JP5958494B2 - スイッチング制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流電圧変換器、及び、当該直流電圧変換器が出力する直流電力を変換する電力変換器に対し、スイッチング素子の動作を制御するスイッチング制御装置に関する。

従来、直流電圧変換器、及び、当該直流電圧変換器が出力する直流電力を変換する電力変換器に対し、スイッチング素子の動作を制御するスイッチング制御装置において、スイッチング素子の切替タイミングが重なることによって発生する「サージ電圧の重畳」を回避する技術が知られている。
例えば特許文献１に開示されたスイッチング制御装置は、直流電圧変換器である昇圧コンバータと、電力変換器であるインバータとのスイッチング素子の切替タイミングが重なる場合、インバータの切替タイミングを所定のインバータ遮蔽期間（切替禁止期間）の終了時点に遅らせるように補正する。

特開２０１１−１６０５７０号公報

特許文献１のスイッチング制御装置では、昇圧コンバータが連続してスイッチングする場合、インバータの切替タイミングが大幅に遅れることでインバータの制御性が悪化し、モータジェネレータのトルク変動、すなわち負荷出力の変動が増大するおそれがある。

本発明はこのような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、直流電圧変換器及び電力変換器における重畳サージの発生を回避しつつ、負荷出力の変動を抑制するスイッチング制御装置を提供することにある。

本発明は、直流電圧変換器及び電力変換器を備える負荷駆動システムに適用され、直流電圧変換器のスイッチング素子、及び、電力変換器のスイッチング素子対の切替タイミングを制御するスイッチング制御装置に係る発明である。
ここで、直流電圧変換器は、電気エネルギを蓄積且つ放出可能なリアクトル、及び、リアクトルに接続される少なくとも一つのスイッチング素子を有し、スイッチング素子をオンオフさせることで、直流電源からリアクトルに入力される入力電圧（Ｖｉｎ）を出力電圧（ＶＨ）に変換する。
電力変換器は、高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子からなる複数のスイッチング素子対を有し、対をなすスイッチング素子を交互にオンオフさせることで、直流電圧変換器が出力した直流電力を交流電力に変換して負荷に出力する。

本発明のスイッチング制御装置は、直流電圧変換器制御回路、直流電圧変換器駆動回路、電力変換器制御回路、電力変換器駆動回路、直流電圧変換器切替禁止期間算出手段、及び、直流電圧変換器切替補正手段を備える。
直流電圧変換器制御回路は、直流電圧変換器の出力電圧に対する指令電圧（ＶＨｃｏｍ）に応じて直流電圧変換器の制御量を演算する。
直流電圧変換器駆動回路は、直流電圧変換器制御回路が演算した直流電圧変換器の制御量に従って、直流電圧変換器のスイッチング素子を動作させる。
電力変換器制御回路は、負荷の要求出力に応じて電力変換器の制御量を演算する。
電力変換器駆動回路は、電力変換器制御回路が演算した電力変換器の制御量に従って、電力変換器のスイッチング素子対を動作させる。

直流電圧変換器切替禁止期間算出手段は、「電力変換器を構成する少なくとも一対のスイッチング素子対の切替タイミングである「電力変換器切替タイミング」に先立ち、当該電力変換器切替タイミングに同期した所定期間にわたって直流電圧変換器のスイッチング素子の切替を禁止する期間」である直流電圧変換器切替禁止期間（Ｐｐ）を算出する「直流電圧変換器切替禁止期間算出処理」を実行する。
ここで、「電力変換器切替タイミング」は、時間軸上の「切替時」に限らず、例えば負荷が回転機である場合、電気角軸上の「切替電気角」を含む意味で解釈する。

直流電圧変換器切替補正手段は、直流電圧変換器の少なくとも一つのスイッチング素子の切替タイミングである「直流電圧変換器切替タイミング」が直流電圧変換器切替禁止期間内に入ると予測される場合、当該直流電圧変換器切替タイミングを補正対象の切替タイミング（ｔｓｗ）とし、当該補正対象の切替タイミングを直流電圧変換器切替禁止期間の開始タイミング以前に早めるように補正する「切替タイミング補正処理」を実行する。
ここで、切替禁止期間の幅は、想定されるサージ電圧の大きさや各スイッチング素子の特性ばらつきを考慮し、サージ電圧が各スイッチング素子に影響を及ぼさない程度に減衰する時間を確保するように設定される。

本発明のスイッチング制御装置は、直流電圧変換器と電力変換器とのスイッチング素子の切替タイミングが重なると予測される場合、補正対象の切替タイミングを直流電圧変換器切替禁止期間の外に補正するため、重畳サージの発生を回避することができる。
また本発明では、特許文献１の従来技術のように、主として電力変換器の切替タイミングを補正するのでなく、直流電圧変換器の切替タイミングを補正する。また、切替タイミングを遅らせるように補正するのでなく、切替タイミングを早めるように補正する。
これにより、電力変換器の制御性の悪化による負荷出力の変動、例えばモータジェネレータのトルク変動を抑制することができる。

本発明の直流電圧変換器切替補正手段が直流電圧変換器の補正対象の切替タイミングを早めるように補正する方法として、具体的には例えば以下の方法がある。
１）直流電圧変換器駆動回路がスイッチング周期に対するオン時間又はオフ時間の比率である時比率（デューティ）に基づいて出力電圧を制御するものである場合、直流電圧変換器切替補正手段は、直流電圧変換器制御回路が演算したデューティを補正する。
２）直流電圧変換器駆動回路が、さらに時比率と搬送波（キャリア）とを比較して駆動信号を生成するものである場合、キャリアの周期を変更する。

また、本発明は、補正対象の切替タイミングを「直流電圧変換器切替禁止期間の開始タイミング以前」のいつのタイミングに早めるのが最適であるかの知見を提供する。
例えば、直流電圧変換器の出力電圧又はリアクトル電流に着目し、補正対象の切替タイミングを早めることで出力電圧やリアクトル電流が減少し、電力変換器の制御性が悪化する方向の場合には、補正時間を最短とするため、補正対象の切替タイミングを直流電圧変換器切替禁止期間の開始タイミングに近づけるように補正することが好ましい。

一方、補正対象の切替タイミングを早めることで出力電圧やリアクトル電流が増加する方向であって、補正前の出力電圧やリアクトル電流が電圧閾値又は電流閾値に対して余裕がある場合には、出力電圧やリアクトル電流を閾値に一致させるように、補正対象の切替タイミングを直流電圧変換器切替禁止期間の開始タイミングから遠ざけ、補正時間を最長とするように補正することが好ましい。

また、直流電圧変換器切替補正手段は、切替タイミング補正処理の開始タイミングから補正対象の切替タイミングまでに現れる切替タイミングのうち、補正対象の切替タイミングに加え、補正対象の切替タイミング以前の切替タイミングをさらに補正してもよい。
例えば、スイッチング素子の時比率を徐変させるように補正することで、切替タイミング補正処理に伴う出力の急変を回避することができる。
或いは、半周期以上のスイッチング周期における時比率が補正前と補正後とで同等となるように補正することで、出力電圧の変動を抑制することができる。

また、直流電圧変換器切替補正手段が切替タイミング補正処理を実行する時期は、以下のようにするとよい。
１）なるべく早く実行する場合、直流電圧変換器切替禁止期間を算出する処理が完了した直後に切替タイミング補正処理を開始する。
２）なるべく遅く実行する場合、直流電圧変換器駆動回路へ指令する切替タイミングを設定する直前に切替タイミング補正処理が完了するように、切替タイミング補正処理を開始する。

さらに、直流電圧変換器切替禁止期間算出手段が直流電圧変換器切替禁止期間算出処理を開始する時点、及び、直流電圧変換器切替禁止期間の算出の基準として用いる電力変換器切替タイミングに関して、以下のような選択がある。
１）電力変換器制御回路が電力変換器切替タイミングを算出した時点で直流電圧変換器切替禁止期間算出処理を開始し、電力変換器制御回路によって算出された電力変換器切替タイミングを基準として、直流電圧変換器切替禁止期間を算出する。

２）電力変換器制御回路による電力変換器切替タイミングの算出とは別に、次回以降の電力変換器切替タイミングである「電力変換器予測切替タイミング」を算出し、電力変換器予測切替タイミングを基準として、直流電圧変換器切替禁止期間を算出する。
３）電力変換器を制御するための制御情報が更新された時点で、直流電圧変換器切替禁止期間算出処理を開始する。
上記の２）と３）とを組み合わせてもよい。

本発明の各態様において負荷駆動システムが駆動する負荷が回転機の場合、電力変換器切替タイミングは、時間軸上の切替時に代えて、回転機の電気角軸上の「切替電気角」として定義されてもよい。その場合、直流電圧変換器切替禁止期間算出手段は、電力変換器制御回路によって算出された切替電気角、又は、推定した予測切替電気角のいずれを基準として直流電圧変換器切替禁止期間を算出してもよい。

ところで、直流電圧変換器及び電力変換器のあらゆる動作状況において、切替タイミング補正処理による補正時間が常に算出可能であるとは限らない。例えば、補正時間の演算自体が不能な場合や、算出した補正時間が切替禁止期間に含まれる場合が想定される。
そこで、切替タイミング補正処理において補正対象の切替タイミングに対する補正時間を算出不能である場合、補正対象の切替タイミングが前記直流電圧変換器切替禁止期間外となるように、電力変換器切替タイミングを早める方向に補正するようにしてもよい。
すなわち、本発明の基本的な技術的思想である「直流電圧変換器の切替タイミングを補正」することができない場合には、例外的に電力変換器の切替タイミングを補正することで、重畳サージの発生を回避することができる。

本発明の第１〜第８実施形態によるスイッチング制御装置が適用されるモータジェネレータ駆動システムの全体構成図である。 図１のスイッチング制御装置において、昇圧コンバータの切替タイミングに関する制御構成を示す概略ブロック図である。 昇圧コンバータ切替禁止期間を説明するタイムチャートである。 昇圧コンバータ切替タイミングの補正を説明するタイムチャートである。 本発明の第１実施形態による昇圧コンバータ切替禁止期間算出処理のタイムチャートである。 図５の昇圧コンバータ切替禁止期間算出処理のフローチャートである。 本発明の第２実施形態による昇圧コンバータ切替禁止期間算出処理のタイムチャートである。 図７の昇圧コンバータ切替禁止期間算出処理のフローチャートである。 本発明の第３実施形態による昇圧コンバータ切替禁止期間算出処理のタイムチャートである。 図９の昇圧コンバータ切替禁止期間算出処理のフローチャートである。 本発明の第４実施形態による切替タイミング補正処理のタイムチャートである。 図１１の切替タイミング補正処理のフローチャートである。 本発明の第４実施形態による切替タイミング補正処理のタイムチャートである。 図１３の切替タイミング補正処理のフローチャートである。 本発明の第５実施形態による切替タイミング補正処理のタイムチャートである。 図１５の切替タイミング補正処理のフローチャートである。 本発明の第５実施形態による切替タイミング補正処理のタイムチャートである。 図１７の切替タイミング補正処理のフローチャートである。 本発明の第６実施形態による切替タイミング補正処理のタイムチャートである。 図１９の切替タイミング補正処理のフローチャートである。 本発明の第７実施形態によるキャリア周期変更処理（パターン（Ａ））のタイムチャートである。 本発明の第７実施形態によるキャリア周期変更処理（パターン（Ｂ））のタイムチャートである。 本発明の第７実施形態によるキャリア周期変更処理（パターン（Ｃ））のタイムチャートである。 本発明の第７実施形態によるキャリア周期変更処理（パターン（Ｄ））のタイムチャートである。 図２１〜２４のキャリア周期変更処理のフローチャート（１）である。 図２１〜２４のキャリア周期変更処理のフローチャート（２）である。 図２６のフローチャートのＳ３７、Ｓ３９にてキャリア周期の徐変を説明する図である。 本発明の第８実施形態によるキャリア周期変更処理のタイムチャートでる。 本発明の第８実施形態にてキャリア周期を変更する狙い値を決定するためのマップである。 本発明の第９実施形態によるスイッチング制御装置が適用されるモータジェネレータ駆動システムの全体構成図である。 本発明の第９実施形態による切替タイミング補正処理のタイムチャートである。 本発明の第９実施形態による切替タイミング補正処理のフローチャートである。

