JPH10225175A - センサレス・ブラシレスdcモータ - Google Patents
センサレス・ブラシレスdcモータInfo
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- JPH10225175A JPH10225175A JP10024704A JP2470498A JPH10225175A JP H10225175 A JPH10225175 A JP H10225175A JP 10024704 A JP10024704 A JP 10024704A JP 2470498 A JP2470498 A JP 2470498A JP H10225175 A JPH10225175 A JP H10225175A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/14—Electronic commutators
- H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
- H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/08—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/14—Electronic commutators
- H02P6/15—Controlling commutation time
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Brushless Motors (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 測定雑音の飛び込み及び外乱に影響を受けな
いセンサレス・ブラシレスDCモータの制御装置及び制
御方法の提供。 【解決手段】 各固定子コイルの端子電圧から各相の相
電圧を測定する相電圧測定部と、相電圧測定部から測定
された相電圧の符号を検出する相電圧符号検出部と、相
電圧符号検出部の信号に基づいて前記相電圧より90°
遅延された遅延信号を発生させ遅延信号をコミュテーシ
ョン部に供給するようにするデジタル移相器とで構成す
る。
いセンサレス・ブラシレスDCモータの制御装置及び制
御方法の提供。 【解決手段】 各固定子コイルの端子電圧から各相の相
電圧を測定する相電圧測定部と、相電圧測定部から測定
された相電圧の符号を検出する相電圧符号検出部と、相
電圧符号検出部の信号に基づいて前記相電圧より90°
遅延された遅延信号を発生させ遅延信号をコミュテーシ
ョン部に供給するようにするデジタル移相器とで構成す
る。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は機器の特性上温度か
湿度が高いか位置センサの付着が困難な所に用いられる
センサレス・ブラシレスDCモータ(Sensorle
ss Blushless Direct Curre
nt Motor)に係り、より詳細には、測定された
相電圧からコミュテーション信号を形成する部分に各々
の二つの計数器で構成されたデジタル移相器(Digi
tal Phase Shifter)を使用すること
により測定雑音の飛び込み及び外乱の影響を受けないよ
うにしたセンサレス・ブラシレスDCモータの制御装置
及び制御方法に関するものである。
湿度が高いか位置センサの付着が困難な所に用いられる
センサレス・ブラシレスDCモータ(Sensorle
ss Blushless Direct Curre
nt Motor)に係り、より詳細には、測定された
相電圧からコミュテーション信号を形成する部分に各々
の二つの計数器で構成されたデジタル移相器(Digi
tal Phase Shifter)を使用すること
により測定雑音の飛び込み及び外乱の影響を受けないよ
うにしたセンサレス・ブラシレスDCモータの制御装置
及び制御方法に関するものである。
【0002】
【従来の技術】電子産業の小型化及び軽量化によってD
Cモータにおいて必須的なブラシを削除するための研究
が推進された結果、ブラシの除去の代わりに供給電圧を
回路的に正確に制御して反転される電圧をDCモータに
供給するブラシレスモータ(Brushless Mo
tor)が開発された。
Cモータにおいて必須的なブラシを削除するための研究
が推進された結果、ブラシの除去の代わりに供給電圧を
回路的に正確に制御して反転される電圧をDCモータに
供給するブラシレスモータ(Brushless Mo
tor)が開発された。
【0003】このようなブラシレスモータにおいてモー
タ回転子の正確な位置測定は正確な電圧供給のため必須
的である。しかし、湿度か温度が高くて位置測定装置の
センサ(Sensor)に誤動作を誘発するか、位置測
定装置が付着できない圧縮機のような装置においては位
置測定が困難な場合が発生して、また、ブラシレスDC
モータにおいて位置測定装置が占める空間が広くて比重
が大きいから、センサレス・ブラシレスDCモータの開
発が推進されてきた。
タ回転子の正確な位置測定は正確な電圧供給のため必須
的である。しかし、湿度か温度が高くて位置測定装置の
センサ(Sensor)に誤動作を誘発するか、位置測
定装置が付着できない圧縮機のような装置においては位
置測定が困難な場合が発生して、また、ブラシレスDC
モータにおいて位置測定装置が占める空間が広くて比重
が大きいから、センサレス・ブラシレスDCモータの開
発が推進されてきた。
【0004】このセンサレス・ブラシレスDCモータの
駆動は回転子の位置センサがないから、固定子コイル端
子に発生する誘起電圧に基づいて固定子コイルの通電制
御を行う。これのため固定子の回転方向に沿って配置さ
れた複数の固定子コイルの各端子に各々現れる誘起電圧
を基準電圧(0V)と比較する。この比較出力は通電オ
ン/オフ時に現れるスパイク(Spike)電圧Vsに
よる出力変化を無効にする波形整形処理する。このよう
な波形整形処理された比較出力に基づいて各固定子コイ
ルの通電制御、即ち、コミュテーションを実施する。
駆動は回転子の位置センサがないから、固定子コイル端
子に発生する誘起電圧に基づいて固定子コイルの通電制
御を行う。これのため固定子の回転方向に沿って配置さ
れた複数の固定子コイルの各端子に各々現れる誘起電圧
を基準電圧(0V)と比較する。この比較出力は通電オ
ン/オフ時に現れるスパイク(Spike)電圧Vsに
よる出力変化を無効にする波形整形処理する。このよう
な波形整形処理された比較出力に基づいて各固定子コイ
ルの通電制御、即ち、コミュテーションを実施する。
【0005】しかし、固定子コイルの通電状態を転換す
る時に発生する逆起電力が原点を通過する地点以外でも
エッジ信号が発生する場合にはシステムが誤動作する原
因になる。言いかえると、これは固定子コイルの通電相
が不正確に行なわれてモータの回転不調等が誘発でき
る。特開平4−317585号公報にはこのような問題
点を解決するための技術が掲載されている。その内容に
ついて説明すると次のようである。
る時に発生する逆起電力が原点を通過する地点以外でも
エッジ信号が発生する場合にはシステムが誤動作する原
因になる。言いかえると、これは固定子コイルの通電相
が不正確に行なわれてモータの回転不調等が誘発でき
る。特開平4−317585号公報にはこのような問題
点を解決するための技術が掲載されている。その内容に
ついて説明すると次のようである。
【0006】図6は従来のセンサレス・ブラシレスDC
モータの制御回路を示すブロック図であり、図7は図6
の各部における動作状態を示す波形チャートである。図
6及び図7において、Lu、Lv、Lwは回転子の回転
方向に沿って配置された固定子コイル、1はコミュテー
ション(Commutation)発生回路、2は多相
駆動回路、3はゼロレベル比較回路、4はエッジ検出回
路、5はタイミング調整回路、6はエッジ検出制御回
路、7は起動用の発振回路、8はクロック切換回路、9
