DE60036595T2 - Motor und Plattenlaufwerk - Google Patents

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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/08—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor
    • H02P6/085—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor in a bridge configuration

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  • Control Of Stepping Motors (AREA)
  • Control Of Direct Current Motors (AREA)

Description

  • Hintergrund der Erfindung
  • Die vorliegende Erfindung betrifft einen Motor und eine Plattenlaufwerkvorrichtung umfassend den Motor.
  • In den letzten Jahren wurden verbreitet Motoren als Antriebe für Büroelektronikgeräte und audio-visuelle Geräte verwendet, bei denen mit mehreren Transistoren Strompfade elektronisch gewechselt werden. Solche Motoren sind in Plattenlaufwerkvorrichtungen wie optischen Plattenlaufwerkvorrichtungen (DVD-Geräten, CD-Geräten usw.) und magnetischen Diskettenlaufwerkgeräten (HDD-Geräten, FDD-Geräten usw.) enthalten. Ein Motor, bei dem Strompfade zu Windungen mit PNP-Leistungstransistoren und NPN-Leistungstransistoren alterniert werden ist als Beispiel für die oben genannten Motoren verfügbar.
  • 26 zeigt einen konventionellen Motor und seine Funktionsweise wird weiter unten beschrieben. Ein Rotor 2011 hat einen Feldteil, der von einem Permanentmagneten gebildet ist. Drei Positionsdetektionselemente eines Positionsdetektors 2041 detektieren das Magnetfeld des Feldteils des Rotors 2011. Mit anderen Worten gesagt, generiert der Positionsdetektor 2041 zwei Sätze von Spannungssignalen, Kp1, Kp2 und Kp3 und Kp4, Kp5 und Kp6 von den dreiphasigen Ausgangssignalen der drei Positionsdetektionselemente als Antwort auf eine Rotation des Rotors 2011. Ein erster Verteiler 2042 erzeugt dreiphasige low-side-Signale Mp1, Mp2 und Mp3 entsprechend den Spannungssignalen Kp1, Kp2 bzw. Kp3 antworten, um die Aktivierung der low-side-NPN-Leistungstransistoren 2021, 2022 und 2023, die in 26 dargestellt sind, zu kontrollieren. Ein zweiter Verteiler 2043 erzeugt dreiphasige high-side-Signale Mp4, Mp5 und Mp6 entsprechend den Spannungssignalen Kp4, Kp5 bzw. Kp6, um die Aktivierung der high-side-PNP-Leistungstransistoren 2025, 2026 und 2027, die in 26 gezeigt sind, zu aktivieren. Im Ergebnis werden dreiphasige Steuerspannungen für die Windungen 2012, 2013 und 2014 bereitgestellt.
  • In der konventionellen Konfiguration gibt es hohe Leistungsverluste der Leistungstransistoren und die Wärmeerzeugung im Motor und im Plattenlaufwerk verursacht Probleme. Die NPN-Leistungstransistoren 2021, 2022 und 2023 und die PNP-Leistungstransistoren 2025, 2026 und 2027 liefern Versorgungsspannungen mit den gewünschten Amplituden an die Windungen 2012, 2013 und 2014 indem die Spannung zwischen dem Emitter und dem Kollektor in einer analogen Art und Weise geregelt wird. Jeder der NPN-Leistungstransistoren 2021, 2022 und 2023 und der PNP-Leistungstransistoren 2025, 2026 und 2027 ändert die Spannung zwischen dem Emitter und dem Kollektor in Abhängigkeit von einer Änderung des Widerstandswerts zwischen dem Emitter und dem Kollektor. Deswegen ist eine Restspannung in jedem Transistor hoch und ein hoher Leistungsverlust entsprechend dem Produkt der Restspannung und dem geführten Strom wird erzeugt, was in der Erzeugung von Wärme in jedem Leistungstransistor resultiert. Da eine beschreibbare Platte (eine RAM-Platte (Disk), eine beschreibbare Platte (Disk), usw.) gegenüber Hitze empfindlich ist, ist es wünschenswert, die Wärmeerzeugung z. B. in den Leistungstransistoren, den hauptsächlichen Wärmequellen von Plattenlaufwerken, so weit wie möglich zu reduzieren, um die Zuverlässigkeit beim Aufnehmen und/oder Reproduzieren auf/von der beschreibbaren Platte zu verbessern.
  • Zusätzlich ist es notwendig, Räume für die Positionsdetektionselemente zu schaffen, da der Positionsdetektor 2041 drei Positionsdetektionselemente zur Detektion der drehenden Position des Rotors zur Verteilung von Versorgungsströmen an die Windungen umfasst. Zudem werden Drahtverbindungen und dergleichen für die Elemente kompliziert, was zu einer Erhöhung der Kosten für den Motor und das Gerät führt. Indem auf die Positionsde tektionselemente verzichtet wird, kann der Motor kleiner gemacht werden und das Plattenlaufwerk kann dünner gemacht werden.
  • Im Falle von wiederbeschreibbaren Plattenlaufwerken, wie etwa DVD-RAM/RW-Geräten, werden Informationen auf hochverdichteten Platten gespeichert oder von diesen reproduziert. Deswegen ist es wünschenswert, die Platte mit einer verminderten Vibration zu rotieren, während eine Aufnahme auf die Platte oder eine Reproduktion von der Platte erfolgt. Ferner ist es notwendig, die Platte mit hoher Geschwindigkeit und reduziertem akustischem Lärm zu rotieren, falls eine Reproduktion von einer DVD-ROM/CD-ROM-Scheibe erfolgt. Es ist jedoch in einer Konfiguration ohne Positionsdetektionselement sehr schwierig, den Rotor und die Platte mit geringer Vibration und geringem akustischen Geräusch zu rotieren und gleichzeitig die Wärmeerzeugung zu vermindern.
  • Das Dokument US 5,491,393 beschreibt einen bürstenlosen Motorantrieb und ein Pulsgenerierungsschema zur Verminderung von mechanischen Vibrationen und akustischen Geräuschen.
  • Die Entwicklung eines Motors und/oder einer Plattenlaufwerkvorrichtung, worin eines oder alle dieser Probleme gelöst sind, ist sehr wünschenswert. Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eines oder mehrere der oben genannten Probleme zu lösen und einen Motor und/oder eine Plattenlaufwerkvorrichtung anzugeben, welche eine Konfiguration aufweisen, die geeignet ist zur Reduzierung des Leistungsverbrauchs und zur Reduzierung der akustischen Geräuschentwicklung.
  • Kurze Zusammenfassung der Erfindung
  • Ein Motor nach der vorliegenden Erfindung weist die Merkmale des Anspruchs 1 und der abhängigen Ansprüche 2 bis 7 auf.