以下、本発明によるスイッチング制御装置の実施形態を図面に基づいて説明する。複数の実施形態において、実質的に同一の構成、又はフローチャートにおける実質的に同一のステップには、同一の符号、又は同一のステップ番号を付して説明を省略する。
本発明の実施形態のスイッチング制御装置は、例えば、ハイブリッド自動車や電気自動車の動力源として用いられるモータジェネレータを駆動する駆動システムに適用される。このモータジェネレータ駆動システムは、バッテリの電源電圧を昇圧する昇圧コンバータと、昇圧コンバータが出力した直流電力を交流電力に変換してモータジェネレータに出力するインバータとを含む。

昇圧コンバータ及びインバータは、それぞれスイッチング素子がオンオフ動作することにより駆動される。本発明のスイッチング制御装置は、スイッチング素子のオンオフを切り替える切替タイミングに関し、後述する「重畳サージ」を回避するため、切替タイミングを、原則として、昇圧コンバータの切替タイミングを早める方向に補正することを特徴とする。
以下の第１〜第８実施形態では、原則通り、昇圧コンバータの切替タイミングを早める方向に補正する実施形態について説明する。また、第９実施形態では、例外的に、インバータの切替タイミングを早める方向に補正する場合を含む実施形態について説明する。
なお、明細書中で「本実施形態」という場合、第１〜第９実施形態に共通の事項について述べる。

＜昇圧コンバータの切替タイミングを補正する形態＞
第１〜第８実施形態のスイッチング制御装置に共通の構成及び作用について、図１〜図４を参照して説明する。
図１に示すように、「負荷駆動システム」としてのモータジェネレータ駆動システム１は、「直流電源」としてのバッテリ１５、「直流電圧変換器」としての昇圧コンバータ２０、「電力変換器」としてのインバータ３０、「負荷」としてのモータジェネレータ４（図中「ＭＧ」と示す）、及び、スイッチング制御装置５０等を含む。

まず、昇圧コンバータ２０及びインバータ３０以外のシステム構成について説明する。
バッテリ１５は、例えばニッケル水素またはリチウムイオン等の充放電可能な蓄電装置によって構成される直流電源である。この他、電気二重層キャパシタ等を直流電源として用いてもよい。

モータジェネレータ４は、例えば永久磁石式同期型の三相交流電動機である。モータジェネレータ４は、ハイブリッド自動車や電気自動車に搭載され、力行動作により変速機等を介して駆動輪を駆動するトルクを発生する狭義の電動機としての機能、及び、エンジンや駆動輪から伝達されるトルクによる回生動作によって発電する発電機としての機能を兼ね備える。

モータジェネレータ４のロータ近傍に設けられる回転角センサ４５は、例えばレゾルバやロータリエンコーダで構成され、電気角θを検出する。回転角センサ４５が検出した電気角θはスイッチング制御装置５０に入力され、電流ベクトル制御のｄｑ変換等の演算に用いられる。また、電気角θが時間微分され、電気角速度ωが算出される。電気角速度ωの算出は、スイッチング制御装置５０の内部で行われてもよく、外部で行われてもよい。

次に、昇圧コンバータ２０の構成について説明する。昇圧コンバータ２０は、リアクトル２１、昇圧駆動部２２、平滑コンデンサ２５等を備える。
リアクトル２１は、インダクタンスＬを有しており、電流ＩＬの変化に伴って誘起電圧が発生し、電気エネルギが蓄積される。

昇圧駆動部２２は、リアクトル２１の出力端とインバータ３０の高電位ラインとの間に接続された高電位側スイッチング素子２３、及び、リアクトル２１の出力端とバッテリ１５の負極との間に接続された低電位側スイッチング素子２４から構成されている。高電位側スイッチング素子２３を「上アームのスイッチング素子」、低電位側スイッチング素子２４を「下アームのスイッチング素子」ともいう。

上下アームのスイッチング素子２３、２４は、昇圧コンバータ駆動回路５４からのコンバータ駆動信号Ｓｃ（図３参照）に従って、交互に、かつ相補的にオンオフ動作する。
このように本実施形態の昇圧駆動部２２は、「スイッチング素子対」として構成されている。ただし、本発明の他の実施形態の昇圧駆動部は、対をなさない一つ以上のスイッチング素子で構成されてもよい。

高電位側スイッチング素子２３がオフで低電位側スイッチング素子２４がオンのとき、リアクトル２１にリアクトル電流ＩＬが流れることにより、エネルギが蓄積される。
高電位側スイッチング素子２３がオンで低電位側スイッチング素子２４がオフのとき、リアクトル２１に蓄積されたエネルギが放出されることにより、バッテリ入力電圧Ｖｉｎに誘起電圧が重畳され昇圧された出力電圧ＶＨが平滑コンデンサ２５に充電される。

インバータ３０は、ブリッジ接続された高電位側スイッチング素子３１、３２、３３、及び低電位側スイッチング素子３４、３５、３６からなる３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のスイッチング素子対を有している。昇圧コンバータ２０と同様に、高電位側スイッチング素子３１、３２、３３を「上アームのスイッチング素子」、低電位側スイッチング素子３４、３５、３６を「下アームのスイッチング素子」ともいう。「上下アームのスイッチング素子」は、特許請求の範囲に記載の「対をなすスイッチング素子」に相当する。
各相の上下アームのスイッチング素子３１〜３６は、インバータ駆動回路６４からのインバータ駆動信号Ｓｉ（図３参照）に従って、交互に、かつ相補的にオンオフ動作する。

インバータ３０は、昇圧コンバータ２０がバッテリ入力電圧Ｖｉｎから昇圧した出力電圧ＶＨの直流電力が入力される。各相の上下アームのスイッチング素子がオンオフ動作することにより、直流電力ＶＨを三相交流電力Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換してモータジェネレータ４に供給する。

次に、スイッチング制御装置５０の構成について、図１、図２を参照して説明する。
スイッチング制御装置５０は、マイコン等により構成され、内部にはいずれも図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、及び、これらの構成を接続するバスライン等を備えている。スイッチング制御装置５０は、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理による制御を実行する。
スイッチング制御装置５０には、上位の車両制御回路等から指令されたモータジェネレータ４に対する指令トルクｔｒｑ^*、モータジェネレータ４の電気角θ及び電気角速度ωが入力される。なお、電気角速度ω［ｒａｄ／ｓ］は、スイッチング制御装置５０内部で算出されてもよく、さらに回転数Ｎ［ｒｐｍ］に換算されてもよい。

スイッチング制御装置５０は、基本的な構成として、昇圧コンバータ２０に対する制御回路５１及び駆動回路５４、並びに、インバータ３０に対する制御回路６１及び駆動回路６４を有している。昇圧コンバータ制御回路５１及び昇圧コンバータ駆動回路５４は、特許請求の範囲に記載の「直流電圧変換器制御回路」及び「直流電圧変換器駆動回路」に相当し、インバータ制御回路６１及びインバータ駆動回路６４は、特許請求の範囲に記載の「電力変換器制御回路」及び「電力変換器駆動回路」に相当する。
また、スイッチング制御装置５０は、「直流電圧変換器切替禁止期間算出手段」としての昇圧コンバータ切替禁止期間算出手段５２、及び、「直流電圧変換器切替補正手段」としての昇圧コンバータ切替補正手段５３を有している。

昇圧コンバータ制御回路５１は、昇圧コンバータ２０の出力電圧ＶＨに対する指令電圧ＶＨｃｏｍに基づき、昇圧コンバータ２０の制御量を演算する。昇圧コンバータ駆動回路５４は、昇圧コンバータ制御回路５１が演算した昇圧コンバータ２０の制御量に基づいて駆動信号Ｓｃを生成し、昇圧駆動部２２の上下アームのスイッチング素子２３、２４を交互にオンオフ動作させる。

本実施形態の昇圧コンバータ制御回路５１は、昇圧コンバータ２０制御量としてスイッチング周期に対するオンオフ時間比率であるデューティ（時比率）を演算する。昇圧コンバータ駆動回路５４は、デューティと三角波のキャリアとを比較して、ＰＷＭ信号を生成する。以下、本明細書では、高電位側スイッチング素子２３のスイッチング周期に対するオン時間比率（オンデューティ）の指令値を「ｄｕｔｙ」と定義する。デッドタイムを無視すれば、低電位側スイッチング素子２４のオンデューティは、高電位側スイッチング素子２３のオフデューティに一致し、「１−ｄｕｔｙ」に相当する。
なお、「ｄｕｔｙ」は一般に［％］単位で用いられる場合もあるが、本明細書では数式の都合上、ｄｕｔｙを「０以上１以下の無次元数」として定義する。

インバータ制御回路６１は、モータジェネレータ４に対する指令トルクｔｒｑ^*に基づき、インバータ３０の制御量を演算する。インバータ駆動回路６４は、インバータ制御回路６１が演算したインバータ３０の制御量に基づいて駆動信号Ｓｉを生成し、各相の上下アームのスイッチング素子３１〜３６を交互にオンオフ動作させる。

本実施形態のインバータ制御回路６１は、インバータ３０の制御量として各相の相電圧指令値から各相デューティを演算する。インバータ駆動回路６４は、各相デューティと三角波のキャリアとを比較して、ＰＷＭ信号を生成する。
以下、本明細書では、各相の高電位側スイッチング素子３１、３２、３３のオンデューティの指令値を「ｄｕｔｙ」と定義する。デッドタイムを無視すれば、各相の低電位側スイッチング素子３４、３５、３６のオンデューティは、対応する高電位側スイッチング素子のｄｕｔｙに対して「１−ｄｕｔｙ」に相当する。

したがって、昇圧コンバータ２０、インバータ３０共に、「ｄｕｔｙ」と英文字で記載する場合、「高電位側スイッチング素子のオンデューティ指令値」を意味する。また、特に区別するとき、昇圧コンバータ２０のｄｕｔｙを「ＣＮＶ−ｄｕｔｙ」と記し、インバータ３０のいずれかの相のｄｕｔｙを「ＩＮＶ−ｄｕｔｙ」と記す。明細書の文脈から、どちらのｄｕｔｙを示しているか自明な場合、単に「ｄｕｔｙ」と記す。