は制御部である。
モータの制御回路を示すブロック図であり、図7は図6
の各部における動作状態を示す波形チャートである。図
6及び図7において、Lu、Lv、Lwは回転子の回転
方向に沿って配置された固定子コイル、1はコミュテー
ション(Commutation)発生回路、2は多相
駆動回路、3はゼロレベル比較回路、4はエッジ検出回
路、5はタイミング調整回路、6はエッジ検出制御回
路、7は起動用の発振回路、8はクロック切換回路、9
は制御部である。
【0007】コミュテーション発生回路1は、各固定子
コイル(Lu、Lv、Lw)ヘの通電を制御するための
多相制御信号いわゆるコミュテーション信号を、外部か
ら与えられるクロックCKに基づいて発生する。多相駆
動回路2は、前記コミュテーション信号に基づいて各固
定子コイル(Lu、Lv、Lw)を位相別に通電駆動す
る。ゼロレベル比較回路3は、各固定子コイル(Lu、
Lv、Lw)の端子に現れる誘起電圧(U一N、V一
N、WーN)をそれぞれに基準電位(0V)と比較す
る。さらに、このような実施形態では、前記ゼロレベル
比較回路3として一定な入力数値を有するヒステリシス
付比較回路が使用されている。
コイル(Lu、Lv、Lw)ヘの通電を制御するための
多相制御信号いわゆるコミュテーション信号を、外部か
ら与えられるクロックCKに基づいて発生する。多相駆
動回路2は、前記コミュテーション信号に基づいて各固
定子コイル(Lu、Lv、Lw)を位相別に通電駆動す
る。ゼロレベル比較回路3は、各固定子コイル(Lu、
Lv、Lw)の端子に現れる誘起電圧(U一N、V一
N、WーN)をそれぞれに基準電位(0V)と比較す
る。さらに、このような実施形態では、前記ゼロレベル
比較回路3として一定な入力数値を有するヒステリシス
付比較回路が使用されている。
【0008】エッジ検出回路4は、各比較回路3の出力
波形のエッジ(Edge)を位相別に検出した後、各相
のエッジ検出パルスを論理加算することによって、前記
コミュテーション発生回路1の基準クロックCK2を発
生する。タイミング調整回路5は、前記エッジ検出回路
4が発生した基準クロックCK2を所定時間t2だけ遅
延調整した後、前記コミュテーション発生回路1にコミ
ュテーション信号発生のための基準クロックCKとして
与える。
波形のエッジ(Edge)を位相別に検出した後、各相
のエッジ検出パルスを論理加算することによって、前記
コミュテーション発生回路1の基準クロックCK2を発
生する。タイミング調整回路5は、前記エッジ検出回路
4が発生した基準クロックCK2を所定時間t2だけ遅
延調整した後、前記コミュテーション発生回路1にコミ
ュテーション信号発生のための基準クロックCKとして
与える。
【0009】エッジ検出制御回路6は遅延回路61及び
OR論理ゲート62によって構成され、コミュテーショ
ン発生回路1の動作状態を示すステータス信号に基づい
て、固定子コイル(Lu、Lv、Lw)の通電切換時に
それぞれ対応する位相の比較出力波形からのエッジ検出
を禁止させる。発振回路7は、モータの起動時に基準ク
ロックCK1を発生する。切換回路8は、モータ起動時
に前記発振回路7からの基準クロックCK1をタイミン
グ調整回路5を介してコミュテーション発生回路1に基
準クロックCKとして与える。モータ起動後は、前記エ
ッジ検出回路4からの基準クロックCK2をタイミング
調整回路5を介してコミュテーション発生回路1に基準
クロックCKとして与える。制御部9は、エッジ検出回
路4からの基準クロックCK2等に基づいて切換回路8
を制御する。
OR論理ゲート62によって構成され、コミュテーショ
ン発生回路1の動作状態を示すステータス信号に基づい
て、固定子コイル(Lu、Lv、Lw)の通電切換時に
それぞれ対応する位相の比較出力波形からのエッジ検出
を禁止させる。発振回路7は、モータの起動時に基準ク
ロックCK1を発生する。切換回路8は、モータ起動時
に前記発振回路7からの基準クロックCK1をタイミン
グ調整回路5を介してコミュテーション発生回路1に基
準クロックCKとして与える。モータ起動後は、前記エ
ッジ検出回路4からの基準クロックCK2をタイミング
調整回路5を介してコミュテーション発生回路1に基準
クロックCKとして与える。制御部9は、エッジ検出回
路4からの基準クロックCK2等に基づいて切換回路8
を制御する。
【0010】以下、前記構成による制御回路の動作につ
いて説明する。上述したセンサレス・ブラシレスDCモ
ータ駆動回路は、各固定子コイル(Lu、Lv、Lw)
の端子に現れる誘起電圧(U−N、V−N、W−N)を
それぞれに基準電位(0V)と比較し、その比較出力波
形のエッジを位相別に検出することによって、コミュテ
ーションを行なうための基準クロックCKを得る。この
時、各固定子コイル(Lu、Lv、Lw)ヘの通電のオ
ン/オフによって前記誘起電圧に現れるスパイク電圧V
sの影響は、比較回路3によって検出されるものの、エ
ッジ検出回路4で検出される前に、前記エッジ検出制御
回路6によって選択的に排除される。
いて説明する。上述したセンサレス・ブラシレスDCモ
ータ駆動回路は、各固定子コイル(Lu、Lv、Lw)
の端子に現れる誘起電圧(U−N、V−N、W−N)を
それぞれに基準電位(0V)と比較し、その比較出力波
形のエッジを位相別に検出することによって、コミュテ
ーションを行なうための基準クロックCKを得る。この
時、各固定子コイル(Lu、Lv、Lw)ヘの通電のオ
ン/オフによって前記誘起電圧に現れるスパイク電圧V
sの影響は、比較回路3によって検出されるものの、エ
ッジ検出回路4で検出される前に、前記エッジ検出制御
回路6によって選択的に排除される。
【0011】
【発明が解決しようとする課題】しかし、前述のような
従来の技術構成は、過渡状態か負荷が大きい場合、制御
状態によって相電圧測定において、固定子コイルの通電
転換時点以外でもエッジ検出に問題を発生させる測定雑
音が飛び込む可能性があり、さらに、外乱等によってエ
ッジ検出を禁止する区間で逆起電力の原点通過が発生で
きるから、各相の正確な通電を妨害するようになる。
従来の技術構成は、過渡状態か負荷が大きい場合、制御
状態によって相電圧測定において、固定子コイルの通電
転換時点以外でもエッジ検出に問題を発生させる測定雑
音が飛び込む可能性があり、さらに、外乱等によってエ
ッジ検出を禁止する区間で逆起電力の原点通過が発生で
きるから、各相の正確な通電を妨害するようになる。
【0012】したがって、本発明は前記のような問題点
を解決するため案出されたもので、センサレス・ブラシ
レスDCモータの駆動装置において、各相に外乱の影響
に強く過渡状態と負荷条件に関係なく安定的に通電させ
るための装置及び方法を提供することを目的とする。
を解決するため案出されたもので、センサレス・ブラシ
レスDCモータの駆動装置において、各相に外乱の影響
に強く過渡状態と負荷条件に関係なく安定的に通電させ
るための装置及び方法を提供することを目的とする。
【0013】
【課題を解決するための手段】前述の目的を達成するた
めの本発明の特徴によると、コミュテーション部から供
給される通電信号に基づいて多数の固定子コイルの励磁
を制御するためのセンサレス・ブラシレスDCモータの
制御回路において、各固定子コイルの端子電圧から各相
の相電圧を測定する相電圧測定部と、前記相電圧測定部
から測定された相電圧の符号を検出する相電圧符号検出
部と、前記相電圧符号検出部の信号に基づいて前記相電
圧より90°遅延された遅延信号を発生させ、前記遅延
信号を前記コミュテーション部に供給するようにするデ
ジタル移相器が開示される。
めの本発明の特徴によると、コミュテーション部から供
給される通電信号に基づいて多数の固定子コイルの励磁
を制御するためのセンサレス・ブラシレスDCモータの
制御回路において、各固定子コイルの端子電圧から各相
の相電圧を測定する相電圧測定部と、前記相電圧測定部
から測定された相電圧の符号を検出する相電圧符号検出
部と、前記相電圧符号検出部の信号に基づいて前記相電