  • Nach der Konfiguration gemäß Anspruch 1 veranlasst die Schaltbestätigungseinrichtung die Leistungstransistoren der Leistungsbereitstellungseinrichtung zum hochfrequenten Schalten. Damit können Leistungsverluste in den Leistungstransistoren der Leistungsbereitstellungseinrichtung maßgeblich vermindert werden und Wärmeerzeugung im Motor kann auch deutlich verringert werden. Zusätzlich erzeugt die Spannungsdetektionseinrichtung das detektierte Pulssignal entsprechend den Anschlussspannungen der Windungen und die Zustandverschiebungseinrichtung verschiebt die Phasen der Aktivierung an die Windungen als Antwort auf das detektierte Pulssignal. Zusätzlich aktiviert die Aktivierungssteuereinrichtung die Leistungstransistoren entsprechend dem Haltezustand, um den Rotor in einer vorgegebenen Richtung zu rotieren. Deswegen wird kein Positionsdetektionselement benötigt und die Konfiguration des Motors ist vereinfacht. Jede der aktiven Perioden der ersten Leistungstransistoren und der zweiten Leistungstransistoren ist daher größer als ein elektrischer Winkel von 360/Q Grad. Demzufolge werden zwei Leistungstransistoren von den ersten Leistungstransistoren oder den zweiten Leistungstransistoren simultan im Wechsel der Strompfade aktiviert. Der Wechsel der Strompfade ist deswegen geglättet und die erzeugte Antriebskraft weist geringere Pulsation auf. Im Ergebnis kann die Vibration und die akustische Geräuschentwicklung des Motors vermindert werden. Zusätzlich wird ein Leistungstransistor/werden die Leistungstransistoren hochfrequenten Schaltoperationen unterworfen durch die Verwendung des Schaltungspulssignals. Die Detektion des detektierten Pulssignals wird zumindest einmal während der ersten Stoppperiode umfassend den wechselnden Takt von aus (OFF) zu an (ON) des Leistungstransistors oder der zweiten Stoppperiode umfassend die andere geänderte Zeitnehrung von an (ON) zu aus (OFF) des Powertransistors gestoppt. Es ist deshalb möglich, eine falsche Detektion beruhend auf hochfrequentem Rauschen in den Anschlussspannungen, welches durch das Betreiben des Leistungstransistors/der Leistungstransistoren unter hochfrequentem Schalten verursacht wird, zu verhindern. Zusätzlich wird die Detektion des detektierten Pulssignals als Antwort auf das Resultat des Vergleichs der Ausgangsspannungen der Windungen während zumindest der Periode des Leistungstransistors durchgeführt, wobei zumindest eine der oben genannten Stoppperioden ausgeschlossen wird. Es ist daher möglich, das detektierte Pulssignal sofort zu erzeugen entsprechend dem Resultat des Vergleichs der Anschlussspannungen. Der Wechsel der Strompfade zu den Windungen kann daher bei akkurater Zeitnehmung durchgeführt werden als Antwort auf das detektierte Pulssignal der Spannungsdetektionseinrichtung und der Rotor kann sanft und akkurat rotiert werden. Falls ferner eine Geschwindigkeitskontrolle durchgeführt wird als Antwort auf ein Ausgangspulssignal wie etwa zum Beispiel das detektierte Pulssignal der Spannungsdetektionseinrichtung, kann die Rotationsgeschwindigkeit des Rotors akkurat kontrolliert werden. Es ist daher, mit anderen Worten gesagt, möglich eine akkurate Rotation des Motors zu erreichen ohne Einflüsse von hochfrequentem Schaltrauschen in den Anschlussspannungen. Im Ergebnis kann ein ausgezeichneter Motor ohne Positionsdetektionselement realisiert werden, wobei der Leistungsverbrauch, die Motorvibration und die verursachten akustischen Geräusche entsprechend der vorliegenden Erfindung reduziert sind.
  • Die Erfindung ist mit Blick auf den Aufbau und den Inhalt besser zu verstehen und zu würdigen zusammen mit weiteren Gegenständen und Merkmalen hierzu anhand der nachfolgenden detaillierten Beschreibung in Kombination mit den Zeichnungen, wohingegen die neuen Merkmale der Erfindung insbesondere in den angehängten Ansprüchen dargelegt sind.
  • Kurze Beschreibung der verschiedenen Darstellungen der Zeichnungen
  • 1 ist ein Diagramm, das die Konfiguration gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung zeigt;
  • 2 ist ein Schaltplan eines Leistungsbereitstellungsteils 20 und eines Stromdetektionsteils 21 nach Ausführungsform 1;
  • 3 ist ein Schaltplan von einem Spannungsvergleichsteil 41 eines Spannungsdetektionsteils 30 gemäß Ausführungsform 1;
  • 4 ist ein anderer Schaltplan des Spannungsvergleichsteils 41 des Spannungsdetektionsteils 30 nach Ausführungsform 1;
  • 5 ist ein Schaltplan des detektierten Pulserzeugungsteils 42 des Spannungsdetektionsteils 30 nach Ausführungsform 1;
  • 6 ist ein Schaltplan eines Zeitnehmungseinstellteils 43 eines Zustandsverschiebungsteils 31 gemäß der Ausführungsform 1;
  • 7 ist ein Schaltplan eines Zustandshalteteils 44 des Zustandsverschiebungsteils 31 nach der Ausführungsform 1;
  • 8 ist ein Schaltplan eines Aktivierungssteuerteils 32 nach der Ausführungsform 1;
  • 9 ist ein Schaltplan eines Schaltbestätigungsteils 22 nach der Ausführungsform 1;
  • 10 ist ein Schaltplan eines Pulsvergleichsteils 501 des Schaltbestätigungsteils 22 gemäß der Ausführungsform 1;
  • 11 ist ein Schaltplan eines anderen Pulsvergleichsteils" 501 des Schaltbestätigungsteils 22 nach der Ausführungsform 1;
  • 12 ist ein Schaltplan eines PWM-Pulsteils 502 des Schaltbestätigungsteils 22 nach der Ausführungsform 1;
  • 13 ist ein Wellenformdiagramm, das die Funktionsweise des Zeitnehmungseinstellteils 43 des Zustandsverschiebungsteils 31 nach der Ausführungsform 1 illustriert;
  • 14 ist Wellenformdiagramm, das die Funktionsweise des Zustandshalteteils 44 des Zustandsverschiebungsteils 31 und die Funktionsweise von den ersten Auswahlmitteln 401 und den zweiten Auswahlmitteln 402 des Aktivierungssteuerteils 32 gemäß der Ausführungsform 1 illustriert;
  • 15 ist ein Wellenformdiagramm, das die Funktionsweise des Pulsvergleichsteil nach der Ausführungsform 1 und das in 10 gezeigt ist, illustriert;
  • 16 ist ein Wellenformdiagramm, das die Funktionsweise des Pulsvergleichsteil gemäß Ausführungsform, welches in 1 gezeigt ist, illustriert;
  • 17 ist ein Wellenformdiagramm, das die Funktionsweise des PWM-Pulsteils gemäß der Ausführungsform 1, das in 12 gezeigt ist, illustriert;
  • 18 ist ein Schaltplan eines anderen PWM-Pulsteils 502 des Schaltbestätigungsteils 22 gemäß Ausführungsform 1;
  • 19 ist ein Wellenformdiagramm, das die Funktionsweise des PWM-Pulsteils, gezeigt in 18, nach der Ausführungsform 1 illustriert;
  • 20 ist ein Schaltplan von noch einem weiteren PWM-Pulsteil 502 des Schaltbestätigungsteils 22 nach der Ausführungsform 1;
  • 21 ist ein Wellenformdiagramm, das die Funktionsweise des PWM-Pulsteils gemäß Ausführungsform 1 wie in 20 gezeigt, illustriert;
  • 22 ist ein Diagramm, das die Konfiguration nach Ausführungsform 2 der vorliegenden Erfindung zeigt;
  • 23 ist ein Schaltplan eines Spannungsvergleichsteils 70 nach der Ausführungsform 2;
  • 24 ist ein Blockdiagramm betreffend das Signal des Plattenlaufwerks gemäß der Ausführungsform 1 und der Ausführungsform 2;
  • 25 ist ein Diagramm, das die Konfiguration nach Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung zeigt; und
  • 26 ist ein Diagramm, das die Konfiguration eines Motors, welcher für ein herkömmliches Plattenlaufwerk verwendet wird, zeigt.
  • Es wird klar erkannt werden, dass manche oder alle Figuren schematische Repräsentationen zum Zwecke der Illustration sind und nicht notwendigerweise die wirklichen relativen Größen oder Positionen der gezeigten Elemente darstellen.
  • Detaillierte Beschreibung der Erfindung
  • Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden im Folgenden beschrieben mit Referenz zu den begleitenden Zeichnungen.