図２の左側に、昇圧コンバータ制御回路５１の一般的な構成を示す。昇圧コンバータ制御回路５１は、指令電圧生成部５１１、フィードバック演算部５１２、フィードフォワード演算部５１３を有している。
指令電圧生成部５１１は、指令トルクｔｒｑ^*及び電気角速度ωに基づいて指令電圧ＶＨｃｏｍを演算する。フィードバック演算部５１２は、指令電圧ＶＨｃｏｍと出力電圧ＶＨとの偏差をゼロに収束させるように、ＰＩ演算により、ｄｕｔｙのフィードバック項ｄｆｂを演算する。フィードフォワード演算部５１３は、ｄｕｔｙのフィードフォワード項ｄｆｆを演算する。昇圧コンバータ制御回路５１は、フィードバック項ｄｆｂとフィードフォワード項ｄｆｆとを加算したｄｕｔｙを出力する。

また、インバータ制御回路６１は、一般に、ｄｑ軸電流ベクトルを用い指令電流と実電流との電流偏差をゼロに収束させるように制御する電流フィードバック制御方式や、指令トルクと実トルクとのトルク偏差をゼロに収束させるように制御するトルクフィードバック制御方式等を用いる構成が知られている。これらの制御方式では、各相の相電圧指令値に基づいて演算された各相ｄｕｔｙが出力される。このようなインバータ制御回路６１の構成は周知技術であるので、詳細な説明を省略する。

次に、昇圧コンバータ切替禁止期間算出手段５２及び昇圧コンバータ切替補正手段５３の役割について、図３のタイムチャートを参照して説明する。
図３のタイムチャートは、インバータ３０のいずれかの相の高電位側スイッチング素子の駆動信号Ｓｉと、昇圧コンバータ２０の高電位側スイッチング素子２３の駆動信号Ｓｃとの関係を示す。詳しくは、図の上から順に、インバータキャリアＣｉ、インバータ駆動信号Ｓｉ、コンバータキャリアＣｃ及びコンバータ駆動信号Ｓｃを示している。

記号の添え字「ｉ」はインバータを示し、「ｃ」は昇圧コンバータを示す。以下、「昇圧コンバータ」を適宜「コンバータ」と省略する。また、「昇圧コンバータ２０のスイッチング素子の切替タイミング」を「昇圧コンバータの切替タイミング」、「インバータ３０のいずれかの相のスイッチング素子の切替タイミング」を「インバータの切替タイミング」というように省略する。

駆動信号Ｓｉ、Ｓｃがオンであるとは、高電位側スイッチング素子がオンであり、低電位側スイッチング素子がオフであることを示し、駆動信号Ｓｉ、Ｓｃがオフであるとは、高電位側スイッチング素子がオフであり、低電位側スイッチング素子がオンであることを示す。つまり、デッドタイムを無視することを前提として、駆動信号Ｓｉ、Ｓｃは、対をなす「スイッチング素子対」の動作状態を表している。

また、以下のタイムチャートでは、「ｄｕｔｙがキャリアＣｉ、Ｃｃを上回ったとき、駆動信号Ｓｉ、Ｓｃがオン」となり、「ｄｕｔｙがキャリアＣｉ、Ｃｃを下回ったとき、駆動信号Ｓｉ、Ｓｃがオフ」となるように定義する。したがって駆動信号Ｓｉ、Ｓｃは、キャリアＣｉ、Ｃｃが山から谷に下降する間にオフからオンに立ち上がり、キャリアＣｉ、Ｃｃが谷から山に上昇する間にオンからオフに立ち下がる。例えば、図３のｔｃ１とｔｃ２との間で、昇圧コンバータ２０の駆動信号Ｓｃは、立ち上がっている。
以上の図３についての注意事項は、以下のタイムチャートについても同様とする。

図３に示すように、インバータ制御回路６１及び昇圧コンバータ制御回路５１は、各キャリアＣｉ、Ｃｃの山谷毎に最新の制御情報を取得し、制御演算を行い、次回ｄｕｔｙを決定する。図３では、インバータキャリアＣｉの谷のタイミングｔｉ０でインバータ制御演算が開始され、コンバータキャリアＣｃの谷のタイミングｔｃ０でコンバータ制御演算が開始されている。決定した次回ｄｕｔｙは、インバータ駆動回路６４及び昇圧コンバータ駆動回路５４に設定され、次回の各キャリアＣｉ、Ｃｃの山谷で反映される。また、インバータ制御回路６１と昇圧コンバータ制御回路５１とは独立して動作する。

ところで、スイッチング素子がスイッチング動作するとき、電流が急増又は急減することにより、サージ電圧（Ｖ＝−Ｌ×ｄＩ／ｄｔ）が発生する。複数のスイッチング素子の切替タイミングが近接すると、サージ電圧が重畳して大きくなる「重畳サージ」の現象が発生する。この重畳サージがスイッチング素子の耐圧を超えると、スイッチング素子が破壊されるおそれがある。

図３において、駆動信号の複数回の切替タイミングのうち、インバータ駆動信号Ｓｉの立上がりとコンバータ駆動信号Ｓｃの立上がりとが重なっている切替タイミングを「ｔｓｗ」とし、切替タイミングｔｓｗの前後に回避期間δを含む期間を、一点鎖線の枠で示す「昇圧コンバータ切替禁止期間（適宜、「切替禁止期間」と省略する）Ｐｐ」とする。
回避期間δは、想定されるサージ電圧の大きさや各スイッチング素子の特性ばらつきを考慮し、サージ電圧が各スイッチング素子に影響を及ぼさない程度に減衰する時間を確保するように設定される。そして、昇圧コンバータの切替タイミングが切替禁止期間Ｐｐ内に入ると予測される場合、予め切替タイミングｔｓｗを切替禁止期間Ｐｐの外に補正することが求められる。

従来、インバータにおいて各相間のスイッチング素子の切替タイミングの重なりを回避する技術（特許第４４２８３８６号公報）や、昇圧コンバータとインバータとの間でのスイッチング素子の切替タイミングの重なりを回避する技術（特許文献１：特開２０１１−１６０５７０号公報）が知られている。

これらの従来技術の思想を引き継ぎ、第１〜第８実施形態のスイッチング制御装置５０の昇圧コンバータ切替禁止期間算出手段５２は、インバータ３０を構成するいずれかの相のスイッチング素子対の切替タイミングに先立ち、当該切替タイミングに同期した所定期間にわたって昇圧コンバータ２０のスイッチング素子２３、２４の切替を禁止する切替禁止期間Ｐｐを算出する。

例えば、後述の第１実施形態のように、インバータキャリアＣｉの谷のタイミングｔｉ０に次回のＩＮＶ−ｄｕｔｙが制御演算されると、制御演算完了時ｔｉ^*から、確定したＩＮＶ−ｄｕｔｙに基づいて切替禁止期間Ｐｐを算出する。
また、昇圧コンバータ切替補正手段５３は、昇圧コンバータ２０の切替タイミングが切替禁止期間Ｐｐ内に入ると予測される場合、昇圧コンバータ２０の切替タイミングを「補正対象の切替タイミングｔｓｗ」とし、補正処理を実行する。

しかしながら、本発明の第１〜第８実施形態のスイッチング制御装置５０は、以下の点で特許文献１の従来技術と異なる。
特許文献１の従来技術は、インバータの切替タイミングを所定の切替禁止期間の終了タイミングに遅らせるように補正するものであり、昇圧コンバータが連続してスイッチングする場合、インバータの切替タイミングが大幅に遅れることでインバータの制御性が悪化し、モータジェネレータ４のトルク変動が増大するおそれがある。
それに対し、本発明の第１〜第８実施形態のスイッチング制御装置５０の昇圧コンバータ切替補正手段５３は、昇圧コンバータの切替タイミングｔｓｗを、切替禁止期間の開始タイミングｔｐａ以前に早めるように補正することを特徴とする。

すなわち、本発明の第１〜第８実施形態のスイッチング制御装置５０は、特許文献１の従来技術のように、主としてインバータ３０の切替タイミングを補正するのでなく、昇圧コンバータ２０の切替タイミングを補正する。また、切替タイミングを遅らせるように補正するのでなく、切替タイミングを早めるように補正する。これにより、インバータの制御性の悪化によるモータジェネレータ４のトルク変動を抑制することを目的とする。

補足すると、図２の右側に示すように、昇圧コンバータ切替補正手段５３は、昇圧コンバータ切替禁止期間算出手段５２からの切替禁止期間Ｐｐの他、指令電圧ＶＨｃｏｍ、出力電圧ＶＨ、リアクトル電流ＩＬ等の各種情報が入力され、以下の２通りの方法で、昇圧コンバータの切替タイミングを補正する。
１）昇圧コンバータ制御回路５１から出力されたｄｕｔｙを補正する。
２）コンバータキャリアＣｃの周期を変更する。

ｄｕｔｙを補正する場合（後述する第４〜第６実施形態に対応）、昇圧コンバータ切替補正手段５３から昇圧コンバータ駆動回路５４に対し、補正前のｄｕｔｙがそのまま出力される場合もあり、補正後のｄｕｔｙ＿Ａが出力される場合もある。昇圧コンバータ駆動回路５４は、ｄｕｔｙ（ｄｕｔｙ＿Ａ）とキャリアＣｃとを比較し、駆動信号Ｓｃ（ＳｃＡ）を昇圧駆動部２２に出力する。

ここで、ｄｕｔｙの補正による昇圧コンバータの切替タイミングの補正について、図４を参照する。図４は、図３において昇圧コンバータ２０のキャリアＣｃ及び駆動信号Ｓｃに着目した図である。
図４に示す補正処理期間Ｐｃｏｍｐにおいて、次回の駆動信号Ｓｃの立上がりタイミングは、切替禁止期間Ｐｐに入ると予測され、補正対象の切替タイミングｔｓｗとされる。

そして、補正前のｄｕｔｙを増加させてｄｕｔｙ＿Ａに変更することで、切替タイミングｔｓｗは切替禁止期間Ｐｐ以前のタイミングｔｓＡに早められる。このように補正された駆動信号をＳｃＡと表す。また、この補正による補正時間を「ΔＡ」と表す。補正時間ΔＡは、時間軸上の前の時刻から後の時刻を引くことによって定義され、負の値となる。

ここで、後述する「切替タイミング補正処理」に関する事項ではあるが、図４を参照したついでに、補正処理開始タイミングｔｃ^*について説明する。
切替タイミング補正処理は、切替禁止期間Ｐｐが更新された時刻ｔｐｐから、補正対象の切替タイミングｔｓｗ直前のキャリアＣｃの折り返し点のタイミングｔｃ１までの補正処理期間Ｐｃｏｍｐ中に実行可能である。言い換えれば、切替タイミング補正処理は、補正処理期間Ｐｃｏｍｐ中のどの時期に実行してもよい。

例えば、「Ｉ」のように、切替禁止期間Ｐｐが更新された時刻ｔｐｐ直後に「なるべく早く」切替タイミング補正処理を開始することで、余裕を持って補正処理を実行することができる。
また、「ＩＩ」のように、補正後の切替タイミングｔｓＡを昇圧コンバータ駆動回路５４へ設定するタイミングｔｃ１の直前に処理が終了するように、「なるべく遅く」切替タイミング補正処理を実行することで、最新の情報を出力することができる。

一方、コンバータキャリアＣｃの周期Ｔｃを変更する場合（後述する第７、第８実施形態に対応）、昇圧コンバータ切替補正手段５３から昇圧コンバータ駆動回路５４に対し、変更されたキャリア周期が出力される。昇圧コンバータ制御回路５１から出力されたｄｕｔｙが変更後のキャリアＣｃと比較されることで、昇圧コンバータの切替タイミングが補正される。

