にＳ３,（ｅ)にＳ４，（ｆ）に
Ｖiをそれぞれ示す。

【００５５】次に、変調率指令演算器１２の動作につい
て説明する。ここでは、負荷電流ＩＬの検出値に基づい
て、変調率指令Ｍの演算を行う。（数１）より、iconv
は、

【００５６】

【数５】

【００５７】となる。定常状態においては、ＩＬとicon
v の値は平均的に一致しなければならない。ＩＬを完全
な直流とし、iconv を二等辺三角形として近似すると、
iconvの最大値は、ＩＬの値の２倍に等しいことにな
る。iconv は電源周波数の６倍の周波数で変化するか
ら、電源電圧の３０度に相当する期間（電源周期の１／
１２の期間）において、iconv は０から２ＩＬまで変化
することになる。この関係から、ＩＬに対して必要なＶ
iの振幅値Ｖsを導出すると、

【００５８】

【数６】

【００５９】となる。ここで、ｆ０は電源周波数であ
る。単相交流電源７の直流電圧値をVs0とすると、変調
率Ｍは、

【００６０】

【数７】

【００６１】となる。ただし、Ｖs≦Ｖs０である。よっ
て、ＩＬの値に応じて、それに必要な変調率Ｍは、（数
６),（数７）によって演算することができる。

【００６２】以上のように、単相交流電源７にＰＷＭイ
ンバータを用いることにより、単相交流電源７の出力電
圧を負荷電流に応じて変化させることが可能となる。

【００６３】インバータを用いた単相交流電源として、
他の方法も考えられる。ＰＷＭ制御を行わずに、インバ
ータを方形波駆動とし、代りにインバータの直流電源を
可変直流電圧源に置き換えても同様の効果が得られる。
インバータの直流電圧Ｖs０を、（数６）に従って直接
変化させれば、ＰＷＭ制御の必要はなくなる。この場合
は、インバータの電源として、ＤＣチョッパを用いた可
変電圧源が必要になるが、ＰＷＭ制御に伴う高調波成分
が減少するため、電源系統のクリーン化の点でより優れ
た変換器が実現できる。

【００６４】本発明の他の実施例であるサイリスタ変換
装置を図１０を用いて以下に説明する。本実施例は、直
流電力を交流電力に変換する回生用のサイリスタ変換器
と交流電力を直流電力に変換する電動用のサイリスタ変
換器を備えたサイリスタ変換装置である。本実施例の構
成について、主に前述の実施例の構成と異なる箇所につ
いて説明する。

【００６５】サイリスタ変換器４Ａおよび４Ａ′は、サ
イリスタ変換器４および４′と逆極性に並列接続され
る。また１３および１３′は、回生時と電動時の信号を
切り替えるスイッチである。

【００６６】本実施例では、回生時には２つのスイッチ
１３および１３′を「１」側に切り替えておく。この場
合は、図６の実施例と動作が全く同じである。電動時に
おいては、スイッチ１３および１３′を「２」側に切り
替え、サイリスタ変換器４および４′のゲート信号をカ
ットし、これらの変換器の動作を停止させた上で、サイ
リスタ変換器４Ａおよび４Ａ′へゲート信号を加える。

【００６７】図１１は、電動運転時のサイリスタ変換器
４Ａの動作を説明するための等価回路である。回生動作
時の等価回路である図２と異なり、電流iu，iconv ，Ｉ
Ｌの向きが反転している。サイリスタ変換器４Ａの各サ
イリスタは、正側ＵＰ〜ＷＰと負側ＵＮ〜ＷＮの各一対
が、各モード毎に導通する。図１１は、ＵＰとＶＮが導
通の状態を示す。

【００６８】従来のサイリスタ変換器における電動運転
時は、回生動作の時と同様に、電源電圧を利用して転流
を行う。例えば、ＷＰからＵＰに転流する場合、ew＜eu
が成立する位相でＵＰにゲート信号を与え（ＷＰのゲー
トは消滅）、ＵＰをターンオンさせることが必要であ
る。すなわち、ew＝euの位相を基準としてこれよりも遅
い位相でターンオンを行うこととなり、この角度を制御
遅れ角αと呼ぶ。これは回生時の制御進み角βに対応し
ており、この時、交流電流（iu）は電源電圧(eu)より遅
れ位相となり、やはり、電源力率が低下する。

【００６９】本実施例のサイリスタ変換器４Ａの動作を
図１２を用いて説明する。図１２（ａ）は電源電圧eu〜
ew、（ｂ）はサイリスタＵＰ〜ＷＮのゲート信号、
（ｃ）はサイリスタ変換器４Ａの直流出力電流iconv 、
（ｄ）はサイリスタ変換器４Ａの交流入力電流iu、
（ｅ）は単相交流電源７の出力電圧Ｖiを示している。