  • Ausführungsform 1
  • 1 bis 12 zeigen eine Konfiguration eines Motors und eines Plattenlaufwerks gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung. 1 zeigt eine umfassende Konfiguration eines Motors und eines Plattenlaufwerks. Ein Rotor 11 weist einen Feldteil auf zur Erzeugung von Feldflüssen von mehreren magnetischen Polen. Obwohl ein Feldteil, der durch zweipolige Permanentmagnete gebildet ist, hier abgebildet ist, ist es im Allgemeinen möglich, einen Multipolfeldteil auszubilden mit einem Multipolmagnet oder mit vielen magnetischen Polstücken. Dreiphasenwicklungen 12, 13 und 14 sind an einem Stator angeordnet, wobei jede von den anderen durch einen elektrischen Winkel von im Wesentlichen 120 Grad abgesetzt ist. Ein elektrischer Winkel von 360 Grad entspricht einer Winkelweite von einem Satz der N und S Pole im Feldteil des Rotors. Die einen Enden der Windungen 12, 13 und 14 sind miteinander verbunden und die anderen Enden werden als Leistungsversorgungsanschlüsse verwendet und sind mit den Ausgangsanschlüssen des Leistungsversorgungsteils 20 verbunden. Die Dreiphasenwicklungen 12, 13 und 14 erzeugen dreiphasige Magnetflüsse durch dreiphasige Signalströme I1, I2 und I3 und erzeugen auch eine Antriebskraft durch die Wechselwirkung zwischen dem Feldteil des Rotors 11 und den Antriebsstromsignalen, wodurch die Antriebskraft dem Rotor 11 bereitgestellt wird. Eine Platte (Disk) 1 ist auf den Rotor 11 installiert, so dass sie daran fixiert ist und mit dem Rotor 11 direkt mitrotiert.
  • Digitale Signale (beispielsweise hochqualitative Audio- und Videosignale) sind auf der Platte 1 aufgenommen worden. Signale von der Platte 1 werden durch den Kopf 2 reproduziert, wobei dies beispielsweise ein optischer oder magnetischer Kopf ist. Ein Signalverarbeitungsteil 3 verarbeitet Ausgangssignale von dem Kopf 2 und gibt reproduzierte Signale aus (beispielsweise hochqualitative Audio- und Videosignale).
  • In anderer Form ist es möglich, digitale Signale auf der Platte 1 aufzuzeichnen. In diesem Falle werden die Signale auf der Platte 1 durch den Kopf 2 aufgezeichnet, bei dem es sich beispielsweise um einen optischen Kopf oder einen magnetischen Kopf handelt. Der Signalverarbeitungsteil 3 liefert aufzuzeichnende Signale, die durch die Verarbeitung von aufzunehmenden Eingangssignalen (beispielsweise hochqualitative Audio- und Videosignale) erhalten wurden, an den Kopf 2 und die Signale werden auf der Platte 1 durch den Kopf 2 gespeichert.
  • Ein Teil (a) in 24 zeigt ein Beispiel eines Plattenlaufwerks zum Reproduzieren eines Signals nach der Ausführungsform 1. Die Platte 1, auf welcher ein digitales Signal aufgezeichnet ist, wird direkt durch den Rotor 11 rotiert. Der Kopf 2 reproduziert das Signal von der Platte 1 und gibt ein reproduziertes Signal Pf aus. Der Signalverarbeitungsteil 3 verarbeitet in digitaler Weise das reproduzierte Signal Pf vom Kopf 2 und gibt ein reproduziertes Signal Pg aus. Der Stator und die Windungen des Geräts sind hier nicht gezeigt.
  • Ein Teil (b) in 24 zeigt ein Beispiel eines Plattenlaufwerks zur Aufzeichnung eines Signals nach der Ausführungsform 1. Die Platte 1 wird direkt durch den Rotor 11 rotiert. Die Platte 1 ist eine beschreibbare Platte und ausgebildet, ein digitales Signal mit hoher Dichte aufzuzeichnen. Der Signalverarbeitungsteil 3 verarbeitet digital ein Eingangssignal Rg und gibt ein aufgezeichnetes Signal Rf an den Kopf 2 aus. Der Kopf 2 zeichnet das aufgezeichnete Signal Rf auf der Platte 1 auf.
  • Ein nur zur Wiedergabe geeigneter Kopf, ein zur Aufnahme und zur Wiedergabe geeigneter Kopf oder ein nur zur Aufnahme geeigneter Kopf wird als Kopf 2 verwendet. Die Plattenlaufwerksvorrichtung eines nur zur Wiedergabe geeigneten Typs verwendet den nur zur Wiedergabe geeigneten Kopf und die Plattenlaufwerksvorrichtung eines zur Aufnahme und zur Wiedergabe geeigneten Typs verwendet den zur Aufnahme und zur Wiedergabe geeigneten Kopf oder den nur zur Aufnahme geeigneten Kopf.
  • Der Leistungsversorgungsteil 20 der 1 bildet Strompfade von einem Spannungsversorgungsteil 25 zu den Dreiphasenwicklungen 12, 13 und 14 als Antwort auf die Dreiphasen-low-side-Aktivierungssteuerungssignale M1, M2 und M3 und Dreiphasenhigh-side-Aktivierungssteuerungssignale N1, N2 und N3 eines Aktivierungssteuerungsteils 32 und stellt elektrische Leistung den Dreiphasenwindungen 12, 13 und 14 zur Verfügung. 2 zeigt eine Konfiguration des Leistungsversorgungsteils 20 nach der Ausführungsform 1.
  • Das Leistungsversorgungsteil 20 der 2 weist drei low-side-Leistungstransistoren 101, 102 und 103 zur Ausbildung von Leistungsversorgungspfaden zwischen dem negativen Anschluss (erdseitiger Anschluss) des Spannungsversorgungsteils 25 und jedem der Leistungsversorgungsanschlüsse der Wicklungen 12, 13 bzw. 14 auf. Das Leistungsversorgungsteil 20 weist ferner drei high-side-Leistungstransistoren 105, 106 und 107 zur Ausbildung von Leistungsversorgungspfaden zwischen dem positiven Anschluss (Vm-seitiger Anschluss) des Spannungsversorgungsteils 25 und jedem der Leistungsversorgungsanschlüsse der Wicklungen 12, 13 bzw. 14 auf. High-side-Leistungsdioden 105d, 106d und 107d sind in Sperrrichtung und in parallel mit den high-side- Leistungstransistoren 105, 106 bzw. 107 verbunden. Low-side-Leistungsdioden 101d, 102d und 103d sind auch in Sperrrichtung und in parallel mit den low-side-Leistungstransistoren 101, 102 bzw. 103 verbunden. NMOS-FET Leistungstransistoren werden als low-side-Leistungstransistoren 101, 102 und 103 und als high-side-Leistungstransistoren 105, 106 und 107 verwendet. Die parasitären Dioden, die in Sperrrichtung von den stromausfließenden Anschlüssen zu den stromeinfließenden Anschlüssen der high-side-FET-Leistungstransistoren 105, 106 und 107 verbunden sind, werden als die high-side-Leistungsdioden 105d, 106d bzw. 107d verwendet. Die parasitären Dioden, die in Sperrrichtung von den stromausfließenden Anschlüssen zu den stromeinfließenden Anschlüssen der low-side-FET-Leistungstransistoren 101, 102 und 103 verbunden sind, werden als die low-side-Leistungsdioden 101d, 102d bzw. 103d verwendet. Die NMOS-FET-Leistungstransistoren sind geeignet, um eine Hochfrequenzschaltung auszuführen und um in einem Chip IC fabriziert zu werden. Aber die high-side-Leistungstransistoren und die low-side-Leistungstransistoren sind nicht beschränkt auf NMOS-FET-Transistoren. Bipolare Transistoren oder IGBT-Transistoren können ebenso verwendet werden. Im Weiteren ist es nicht notwendig, FET-Transistoren mit derselben Polarität zu verwenden. Es ist auch möglich, FET-Transistoren mit verschiedenen Polaritäten zu verwenden. Beispielsweise können PMOS-FET-Leistungstransistoren als die high-side-FET-Leistungstransistoren und NMOS-FET-Leistungstransistoren können als die low-side-FET-Leistungstransistoren verwendet werden.