以下、第１〜第８実施形態のスイッチング制御装置５０が実行する処理について、昇圧コンバータ切替禁止期間算出手段５２による「切替禁止期間算出処理」、及び、昇圧コンバータ切替補正手段５３による「切替タイミング補正処理」に分けて説明する。第１〜第３実施形態は「切替禁止期間算出処理」についての実施形態であり、第４〜第８実施形態は「切替タイミング補正処理」についての実施形態である。

＜切替禁止期間算出処理＞
（第１実施形態）
本発明の第１実施形態による昇圧コンバータ切替禁止期間算出処理について、図５のタイムチャート、及び図６のフローチャートを参照して説明する。
図５に示すように、インバータ制御回路６１は、インバータ制御演算を制御演算基準時ｔｉ０に開始、完了時ｔｉ^*に完了し、次回のインバータｄｕｔｙが確定する。そして、制御演算完了時ｔｉ^*の次のインバータキャリアＣｉの山又は谷の「折り返し点」のタイミングｔｉ１から、その次の折り返し点のタイミングｔｉ２までの区間において、インバータｄｕｔｙとインバータキャリアＣｉとを比較することで次回インバータ切替タイミングｔｓｗが算出される。

制御演算基準時ｔｉ０から次回インバータ切替タイミングｔｓｗまでの時間Ｓを算出する算出式は、制御演算完了時ｔｉ^*においてインバータキャリアＣｉが谷から山に上昇しているか、又は、山から谷に下降しているかによって異なる。
図５（ａ）に示すように、制御演算基準時ｔｉ０がキャリアＣｉの谷、タイミングｔｉ１がキャリアＣｉの山に相当する場合、次回インバータ切替タイミングｔｓｗまでの時間Ｓは、式（１．１）により算出される。
Ｓ＝Ｔｉ−次回ｄｕｔｙ×（Ｔｉ／２） ・・・（１．１）

図５（ｂ）に示すように、制御演算基準時ｔｉ０がキャリアＣｉの山、タイミングｔｉ１がキャリアＣｉの谷に相当する場合、次回インバータ切替タイミングｔｓｗまでの時間Ｓは、式（１．２）により算出される。
Ｓ＝（Ｔｉ／２）＋次回ｄｕｔｙ×（Ｔｉ／２） ・・・（１．２）

こうして次回インバータ切替タイミングｔｓｗが算出されると、昇圧コンバータ切替禁止期間算出手段５２は、切替禁止期間算出処理を開始する。
次に図６を参照する。以下のフローチャートの説明で、記号「Ｓ」はステップを意味する。
Ｓ０５では、制御演算完了時ｔｉ^*にインバータ制御演算が完了する。
Ｓ０６では、制御演算完了時ｔｉ^*におけるインバータキャリアＣｉの変化方向を判断し、谷から山に上昇している場合（Ｓ０６：ＹＥＳ）、Ｓ０７で式（１．１）により時間Ｓを算出し、山から谷に下降している場合（Ｓ０６：ＮＯ）、Ｓ０８で式（１．２）により時間Ｓを算出することで、次回インバータ切替タイミングｔｓｗを算出する。
Ｓ０９では、次回インバータ切替タイミングｔｓｗに回避期間δを加減算し、昇圧コンバータ切替禁止期間Ｐｐを算出する。

このように第１実施形態では、インバータ制御回路６１によりインバータ切替タイミングが算出された時点で切替禁止期間算出処理を開始し、処理によって算出されたインバータ切替タイミングを基準として切替禁止期間Ｐｐを算出する。すなわち、確定した情報に基づいて算出するため、切替禁止期間Ｐｐの算出精度が向上する。

（第２実施形態）
本発明の第２実施形態による昇圧コンバータ切替禁止期間算出処理について、図７のタイムチャート、及び図８のフローチャートを参照して説明する。第２実施形態では、インバータ制御演算に用いられる制御情報である電気角θが更新された時点で切替禁止期間算出処理を開始する。この切替禁止期間算出処理で、昇圧コンバータ切替禁止期間算出手段５２が次回のインバータ切替タイミングを推定し、推定した「次回のインバータ予測切替タイミング」を基準として、昇圧コンバータ切替禁止期間Ｐｐを算出する。

図７に示すように、回転角センサ４５による電気角θの検出値は、更新タイミングｔθにおいて更新される。電気角θの情報は、「インバータ制御回路６１の制御情報」としてインバータ制御演算に用いられる。図５と同様に、インバータ制御演算は、制御演算基準時ｔｉ０に開始、完了時ｔｉ^*に完了し、次回のインバータｄｕｔｙが演算される。

このインバータ制御回路６１によるインバータ制御演算とは別に、昇圧コンバータ切替禁止期間算出手段５２は、更新タイミングｔθ後に、電気角θの情報に基づいて次回のインバータｄｕｔｙ（ＩＮＶ−ｄｕｔｙ＿ｅｓｔ）を独自に推定する。ここで、更新タイミングｔθから制御演算基準時ｔｉ０までの時間を「推定時間Ｔｅｓｔ」とする。
そして、インバータキャリアＣｉ及びｄｕｔｙ推定値（ＩＮＶ−ｄｕｔｙ＿ｅｓｔ）に基づく「次回のインバータ予測切替タイミングｔｓｗ＿ｅｓｔ」を基準として、昇圧コンバータ切替禁止期間Ｐｐを算出する。

続いて、図８を参照する。
Ｓ０１にて更新タイミングｔθにおいて電気角θが更新された時点で、切替禁止期間算出処理が開始される。
Ｓ０２では、式（２．１）、式（２．２）により、制御演算基準時ｔｉ０における推定電圧振幅、及び、推定電気角を算出する。ここで、制御変動分、電圧振幅外乱影響分及び電気角外乱影響分は予め計測しておく。また、電気１周期は、モータジェネレータ４の回転数及び極対数から算出可能である。

推定電圧振幅＝更新時電圧振幅＋制御変動分＋電圧振幅外乱影響分
・・・（２．１）
推定電気角 ＝更新時電気角＋３６０°×（推定時間Ｔｅｓｔ／電気１周期）
＋電気角外乱影響分 ・・・（２．２）

Ｓ０３では、推定電圧振幅及び推定電気角に基づく周知の２相３相変換（逆ｄｑ変換）により、各相の推定インバータｄｕｔｙを算出する。
Ｓ０４では、各相の推定インバータｄｕｔｙを「次回インバータｄｕｔｙ」とする。
Ｓ０６〜Ｓ０９では、次回のインバータ予測切替タイミングｔｓｗ＿ｅｓｔを基準として、昇圧コンバータ切替禁止期間Ｐｐを算出する。処理の流れは、第１実施形態の図６と同様である。

このように第２実施形態では、インバータ制御回路６１によるインバータ制御演算とは別に、昇圧コンバータ切替禁止期間算出手段５２が電気角θの更新情報に基づいて独自にインバータｄｕｔｙを推定し、さらに、推定インバータｄｕｔｙに基づいて昇圧コンバータ切替禁止期間Ｐｐを算出する。したがって、インバータ制御演算が完了した後、確定したインバータｄｕｔｙに基づいて切替禁止期間算出処理を実行する第１実施形態よりも、早い時期に昇圧コンバータ切替禁止期間Ｐｐを算出することができる。

なお、インバータｄｕｔｙの推定演算は、図７に示すように制御演算基準時ｔｉ０の前に実行する例に限らず、制御演算基準時ｔｉ０以後、インバータ制御回路６１によるインバータ制御演算が実行されている間に併行して実行するようにしてもよい。
また、「インバータの制御情報である電気角θが更新された時点で切替禁止期間算出処理を開始すること」と、「次回のインバータ予測切替タイミングを基準として、昇圧コンバータ切替禁止期間Ｐｐを算出すること」とは、それぞれ独立した制御である。したがって、これらの一方の制御のみを採用してもよい。

（第３実施形態）
本発明の第３実施形態による昇圧コンバータ切替禁止期間算出処理について、図９のタイムチャート、及び図１０のフローチャートを参照して説明する。第１、第２実施形態ではインバータ切替タイミングを時間（ｔ）軸上の「切替時点」として定義するのに対し、第３実施形態では、インバータ３０の「負荷」が回転機であることを前提として、インバータ切替タイミングを電気角（θ）軸上の「切替電気角」として定義する。

つまり、本明細書で用いる「インバータ切替タイミング」について、狭義の「切替タイミング」は時間軸上の切替時点を意味し、広義の「切替タイミング」は、電気角軸上の切替電気角を含む「切替点」を意味する。特許請求の範囲に記載の「電力変換器を構成する少なくとも一対のスイッチング素子対の切替タイミング」は、広義の「切替タイミング」の意味で解釈する。

図９に示すように、モータジェネレータ４の電気角θは、モータジェネレータ４の回転に伴い、電気角θ軸上を０［ｄｅｇ］から３６０［ｄｅｇ］へ増加する。インバータ制御回路６１は、現在ｔθにおいて、次回切替電気角θｓｗを設定するとともに、電気角θを更新し「現在電気角θ０」とする。次回切替電気角θｓｗは時間ｔ軸上のインバータ切替タイミングｔｓｗに換算される。
昇圧コンバータ切替禁止期間算出手段５２は、インバータ切替タイミングｔｓｗを基準として昇圧コンバータ切替禁止期間Ｐｐを算出する。

続いて、図１０を参照する。
Ｓ０１Ｅでは、現在ｔθにおいて、次回切替電気角θｓｗを設定するとともに、電気角θを更新し「現在電気角θ０」とする。
Ｓ０７Ｅでは、式（３）により、電気角θ軸上の「次回切替電気角」を時間軸上の「次回インバータ切替タイミング」に換算する。

次回インバータ切替タイミングｔｓｗ
＝（次回切替電気角θｓｗ−現在電気角θ０＋電気角外乱影響分）／３６０°
×電気１周期Ｔｅ ・・・（３）
Ｓ０９では、図６と同様に、昇圧コンバータ切替禁止期間Ｐｐを算出する。

第３実施形態は、例えば位相制御によってモータジェネレータ４を駆動する場合等に、電気角情報を直接的に用いることができる。
以下の切替タイミング補正処理に係る各実施形態で時間軸の切替タイミングを用いて説明しているいずれの例においても、切替タイミングを切替電気角に置き換え可能である。

＜切替タイミング補正処理＞
（第４実施形態）
次に、本発明の第４実施形態による切替タイミング補正処理について、図１１、１３のタイムチャート、及び、図１２、１４のフローチャートを参照して説明する。第１実施形態では、出力電圧ＶＨに基づいて、補正対象の切替タイミングｔｓｗについての最適な補正時間ΔＡを算出する。図１１、１２の例は補正時間ΔＡの絶対値を最短とする場合、図１３、１４の例は補正時間ΔＡの絶対値を最長とする場合を示す。

図１１、１３に示すように、比較的短周期では、駆動信号Ｓｃがオン、すなわち高電位側スイッチング素子２３がオンの期間Ｔｏｎ中、出力電圧ＶＨは徐々に増加する。また、駆動信号Ｓｃがオフ、すなわち高電位側スイッチング素子２３がオフの期間Ｔｏｆｆ中、出力電圧ＶＨは徐々に減少する。駆動信号Ｓｃがオフからオンに転換する立上がり時には、出力電圧ＶＨは極小値Ｖ１となり、駆動信号Ｓｃがオンからオフに転換する立下がり時には、出力電圧ＶＨは極大値Ｖ２となる。