【００７０】単相交流電源７の電圧Ｖi は、電圧eu〜ew
に対してeu〜ewの交点を周期として与えられる。電動時
のＶi の位相は、回生時の位相（図３）に比べ、１８０
度ずれている。図３と同様に、eu＝０の時点をｔ＝０、
eu＝ewの時点をｔ＝ｔ１とすると、ｔ１よりΔｔ後にサ
イリスタＵＰにゲート信号が与えられる。この時、サイ
リスタＵＰ，ＶＮがターンオンし、これらにより変換器
の直流入力側と交流出力側が結ばれ閉回路が形成され
る。この閉回路における電圧方程式は、（数１）と同様
である。ただし、回生時とは異なり、この時のＶi は負
の値となっているため、電流iuは図１１に示す方向に増
加する。Ｖi の極性が反転した時点で減少し始め、結果
的には回生時と同様に二等辺三角形の波形になる。iu，
iconv の向きを図１１の向きとした時の、各々の電流波
形を（ｃ),（ｄ）に示す。図３と全く同じ電流波形が得
られることがわかる。

【００７１】電動と回生の切り替えは、図１０のスイッ
チ１３および１３′を切り替えることで可能である。ス
イッチ１３によって、使用しない方の変換器への点弧制
御信号をカットし、動作を停止する。また、スイッチ１
３′を用いて、電動時の制御遅れ角αと、回生時の制御
進み角βを切り替えている。電動時は、点弧制御回路
９，補償電圧制御器１１において、−β^* の代りにαを
そのまま用いればよい。尚、通常の力率１運転では、
α，β共に零に設定しておけばよいので、その場合スイ
ッチ１３′は不要になる。

【００７２】また、前述したように、回生時と電動時で
は、補償電圧Ｖi の位相を１８０度変化させる必要があ
る。それには、スイッチ１３，１３′の切り替えと同時
に、単相交流電源７の出力を反転させればよい。しか
し、図１０の構成のままでも、変調率指令演算器から出
力される変調率Ｍを用いることで、Ｖi の位相を反転さ
せることもできる。Ｍは、負荷電流ＩＬの関数として、
（数６),（数７）を用いて演算して求めている。ＩＬの
向きを図１０のように定義しておくと、電動時には、Ｉ
Ｌは負の値になる。よって、そのまま数６，数７に従っ
てＭを計算すると、Ｍは負の値となって、補償電圧制御
器１１に送られる。補償電圧制御器では、乗算器１１３
（図８）においてＶi₀とＭが掛け算されるので、Ｍが負
の値であれば、乗算器の出力Ｖi^*は自然と反転されるこ
とになる。よって、特に電動と回生とを区別しなくて
も、Ｖi の位相は反転されることになる。

【００７３】以上のように、図１０に示す実施例を用い
ることで、電動から回生まで、高力率で運転可能な電力
変換器が実現できる。

【００７４】図１０は、図１のサイリスタ変換器に、電
動用のサイリスタ変換器を逆並列に接続したものである
が、図５の構成のものに対しても、同様にサイリスタ変
換器を逆並列に接続することで、電動動作の可能な電力
変換器が実現できる。

【００７５】以上、これまで説明した本発明によるサイ
リスタ変換装置においては、すべて変圧器２，３を用い
て３０度の位相差の電圧を供給しているが、これらの変
圧器を一つにして、電源側をΔ結線（またはＹ結線）、
サイリスタ変換器側をΔとＹの二つの巻線のものを使用
しても問題はない。また、変圧器は、電源電圧の位相を
３０度ずらすことが目的であるから、一方のサイリスタ
変換器にのみΔ−Ｙ結線の変圧器を使用し、もう一方の
サイリスタ変換器には、変圧器の代りに、変圧器の漏れ
インダクタンス相当のＡＣリアクトルを挿入することで
も同様の効果が得られる。

【００７６】

【発明の効果】以上説明したように、第１の発明によれ
ば、サイリスタ変換器の高力率運転が実現できる。

【００７７】第２の発明によれば、サイリスタ変換器の
高力率運転が実現できると共に、サイリスタ変換器の出
力電流に発生する｛６ｍ±１次、ｍ＝１，３，５，…｝
で表される高調波成分を低減できる。

【００７８】第３の発明によれば、サイリスタ変換器の
高力率運転が実現できると共に、サイリスタ変換器の出
力電流に発生する｛６ｍ±１次、ｍ＝１，３，５，…｝
で表される高調波成分を低減できる。また、サイリスタ
変換器の入力電流に含まれる電流脈動を低減することが
できる。

【００７９】第４の発明によれば、第３の発明の効果に
加えて、サイリスタ変換器の入力電流の脈動を平滑する
ためのコンデンサの容量を低減することができる。

【００８０】第５の発明によれば、サイリスタ変換器の
力率がほぼ１.０ となる。

【００８１】第６の発明によれば、サイリスタ変換器の
力率をより高くできる。

【００８２】第７の発明によれば、サイリスタ変換器の
力率をより高くできる。

【００８３】第８の発明によれば、サイリスタ変換器の
入力電流が変化した場合にも、サイリスタ変換器の力率
を高くできる。

【００８４】第９の発明によれば、簡単な構成で単相交
流電源の出力電圧あるいは電流の振幅を可変にすること
ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の好適な一実施例であるサイリスタ変換
装置の構成図である。