  • Die low-side-Aktivierungskreise 111, 112 und 113 des Leistungsversorgungsteils 20 schalten die low-side-Leistungstransistoren 101, 102 und 103 ein bzw. aus als Antwort auf die low-side-Aktivierungssteuerungssignale M1, M2 bzw. M3. Die low-side-Leistungstransistoren 101, 102 und 103 bilden Strompfade zur Versorgung der negativen Teile der An triebsstromsignale I1, I2 und I3 an die Wicklungen 12, 13 und 14. Da die low-side-Aktivierungssteuerungssignale M1, M2 und M3 digitale PWM-Signale (pulsweitenmodulierte Signale) in ihren respektiven aktiven Perioden sind, führen die low-side-Leistungstransistoren 101, 102 und 103 an/aus Hochfrequenzschaltoperationen durch. Wenn beispielsweise der low-side-Leistungstransistor 101 an ist, dann wird die Anschlussspannung V1 der Wicklung 12 zu null Volt oder zu fast null Volt und der negative Teil des Antriebstromsignals I1 wird der Wicklung 12 zugeführt. Wenn sich der low-side-Leistungstransistor 101 ausschaltet, dann schaltet sich die high-side-Leistungsdiode 105d oder der high-side-Leistungstransistor 105 an und die Anschlussspannung V1 der Wicklung 12 wird im Wesentlichen zu Vm und der negative Teil des Antriebsstromsignals I1 wird kontinuierlich der Wicklung 12 zugeführt durch die induktive Wirkung der Wicklung 12. Im Ergebnis wird die Anschlussspannung V1 der Wicklung 12 zu einer PWM-Spannung, wobei deren Amplitude zwischen fast null V und fast Vm digital wechselt. In diesem Sinne werden die Anschlussspannungen V1, V2 und V3 der Wicklungen 12, 13 und 14 zu PWM-Spannungen in ihren respektiven aktiven Perioden der low-side-Leistungstransistoren 101, 102 und 103.
  • Die high-side-Aktivierungskreise 115, 116 und 117 des Leistungsversorgungsteils 20 schaltet die high-side-Leistungstransistoren 105, 106 und 107 ein bzw. aus als Antwort auf die high-side-Aktivierungssteuerungssignale N1, N2 bzw. N3. Gewöhnlicherweise bilden die high-side-Leistungstransistoren 105, 106 und 107 Strompfade zur Versorgung der positiven Teile der Antriebstromsignale I1, I2 und I3 zu den Wicklungen 12, 13 bzw. 14.
  • Ein Hochspannungsausgabekreis 120 erzeugt ein hohes Potenzial Vu, das um einen vorgegebenen Wert höher ist als das positive Potenzial Vm des Spannungsversorgungsteils 25 und gibt das ho he Potenzial Vu aus. Das hohe Potenzial Vu kann demnach an die Steuerungsanschlüsse der high-side-Leistungstransistoren angelegt werden und die N-Kanäle FET-Leistungstransistoren können vollständig eingeschaltet werden.
  • Die Leistungsverluste der high-side-Leistungsdioden können vermindert werden durch eine komplementäre aus/an-Hochfrequenzschaltung der high-side-Leistungstransistoren in Phase mit den low-side-Leistungstransistoren, welche eine an/aus-Hochfrequenzschaltung ausführen.
  • Ein Stromdetektionsteil 21 weist einen Stromdetektionswiderstand 125 auf und gibt ein gegenwärtig detektiertes Signal Ad, welches proportional ist zu einem zusammengesetzten Versorgungsstrom Ig, an die Dreiphasenwicklungen 12, 13 und 14 mittels der low-side-Leistungstransistoren 101, 102 und 103 von den Spannungsversorgungsteilen 25 aus.
  • Der Spannungsdetektionsteil 30 der 1 weist einen Spannungsvergleichsteil 41 und einen detektieren Pulserzeugungsteil 42 auf. Die Dreiphasenanschlussspannungen V1, V2 und V3 an den Leistungsversorgungsanschlüssen der Dreiphasenwicklungen 12, 13 und 14 und die gemeinsame Anschlussspannung Vc an dem gemeinsamen verbundenen Anschluss der Dreiphasenwicklungen 12, 13 und 14 werden in das Spannungsvergleichsteil 41 eingespeist. Das Spannungsvergleichsteil 41 vergleicht im Wesentlich selektiv und direkt die Dreiphasenanschlussspannungen mit der gemeinsamen Anschlussspannung und gibt ein selektives Spannungsvergleichssignal Bj entsprechend dem Resultat des Vergleiches aus. Der detektierte Pulserzeugungsteil 42 gibt ein detektiertes Pulssignal Dt durch Elimination eines hochfrequenten Schaltrauschens, das in dem selektiven Spannungsvergleichssignal Bj enthalten ist, aus. 3 oder 4 zeigt eine Konfiguration des Spannungsvergleichsteils 41.
  • 5 zeigt eine Konfiguration des detektierten Pulserzeugungsteils 42.
  • Die drei Vergleichskreise 151, 152 und 153 des Spannungsvergleichsteils der 3 vergleichen die dreiphasigen Anschlussspannungen V1, V2 und V3 mit der gemeinsamen Anschlussspannung Vc und geben dreiphasige Vergleichspulssignale b1, b2 und b3 entsprechend dem Ergebnis des Vergleichs aus. Invertierkreise 155, 156 und 157 geben Pulssignale b5, b6 und b7 durch Inversion der Vergleichspulssignale b1, b2 und b3 aus. Die Schalter (Switches) 161, 162, 163, 164, 165 und 166 des Signalauswahlkreises 160 wählen eines der Pulssignale b1, b2, b3, b5, b6 und b7 als Antwort auf das Auswahlbefehlssignal Bs1 des Auswahlbefehlskreises 150 aus und geben das ausgewählte Pulssignal als das selektive Spannungsvergleichssignal Bj aus. Der Auswahlbefehlskreis 150 gibt das Auswahlbefehlssignal Bs1 entsprechend dem Haltezustand des Zustandverschiebungsteils 31, welches später beschrieben wird, aus. Ein Pulssignal in den Pulssignalen b1, b2, b3, b4, b5 und b6, das den Zuständen der Aktivierung der Windungen 12, 13 und 14 entspricht, wird ausgewählt und als das selektive Spannungsvergleichssignal Bj ausgegeben.
  • 4 zeigt eine andere Konfiguration eines Spannungsvergleichsteils. Der Spannungszusammensetzungskreis 170 des Spannungsvergleichsteils der 4 erzeugt eine zusammengesetzte gemeinsame Spannung Vcr durch Zusammensetzen der Dreiphasenanschlussspannungen V1, V2 und V3 mit den Widerständen 171, 172 und 173. Die Schalter 181, 182 und 183 eines ersten Signalauswahlkreises 180 geben selektiv eine der Anschlussspannungen V1, V2 und V3 an einen Komparatorkreis 85 als Antwort auf ein erstes Auswahlbefehlsignal Bs2 eines Auswahlbefehlskreises 195. Der Komparatorkreis 185 vergleicht die ausgewählte Anschlussspannung mit der zusammengesetzten gemeinsamen Spannung Vcr und gibt ein Vergleichspulssignal b8 aus. Ein Invertier kreis 186 gibt ein Pulssignal b9 durch Inversion des Vergleichspulssignals b8 aus. Der Schalter 191 eines zweiten Signalauswahlkreises 190 wählt eines der Pulssignale b8 und b9 in Abhängigkeit eines zweiten Auswahlbefehlssignals Bs3 des Auswahlbefehlskreises 195 aus und gibt das Signal als das selektive Spannungsvergleichssignal Bj aus. Der Auswahlbefehlskreis 195 gibt das erste Auswahlbefehlssignal Bs2 und das zweite Auswahlbefehlssignal Bs3 entsprechend dem Haltezustand des Zustandsverschiebungsteils 31, welches später beschrieben wird, aus. Ein Pulssignal in den Pulssignalen b8 und b9, welches den Zuständen der Aktivierung der Dreiphasenwicklungen 12, 13 und 14 entspricht, wird ausgewählt und als selektives Spannungsvergleichssignal Bj ausgegeben.