圧より90°遅延された遅延信号を発生させ、前記遅延
信号を前記コミュテーション部に供給するようにするデ
ジタル移相器が開示される。
【0014】好ましくは、前記デジタル移相器は、前記
相電圧符号検出部から検出された信号のセットされた時
間値を積分する第1計数器と、前記相電圧符号検出部か
ら検出された信号のクリアされた時間を積分する第2計
数器と、前記第1計数器と前記第2計数器の中で一つの
計数器の値が他の計数器の値の1/2と同一であるかを
比較するための比較手段と、前記比較手段によって一つ
の計数器の値が他の計数器の値の1/2になった場合に
前記他計数器の値をクリアさせるためのクリア手段と、
前記クリア手段によって第1計数器がクリアされる場合
にクリアされた信号を発生させて、第2計数器がクリア
される場合にセットされた信号を発生させる遅延信号発
生土手段とを含む。
相電圧符号検出部から検出された信号のセットされた時
間値を積分する第1計数器と、前記相電圧符号検出部か
ら検出された信号のクリアされた時間を積分する第2計
数器と、前記第1計数器と前記第2計数器の中で一つの
計数器の値が他の計数器の値の1/2と同一であるかを
比較するための比較手段と、前記比較手段によって一つ
の計数器の値が他の計数器の値の1/2になった場合に
前記他計数器の値をクリアさせるためのクリア手段と、
前記クリア手段によって第1計数器がクリアされる場合
にクリアされた信号を発生させて、第2計数器がクリア
される場合にセットされた信号を発生させる遅延信号発
生土手段とを含む。
【0015】また、好ましくは、前記デジタル移相器
は、前記第1計数器の積分値と前記第2計数器の積分値
を既設定された任意の値と比較する設定値比較手段と、
前記設定値比較手段による比較結果、前記積分値が前記
既設定値より大きい場合に前記積分値を前記既設定値で
維持するための設定値維持手段とを含む。
は、前記第1計数器の積分値と前記第2計数器の積分値
を既設定された任意の値と比較する設定値比較手段と、
前記設定値比較手段による比較結果、前記積分値が前記
既設定値より大きい場合に前記積分値を前記既設定値で
維持するための設定値維持手段とを含む。
【0016】本発明の他の特徴によると、コミュテーシ
ョン部から供給される通電信号に基づいて多数の固定子
コイルの励磁を制御するためのセンサレス・ブラシレス
DCモータの制御方法において、前記固定子の各相の端
子電圧から各々相電圧を測定する相電圧測定段階と、前
記相電圧測定段階から測定された信号に基づいて相電圧
の符号を検出する相電圧符号検出段階と、前記相電圧符
号検出段階から前記相電圧信号より90°遅延された信
号を発生させ前記遅延信号を前記コミュテーション部に
出力するデジタル移相段階とで行われる。
ョン部から供給される通電信号に基づいて多数の固定子
コイルの励磁を制御するためのセンサレス・ブラシレス
DCモータの制御方法において、前記固定子の各相の端
子電圧から各々相電圧を測定する相電圧測定段階と、前
記相電圧測定段階から測定された信号に基づいて相電圧
の符号を検出する相電圧符号検出段階と、前記相電圧符
号検出段階から前記相電圧信号より90°遅延された信
号を発生させ前記遅延信号を前記コミュテーション部に
出力するデジタル移相段階とで行われる。
【0017】好ましくは、前記デジタル移相段階は、前
記相電圧符号検出段階から正の電圧区間の時間を積分す
る第1計数段階と、前記相電圧符号検出段階から負の電
圧区間の時間を積分する第2計数段階と、前記第1計数
段階と第2計数段階の中でいずれの一つの積分値が他の
一つの積分値の1/2と一致するかを判断する積分値比
較段階と、前記積分値比較段階で比較対象の積分値が彼
比較対象の積分値の1/2に該当すると前記彼比較対象
の積分値をクリアさせる計数器クリア段階と、前記計数
器クリア段階で第1計数器がクリアされる場合クリアさ
れた信号を生成して、第2計数器がクリアされる場合セ
ットされた信号を生成する遅延信号発生段階とを含む。
記相電圧符号検出段階から正の電圧区間の時間を積分す
る第1計数段階と、前記相電圧符号検出段階から負の電
圧区間の時間を積分する第2計数段階と、前記第1計数
段階と第2計数段階の中でいずれの一つの積分値が他の
一つの積分値の1/2と一致するかを判断する積分値比
較段階と、前記積分値比較段階で比較対象の積分値が彼
比較対象の積分値の1/2に該当すると前記彼比較対象
の積分値をクリアさせる計数器クリア段階と、前記計数
器クリア段階で第1計数器がクリアされる場合クリアさ
れた信号を生成して、第2計数器がクリアされる場合セ
ットされた信号を生成する遅延信号発生段階とを含む。
【0018】選択的に、前記デジタル移相段階は、前記
計数器の積分値が既設定された設定値より大きいかを比
較し、前記積分値が前記設定値より大きい場合に前記積
分値を前記設定値で維持する積分値固定段階を含むこと
ができる。また、本発明の他の特徴によると、モータが
起動して規定速度に到達する前までステッピング信号を
発生させるステッピング信号発生部と、前記モータの固
定子コイルの各相の電圧を検出するための相電圧検出部
と、前記相電圧検出部によって検出された相電圧から符
号を検出するための相電圧符号検出部と、前記相電圧符
号検出部から検出された波形より前記90°遅延された
信号を出力させるデジタル移相器と、前記ステッピング
信号発生部から発生された信号と前記デジタル移相器か
ら発生された信号を比較して選択するモード選択部と、
前記モード選択選択部から選択された信号を前記固定子
コイルの通電信号で出力するコミュテーション部と、前
記コミュテーション部の通電信号に基づいて前記モータ
の固定子コイルに電力を供給するインバータが開示され
る。
計数器の積分値が既設定された設定値より大きいかを比
較し、前記積分値が前記設定値より大きい場合に前記積
分値を前記設定値で維持する積分値固定段階を含むこと
ができる。また、本発明の他の特徴によると、モータが
起動して規定速度に到達する前までステッピング信号を
発生させるステッピング信号発生部と、前記モータの固
定子コイルの各相の電圧を検出するための相電圧検出部
と、前記相電圧検出部によって検出された相電圧から符
号を検出するための相電圧符号検出部と、前記相電圧符
号検出部から検出された波形より前記90°遅延された
信号を出力させるデジタル移相器と、前記ステッピング
信号発生部から発生された信号と前記デジタル移相器か
ら発生された信号を比較して選択するモード選択部と、
前記モード選択選択部から選択された信号を前記固定子
コイルの通電信号で出力するコミュテーション部と、前
記コミュテーション部の通電信号に基づいて前記モータ
の固定子コイルに電力を供給するインバータが開示され
る。
【0019】好ましくは、前記デジタル移相器は、前記
相電圧符号検出部の相異な符号領域を積分するための二
つの積分器と、前記二つの積分器の中で一つの積分値が
他の積分器の1/2値になるかを比較するための比較器
と、前記比較器で一つの積分器の積分値が他の積分器の
積分値に該当する時遅延信号を発生させるための遅延信
号発生手段とを含む。
相電圧符号検出部の相異な符号領域を積分するための二
つの積分器と、前記二つの積分器の中で一つの積分値が
他の積分器の1/2値になるかを比較するための比較器
と、前記比較器で一つの積分器の積分値が他の積分器の
積分値に該当する時遅延信号を発生させるための遅延信
号発生手段とを含む。
【0020】
【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して本発明
の好ましい実施形態について詳細に説明する。但し、従
来と同一な役割をする部分に関する説明は省略する。図
1は本発明の一実施形態に適用される制御回路のブロッ
ク図であり、図2は図1に図示されたブロック図の各部
における波形を示す波形図である。
の好ましい実施形態について詳細に説明する。但し、従
来と同一な役割をする部分に関する説明は省略する。図
1は本発明の一実施形態に適用される制御回路のブロッ