出力電圧ＶＨの増加時（図１３のｔｓｖ１〜ｔｓｖ２）の傾き（＞０）は式（４．１）で、減少時（図１３のｔｓｖ２〜ｔｓｗ）の傾き（＜０）は式（４．２）で表される。
出力電圧ＶＨ増加時の傾き＝（Ｖ２−Ｖ１）／Ｔｏｎ ・・・（４．１）
出力電圧ＶＨ減少時の傾き＝（Ｖ１−Ｖ２）／Ｔｏｆｆ ・・・（４．２）
記号Ｔｏｎ、Ｔｏｆｆは、以下の通りである。
Ｔｏｎ［ｓ］：高電位側スイッチング素子２３のオン時間（＝低電位側スイッチング素子２４のオフ時間）
Ｔｏｆｆ［ｓ］：高電位側スイッチング素子２３のオフ時間（＝低電位側スイッチング素子２４のオン時間）

図１１に示す例では、補正対象の切替タイミングｔｓｗ後のタイミングｔｃ１におけるコンバータキャリアＣｃが谷であり、キャリアＣｃが谷から山へ上昇する間に現れる立下がりタイミングが補正対象の切替タイミングｔｓｗとなっている。
この場合、補正後の指令電圧ＶＨｃｏｍ’を補正前の電圧Ｖ２よりも小さい値に設定することで、補正対象の切替タイミングｔｓｗを早めることができる。

ただし、補正前の電圧Ｖ２から指令電圧ＶＨｃｏｍ’への低下分は、「インバータの制御性悪化見込分」となるため、指令電圧ＶＨｃｏｍを必要以上下げないようにすることが望ましい。そこで、補正前のｄｕｔｙをｄｕｔｙ＿Ａに下げることで、補正対象の切替タイミングｔｓｗを切替禁止期間Ｐｐの開始タイミングｔｐａに近づけるように、補正後の指令電圧ＶＨｃｏｍ’を設定する。

次に、図１２のフローチャートを参照する。補正処理開始タイミングｔｃ^*にて補正処理が開始される（Ｓ１０）と、Ｓ１１では、昇圧コンバータの切替タイミングが切替禁止期間Ｐｐ内に入ると予測されるか否か判断する。Ｓ１１でＹＥＳの場合、Ｓ１３Ａにて、式（４．３）により補正時間ΔＡ（＜０）を算出する。
補正時間ΔＡ＝（ＶＨｃｏｍ’−Ｖ２）×Ｔｏｎ／（Ｖ２−Ｖ１）・・・（４．３）
Ｓ１５では、算出された補正時間ΔＡに基づき、昇圧コンバータの切替タイミングｔｓｗを切替禁止期間Ｐｐの開始タイミングｔｐａ以前のタイミングｔｓＡに補正する。これにより、インバータ３０の制御性の低下を最小限に抑制しつつ、重畳サージの発生を回避することができる。

図１３に示す例では、補正後のタイミングｔｃ１におけるコンバータキャリアＣｃが山であり、キャリアＣｃが山から谷へ下降する間に現れる立上がりタイミングが補正対象の切替タイミングｔｓｗとなっている。
この場合、出力電圧ＶＨの電圧閾値ＶＨｔｈと補正前の極大値Ｖ２との差分を電圧余裕値ＭＶとすると、最大で電流余裕値ＭＶに相当する分、極大値を上げるように補正可能である。そこで、補正後の出力電圧ＶＨの極大値を電圧閾値ＶＨｔｈに一致させるように、補正前のｄｕｔｙをｄｕｔｙ＿Ａに上げることで、補正対象の切替タイミングｔｓｗを切替禁止期間Ｐｐの開始タイミングｔｐａから遠ざけるように補正する。

図１４のフローチャートのＳ１０、Ｓ１１、Ｓ１５は、図１２と実質的に同一であり、Ｓ１２Ｂ、Ｓ１３Ｂのみが異なる。Ｓ１２Ｂでは、式（５．１）により、電圧余裕値ＭＶを算出する。
電圧余裕値ＭＶ＝電圧閾値ＶＨｔｈ−Ｖ２ ・・・（５．１）
Ｓ１３Ｂでは、式（５．２）により補正時間ΔＡ（＜０）を算出する。
補正時間ΔＡ＝ＭＶ／（Ｖ１−Ｖ２）
×（Ｔｏｎ×Ｔｏｆｆ）／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）｝・・・（５．２）

なお、式（５．２）は、図１３を参照して以下のとおり導出される。
Ｖｘ１＝（Ｖ１−Ｖ２）／Ｔｏｆｆ×ΔＡ
Ｖｘ２＝（Ｖ１−Ｖ２）／Ｔｏｎ×ΔＡ
ＭＶ＝Ｖｘ１＋Ｖｘ２
＝（Ｖ１−Ｖ２）×（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）／（Ｔｏｎ×Ｔｏｆｆ）×ΔＡ

これにより、出力電圧ＶＨを許容範囲内で最大限に設定しつつ、重畳サージの発生を回避することができる。
以上のように第４実施形態の切替タイミング補正処理では、出力電圧ＶＨに基づいて、補正対象の切替タイミングｔｓｗについて最適な補正時間ΔＡを算出することができる。

（第５実施形態）
本発明の第５実施形態による切替タイミング補正処理について、図１５、１７のタイムチャート、及び、図１６、１８のフローチャートを参照して説明する。図１６、１８のフローチャートのＳ１０、Ｓ１１、Ｓ１５は、第４実施形態の図１２と実質的に同一であるため、異なるステップのみ説明する。
第５実施形態では、リアクトル電流ＩＬに基づいて、補正対象の切替タイミングｔｓｗについての最適な補正時間ΔＡを算出する。図１５、１６の例は補正時間ΔＡを最短とする場合、図１７、１８の例は補正時間ΔＡの絶対値を最長とする場合を示す。

ここでは、モータジェネレータ４の力行動作時、すなわちリアクトル電流ＩＬが正方向に流れる場合を想定する。リアクトル電流ＩＬは、昇圧コンバータ２０内に設けた電流センサにより検出してもよく、或いは、式（６）により推定してもよい。

式（６）の記号及び単位（［ ］に示す）は、以下の通りである。
ＩＬ＿ｅｓｔ［Ａ］：リアクトル電流（推定値）
Ｎｍ［１／ｓ］：モータジェネレータ４の回転数
ｔｒｑ［Ｖ・Ａ・ｓ］：モータジェネレータ４のトルク
Ｌ［Ｖ・ｓ／Ａ］：リアクトル２１のインダクタンス
Ｔｏｆｆ［ｓ］：高電位側スイッチング素子２３のオフ時間（＝低電位側スイッチング素子２４のオン時間）
ここでＬは、「昇圧コンバータ２０（直流電圧変換器）の回路定数」に相当し、Ｎｍ、ｔｒｑは、モータジェネレータ４の挙動情報に相当する。

図１５、１７に示すように、駆動信号Ｓｃがオン、すなわち高電位側スイッチング素子２３がオンの期間中、リアクトル電流ＩＬは徐々に減少する。また、駆動信号Ｓｃがオフ、すなわち高電位側スイッチング素子２３がオフの期間中、リアクトル電流ＩＬは徐々に増加する。駆動信号Ｓｃがオンからオフに転換する立下がり時には、リアクトル電流ＩＬは極小値ＩＬ１となり、駆動信号Ｓｃがオフからオンに転換する立上がり時には、リアクトル電流ＩＬは極大値ＩＬ２となる。
昇圧コンバータ２０の入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧ＶＨ、及び、リアクトル２１のインダクタンスＬを用いて、リアクトル電流ＩＬの増加時（図１７のｔｓｉ１〜ｔｓｉ２）の傾き（＞０）は式（７．１）で、減少時（図１７のｔｓｉ２〜ｔｓｗ）の傾き（＜０）は式（７．２）で表される。
リアクトル電流ＩＬ増加時の傾き＝Ｖｉｎ／Ｌ ・・・（７．１）
リアクトル電流ＩＬ減少時の傾き＝（Ｖｉｎ−ＶＨ）／Ｌ ・・・（７．２）

図１５に示す例では、補正対象の切替タイミングｔｓｗ後のタイミングｔｃ１におけるコンバータキャリアＣｃが山であり、キャリアＣｃが山から谷へ下降する間に現れる立上がりタイミングが補正対象の切替タイミングｔｓｗとなっている。
この場合、補正後のリアクトル電流ＩＬの電流閾値ＩＬｔｈ’を補正前の極大値ＩＬ２よりも小さい値に設定することで、補正対象の切替タイミングｔｓｗを早めることができる。ただし、リアクトル電流ＩＬの極大値ＩＬ２の低下分は、「インバータの制御性悪化見込分」となるため、電流閾値ＩＬｔｈを必要以上下げないようにすることが望ましい。
そこで、補正前のｄｕｔｙをｄｕｔｙ＿Ａに上げることで、補正対象の切替タイミングｔｓｗを切替禁止期間Ｐｐの開始タイミングｔｐａに近づけるように補正後の電流閾値ＩＬｔｈ’を設定する。

図１６のＳ１３Ｃでは、式（７．３）により補正時間ΔＡ（＜０）を算出する。
補正時間ΔＡ＝（ＩＬｔｈ’−ＩＬ２）×（Ｌ／Ｖｉｎ） ・・・（７．３）
これにより、インバータ３０の制御性の低下を最小限に抑制しつつ、重畳サージの発生を回避することができる。

図１７に示す例では、補正後のタイミングｔｃ１におけるコンバータキャリアＣｃが谷であり、キャリアＣｃが谷から山へ上昇する間に現れる立下がりタイミングが補正対象の切替タイミングｔｓｗとなっている。
この場合、リアクトル電流ＩＬの電流閾値ＩＬｔｈと補正前の極大値ＩＬ２との差分を電流余裕値ＭＩとすると、最大で電流余裕値ＭＩに相当する分、極大値を上げるように補正可能である。そこで、補正後のリアクトル電流ＩＬの極大値を電流閾値ＩＬｔｈに一致させるように、補正前のｄｕｔｙをｄｕｔｙ＿Ａに下げることで、補正対象の切替タイミングｔｓｗを切替禁止期間Ｐｐの開始タイミングｔｐａから遠ざけるように補正する。

図１８のＳ１２Ｄでは、式（８．１）により、電流余裕値ＭＩを算出する。
電流余裕値ＭＩ＝電流閾値ＩＬｔｈ−ＩＬ２ ・・・（８．１）
Ｓ１３Ｄでは、式（８．２）により補正時間ΔＡ（＜０）を算出する。
補正時間ΔＡ＝−ＭＩ×（Ｌ／ＶＨ） ・・・（８．２）

なお、式（８．２）は、図１７を参照して以下のとおり導出される。
Ｉｘ１＝（Ｖｉｎ−ＶＨ）／Ｌ×ΔＡ
Ｉｘ２＝−Ｖｉｎ／Ｌ×ΔＡ
ＭＩ＝Ｉｘ１＋Ｉｘ２＝−ＶＨ／Ｌ×ΔＡ

これにより、リアクトル電流ＩＬを許容範囲内で最大限に設定しつつ、重畳サージの発生を回避することができる。
以上のように第５実施形態の切替タイミング補正処理では、リアクトル電流ＩＬに基づいて、補正対象の切替タイミングｔｓｗについて最適な補正時間ΔＡを算出することができる。