  • Der Rauscheneliminierungskreis 201 des detektierten Pulserzeugungsteils der 5 eliminiert Schaltrauschen, das in dem selektiven Spannungsvergleichssignal Bj enthalten ist aufgrund der hochfrequenten Schalteoperation des Leistungsversorgungsteils 20, um das Ausgangssignal Ca ohne Einfluss auf die Schalteoperation des Leistungstransistors zu erzeugen. Der Rauscheneliminierungskreis 201 weist beispielsweise einen UND-Kreis 211 auf und verschaltet logisch das selektive Spannungsvergleichssignal Bj mit dem Rauscheliminierungssignal Wx eines Schaltkontrollteils 22, das später beschrieben wird. Mit anderen Worten gesagt, wird das Ausgangssignal Bj des Spannungsvergleichsteils 41 logisch verbunden mit dem Rauscheliminierungssignal Wx. Im Ergebnis wird das Ausgangssignal Ca des Rauscheneliminierungskreises 201 irrelevant in Bezug auf das selektive Spannungsvergleichssignal Bj, wenn das Rauscheliminierungssignal Wx einem „L" entspricht (einem Niedrigpotenzialzustand). Falls das Rauscheliminierungssignal Wx einem „H" (einem Hochpotenzialzustand) entspricht, wird der Pegel (Level) des selektiven Spannungsvergleichssignals Bj direkt ausgegeben. Im Ergebnis sind die Rauschpulse von dem Ausgangssignal Ca des Rauschenliminierungskreises 201 entfernt, sogar wenn Rauschimpulse in dem selektiven Spannungsvergleichssignal Bj aufgrund der Hochfrequenzschalteoperation des Leistungsversorgungsteils 20 auftreten. Es ist daher möglich, ein akkurates Pulssignal entsprechend dem Ergebnis des Vergleichs der Anschlussspannungen der Wicklungen zu erhalten.
  • Ein Pulserzeugungskreis 202 verändert den Pegel (Level) des detektierten Pulssignals Dt auf „H" zum Zeitpunkt des Auftretens der ansteigenden Flanke des Ausgangssignals Ca des Rauscheliminierungskreises 201. Der Pulserzeugungskreis 202 weist zum Beispiel einen D-Typ Flip-Flop-Kreis 212 auf. Der „H" Pegeleingang zu dem Dateneingang wird bei der ansteigenden Flanke des Ausgangssignals Ca des Rauscheneliminierungskreises 202 eingegeben, wobei das Ausgangssignal Ca in den Clock-Anschluss des Flip-Flop-Kreises 212 eingespeist wird. Im Ergebnis führt dies dazu, dass der Pegel des detektierten Pulssignals Dt zu „H" bei der ansteigenden Flanke des Ausgangssignals Ca des Rauscheneliminierungskreises 202 wird und dass dieser Zustand gehalten wird. Der Zustandsverschiebungsteil 31, welcher beschrieben wird, erzeugt ein drittes Zeiteinstellungssignal F3 nach einer vorgegebenen Zeit ab dem ansteigenden Punkt des detektierten Pulssignals Dt und das dritte Zeiteinstellungssignal F3 reinitialisiert den Zustand des D-Typ Flip-Flop-Kreises 212 des Pulserzeugungskreises 202 auf „L". Daher ändert sich der Zustand des detektierten Pulssignals Dt direkt als Antwort auf die ansteigende Flanke des selektiven Spannungsvergleichssignals Bj von dem Rauschpulse eliminiert werden. Der Zustand des detektierten Pulssignals Dt wird daher gehalten bis das nächste dritte Zeiteinstellungssignal F3 ankommt.
  • Der Zustandsverschiebungsteil 31 der 1 weist einen Zeiteinstellungsteil 43 und einen Zustandshalteteil 44 auf. Der Zeiteinstellungsteil 43 gibt ein erstes Zeiteinstellungssignal F1, welches um eine erste Einstellzeit T1 verzögert ist, ein zweites Zeiteinstellungssignal F2, welches um eine zweite Einstellzeit T2 verzögert ist, und ein drittes Zeiteinstellungssignal F3, welches um eine dritte Einstellzeit T3 verzögert ist, bei jedem Ankommen der ansteigenden Flanke des detektierten Pulssignals Dt des Spannungsdetektionsteils 30 aus. Der Zustandshalteteil 44 ändert seinen Haltezustand als Antwort auf das erste Zeiteinstellungssignal E1 und das zweite Zeiteinstellungssignal F2 und gibt erste Zustandssignale P1 bis P6 und zweite Zustandssignale Q1 bis Q6 entsprechend dem Haltezustand aus. 6 zeigt eine Konfiguration des Zeiteinstellungsteils 43 und 7 zeigt eine Konfiguration des Zustandshalteteils 44.
  • Der Flankendetektierungskreis 301 des Zeiteinstellungsteils der 6 erzeugt ein erstes differenziertes Pulssignal Da und ein zweites differenziertes Pulssignal Db bei der ansteigenden Flanke des detektierten Pulssignals Dt. Das zweite differenzierte Pulssignal Db wird sofort nach dem zweiten differenzierten Pulssignal Da ausgegeben. Bei der Pulsflanke des ersten differenzierten Pulssignals Da wird ein Wert, der einem internen Datensignal Dc des Zählerkreises 303 entspricht, in einem zweiten Zählerkreis 304 und einem dritten Zählerkreis 305 geladen. Der erste Zählerkreis 303 wird dann bei der Pulsflanke des zweiten differenzierten Pulssignals Db wieder initialisiert. Mit anderen Worten gesagt, es wird ein Wert, der dem internen Datensignal Dc des ersten Zählerkreises 303 entspricht als interne Daten des zweiten Zählerkreises 304 und des dritten Zählerkreises 305 bei ansteigender Flanke des detektierten Pulssignals Dt geladen. Der interne Zustand des ersten Zählers 303 wird wieder auf 0 oder einen vorgegebenen Wert bei ansteigender Flanke des detektierten Pulssignals Dt gesetzt.
  • Ein Taktkreis 302 (clock circuit) gibt ein erstes Taktsignal Ck1, ein zweites Taktsignal Ck2 und ein drittes Taktsignal Ck3 aus. Das erste Taktsignal Ck1 wird als Taktsignal für den Zähler in den ersten Zählerkreis 303 eingespeist. Der erste Zählerkreis 303 zählt das interne Datensignal Dc bei jedem Ankommen der ansteigenden Flanke des ersten Taktsignals Ck1. Nebenbei sei angemerkt, dass wenn die internen Daten des ersten Zählerkreises 303 einen vorgegebenen Wert erreichen, dann stoppt der erste Zählerkreis 303 mit dem Zusammenzählen und behält den Wert. Das zweite Taktsignal Ck2 wird in den zweiten Zählerkreis 304 als Taktsignal des Zählers eingegeben und der zweite Zählerkreis 304 zählt die internen Daten rückwärts bei jedem Ankommen einer ansteigenden Flanke des zweiten Taktsignals Ck2. Wenn die internen Daten des zweiten Zählerkreises 304 null oder einen vorgegebenen Wert erreichen, dann stoppt der zweite Zählerkreis 304 mit dem weiteren Rückwärtszählen und gibt ein erstes Nullpulssignal Df aus. Ein erster Pulserzeugungskreis 307 differenziert das erste Nullpulssignal Df und gibt das erste Zeiteinstellungssignal F1 bei ansteigender Flanke des ersten Nullpulssignals Df aus. Ein logischer Gatterkreis 306 hält ein Ausgangstaktsignal Dk im Zustand „L" vor der Erzeugung des ersten Nullpulssignals Df. Nach der Erzeugung des ersten Nullpulssignals Df gibt der logische Gatterkreis 306 ein drittes Taktsignal Ck3 als Ausgangstaktsignal Dk an den dritten Zählerkreis 305 aus. Das Ausgangstaktsignal Dk wird in den dritten Zählerkreis 305 als Taktsignal des Zählers eingespeist, der dritte Zählerkreis 305 zählt seine internen Daten bei jedem Ankommen einer ansteigenden Flanke des Ausgangstaktsignals Dk rückwärts. Sobald die internen Daten des dritten Zählerkreises 305 null oder einen vorgegebenen Wert. erreichen, stoppt der dritte Zählerkreis 305 das Runterzählen und gibt ein zweites Nullpulssignal Dg aus. Ein zweiter Pulserzeugungskreis 308 differenziert das zweite Nullpulssignal Dg und gibt das zweite Zeiteinstellungssignal F2 bei steigender Flanke des zweiten Nullpulssignals Dg aus. Ein Verzögerungspulserzeugungskreis 310 verzögert ein Signal für eine vorgegebene Zeit vom Moment der Erzeugung des zweiten Nullpulssignals Dg und gibt das dritte Zeitanpassungssignal F3 als ein differenziertes Pulssignal aus. Der Verzögerungspulserzeugungskreis 310 weist eine Konfiguration ähnlich der des zweiten Zählerkreises 305 und des zweiten Pulserzeugungskreises 308 auf.