ク図であり、図2は図1に図示されたブロック図の各部
における波形を示す波形図である。
【0021】図1において、符号110はモータ170
が起動して規定速度に到達する前までステッピング(S
tepping)信号(H1’、H2’、H3’)を発
生するための起動信号発生部、120は各々の端子電圧
(Va、Vb、Vc)から相電圧を算出して各相電圧の
符号を検出する相電圧検出部、130は前記相電圧検出
部から検出された相電圧に基づいて入力波形より90°
遅延された信号を抽出するデジタル(Digita1)
移相器、140は起動段階においてモータ(Moto
r)が規定速度に到達したかを判断するモード(Mod
e)選択部、150はデジタル移相器からの信号あるい
は前記起動信号発生部110からの信号に基づいて通電
信号を供給するコミュテーション部、160は前記デジ
タル移相器から得られる速度情報に基づいてPWM形態
の電圧命令によってモータを可変させるインバータ(I
nverter)、170は前記インバータ命令によっ
て動作されるセンサレス・ブラシレスDCモータであ
る。さらに、100はマイコン(Microcompu
ter:MlCOM)として、そのマイコン内に起動信
号発生部110、モード選択部140、コミュテーショ
ン部150及びデジタル移相器130を含んで製作する
こともできる。
が起動して規定速度に到達する前までステッピング(S
tepping)信号(H1’、H2’、H3’)を発
生するための起動信号発生部、120は各々の端子電圧
(Va、Vb、Vc)から相電圧を算出して各相電圧の
符号を検出する相電圧検出部、130は前記相電圧検出
部から検出された相電圧に基づいて入力波形より90°
遅延された信号を抽出するデジタル(Digita1)
移相器、140は起動段階においてモータ(Moto
r)が規定速度に到達したかを判断するモード(Mod
e)選択部、150はデジタル移相器からの信号あるい
は前記起動信号発生部110からの信号に基づいて通電
信号を供給するコミュテーション部、160は前記デジ
タル移相器から得られる速度情報に基づいてPWM形態
の電圧命令によってモータを可変させるインバータ(I
nverter)、170は前記インバータ命令によっ
て動作されるセンサレス・ブラシレスDCモータであ
る。さらに、100はマイコン(Microcompu
ter:MlCOM)として、そのマイコン内に起動信
号発生部110、モード選択部140、コミュテーショ
ン部150及びデジタル移相器130を含んで製作する
こともできる。
【0022】前記相電圧符号検出部120は、前記モー
タ170の固定子端子から得られる端子電圧Va、V
b、Vcから線間電圧 Vab=Va−Vb、Vbc=Vb−Vc、Vca=V
c−Va が得られ、中心点電圧Vnは、 Vn=(Va+Vb+Vc)/3 である性質を利用して次のような相電圧が得られる。 Van=Va−Vn=(2Va−Vb−Vc)/3=
(2Vab+Vbc)/3 Vbn=Vb−Vn=(2Vb−Vc−Va)/3=
(2Vbc+Vab)/3 Vcn=Vc−Vn=−Van−Vbn 前記相電圧(Van、Vbn、Vcn)から低域フィル
タ(Low PassFilter:LPF)を使用し
てPWM周波数成分を減衰させた後、ヒステリシス:比
較器を使用して相電圧符号(Sa、Sb、Sc)を得
る。
タ170の固定子端子から得られる端子電圧Va、V
b、Vcから線間電圧 Vab=Va−Vb、Vbc=Vb−Vc、Vca=V
c−Va が得られ、中心点電圧Vnは、 Vn=(Va+Vb+Vc)/3 である性質を利用して次のような相電圧が得られる。 Van=Va−Vn=(2Va−Vb−Vc)/3=
(2Vab+Vbc)/3 Vbn=Vb−Vn=(2Vb−Vc−Va)/3=
(2Vbc+Vab)/3 Vcn=Vc−Vn=−Van−Vbn 前記相電圧(Van、Vbn、Vcn)から低域フィル
タ(Low PassFilter:LPF)を使用し
てPWM周波数成分を減衰させた後、ヒステリシス:比
較器を使用して相電圧符号(Sa、Sb、Sc)を得
る。
【0023】図2に図示された相電圧Vanは、前記数
式及びこれを行なうための演算手段を経由した出力がL
PFを通過した状態の波形を示し、このような相電圧
は、ヒステリシス比較器を介してSaで図示される相電
圧符号を示すようになる。この時、相電圧符号信号Sa
には、誘起電圧Vanの原点通過以外の部分でもエッジ
部分が発生するようになる。デジタル移相器130は前
記相電圧符号検出部120により検出された相電圧符号
を正符号計数器及び負符号計数器を通してサンプリング
(Sampling)周期ごと各符号別で計数する。
式及びこれを行なうための演算手段を経由した出力がL
PFを通過した状態の波形を示し、このような相電圧
は、ヒステリシス比較器を介してSaで図示される相電
圧符号を示すようになる。この時、相電圧符号信号Sa
には、誘起電圧Vanの原点通過以外の部分でもエッジ
部分が発生するようになる。デジタル移相器130は前
記相電圧符号検出部120により検出された相電圧符号
を正符号計数器及び負符号計数器を通してサンプリング
(Sampling)周期ごと各符号別で計数する。
【0024】この時、正符号計数器及び負符号計数器の
中でいずれの一つの計数器の計数値が他の計数器の計数
値の1/2に到達すると、他の計数器をクリア(Cle
ar)させる動作を相互交番に実行しながら正符号計数
器及び負符号計数器の中でいずれの一つがクリアされた
かによって出力をセットあるいはリセットさせることに
より、入力信号の基本波に対して90°程度遅延された
出力信号を発生させる。
中でいずれの一つの計数器の計数値が他の計数器の計数
値の1/2に到達すると、他の計数器をクリア(Cle
ar)させる動作を相互交番に実行しながら正符号計数
器及び負符号計数器の中でいずれの一つがクリアされた
かによって出力をセットあるいはリセットさせることに
より、入力信号の基本波に対して90°程度遅延された
出力信号を発生させる。
【0025】図3は図2のデジタル移相器130を詳細
に示す回路図で、これを通して前記デジタル移相器13
0をより詳細に説明する。前記デジタル移相器130
は、前記相符号検出部120から各々の相電圧符号S
a、Sb、Scの入力を受けて各々デジタル移相化する
第1デジタル移相器130aと第2デジタル移相器13
0b及び第3デジタル移相器130cとで構成される
が、これらデジタル移相化過程は入出力だけが相異で、
処理過程は同一であるから、本願では重複説明を排除す
るため相電圧符号の中の一つであるSaの入力を受けて
デジタル移相化する第1デジタル移相器130aについ
て詳細に説明する。
に示す回路図で、これを通して前記デジタル移相器13
0をより詳細に説明する。前記デジタル移相器130
は、前記相符号検出部120から各々の相電圧符号S
a、Sb、Scの入力を受けて各々デジタル移相化する
第1デジタル移相器130aと第2デジタル移相器13
0b及び第3デジタル移相器130cとで構成される
が、これらデジタル移相化過程は入出力だけが相異で、
処理過程は同一であるから、本願では重複説明を排除す
るため相電圧符号の中の一つであるSaの入力を受けて
デジタル移相化する第1デジタル移相器130aについ
て詳細に説明する。
【0026】正符号計数器(131a:以下、Pa計数
器と称する)がa相の相電圧符号Saが正符号である場
合に計数を実行する反面、負符号計数器(132a:以
下、Na計数器と給する)はa相の相電圧符号Saが負
符号である場合に計数を実行する。
器と称する)がa相の相電圧符号Saが正符号である場
合に計数を実行する反面、負符号計数器(132a:以
下、Na計数器と給する)はa相の相電圧符号Saが負
符号である場合に計数を実行する。
【0027】これによって、正符号比較部134aは、
前記Pa計数器131aの計数値と前記Na計数器13
2aの計数値とを第1除算器133aを通して2で除算
した値を比較して前記Pa計数器131aの計数値が第