（第６実施形態）
本発明の第６実施形態による切替タイミング補正処理について、図１９のタイムチャート、及び図２０のフローチャートを参照して説明する。第６実施形態では、補正対象の切替タイミングｔｓｗを補正するだけでなく、補正対象の切替タイミングｔｓｗ以前の切替タイミングを含めて調整することを特徴とする。補正対象の切替タイミングｔｓｗの補正時間ΔＡの算出については、どの実施形態と組み合わせてもよい。

補正対象の切替タイミングとして、例えば立上がりタイミングを早める補正をすると、高電位側スイッチング素子２３のオン時間は、補正前のオン時間よりも長くなる。そのため、実際の出力電圧ＶＨは、昇圧コンバータ制御回路５１が指令した指令電圧ＶＨｃｏｍに対し変動する可能性がある。第６実施形態は、このように補正によって生じる出力電圧ＶＨの変動を抑制することを目的とする。

図１９に示すように、補正処理開始タイミングｔｃ^*直後のキャリアＣｃの山又は谷の「折り返し点」を第０折り返し点とし、以後、キャリア半周期（Ｔｃ／２）毎に、第１、第２・・・折り返し点とする。隣接する折り返し点同士の間隔は、キャリアＣｃの半周期（Ｔｃ／２）に相当する。また、第０折り返し点に対応する時刻を「処理基準時ｔ０」とする。
各折り返し点の間には、キャリアＣｃとｄｕｔｙとが交差するタイミングに駆動信号Ｓｃの切替タイミングが現れる。第０折り返し点と第１折り返し点との間に現れる切替タイミングを「ｔｓ０」と表し、以下、第１折り返し点と第２折り返し点との間に現れる切替タイミングを「ｔｓ１」、第（Ｎ−１）折り返し点と第Ｎ折り返し点との間に現れる切替タイミングを「ｔｓ（Ｎ−１）」と表す。

第６実施形態では、切替禁止期間Ｐｐに対し少なくともキャリア半周期（Ｔｃ／２）以上前に、補正処理開始タイミングｔｃ^*が設定される。そして、切替禁止期間Ｐｐの直前のキャリアＣｃの折り返し点を第Ｎ折り返し点とする。Ｎは１以上の整数である。
図１９に示す例では、キャリアＣｃが、第Ｎ折り返し点である山から第（Ｎ＋１）折り返し点である谷に下降する間に切替禁止期間Ｐｐが存在しており、切替禁止期間Ｐｐ内に入ると予測される補正対象の切替タイミングｔｓｗ（「ｔｓＮ」に相当する。）は、立上がりタイミングである。

補正対象の切替タイミングｔｓｗは、補正前のｄｕｔｙをｄｕｔｙ＿Ａに上昇させることで、切替禁止期間Ｐｐの開始タイミング以前のタイミングｔｓＡに補正される。具体的な補正処理の方法は、上記第４、第５実施形態の補正処理を適用してもよく、それ以外の補正処理を用いてもよい。補正対象の切替タイミングｔｓｗが立上がりタイミングの場合には、補正によりオン時間が補正時間ΔＡだけ長くなる。

そこで第６実施形態では、処理基準時ｔ０から補正対象の切替タイミングｔｓｗまでの期間を「調整期間Ｐａｄｊ」と定義する。そして、調整期間Ｐａｄｊでの平均ｄｕｔｙが補正前と補正後とで同等になるように、補正対象の切替タイミングｔｓｗ以前のＮ回の切替タイミングｔｓ０〜ｔｓ（Ｎ−１）を調整する。
そのために、調整期間Ｐａｄｊでのｄｕｔｙを補正前のｄｕｔｙに対しｄｕｔｙ＿Ａと反対側に動かしたｄｕｔｙ＿Ｒとすることで、調整対象のＮ回の切替タイミングｔｓ０〜ｔｓ（Ｎ−１）を、それぞれ、補正時間ΔＡをＮ等分した調整時間（ΔＡ／Ｎ）ずつシフトさせる。具体的には、立上がりタイミングは後に、立下がりタイミングは前にシフトさせることで、オン時間を減少させる。この調整時間のＮ回の合計はΔＡとなり、補正時間ΔＡに等しくなる。その結果、補正対象の切替タイミングｔｓｗの補正によるオン時間の増加と調整によるオン時間の減少とが相殺され、調整期間Ｐａｄｊでの平均ｄｕｔｙは補正前と補正後とで同等になる。

続いて、図２０を参照する。補正処理開始タイミングｔｃ^*にて補正処理が開始される（Ｓ１０）と、Ｓ２１では調整期間Ｐａｄｊを取得する。
Ｓ２２では、補正対象の切替タイミングｔｓｗの直前に現れるキャリアＣｃの第Ｎ折り返し点が山か谷かを判断する。

第Ｎ折り返し点が山のとき（Ｓ２２：ＹＥＳ）、Ｓ２３に移行し、処理基準時ｔ０から補正対象の切替タイミングｔｓｗまでの時間Ｓ（Ｎ）を式（９．１）により算出する。
Ｓ（Ｎ）＝（Ｎ＋１−ｄｕｔｙ）×（Ｔｃ／２） ・・・（９．１）
第Ｎ折り返し点が谷のとき（Ｓ２２：ＮＯ）、Ｓ２４に移行し、処理基準時ｔ０から補正対象の切替タイミングｔｓｗまでの時間Ｓ（Ｎ）を式（９．２）により算出する。
Ｓ（Ｎ）＝（Ｎ＋ｄｕｔｙ）×（Ｔｃ／２） ・・・（９．２）

Ｓ２５では、補正対象の切替タイミングｔｓｗに対する補正時間ΔＡを算出する。
Ｓ２６では、調整期間Ｐａｄｊの平均ｄｕｔｙが補正前と補正後とで同等になるように、補正対象の切替タイミングｔｓｗ以前のＮ回の切替タイミングｔｓ０〜ｔｓ（Ｎ−１）を調整する。例えば、調整対象のＮ回の切替タイミングｔｓ０〜ｔｓ（Ｎ−１）に対し、補正時間ΔＡをＮ等分した調整時間（ΔＡ／Ｎ）を設定する。

このように第６実施形態では、補正対象の切替タイミングｔｓｗを切替禁止期間Ｐｐ外に補正することで重畳サージの発生を防止しつつ、調整期間Ｐａｄｊにおける昇圧コンバータ２０の出力電圧ＶＨの平均値を一定に維持することができる。
なお、図１９の例とは逆に、補正対象の切替タイミングｔｓｗが立下がりタイミングの場合、補正により減少するオン時間を相殺するように、調整期間Ｐａｄｊ内の切替タイミングｔｓ０〜ｔｓ（Ｎ−１）について、オン時間を増加させる方向に調整する。
また、調整期間Ｐａｄｊ内の切替タイミングｔｓ０〜ｔｓ（Ｎ−１）に対し調整時間を等分に分配する例に限らず、調整時間の合計が補正時間ΔＡに等しくなるように不等分に分配してもよい。

（第７実施形態）
本発明の第７実施形態によるキャリア周期変更処理について、図２１〜２４のタイムチャート、図２５、２６のフローチャート、及び図２７を参照して説明する。上記第４〜第６実施形態の切替タイミング補正処理では、ｄｕｔｙを変更することにより補正対象の切替タイミングｔｓｗを補正するのに対し、第７、第８実施形態では、コンバータキャリアＣｃの周期Ｔｃを変更することで、補正対象の切替タイミングｔｓｗを補正する。
第７、第８実施形態の説明では、特に断らない限り、「キャリア」は「コンバータキャリア」を意味し、「ｄｕｔｙ」は「コンバータｄｕｔｙ」を意味する。

図２１〜２４に示すように、第７実施形態では、第６実施形態で用いた「第Ｎ折り返し点（Ｎは１以上の整数）」、「処理基準時ｔ０」の用語を援用する。また、第６実施形態と同様に、キャリアＣｃの第Ｎ折り返し点と第（Ｎ＋１）折り返し点との間に現れる補正対象の切替タイミングｔｓｗを切替禁止期間Ｐｐの開始タイミングｔｐａ以前に補正する。
その手段として、第７実施形態では、処理基準時ｔ０に対応する第０折り返し点から、補正対象の切替タイミングｔｓｗを超えた第（Ｎ＋１）折り返し点、又は、第（Ｎ＋２）折り返し点までの「変更対象期間Ｘ」における変更前のキャリア周期Ｔｃを短縮することを特徴とする。変更対象期間Ｘの長さは、キャリア半周期（Ｔｃ／２）の（Ｎ＋１）倍、又は（Ｎ＋２）倍である。

変更対象期間Ｘの終点を第（Ｎ＋１）折り返し点、又は、第（Ｎ＋２）折り返し点のいずれにするかは、「ｄｕｔｙが０．５未満であるか、０．５以上であるか」ということ、及び、「キャリアＣｃの第Ｎ折り返し点が谷であるか、山であるか」ということの組合せによる４つのパターンで場合分けする。
ここで、「キャリアＣｃの第Ｎ折り返し点が谷」とは、キャリアＣｃが谷から山へ上昇する間に補正対象の切替タイミングｔｓｗがあることを意味し、「キャリアＣｃの第Ｎ折り返し点が山」とは、キャリアＣｃが山から谷へ下降する間に補正対象の切替タイミングｔｓｗがあることを意味する。

また、「処理基準時ｔ０から補正対象の切替タイミングｔｓｗまでの期間」を「変更目標期間Ｙ」とする。図２１〜２４に共通に示すように、変更対象期間ＸにおけるキャリアＣｃ及び対応する駆動信号Ｓｃ（太実線部分）は、切替タイミング補正処理によって、変更目標期間Ｙに短縮される。その結果、変更対象期間Ｘの終点である折り返し点が補正対象の切替タイミングｔｓｗに一致し、補正対象の切替タイミングｔｓｗは、切替禁止期間Ｐｐの開始タイミングｔｐａ以前のタイミングｔｓＡに補正される。

補正後のキャリアＣｃについて、切替禁止期間Ｐｐの前後でキャリアＣｃとｄｕｔｙとが交差する切替タイミングｔｓＡ、ｔｓＢに○印を記してある。これらの前後の切替タイミングｔｓＡ、ｔｓＢを切替禁止期間Ｐｐからできるだけ遠ざけること、言い換えれば、前後の切替タイミングｔｓＡ、ｔｓＢの中間に切替禁止期間Ｐｐを位置させることが第７実施形態の狙いである。

この思想は、次のような考え方による。昇圧コンバータのｄｕｔｙは、フィードバック制御により制御される場合、ある時点でキャリア周期（周波数）を変更しても、ｄｕｔｙの変化により、切替タイミングが切替禁止期間Ｐｐに重なる可能性がある。場合によっては補正処理の度にキャリア周期（周波数）を再変更する必要が生じ、出力電圧ＶＨやリアクトル電流ＩＬの変動、モータジェネレータ４のトルク変動が悪化するおそれがある。
そこで、切替禁止期間Ｐｐ前後の切替タイミングを切替禁止期間Ｐｐからできるだけ遠ざけるようにキャリア周期（周波数）を変更することで、より長期間にわたって、キャリア周期（周波数）を徐々に変更することが可能となる。

次に、図２１〜２４の各図について個別に説明する。図２１〜２４は、それぞれ以下の４つのパターンを示す。
図２１・・・（Ａ）ｄｕｔｙ＜０．５、キャリアＣｃの第Ｎ折り返し点が谷の場合
図２２・・・（Ｂ）ｄｕｔｙ＜０．５、キャリアＣｃの第Ｎ折り返し点が山の場合
図２３・・・（Ｃ）ｄｕｔｙ≧０．５、キャリアＣｃの第Ｎ折り返し点が谷の場合
図２４・・・（Ｄ）ｄｕｔｙ≧０．５、キャリアＣｃの第Ｎ折り返し点が山の場合