  • Das Verhältnis zwischen diesen Signalwellenformen ist exemplarisch in 13 dargestellt (die Abszisse der 13 entspricht der Zeit). Der erste Zählerkreis 303 erzeugt den Zählwert entsprechend dem Zeitintervall T0 (Pulsdauer T0) zwischen aufeinanderfolgenden aufsteigenden Flanken des detektierten Pulssignals Dt wie in Teil (a) der 13 gezeigt. Der zweite Zählerkreis 304 gibt das erste Nullpulssignal Df verzögert durch eine erste Einstellzeit T1 (T1 < T0) aus, wobei die erste Einstellzeit T1 im Wesentlich proportional ist zum Zeitintervall T0 (vergleiche den Teil (b) in 13). Im Ergebnis wird das erste Zeiteinstellungssignal F1 ein Pulssignal, das durch die erste Einstellzeit T1, die im Wesentlichen proportional ist zur Zeitspanne T0, verzögert in Bezug auf die anstehende Flanke des detektierten Pulssignals Dt (vergleiche den Teil (c) in 13). Nachdem die ansteigende Flanke des ersten Nullpulssignals Df erzeugt ist, gibt der dritte Zählerkreis 305 das zweite Nullpulssignal Dg, welches um eine vorgegebene Zeit, die im Wesentlichen proportional ist zur Zeitspanne T0, verzögert ist, aus (vergleiche den Teil (d) in 13). Im Ergebnis wird das zweite Zeiteinstellungssignal F2 ein Pulssignal, welches um die zweite Einstellzeit T2 (T1 < T2 < T0), die im Wesentlichen proportional ist zum Zeitintervall T0 (vergleiche den Teil (e) in 13) in Bezug auf den Moment der Erzeugung der ansteigenden Flanke des detektierten Pulssignals Dt verzögert. In ähnlicherweise gibt der Verzögerungspulserzeugungskreis 310 das dritte Zeiteinstellungssignal F3, welches um eine vorgegebene Zeit in Bezug auf den Erzeugungsmoment der ansteigenden Flanke des zweiten Nullpulssignals Dg (vergleiche den Teil (f) in 13) verzögert ist, aus. Im Ergebnis wird das dritte Zeiteinstellungssignal F3 ein Puls signal, das um die dritte Einstellzeit T3 (T2 < T3 < T0), die im Wesentlichen proportional ist zum Zeitintervall T0, verzögert in Bezug auf die Erzeugung der ansteigenden Flanke des detektierten Pulssignals Dt. Das dritte Zeiteinstellungssignal F3 wird in den Pulserzeugungskreis des detektierten Pulserzeugungsteils 42 eingespeist. Das detektierte Pulssignals Dt wird wieder initialisiert durch die Erzeugung des dritten Zeiteinstellungssignals F3 (vergleiche den Teil (a) in 13).
  • Der Zustandshalteteil 44 der 7 weist einen ersten Zustandshaltekreis 320 und einen zweiten Zustandshaltekreis 330 auf. Der erste Zustandshaltekreis 320 weist sechs D-Typ Flip-Flops 321, 322, 323, 324, 325 und 326 auf und ist so ausgebildet, dass eines der Flip-Flops einen „H"-Zustand einnimmt und die anderen Flip-Flops einen „L"-Zustand einnehmen. Die Zustände der Flip-Flops 321, 322, 323, 324, 325 und 326 werden bei ansteigender Flanke des ersten Zeiteinstellungssignals F1 verschoben und der „H"-Zustand bewegt sich in der Folge so wie ein Ringzähler. Der erste Zustandshaltekreis 320 gibt die internen Zustände der sechs Flip-Flops 321, 322, 323, 324, 325 und 326 als erste Zustandssignale P1, P2, P3, P5 und P6 aus. Der zweite Zustandshaltekreis 330 weist sechs D-Typ Flip-Flops 331, 332, 333, 334, 335 und 336 auf. Die ersten Zustandssignale P1, P2, P3, P4, P5 und P6 werden in die Dateneingangsanschlüsse der Flip-Flops 331, 332, 333, 334, 335 bzw. 336 eingegeben. Bei ansteigender Flanke des zweiten Zeiteinstellungssignals F2 werden die ersten Zustandssignale P1, P2, P3, P4, P5 und P6 in die internen Zustände der Flip-Flops 331, 332, 333, 334, 335 und 336 eingegeben und ihre Ausgänge werden geändert. Der zweite Zustandshaltekreis 330 gibt die internen Zustände der sechs Flip-Flops 331, 332, 333, 334, 335 und 336 als die zweiten Zustandssignale Q1, Q2, Q3, Q4, Q5 und Q6 aus. Der Haltezustand des Haltezustandsteils 44, der dem zusammengesetzten Zustand der ersten Zustandssignale P1 bis P6 und der zweiten Zustandssignale Q1 bis Q6 entspricht, wird von einem ersten Zustand zu einem zweiten Zustand bei steigender Flanke des ersten Zeiteinstellungssignals F1 verschoben und dann von dem zweiten Zustand zu einem dritten Zustand bei der ansteigenden Flanke des zweiten Zeiteinstellungssignals F2.
  • Der Aktivierungssteuerungsteil 32 der 1 gibt die low-side-Aktivierungssteuerungssignale M1, M2 und M3 und die high-side-Aktivierungskontrollsteuerungssignale N1, N2 und N3 entsprechend dem Haltezustand (der ersten Zustandssignale P1 bis P6 und der zweiten Zustandssignale Q1 bis Q6) des Zustandsverschiebungsteils 31 aus. Deswegen sind die Aktivierungsperioden der Leistungstransistoren durch die ersten Zustandssignale und die zweiten Zustandssignale bestimmt. Ferner antworten die low-side-Aktivierungssteuerungssignale M1, M2 und M3 und die high-side-Aktivierungskontrollsignale N1, N2 und N3 des Aktivierungssteuerungsteils 32 mit dem Haupt-PWM-Pulssignal Wm und dem Hilfs-PWM-Pulssignal Wh des Schaltungssteuerungsteils 22. 8 zeigt eine Konfiguration des Aktivierungssteuerungsteils 32.