1除算器133aの出力値(即ち、前記Na計数器13
2aの計数値の1/2に該当する値)と同一であると、
前記Na計数器132aの計数値をクリアさせるととも
にロジックハイ(Logic、Low)状態の出力をロ
ジックロー(Logic Hi)状態の出力に転換し
て、前記Pa計数器131aの計数値が第1除算器13
3aの出力値より小さいか前記Na計数器132aの出
力によりクリアされる前までこの出力状態を維持する。
前記Pa計数器131aの計数値と前記Na計数器13
2aの計数値とを第1除算器133aを通して2で除算
した値を比較して前記Pa計数器131aの計数値が第
1除算器133aの出力値(即ち、前記Na計数器13
2aの計数値の1/2に該当する値)と同一であると、
前記Na計数器132aの計数値をクリアさせるととも
にロジックハイ(Logic、Low)状態の出力をロ
ジックロー(Logic Hi)状態の出力に転換し
て、前記Pa計数器131aの計数値が第1除算器13
3aの出力値より小さいか前記Na計数器132aの出
力によりクリアされる前までこの出力状態を維持する。
【0028】反面、負符号比較部136aは、前記Na
計数器132aの計数値と前記Pa計数器131aの計
数値を第2除算器135aを通して2で除算した値を比
較して前記Na計数器132aの計数値が第2除算器1
35aの出力値(即ち、前記Pa計数器131aの計数
値の1/2に該当する値)と同一であると、前記Pa計
数器131aの計数値をクリアさせることにより図3に
図示したような出力波形が示すようになる。
計数器132aの計数値と前記Pa計数器131aの計
数値を第2除算器135aを通して2で除算した値を比
較して前記Na計数器132aの計数値が第2除算器1
35aの出力値(即ち、前記Pa計数器131aの計数
値の1/2に該当する値)と同一であると、前記Pa計
数器131aの計数値をクリアさせることにより図3に
図示したような出力波形が示すようになる。
【0029】図4はデジタル移相器によって90°遅延
される信号が形成される過程を示すフローチャートであ
る。まず、a相の相電圧Saが1であるかを判断して
(S1)、1である場合には初期状態値が0であるPa
計数器を1増加させて(S2)、1ではないと初期値が
0であるNa計数器を1増加させる(S3)。
される信号が形成される過程を示すフローチャートであ
る。まず、a相の相電圧Saが1であるかを判断して
(S1)、1である場合には初期状態値が0であるPa
計数器を1増加させて(S2)、1ではないと初期値が
0であるNa計数器を1増加させる(S3)。
【0030】次に、Pa計数器の値とNa計数器の値が
設定値Mより小さいか判断する(S4、S5)。この
時、設定値Mは充分に大きい値として各々の計数器値の
オーバフローを防止する。前記M値との判断段階(S
4)で、Pa計数器の値がM値より小さいと、Pa計数
器の値がNa計数器の値の1/2に該当するかを判断し
て(S7)、前記M値との判断でPa計数器の値がM値
より大きいとPa計数器の値をMで設定して(S6)、
Pa計数器の値がNa計数器の値の112に該当するか
を判断する(S7)。
設定値Mより小さいか判断する(S4、S5)。この
時、設定値Mは充分に大きい値として各々の計数器値の
オーバフローを防止する。前記M値との判断段階(S
4)で、Pa計数器の値がM値より小さいと、Pa計数
器の値がNa計数器の値の1/2に該当するかを判断し
て(S7)、前記M値との判断でPa計数器の値がM値
より大きいとPa計数器の値をMで設定して(S6)、
Pa計数器の値がNa計数器の値の112に該当するか
を判断する(S7)。
【0031】前記1/2値判断段階(S7)で、Pa計
数器の値がNa計数器の値の1/2と同一であると、a
計数器を0にクリアさせて移相出力Saoを1でセット
させる。もし、Pa計数器の値がNa計数器の値の1/
2ではないと終了される。また、Na計数器の値が設定
値Mより小さいかを判断する判断段階(S5)で、Na
計数器値がM値より小さいとNa計数器値がPa計数器
値の1/2と同一するかを判断して(S8)、Na計数
器値がM値より小さくないとNa計数器値をMで設定し
た後、Na計数器値がPa計数器値の1/2と同一であ
るかを判断する(S8)。前記判断段階(S8)で、N
a計数器値がPa計数器値の1/2と同一であるとPa
計数器を0にクリアさせて、移相出力Saoを0にクリ
アさせる。また、前記1/2値判断段階(S8)で、N
a計数器の値がPa計数器の値の1/2ではないと終了
される。
数器の値がNa計数器の値の1/2と同一であると、a
計数器を0にクリアさせて移相出力Saoを1でセット
させる。もし、Pa計数器の値がNa計数器の値の1/
2ではないと終了される。また、Na計数器の値が設定
値Mより小さいかを判断する判断段階(S5)で、Na
計数器値がM値より小さいとNa計数器値がPa計数器
値の1/2と同一するかを判断して(S8)、Na計数
器値がM値より小さくないとNa計数器値をMで設定し
た後、Na計数器値がPa計数器値の1/2と同一であ
るかを判断する(S8)。前記判断段階(S8)で、N
a計数器値がPa計数器値の1/2と同一であるとPa
計数器を0にクリアさせて、移相出力Saoを0にクリ
アさせる。また、前記1/2値判断段階(S8)で、N
a計数器の値がPa計数器の値の1/2ではないと終了
される。
【0032】図2及び図4に図示されるように、a相の
相電圧符号信号Saは、相電圧Vanが正(+)である
区間(t0〜t6)では1である値を有するが、t6区
間以後では通電電流の急激な変化による添頭電圧Vsが
発生して相電圧上に負(−)の領域を有するようになる
ことにより、電圧Vs区間(t5−t5’)では0の値
を維持するようになる。同様に、相電圧が負(−)にな
る領域(t6−t12)で相電圧符号信号Saは0の値
を有する。また、通電流が急激に変化することにより発
生するVsによる正(+)の領域では、相電圧符号は1
になる。
相電圧符号信号Saは、相電圧Vanが正(+)である
区間(t0〜t6)では1である値を有するが、t6区
間以後では通電電流の急激な変化による添頭電圧Vsが
発生して相電圧上に負(−)の領域を有するようになる
ことにより、電圧Vs区間(t5−t5’)では0の値
を維持するようになる。同様に、相電圧が負(−)にな
る領域(t6−t12)で相電圧符号信号Saは0の値
を有する。また、通電流が急激に変化することにより発
生するVsによる正(+)の領域では、相電圧符号は1
になる。
【0033】このような相電圧符号信号Saによって、
Saの値が1であるl区間ではPa計数器の値は線形的
に増加して、Saの値が0である区間ではNa計数器の
値は線形的に増加する。この時、比較器により一つの計
数器値が他の計数器値の1/2になるかを比較して、1
/2に到達すると他の値を0にクリアさせる。即ち、計
数器Paの値は0から発生してt3の時点で計数器Na
の値の1/2になる。この時、計数器Naの値は0にク
リアされる。
Saの値が1であるl区間ではPa計数器の値は線形的
に増加して、Saの値が0である区間ではNa計数器の
値は線形的に増加する。この時、比較器により一つの計
数器値が他の計数器値の1/2になるかを比較して、1
/2に到達すると他の値を0にクリアさせる。即ち、計
数器Paの値は0から発生してt3の時点で計数器Na
の値の1/2になる。この時、計数器Naの値は0にク
リアされる。
【0034】同様に、計数器Naの値は、t5の時点か
ら0で始作して線形的に増加してt9の時点で計数器P
aの値の1/2になる。したがって、計数器Paの値は
0にクリアされる。移相出力Saoは計数器Paの値が
計数器Naの1/2になる時点であるt3で1にセット
されて、計数器Naの値は計数器Paの1/2になる時
点であるt9で0にクリアされる。この時、Saoの波
形はSaの信号より90°遅延された出力波形を有する
ようになる。このような方式で各相の移相された出力波
形Sbo、Scoが得られ、これらを各々反転させコミ