図２１及び図２４の例では、補正前の第Ｎ折り返し点と第（Ｎ＋１）折り返し点との間において、切替禁止期間Ｐｐが第Ｎ折り返し点寄りにある。すなわち、切替禁止期間Ｐｐと第（Ｎ＋１）折り返し点とが比較的遠い位置にある。この場合、第（Ｎ＋１）折り返し点までを変更対象期間Ｘとすることで、補正後に、前後の切替タイミングｔｓＡ、ｔｓＢを切替禁止期間Ｐｐからできるだけ遠ざけることができる。

図２２及び図２３の例では、補正前の第Ｎ折り返し点と第（Ｎ＋１）折り返し点との間において、切替禁止期間Ｐｐが第（Ｎ＋１）折り返し点寄りにある。すなわち、切替禁止期間Ｐｐと第（Ｎ＋１）折り返し点とが比較的近い位置にある。この場合、もう１つ次の第（Ｎ＋２）折り返し点までを変更対象期間Ｘとすることで、補正後に、前後の切替タイミングｔｓＡ、ｔｓＢを切替禁止期間Ｐｐからできるだけ遠ざけることができる。

続いて、図２５〜２７を参照する。補正処理開始タイミングｔｃ^*にて補正処理が開始される（Ｓ３０）と、Ｓ３１では、変更目標期間Ｙ、変更前のキャリア周期Ｔｃ、及び、ｄｕｔｙを取得する。
Ｓ３２では、補正対象の切替タイミングｔｓｗの直前に現れるキャリア折り返し点が第Ｎ折り返し点（Ｎは１以上の整数）であるとしたときの「Ｎ」の値を求める。すなわち、式（１０．１）を満たすＮを算出する。
Ｎ≦（２Ｙ／Ｔｃ）＜Ｎ＋１ ・・・（１０．１）
なお、（２Ｙ／Ｔｃ）＝Ｎとなる場合は、ｄｕｔｙ＝０または１の場合であり、現実の制御では想定外の範囲である。したがって、式（１０．１）における等号は、形式的に、Ｎ側又は（Ｎ＋１）側のどちらに記載してもよい。

Ｓ３３では、ｄｕｔｙが０．５未満であるか又は０．５以上であるか判定する。現実には、ｄｕｔｙが制御装置の最小分解能以内の精度でちょうど０．５になる場合を無視して問題ないため、Ｓ３３で「０．５未満／０．５以上」の代わりに、「０．５以下／０．５を超える」としてもよい。
Ｓ３４、Ｓ３５では、キャリアＣｃの第Ｎ折り返し点が谷であればＹＥＳ、山であればＮＯと判定する。

以下、図２１〜２４に対応する（Ａ）〜（Ｄ）の４つのパターンに場合分けする。
（Ａ）Ｓ３３：ＹＥＳ、Ｓ３４：ＹＥＳ・・・図２１に対応
（Ｂ）Ｓ３３：ＹＥＳ、Ｓ３４：ＮＯ ・・・図２２に対応
（Ｃ）Ｓ３３：ＮＯ、 Ｓ３５：ＹＥＳ・・・図２３に対応
（Ｄ）Ｓ３３：ＮＯ、 Ｓ３５：ＮＯ ・・・図２４に対応

パターン（Ａ）、（Ｄ）の場合、式（１０．２）により平均調整キャリア周期Ｔｃ’を算出し（Ｓ３６）、キャリア周期を図２７（ａ）に従い、徐々に変化させる（Ｓ３７）。
Ｔｃ’＝２Ｙ／（Ｎ＋１） ・・・（１０．２）
パターン（Ｂ）、（Ｃ）の場合、式（１０．３）により平均調整キャリア周期Ｔｃ’を算出し（Ｓ３８）、キャリア周期を図２７（ｂ）に従い、徐々に変化させる（Ｓ３９）。
Ｔｃ’＝２Ｙ／（Ｎ＋２） ・・・（１０．３）

図２７に示す方法では、変更目標期間Ｙの始点及び終点では変更前のキャリア周期Ｔｃを維持し、変更目標期間Ｙの中間点では、平均調整キャリア周期Ｔｃ’より「変更前のキャリアＴｃと平均調整キャリア周期Ｔｃ’」との差分だけ更に短くキャリア周期を設定する。そして、変更目標期間Ｙの始点から中間点に向かってキャリア周期を徐々に短くし、変更目標期間Ｙの中間点から終点に向かってキャリア周期を徐々に長くする。

こうすることで、変更目標期間Ｙにおける平均のキャリア周期を平均調整キャリア周期Ｔｃ’としつつ、始点及び終点でのキャリア周期の急変を回避することができる。
なお、図２１〜２４の図示において、切替タイミング補正後のキャリア周期（太実線部分）の徐変については正確に図示していない。

（第８実施形態）
本発明の第８実施形態によるキャリア周期変更処理について、図２８のタイムチャート、及び図２９のマップを参照して説明する。第８実施形態では、第７実施形態と同様に、コンバータキャリアＣｃの周期Ｔｃを変更することで、補正対象の切替タイミングｔｓｗを補正する。
第８実施形態は、第７実施形態のように切替禁止期間Ｐｐと前後の切替タイミングｔｓＡ、ｔｓＢとの関係を考慮して補正後のキャリア周期を設定するのでなく、キャリア周期そのものを単独で評価した場合の最適値に変更することを特徴とする。

図２８に示す例では、補正処理開始タイミングｔｃ^*に続く処理基準時ｔ０からすぐ次のキャリア折り返し点までの間に切替禁止期間Ｐｐが算出されている。そして、処理基準時ｔ０以後、補正前のキャリア周期Ｔが補正後のキャリア周期Ｔｍに短縮されることで、補正対象の切替タイミングｔｓｗは、切替禁止期間Ｐｐの開始タイミングｔｐａ以前のタイミングｔｓＡに補正される。

この補正に伴う出力電圧ＶＨ及びリアクトル電流ＩＬの変化に注目する。
例えばリアクトル電流ＩＬについて、リアクトル２１のインダクタンスＬ、入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧ＶＨが一定であれば、リアクトル電流ＩＬの傾き（図１７参照）はキャリア周期に関係なく一定である。そのため、キャリア周期が短くなると、リアクトル電流ＩＬの最小値から最大値までの範囲はＩＺからＩＺ’に小さくなる。つまり、昇圧コンバータ２０からインバータ３０に流れるリアクトル電流ＩＬのリプルが低減する。同様に、出力電圧ＶＨの範囲はＶＺからＶＺ’に小さくなり、出力電圧ＶＨのリプルも低減する。

補正後のキャリア周期Ｔｍの逆数であるキャリア周波数ｆｍの設定について、図２９を参照する。図２９（ａ）、（ｂ）、（ｃ）の横軸は共通のキャリア周波数であり、（ａ）の縦軸は昇圧コンバータ制御性、（ｂ）の縦軸は効率を示す。また、（ｃ）の縦軸は、昇圧コンバータ制御性及び効率を、所定の計算式を用いて足し合わせた評価関数を示す。
昇圧コンバータ制御性はキャリア周波数が高いほど指数関数的に上昇し、効率は逆に、キャリア周波数が高いほど指数関数的に低下する。そのため、評価関数は、キャリア周波数の中間部の最適周波数で最大となる山型を呈する。

通常制御時には昇圧コンバータ制御性よりも効率を重視するため、効率の高い低周波数領域のキャリア周波数が用いられる。しかし、重畳サージの回避に当たっては、昇圧コンバータ制御性及び効率のいずれも重視する必要があるため、評価関数の最適周波数ｆｍを用いることが望ましい。したがって第７実施形態では、最適周波数ｆｍの逆数のキャリア周期Ｔｍに変更することで、重畳サージを回避しつつ、昇圧コンバータ制御性及び効率の確保を両立することができる。

＜インバータの切替タイミングを補正する場合を含む形態＞
（第９実施形態）
本発明の第９実施形態による切替タイミング補正処理について、図３０の全体構成図、図３１のタイムチャート、及び図３２のフローチャートを参照して説明する。
図３０に示す第８実施形態のスイッチング制御装置５５は、図１のスイッチング制御装置５０に対し、昇圧コンバータ切替補正手段５３からインバータ制御回路６１及びインバータ駆動回路６４に、破線で示す信号を送信する構成が追加されている。

本発明のスイッチング制御装置による切替タイミング補正処理においては、上記実施形態等に例示するように、昇圧コンバータの切替タイミングが切替禁止期間Ｐｐ内に入ると予測される場合、補正対象の切替タイミングｔｓｗを切替禁止期間Ｐｐの開始タイミングｔｐａ以前に補正することで重畳サージの発生を回避することを原則としている。

しかし、昇圧コンバータ２０及びインバータ３０のあらゆる動作状況において、第４、第５実施形態のような補正時間ΔＡが常に算出可能であるとは限らない。例えば、補正時間ΔＡの計算式における除算の分母がゼロとなる「ゼロ割り」が発生する場合には演算が不能となる。或いは、算出した補正時間ΔＡが切替禁止期間Ｐｐに含まれる場合には、補正により重畳サージの発生を回避することができない。
そこで、このように昇圧コンバータの切替タイミングの補正時間ΔＡを算出不能な場合には、例外的にインバータの切替タイミングを補正することで、重畳サージの発生を回避する。

図３１に示す例では、昇圧コンバータの次回の切替タイミングｔｓｗが切替禁止期間Ｐｐに重なるという情報が昇圧コンバータ切替補正手段５３からインバータ制御回路６１に伝達されると、インバータ制御回路６１において、切替電気角θｓｗがθｓｗ＿Ａに変更される。これにより、インバータの切替タイミングをｔｓＡに早める補正がされ、切替禁止期間がＰｐＡに早められる。その結果、昇圧コンバータの切替タイミングは、相対的に切替禁止期間ＰｐＡの後に位置することとなり、重畳サージの発生が回避される。

次に、図３２を参照する。
補正処理開始タイミングｔｃ^*にて補正処理が開始される（Ｓ１０）と、Ｓ１１では、昇圧コンバータの切替タイミングが切替禁止期間Ｐｐ内に入ると予測されるか否か判断する。Ｓ１１でＹＥＳの場合、Ｓ１２にて、補正時間ΔＡを算出する。
続いて、図３２を参照する。図３２のＳ１０、Ｓ１１は、第４実施形態の図１２等のＳ１０、Ｓ１１と実質的に同一である。また、図３２のＳ１３では、図１２、１４、１６、１８のＳ１３Ａ〜Ｓ１３Ｄ、或いはその他の計算式を用いて補正時間ΔＡを算出する。

次に、Ｓ１４では、補正時間ΔＡを算出可能であるか否かを判断する。
補正時間ΔＡを算出可能の場合（Ｓ１４：ＹＥＳ）、Ｓ１５にて、第４、第５実施形態等の切替タイミング補正処理により、昇圧コンバータの切替タイミングｔｓｗを切替禁止期間Ｐｐの開始タイミングｔｐａ以前に補正する。
一方、補正時間ΔＡを算出不能の場合（Ｓ１４：ＮＯ）、Ｓ１６にて、インバータの切替タイミングを補正することで、切替禁止期間Ｐｐを、昇圧コンバータの切替タイミングｔｓｗが重ならないように動かす。