【図２】図１のサイリスタ変換器の等価回路を示す図で
ある。

【図３】図１のサイリスタ変換装置の基本動作波形を示
す図である。

【図４】図１のサイリスタ変換装置における入力，出力
電流波形図である。

【図５】本発明の他の実施例であるサイリスタ変換装置
の構成図である。

【図６】本発明の他の実施例であるサイリスタ変換装置
の構成図である。

【図７】図６のサイリスタ変換装置の動作波形を示す図
である。

【図８】図６に示す補償電圧制御器１１の構成図であ
る。

【図９】図６の補償電圧制御器１１の動作を示す波形で
ある。

【図１０】本発明の他の実施例であるサイリスタ変換装
置の構成図である。

【図１１】図１０のサイリスタ変換器の等価回路を示す
図である。

【図１２】図１０のサイリスタ変換装置の基本動作波形
を示す図である。

【図１３】従来のサイリスタ変換装置の構成図である。

【符号の説明】

１…三相交流電源、２…Δ−Δ結線変圧器、３…Δ−Ｙ
結線変圧器、４，４′，４Ａ，４Ａ′…サイリスタ変換
器、５…平滑コンデンサ、６…負荷装置、７…単相交流
電源。

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直流電力を入力し、交流電力を三相交流電
   源に出力するサイリスタ変換器と、周波数が前記三相交
   流電源の周波数の６倍で、かつ位相が前記三相交流電源
   の位相に実質的に一致する交流電圧および交流電流のい
   ずれか一方を前記サイリスタ変換器の入力端に加える単
   相交流電源を備えたことを特徴とするサイリスタ変換装
   置。
2. 【請求項２】直流電圧を入力し、交流電圧を三相交流電
   源に出力する第１サイリスタ変換器と、入力端が前記第
   １サイリスタ変換器の入力端と直列に接続され、かつ直
   流電圧を入力し、前記三相交流電源に前記交流電圧とは
   位相が３０度ずれた交流電圧を出力する第２サイリスタ
   変換器と、周波数が前記三相交流電源の周波数の６倍
   で、かつ位相が前記三相交流電源の位相に実質的に一致
   する交流電圧および交流電流のいずれか一方を、前記第
   １サイリスタ変換器の入力端および前記第２サイリスタ
   変換器の入力端に加える単相交流電源を備えたことを特
   徴とするサイリスタ変換装置。
3. 【請求項３】直流電圧を入力し、交流電圧を三相交流電
   源に出力する第１サイリスタ変換器と、入力端が前記第
   １サイリスタ変換器の入力端と並列に接続され、かつ直
   流電圧を入力し、前記三相交流電源に前記交流電圧とは
   位相が３０度ずれた交流電圧を出力する第２サイリスタ
   変換器と、周波数が前記三相交流電源の周波数の６倍
   で、かつ位相が前記三相交流電源の位相に実質的に一致
   する交流電圧および交流電流のいずれか一方を、前記第
   １サイリスタ変換器の入力端および前記第２サイリスタ
   変換器の入力端に加える単相交流電源を備えたことを特
   徴とするサイリスタ変換装置。
4. 【請求項４】前記サイリスタ変換器の入力端にコンデン
   サを接続したことを特徴とする請求項３記載のサイリス
   タ変換装置。
5. 【請求項５】前記単相交流電源は、前記第２サイリスタ
   変換器の入力端に加える交流電圧あるいは交流電流とし
   て、前記第１サイリスタ変換器の入力端に加える交流電
   圧あるいは交流電流とは逆位相の交流電圧あるいは交流
   電流を出力することを特徴とする請求項２乃至４のいず
   れかに記載のサイリスタ変換装置。
6. 【請求項６】前記単相交流電源は、前記サイリスタ変換
   器の入力端に加える交流電圧として、方形波の波形を有
   する電圧を出力することを特徴とする請求項１乃至５の
   いずれかに記載のサイリスタ変換装置。
7. 【請求項７】前記単相交流電源は、前記サイリスタ変換
   器の入力端に加える交流電流として、三角波の波形を有
   する電流を出力することを特徴とする請求項１乃至５の
   いずれかに記載のサイリスタ変換装置。
8. 【請求項８】前記単相交流電源は、前記サイリスタ変換
   器の入力端に加える交流電圧あるいは交流電流の振幅
   を、電流検出器によって検出された前記サイリスタ変換
   器の入力電流の検出値に基づいて変化させることを特徴
   とする請求項１乃至７のいずれかに記載のサイリスタ変
   換装置。
9. 【請求項９】前記単相交流電源は、電流検出器によって
   検出された前記サイリスタ変換器の入力電流の検出値に
   基づいてＰＷＭ制御されるインバータであることを特徴
   とする請求項８記載のサイリスタ変換装置。