ュテーション信号H1、H2、H3を供給するようにな
る。
ら0で始作して線形的に増加してt9の時点で計数器P
aの値の1/2になる。したがって、計数器Paの値は
0にクリアされる。移相出力Saoは計数器Paの値が
計数器Naの1/2になる時点であるt3で1にセット
されて、計数器Naの値は計数器Paの1/2になる時
点であるt9で0にクリアされる。この時、Saoの波
形はSaの信号より90°遅延された出力波形を有する
ようになる。このような方式で各相の移相された出力波
形Sbo、Scoが得られ、これらを各々反転させコミ
ュテーション信号H1、H2、H3を供給するようにな
る。
【0035】図5はH1、H2、H3とスイッチング素
子上下端の駆動信号を示す波形図である。コミュテーシ
ョン信号H1、H2、H3は、図2の各々の移相信号S
bo、Sco、Saoを反転させた結果と一致して、こ
れによってスイッチング素子の上下端の駆動信号を供給
するようになる。この時、H1、H2、H3は、120
°の位相差を有し、これによってスイッチング素子に、
図面に図示されるような波形A+、B+、C+、A−、
B−、C−をインバータ160のスイッチング素子の上
下端に供給して通電させる。
子上下端の駆動信号を示す波形図である。コミュテーシ
ョン信号H1、H2、H3は、図2の各々の移相信号S
bo、Sco、Saoを反転させた結果と一致して、こ
れによってスイッチング素子の上下端の駆動信号を供給
するようになる。この時、H1、H2、H3は、120
°の位相差を有し、これによってスイッチング素子に、
図面に図示されるような波形A+、B+、C+、A−、
B−、C−をインバータ160のスイッチング素子の上
下端に供給して通電させる。
【0036】
【発明の効果】前述のように、本発明によるデジタル移
相器は、測定した相電圧信号を積分することにより相電
圧測定時に飛び込む雑音の影響をフィルタリングする効
果がある。したがって、外乱か過渡状態でも負荷条件と
は閥係なく安定的で正確なコミュテーション信号が得ら
れる。
相器は、測定した相電圧信号を積分することにより相電
圧測定時に飛び込む雑音の影響をフィルタリングする効
果がある。したがって、外乱か過渡状態でも負荷条件と
は閥係なく安定的で正確なコミュテーション信号が得ら
れる。
【0037】また、本方式は負荷が大きい場合におい
て、実際のコミュテーション時点により電流の遷移区間
の1/2程度ほど先行する特徴があるから、実際システ
ムに存在する電流応答遅延による駆動システムの効率低
減を補償する効果がある。
て、実際のコミュテーション時点により電流の遷移区間
の1/2程度ほど先行する特徴があるから、実際システ
ムに存在する電流応答遅延による駆動システムの効率低
減を補償する効果がある。
【図1】 本発明の一実施形態に適用される制御回路を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図2】 図1に図示されたブロック図の各部における
波形を示す波形図である。
波形を示す波形図である。
【図3】 図2のデジタル移相器を詳細に示す回路図で
ある。
ある。
【図4】 デジタル移相器によって90°遅延される信
号が形成される過程を示すフローチャートである。
号が形成される過程を示すフローチャートである。
【図5】 H1、H2、H3とスイッチング素子上下端
の駆動信号を示す波形図である。
の駆動信号を示す波形図である。
【図6】 従来のセンサレス・ブラシレスDCモータの
制御回路を示すブロック図である。
制御回路を示すブロック図である。
【図7】 図6の各部における動作状態を示す波形図で
ある。
ある。
Lu、Lv、Lw:固定子コイル H1’、H2’、H3’:ステッピング信号 Va、Vb、Vc:端子電圧 1:コミュテーション発生回路 2:多相駆動回路 3:ゼロレベル比較回路 4:エッジ検出回路 5:タイミング調整回路 6:エッジ検出制御回路 7:起動用発振回路 8:クロック切換回路 9:制御部 61:遅延回路 62:OR論理ゲート 100:マイコン 110:起動信号校生部 120:相電圧検出部 130:デジタル移相器 140:モード選択部 150:コミュテーション部 160:インバータ 170:センサレス・ブラシレスDCモータ 170:モータ
Claims (8)
- 【請求項1】 コミュテーション部から供給される通電
信号に基づいて多数の固定子コイルの励磁を制御するた
めのセンサレス・ブラシレスDCモータ(Sensor
less Blushless Direct Cur
rent Motor)の制御回路において、 各固定子コイルの端子電圧から各相の相電圧を測定する
相電圧測定部と、 前記相電圧測定部から測定された相電圧の符号を検出す
る相電圧符号検出部と、 前記相電圧符号検出部の信号に基づいて前記相電圧より
90°遅延された遅延信号を発生させ前記遅延信号を前
記コミュテーション部に供給するようにするデジタル移
相器(Digital Phase Shifter)
とを含むことを特徴とするセンサレス・ブラシレスDC
モータの制御回路。 - 【請求項2】 前記デジタル移相器は、前記相電圧符号
検出部から検出された信号のセットされた時間値を積分
する第1計数器と、 前記相電圧符号検出部から検出された信号のクリアされ
た時間を積分する第2計数器と、 前記第1計数器と前記第2計数器の中で一つの計数器の
値が他の計数器の値の1/2と同一であるかを比較する
ための比較手段と、 前記比較手段による比較結果一つの計数器の値が他の計
数器の値の1/2である場合に前記他の計数器の値をク
リアさせるためのクリア手段と、 前記クリア手段により前記第1計数器がクリアされる場
合にはクリアされた信号を発生させて、前記第2計数器
がクリアされる場合にはセットされた信号を発生させる
遅延信号発生手段とを含むことを特徴とする請求項1記
載のセンサレス・ブラシレスDCモータの制御回路。 - 【請求項3】 前記デジタル移相器は、前記第1計数器
の積分値と前記第2計数器の積分値とを既設定された任
意の値と比較する設定値比較手段と、 前記設定値比較手段による比較結果前記積分値が前記既
設定値より大きい場合に、前記積分値を前記既設定値で
維持するための設定値維持手段とを含むことを特徴とす
る請求項2記載のセンサレス・ブラシレスDCモータの
制御回路。 - 【請求項4】 コミュテーション部から供給される通電
信号に基づいて多数の固定子コイルの励磁を制御するた
めのセンサレス・ブラシレスDCモータの制御方法にお
いて、 前記固定子の各相の端子電圧からの各々の相電圧を測定
する相電圧測定段階と、 前記相電圧測定段階から測定された信号に基づいて相電
圧の符号を検出する相電圧符号検出段階と、 前記相電圧符号検出段階から前記相電圧信号より90°
遅延された信号を発生させ、前記遅延信号を前記コミュ
テーション部に出力するデジタル移相段階とを含むこと
を特徴とするセンサレス・ブラシレスDCモータの制御
方法。 - 【請求項5】 前記デジタル移相段階は、前記相電圧符
号検出段階から正(+)の電圧区間の時間を積分する第
1計数段階と、 前記相電圧符号検出段階から負(−)の電圧区間の時間
を積分する第2計数段階と、 前記第1計数段階と第2計数段階の中でいずれの一つの
積分値が他の一つの積分値の1/2と一致するかを判断
する積分値比較段階と、 前記積分値比較段階で比較対象の積分値が彼比較対象の
積分値の1/2に該当すると、前記彼比較対象の積分値
をクリアさせる計数器クリア段階と、 前記計数器クリア段階で、第1計数器がクリアされる場
合クリアされた信号を生成して、第2計数器がクリアさ
れる場合セットされた信号を生成する遅延信号発生段階
とを含むことを特徴とする請求項4記載のセンサレス・
ブラシレスDCモータの制御方法。 - 【請求項6】 前記デジタル移相段階は、前記計数器の
積分値が既設定された設定値より大きいかを比較して、
前記積分値が前記設定値より大きい場合に前記積分値を
前記設定値で維持する積分値固定段階をさらに含むこと
を特徴とする請求項5記載のセンサレス・ブラシレスD