  • Der erste Auswahlkreis 401 der 8 erzeugt dreiphasige erste Auswahlsignale Mm1, Mm2 und Mm3 entsprechend den ersten Zustandssignalen P1 bis P6 und den zweiten Zustandssignale Q1 bis Q6 des Zustandsverschiebungsteils 31. Die „H"-Zustandsperiode des ersten Auswahlsignals Mm1, Mm2 und Mm3 entspricht der aktiven Periode der low-side-Leistungstransistoren 101, 102 und 103 des Leistungsversorgungsteils 20. Der zweite Auswahlkreis 402 erzeugt dreiphasige zweite Auswahlsignale Nn1, Nn2 und Nn3 entsprechend den ersten Zustandssignalen P1 bis P6 und den zweiten Zustandssignalen Q1 bis Q6 des Zustandsverschiebungsteils 31. Die „H"-Zustandsperioden der zweiten Auswahlsignale Nn1, Nn1 bzw. Nn3 entsprechen den aktiven Perioden der high-side-Leistungstransistoren 105, 106 bzw. 107 des Leistungsversorgungsteils 20.
  • Ein erster Pulszusammensetzungskreis 403 erzeugt dreiphasige low-side-Aktivierungssteuerungssignale M1, M2 und M3 durch logische Zusammensetzung der ersten Auswahlsignale Mm1, Mm2 und Mm3 und des Haupt-PWM-Pulssignales Wm des Schaltungssteuerteils 22. Jedes der low-side-Aktivierungssteuerungssignale M1, M2 und M3 wird koinzident mit dem Haupt-PWM-Pulssignal Wm in jeder aktiven Periode. Durch die Verbindung des Schaltkreises 461 des Hilfsauswahlkreises 406 wird ein high-side-Hilfssignal Wj ein Signal, welches koinzident ist mit dem Hilfs-PWM-Pulssignal Wh des Schaltungssteuerungskreises 22 oder es wird zum „L"-Zustand. Ein zweiter Pulszusammensetzungskreis 404 erzeugt dreiphasige Hilfsaktivierungssteuerungssignale Mm5, Mm6 und Mm7 durch logische Zusammensetzung der ersten Auswahlsignale Mm1, Mm2 und Mm3 und dem high-side-Hilfssignal W. Falls der Schaltkreis 461 des Hilfsschaltkreises 406 mit seiner Sa-Seite verbunden ist, wird das high-side-Hilfssignal Wj koinzident mit dem Hilfs-PWM-Pulssignal Wh. So wird jedes der Hilfsaktivierungssteuerungssignale Mm5, Mm6 und Mm7 koinzident mit dem Hilfs-PWM-Pulssignal Wh in jeder „H"-Zustandsperiode der ersten Auswahlsignale Mm1, Mm2 und Mm3. Falls der Schaltkreis 461 des Hilfsauswahlkreises 406 mit seiner Sb-Seite verbunden ist, wird das high-side-Hilfssignal Wj zum „L"-Zustand und die Hilfsaktivierungssteuerungssignale Mm5, Mm6 und Mm7 des zweiten Pulszusammensetzungskreises 404 werden zum „L"-Zustand. Ein dritter Pulszusammensetzungskreis 405 setzt die zweiten Auswahlsignale Nn1, Nn2 und Nn3 und die Hilfsaktivierungssteuerungssignale Mm5, Mm6 und Mm7 zusammen und erzeugt die high-side-Aktivierungssteuerungssignale N1, N2 und N3.
  • 14 zeigt den Zusammenhang zwischen den ersten Zustandsignalen P1 bis P6, den zweiten Zustandssignalen Q1 bis Q6, den ersten Auswahlsignalen Mm1, Mm2 und Mm3 und den zweiten Auswahlsignalen Nn1, Nn2 und Nn3. Die Abszisse der 14 repräsentiert die Zeit. Die ersten Zustandssignale P1 bis P6 sind sechsphasige Signale, die bei jeder Erzeugung der ersten Zeiteinstellungssignale F1 verschoben werden (vergleiche die Teile (a) bis (f) in 14). Die zweiten Zustandssignale Q1 bis Q6 sind sechsphasige Signale, die bei jeder Erzeugung der zweiten Zeiteinstellungssignale F2 verschoben werden (vergleiche die Teile (g) bis (1) in 14). Die ersten Auswahlsignale Mm1, Mm2 und Mm3 werden erzeugt durch logisches Zusammenfügen der ersten Zustandssignale P1 bis P6 und der zweiten Zustandssignale Q1 bis Q6 und jede der „H"-Perioden der dreiphasigen ersten Auswahlsignale Mm1, Mm2 und Mm3 wird größer als ein elektrischer Winkel von 120 Grad (vergleiche die Teile (p) bis (r) in 14). Damit werden die ersten Auswahlsignale Mm1, Mm2 und Mm3 dreiphasige Signale, wobei jedes eine „H"-Periode von etwa 140 Grad hat. Ein elektrischer Winkel von 360 Grad entspricht dem Rotationswinkel des einen Satzes der N- und S-Pole des Rotors. In ähnlicher Weise werden die zweiten Auswahlsignale Nn1, Nn2 und Nn3 erzeugt durch logisches Zusammenfügen der ersten Zustandssignale P1 bis P6 und der zweiten Zustandssignale Q1 bis Q6, wobei jede der „H"-Perioden der dreiphasigen zweiten Auswahlsignale größer wird als ein elektrischer Winkel von 120° (vergleiche die Teile (m) bis (o) in 14). Im Detail werden die zweiten Auswahlsignale Nn1, Nn2 und Nn3 dreiphasige Signale, wobei jedes eine „H"-Periode von etwa 140° hat. Zusätzlich sind das erste Auswahlsignal und das zweite Auswahlsignal, die in Phase miteinander sind, zueinander gegenphasig mit einer Phasendifferenz entsprechend einem elektrischen Winkel von 180° (zum Beispiel Mm1 und Nn1).
  • Der befehlende Teil 35 der 1 weist einen Geschwindigkeitsdetektionsmechanismus auf und das Befehlssignal Ac des Befehlsteils 35 ist ein Spannungssignal, welches vom Geschwindigkeitsdetektionsmechanismus erzeugt ist. Der Geschwindigkeitsdetektionsmechanismus des befehlenden Teils 35 detektiert die Rotationsgeschwindigkeit der Platte 1 und des Rotors 11 mit dem detektierten Pulssignal Dt des Spannungsdetekti onsteils 30 und erzeugt das Befehlssignals Ac entsprechend der Differenz der Rotationsgeschwindigkeit der Platte 1 und seiner Sollgeschwindigkeit. Das Befehlssignal Ac des befehlenden Teils 35 ist deshalb ein Spannungssignal entsprechend dem Ausgabepulssignal Dt des Spannungsdetektionsteils 30. Übrigens kann die Detektion der Rotationsgeschwindigkeit und die Erzeugung des Befehlssignals auch durch die Verwendung eines Pulssignals entsprechend einem Vergleichsergebnis der Anschlussspannungen des Spannungsdetektionsteils 30 erreicht werden.
  • Das Schaltungssteuerteil 22 der 1 vergleicht das aktuelle detektierte Signal Ad des gegenwärtigen Detektionsteils 21 mit dem Befehlssignal Ac des Befehlsteils 35 und gibt das Haupt-PWM-Pulssignal Wm, das Hilfs-PWM-Pulssignal Wh und das Rauscheneliminierungssignal Wx entsprechend dem Vergleichsergebnis aus. Das Haupt-PWM-Pulssignal Wm und das Hilfs-PWM-Pulssignal Wh des Schaltungssteuerteils 22 werden in das Aktivierungssteuerteil 32 eingespeist und das Rauscheneliminierungssignal Wx des Schaltungssteuerteils 22 wird in das detektierte Pulserzeugungsteil 42 des Spannungsdetektionsteils 30 eingespeist. 9 zeigt eine Konfiguration des Schaltungsteils 22.