このように第９実施形態では、本発明の基本的思想である「昇圧コンバータの補正対象の切替タイミングｔｓｗを補正する」ことが不能である場合、例外的にインバータの切替タイミングを補正することで、想定され得るあらゆる状況において、重畳サージの発生を回避することが可能となる。

（その他の実施形態）
（ア）本発明の「直流電圧変換器」は、入力電圧を昇圧する昇圧コンバータに限らず、入力電圧を降圧する降圧コンバータでもよい。また、昇降圧コンバータは、上下アームのスイッチング素子対を含むものに限らず、少なくとも一つのスイッチング素子を含むものであればよい。
（イ）本発明の「電力変換器」は、直流電力を交流電力に変換するインバータに限らず、直流電力を直流電力に変換し、例えば直流電動機を駆動するＨブリッジ回路でもよい。また、インバータの場合、交流電力の相数は、三相に限らず四相以上でもよい。

（ウ）上記実施形態では、昇圧コンバータ制御回路５１及びインバータ制御回路６１は昇圧コンバータ２０の制御量、及びインバータ３０の制御量として、スイッチング素子のｄｕｔｙを演算する。昇圧コンバータ駆動回路５４及びインバータ駆動回路６４は、ｄｕｔｙとキャリアとの比較に基づいてＰＷＭ信号を生成し、ＰＷＭ制御による駆動を行う。
しかし、スイッチング素子の駆動信号を生成する方法はこれに限らない。何らかの方法でオンオフの切替タイミングを制御可能なスイッチング制御装置であれば、本発明による切替タイミング補正処理を適用することができる。
また、キャリアを用いる実施形態において、キャリアは三角波でなく鋸波でもよい。

（エ）「電力変換器」が出力する電力によって駆動される「負荷」はモータジェネレータ等の回転機に限らず、放電管やＸ線発生装置等の高電圧を用いる装置であってもよい。
（オ）負荷としての回転機等は、ハイブリッド自動車や電気自動車の動力源として用いられるものに限らず、車両の補機用や、車両以外の電車、昇降機、一般機械等に用いられるものであってもよい。少なくともサージ電圧の重畳が問題となる可能性があるシステムに対し、本発明のスイッチング制御装置は有効に適用される。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

１ ・・・モータジェネレータ駆動システム（負荷駆動システム）、
１５・・・バッテリ（直流電源）、
２０・・・昇圧コンバータ（直流電圧変換器）、 ２１・・・リアクトル、
２３、３１、３２、３３・・・高電位側スイッチング素子、
２４、３４、３５、３６・・・低電位側スイッチング素子、
３０・・・インバータ（電力変換器）、
４ ・・・モータジェネレータ（負荷）、
５０、５５・・・スイッチング制御装置、
５１・・・昇圧コンバータ制御回路（直流電圧変換器制御回路）、
５２・・・昇圧コンバータ切替禁止期間算出手段（直流電圧変換器切替禁止期間算出手段）、
５３・・・昇圧コンバータ切替補正手段（直流電圧変換器切替補正手段）、
５４・・・昇圧コンバータ駆動回路（直流電圧変換器駆動回路）、
６１・・・インバータ制御回路（電力変換器制御回路）、
６４・・・インバータ駆動回路（電力変換器駆動回路）。

Claims (15)

1. 電気エネルギを蓄積且つ放出可能なリアクトル（２１）、及び、前記リアクトルに接続される少なくとも一つのスイッチング素子（２３、２４）を有し、前記スイッチング素子をオンオフさせることで、直流電源（１５）から前記リアクトルに入力される入力電圧（Ｖｉｎ）を出力電圧（ＶＨ）に変換する直流電圧変換器（２０）、並びに、
   高電位側スイッチング素子（３１、３２、３３）及び低電位側スイッチング素子（３４、３５、３６）からなる複数のスイッチング素子対を有し、対をなす前記スイッチング素子を交互にオンオフさせることで、前記直流電圧変換器が出力した直流電力を交流電力に変換して負荷に出力する電力変換器（３０）を備える負荷駆動システム（１）に適用され、
   前記直流電圧変換器のスイッチング素子、及び、前記電力変換器のスイッチング素子対の切替タイミングを制御するスイッチング制御装置（５０、５５）であって、
   前記直流電圧変換器の出力電圧に対する指令電圧（ＶＨｃｏｍ）に応じて前記直流電圧変換器の制御量を演算する直流電圧変換器制御回路（５１）と、
   前記直流電圧変換器制御回路が演算した前記直流電圧変換器の制御量に従って、前記直流電圧変換器のスイッチング素子を動作させる直流電圧変換器駆動回路（５４）と、
   前記負荷の要求出力に応じて前記電力変換器の制御量を演算する電力変換器制御回路（６１）と、
   前記電力変換器制御回路が演算した前記電力変換器の制御量に従って、前記電力変換器のスイッチング素子対を動作させる電力変換器駆動回路（６４）と、
   前記電力変換器を構成する少なくとも一対のスイッチング素子対の切替タイミングである電力変換器切替タイミングに先立ち、当該電力変換器切替タイミングに同期した所定期間にわたって前記直流電圧変換器のスイッチング素子の切替を禁止する期間である直流電圧変換器切替禁止期間（Ｐｐ）を算出する直流電圧変換器切替禁止期間算出処理を実行する直流電圧変換器切替禁止期間算出手段（５２）と、
   前記直流電圧変換器の少なくとも一つのスイッチング素子の切替タイミングである直流電圧変換器切替タイミングが前記直流電圧変換器切替禁止期間内に入ると予測される場合、当該直流電圧変換器切替タイミングを補正対象の切替タイミング（ｔｓｗ）とし、当該補正対象の切替タイミングを前記直流電圧変換器切替禁止期間の開始タイミング以前に早めるように補正する切替タイミング補正処理を実行する直流電圧変換器切替補正手段（５３）と、
   を備えることを特徴とするスイッチング制御装置。
2. 前記直流電圧変換器切替補正手段は、
   前記直流電圧変換器の出力電圧（ＶＨ）、及び、前記直流電圧変換器の出力として要求される指令電圧（ＶＨｃｏｍ）を取得するとともに、補正前の出力電圧の極大値（Ｖ２）より小さい補正後の指令電圧（ＶＨｃｏｍ’）を取得し、
   前記出力電圧を前記補正後の指令電圧に一致させるように、前記補正対象の切替タイミングを前記直流電圧変換器切替禁止期間の開始タイミングに近づけるように補正することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング制御装置。
3. 前記直流電圧変換器切替補正手段は、
   前記直流電圧変換器の前記リアクトルに流れるリアクトル電流（ＩＬ）の検出値、又は、前記スイッチング素子のオン時間及び前記直流電圧変換器の回路定数を含む情報に基づいて推定した前記リアクトル電流の推定値を取得するとともに、補正前のリアクトル電流の絶対値の極大値（ＩＬ２）より小さい補正後の電流閾値（ＩＬｔｈ’）を取得し、
   前記リアクトル電流の絶対値を前記補正後の電流閾値に一致させるように、前記補正対象の切替タイミングを前記直流電圧変換器切替禁止期間の開始タイミングに近づけるように補正することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング制御装置。
4. 前記直流電圧変換器切替補正手段は、
   前記直流電圧変換器の出力電圧（ＶＨ）を取得し、
   補正後の前記出力電圧を電圧閾値（ＶＨｔｈ）に一致させるように、前記補正対象の切替タイミングを前記直流電圧変換器切替禁止期間の開始タイミングから遠ざけるように補正することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング制御装置。
5. 前記直流電圧変換器切替補正手段は、
   前記直流電圧変換器の前記リアクトルに流れるリアクトル電流（ＩＬ）の検出値、又は、前記スイッチング素子のオン時間及び前記直流電圧変換器の回路定数を含む情報に基づいて推定した前記リアクトル電流の推定値を取得し、
   前記リアクトル電流の極大値を電流閾値（ＩＬｔｈ）に一致させるように、前記補正対象の切替タイミングを前記直流電圧変換器切替禁止期間の開始タイミングから遠ざけるように補正することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング制御装置。
6. 前記直流電圧変換器切替補正手段は、
   前記切替タイミング補正処理の開始タイミングから前記補正対象の切替タイミングまでに現れる切替タイミングのうち、前記補正対象の切替タイミングに加え、前記補正対象の切替タイミング以前の切替タイミングをさらに補正することを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項に記載のスイッチング制御装置。
7. 前記直流電圧変換器駆動回路は、スイッチング周期に対するオン時間又はオフ時間の比率である時比率に基づいて前記出力電圧を制御するものであり、
   前記直流電圧変換器切替補正手段は、
   前記スイッチング素子の時比率を徐変させるように補正することを特徴とする請求項６に記載のスイッチング制御装置。
8. 前記直流電圧変換器駆動回路は、スイッチング周期に対するオン時間又はオフ時間の比率である時比率に基づいて前記出力電圧を制御するものであり、
   前記直流電圧変換器切替補正手段は、
   一周期以上のスイッチング周期における時比率が、補正前と補正後とで同等となるように補正することを特徴とする請求項１〜７のいずれか一項に記載のスイッチング制御装置
9. 前記直流電圧変換器切替補正手段は、
   前記直流電圧変換器切替禁止期間を算出する処理が完了した直後に前記切替タイミング補正処理を開始することを特徴とする請求項１〜８のいずれか一項に記載のスイッチング制御装置。
10. 前記直流電圧変換器切替補正手段は、
    前記直流電圧変換器駆動回路へ指令する切替タイミングを設定する直前に前記切替タイミング補正処理が完了するように、前記切替タイミング補正処理を開始することを特徴とする請求項１〜８のいずれか一項に記載のスイッチング制御装置。
11. 前記直流電圧変換器切替禁止期間算出手段は、
    前記電力変換器制御回路が前記電力変換器切替タイミングを算出した時点で前記直流電圧変換器切替禁止期間算出処理を開始し、
    前記電力変換器制御回路によって算出された前記電力変換器切替タイミングを基準として、前記直流電圧変換器切替禁止期間を算出することを特徴とする請求項１〜１０のいずれか一項に記載のスイッチング制御装置。
12. 前記直流電圧変換器切替禁止期間算出手段は、
    前記電力変換器制御回路による前記電力変換器切替タイミングの算出とは別に、次回以降の前記電力変換器切替タイミングである電力変換器予測切替タイミングを算出し、
    前記電力変換器予測切替タイミングを基準として、前記直流電圧変換器切替禁止期間を算出することを特徴とする請求項１〜１０のいずれか一項に記載のスイッチング制御装置。
13. 前記直流電圧変換器切替禁止期間算出手段は、
    前記電力変換器を制御するための制御情報が更新された時点で、前記直流電圧変換器切替禁止期間算出処理を開始することを特徴とする請求項１〜１０、１２のいずれか一項に記載のスイッチング制御装置。
14. 前記負荷は回転機であり、
    前記電力変換器切替タイミングは、時間軸上の切替時に代えて、前記回転機の電気角軸上の切替電気角として定義されることを特徴とする請求項１〜１３のいずれか一項に記載のスイッチング制御装置。
15. 前記切替タイミング補正処理において、前記補正対象の切替タイミングに対する補正時間を算出不能である場合、
    前記補正対象の切替タイミングが前記直流電圧変換器切替禁止期間外となるように、前記電力変換器切替タイミングを早める方向に補正することを特徴とする請求項１〜１４のいずれか一項に記載のスイッチング制御装置（５５）。

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