Cモータの制御方法。 - 【請求項7】 モータが起動して規定速度に到達する前
までステッピング信号を発生させるステッピング信号発
生部と、 前記モータの固定子コイルの各相の電圧を検出するため
の相電圧検出部と、 前記相電圧検出部により検出された相電圧から符号を検
出するための相電圧符号検出部と、 前記相電圧符号検出部から検出された波形より前記90
°遅延された信号を出力させるデジタル移相器と、 前記ステッピング信号発生部から発生された信号と前記
デジタル移相器から発生された信号とを比較して選択す
るモード選択部と、 前記モード選択部から選択された信号を前記固定子コイ
ルの通電信号で出力するコミュテーション部と、 前記コミュテーション部の通電信号に基づいて前記モー
タの固定子コイルに電力を供給するインバータとを含む
ことを特徴とするセンサレス・ブラシレスDCモータの
制御装置。 - 【請求項8】 前記デジタル移相器は、前記相電圧符号
検出部の相異な符号領域を積分するための二つの積分器
と、 前記二つの積分器の中で一つの積分値が他の積分器の1
/2値になるかを比較するための比較器と、 前記比較器で一つの積分器の積分値が他の積分器の積分
値に該当する時遅延信号を発生させるための遅延信号発
生手段とを含むことを特徴とする請求項7記載のセンサ
レス・ブラシレスDCモータの制御装置。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
KR1019970003676A KR100238026B1 (ko) | 1997-02-06 | 1997-02-06 | 센서리스 브러쉬리스 직류모터 |
KR19973676 | 1997-02-06 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH10225175A true JPH10225175A (ja) | 1998-08-21 |
JP2974646B2 JP2974646B2 (ja) | 1999-11-10 |
Family
ID=19496565
Family Applications (1)
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Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2002027776A (ja) * | 2000-07-07 | 2002-01-25 | Koyo Seiko Co Ltd | 同期電動機の制御装置および制御方法、ならびに駆動系の作動流体制御用電動ポンプ |
JP2002070751A (ja) * | 2000-08-29 | 2002-03-08 | Kawamoto Pump Mfg Co Ltd | ポンプ装置 |
JP2005086861A (ja) * | 2003-09-05 | 2005-03-31 | Koyo Seiko Co Ltd | ブラシレスモータのセンサレス制御方法および装置 |
Families Citing this family (31)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5973469A (en) * | 1996-04-11 | 1999-10-26 | Citizen Watch Co., Ltd. | Motor driving apparatus |
EP0945974B1 (en) * | 1998-03-23 | 2004-01-21 | Hitachi, Ltd. | Control apparatus of brushless motor and machine using brushless motor |
DE19815896C2 (de) * | 1998-04-08 | 2000-03-30 | Siemens Ag | Drehzahl-Steuervorrichtung für einen elektronisch kommutierten mehrphasigen Elektromotor |
JP3591314B2 (ja) * | 1998-07-15 | 2004-11-17 | 株式会社日立製作所 | ブラシレスモータの制御装置及びこの制御装置を使用した機器 |
KR100597730B1 (ko) * | 1999-03-09 | 2006-07-07 | 삼성전자주식회사 | 센서리스 bldc모터 및 그 펄스폭 제어방법 |
KR100597731B1 (ko) * | 1999-03-09 | 2006-07-07 | 삼성전자주식회사 | 센서리스 bldc모터 및 그 속도 제어방법 |
EP1107444B1 (en) * | 1999-12-06 | 2007-10-03 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Motor and disk drive apparatus |
US6424106B2 (en) * | 2000-03-31 | 2002-07-23 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Motor |
US6462495B1 (en) | 2000-04-25 | 2002-10-08 | Infineon Technologies Ag | Controlling a brushless DC motor |
JP2002027782A (ja) * | 2000-07-10 | 2002-01-25 | Sony Corp | センサレスモータの起動システム |
US6586902B2 (en) * | 2000-07-26 | 2003-07-01 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Disk drive apparatus and motor |
US7265516B2 (en) * | 2001-12-13 | 2007-09-04 | Lacroix Michael Charles | Linear electric motor controller and system for providing linear control |
JP4259173B2 (ja) * | 2003-04-28 | 2009-04-30 | パナソニック株式会社 | 電動圧縮機の駆動装置 |
US6995530B2 (en) * | 2004-04-22 | 2006-02-07 | International Business Machines Corporation | System, method, and an article of manufacture for starting a brushless direct current motor |
US7026786B2 (en) * | 2004-05-10 | 2006-04-11 | International Business Machines Corporation | Reduced part count feedforward motor control |
JP4581544B2 (ja) * | 2004-08-02 | 2010-11-17 | 国産電機株式会社 | 回転電機の回転子位置判定方法、回転子位置判定装置及び回転電機の制御装置 |
US7211973B1 (en) * | 2005-01-07 | 2007-05-01 | Marvell Asia Pte, Ltd. | System and process for utilizing back electromotive force in disk drives |
US7227321B1 (en) * | 2005-02-09 | 2007-06-05 | Marvell International Ltd. | System and method for detecting back electromotive force with automatic pole calibration |
JP4789554B2 (ja) * | 2005-09-09 | 2011-10-12 | キヤノン株式会社 | モータ制御装置 |
TWI339001B (en) * | 2007-02-13 | 2011-03-11 | Ind Tech Res Inst | Sensorless driving method for a brushless dc motor |
JP5634963B2 (ja) * | 2011-09-01 | 2014-12-03 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 同期電動機の駆動システム及び同期電動機 |
KR102159616B1 (ko) * | 2012-08-30 | 2020-09-24 | 알레그로 마이크로시스템스, 엘엘씨 | 전기 모터의 권선 내에 검출되는 영전류에 따라 전기 모터에 인가되는 구동 신호의 위상을 자동적으로 조정하고 영전류를 검출하기 위한 전기 회로 및 방법 |
US9444376B2 (en) | 2013-02-22 | 2016-09-13 | Hamilton Sundstrand Corporation | Variable link sensorless brushless direct current motor controller for space and hardened applications |
RU2528552C1 (ru) * | 2013-04-01 | 2014-09-20 | Виталий Михайлович Колыхалин | Устройство компенсации шума электродвигателей |
CN103544522B (zh) * | 2013-09-30 | 2017-04-05 | 河北航天信息技术有限公司 | 一种棉花打包计数器和计数方法 |
DE102015105007A1 (de) * | 2015-03-31 | 2016-10-06 | Ebm-Papst Mulfingen Gmbh & Co. Kg | Verfahren zur sensorlosen Lagebestimmung des Rotors von elektronisch kommutierten Synchronmaschinen |
US9780706B2 (en) | 2016-02-05 | 2017-10-03 | Allegro Microsystems, Llc | Motor control current zero crossing detector |
US10312847B2 (en) | 2016-05-09 | 2019-06-04 | Allegro Microsystems, Llc | Motor control using phase current and phase voltage |
US9887653B2 (en) | 2016-05-25 | 2018-02-06 | Allegro Microsystems, Llc | Sensorless brushless direct current (BLDC) motor position control |
CN106712623A (zh) * | 2016-12-13 | 2017-05-24 | 广东威灵电机制造有限公司 | 电机的相电压测量装置和测量方法及电机控制系统 |
EP3731408B1 (en) | 2019-04-25 | 2024-10-16 | Black & Decker Inc. | Dual-controller system for a sensorless brushless motor control |
Family Cites Families (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2252728A1 (de) * | 1972-10-27 | 1974-05-02 | Papst Motoren Kg | Kollektorloser gleichstrommotor |
DE3602227A1 (de) * | 1986-01-25 | 1987-07-30 | Philips Patentverwaltung | Kommutierungsschaltung fuer einen kollektorlosen gleichstrommotor |
US5202614A (en) * | 1989-09-25 | 1993-04-13 | Silicon Systems, Inc. | Self-commutating, back-emf sensing, brushless dc motor controller |
CN2112225U (zh) * | 1990-10-19 | 1992-08-05 | 精工爱普生股份有限公司 | 无位置传感器无刷直流电动机及其控制装置 |
US5506487A (en) * | 1991-03-28 | 1996-04-09 | General Electric Company | Systems and methods for driving a compressor with a motor |
JP3513765B2 (ja) * | 1991-04-12 | 2004-03-31 | 株式会社ルネサステクノロジ | センサレス・ブラシレスdcモータ駆動回路 |
JPH05260786A (ja) * | 1992-03-10 | 1993-10-08 | Hitachi Ltd | モータ制動回路 |
KR960002564B1 (ko) * | 1992-04-30 | 1996-02-22 | 삼성전자주식회사 | 압축기 제어회로 |
JPH0696518A (ja) * | 1992-06-08 | 1994-04-08 | Hewlett Packard Co <Hp> | 固着したトランスデューサを自由化するためのディスクドライブ用双極ディスクトルクシステム |
JPH06303796A (ja) * | 1993-04-12 | 1994-10-28 | Mitsubishi Denki Eng Kk | モータ駆動回路 |
JP3317000B2 (ja) * | 1994-03-15 | 2002-08-19 | セイコーエプソン株式会社 | 位置センサレスブラシレスdcモータの駆動装置 |
-
1997
- 1997-02-06 KR KR1019970003676A patent/KR100238026B1/ko not_active IP Right Cessation
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Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2002027776A (ja) * | 2000-07-07 | 2002-01-25 | Koyo Seiko Co Ltd | 同期電動機の制御装置および制御方法、ならびに駆動系の作動流体制御用電動ポンプ |
JP2002070751A (ja) * | 2000-08-29 | 2002-03-08 | Kawamoto Pump Mfg Co Ltd | ポンプ装置 |
JP2005086861A (ja) * | 2003-09-05 | 2005-03-31 | Koyo Seiko Co Ltd | ブラシレスモータのセンサレス制御方法および装置 |
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Publication number | Publication date |
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