  • Das Schaltungssteuerteil 22 der 9 weist einen Pulsvergleichsteil 501 und ein PWM-Pulsteil 502 auf. Das Pulsvergleichsteil 501 vergleicht das aktuelle detektierte Signal Ad mit dem Befehlssignal Ac und gibt ein Grund-PWM-Pulssignal Wp entsprechend dem Ergebnis des Vergleiches aus. Der PWM-Pulsteil 502 erzeugt das Haupt-PWM-Pulssignal Wm, das Hilfs-PWM-Pulssignal Wh und das Rauscheneliminierungssignal Wx von dem Grund-PWM-Pulssignal Wp. 10 oder 11 zeigt eine Konfiguration des Pulsvergleichsteils 501 und 12 zeigt eine Konfiguration des PWM-Pulsteils 502.
  • Der Pulsvergleichsteil, welcher in 10 gezeigt ist, weist einen Vergleichskreis 511 und einen Zeitverzögerungskreis 512 auf. Der Vergleichskreis 511 vergleicht das Befehlssignal Ac mit dem aktuellen detektierten Signal Ad und ändert sein Vergleichssignal Ap auf „H", falls das aktuell detektierte Signal Ad größer wird als das Befehlssignal Ac. Das Grund-PWM-Pulssignal Wp des Zeitverzögerungskreises 512 wird „L" in einer vordefinierten Zeit Tf nach jedem Ankommen einer ansteigenden Flanke des Vergleichssignals Ap, das als Trigger dient. Das Vergleichssignal Ap wechselt auf „H" nach Verstreichen der vorgegebenen Zeit Tf. Teile (a) und (b) in 15 zeigen den Zusammenhang zwischen dem Vergleichssignal Ap und dem Grund-PWM-Pulssignal Wp. Die Abszisse der 15 entspricht der Zeit. Das Vergleichssignal Ap ist auf „L", wenn das gegenwärtig detektierte Signal Ad kleiner ist als das Befehlssignal Ac und wechselt auf „H", wenn das gegenwärtig detektierte Signal Ad größer wird als das Befehlssignal Ac. Das Grund-PWM-Pulssignal Wp ist auf „L" in der vorgegebenen Zeitdauer Tf nachdem das Vergleichssignal Ap zu „H" geworden ist. Falls das Grund-PWM-Pulssignal Wp zu „L" wird, wird die Aktivierung der low-side-Leistungstransistoren gestoppt, das gegenwärtig detektierte Signal Ad wird 0 und das Vergleichssignal Ap wird zu „L". Falls die vorgegebene Zeit Tf verstrichen ist, wird das Grund-PWM-Pulssignal Wp zu „H" und die Aktivierung der Wicklungen durch die low-side-Leistungstransistoren wird wieder aufgenommen. Auf diese Weise wird das Grund-PWM-Pulssignal Wp zu einem PWM-Signal (Pulsweitenmodulationssignal) gemäß dem Ergebnis des Vergleiches zwischen dem aktuelle detektierten Signal Ad und dem Befehlssignal Ac.
  • 11 zeigt eine andere Konfiguration des Pulsvergleichsteils. Das Pulsvergleichsteil der 11 weist einen Vergleichskreis 521, einen Referenzpulskreis 522 und einen Grund-PWM-Pulskreis 523 auf. Der Vergleichskreis 521 vergleicht das aktuelle detektierte Signal Ad mit dem Befehlssignal Ac. Falls das aktuelle detektierte Signal Ad größer wird als das Befehlssignal Ac, wird das Vergleichssignal Ap geändert zu „H". Der Vergleichspulskreis 522 gibt ein Referenzpulssignal Ar zu vorgegebenen Zeitintervallen aus. Der Grund-PWM-Pulskreis 523 weist zum Beispiel ein Flip-Flop auf und setzt seinen internen Zustand auf „H" bei der ansteigenden Flanke des Referenzpulssignals Ar, wobei das Grund-PWM-Pulssignal Wp auf „H" gesetzt wird. Der Grund-PWM-Pulskreis 523 setzt seinen internen Zustand auf „L" bei der ansteigenden Flanke des Vergleichssignal Ap, wobei das Grund-PWM-Pulssignal Wp auf „L" gesetzt wird. Teile (a) bis (c) in 16 zeigen den Zusammenhang zwischen dem Referenzpulssignal Ar, dem Vergleichssignal Ap und dem Grund-PWM-Pulssignal Wp. Die Abszisse der 16 repräsentiert die Zeit. Das Grund-PWM-Pulssignal Wp wird zu „H" entsprechend der Ankunft der Pulse des Referenzpulssignals Ar und das Grund-PWM-Pulssignal Wp wird zu „L" bei den ansteigenden Flanken des Vergleichssignals Ap. Auf diese Weise wird das Grund-PWM-Pulssignal Wp zu einem PWM-Signal entsprechend dem Ergebnis des Vergleichs zwischen dem aktuellen detektierten Signal Ad und dem Befehlssignal Ac. Ferner kann in der Zeitspanne, wo das Referenzpulssignal Ar auf „H" ist, das Grund-PWM-Pulssignal Wp auf „L" gesetzt werden. Im Ergebnis wird das Grund-PWM-Pulssignal Wp ein Schaltsignal, welches fest mit einer PWM-Frequenz entsprechend der Frequenz des Referenzpulssignals Ar wechselt.
  • Der PWM-Pulsteil, welcher in 12 gezeigt ist, weist einen ersten Komplettpulsverzögerungskreis 551, einen zweiten Komplettpulsverzögerungskreis 552 und einen Logikerzeugungsausgabekreis 553 auf. Der erste Komplettpulsverzögerungskreis 551 erzeugt ein erstes Komplettpulsverzögerungssignal Wa durch Verzögerung des Grund-PWM-Pulssignals Wp des Pulsvergleichsteils 501 von im Wesentlichen einer ersten vorgegebenen Zeit Ta.
  • Der zweite Komplettpulsverzögerungskreis 552 erzeugt ein zweites Komplettpulsverzögerungssignal Wb durch Verzögerung des ersten Komplettpulsverzögerungssignals Wa um im Wesentlichen einer zweiten vorgegebenen Zeit Tb. Der Logikerzeugungsausgabekreis 553 erzeugt in logischerweise das Grund-PWM-Pulssignal Wp, das erste Komplettpulsverzögerungssignal Wa und das zweite Komplettpulsverzögerungssignal Wb und gibt das Haupt-PWM-Pulssignal Wm, das Hilfs-PWM-Pulssignal Wh und das Rauscheneliminierungssignal Wx aus.
  • Teile (a) bis (f) in 17 zeigen den Zusammenhang zwischen dem Grund-PWM-Pulssignal Wp, dem ersten Komplettpulsverzögerungssignal Wa, dem zweiten Komplettpulsverzögerungssignal Wb, dem Haupt-PWM-Pulssignal Wm, dem Hilfs-PWM-Pulssignal Wh und dem Rauscheneliminierungssignal Wx. Die Abszisse der 17 entspricht der Zeit. Das erste Komplettpulsverzögerungssignal Wa ist ein Signal, welches durch komplette Verzögerung des Grund-PWM-Pulssignals Wp um die erste vorgegebene Zeit Ta erhalten wird. Das zweite Komplettpulsverzögerungssignal Wb ist ein Signal, welches durch die vollständige Verzögerung des ersten Komplettpulsverzögerungssignals Wa um die zweite vorgegebene Zeit Tb erhalten wird (vergleiche die Teile (a) bis (c) in 17). Da das Haupt-PWM-Pulssignal Wm ein Signal ist, welches durch die Ausgabe des ersten Komplettpulsverzögerungssignals Wa mittels eines Pufferkreises 561 erhalten wird, ist die Wellenform des Haupt-PWM-Pulssignals Wm die gleiche wie die des ersten Komplettpulsverzögerungssignals Wa (vergleiche die Teile (b) und (d) in 17). Das Hilfs-PWM-Pulssignal Wh wird durch logische Zusammensetzung des Haupt-PWM-Pulssignals Wp und des zweiten Komplettpulsverzögerungssignals Wb mit einem NOR-Kreis 562 erhalten und hat die Wellenform wie im Teil (e) der 17 gezeigt. Zusätzlich ist die „H"-Periode des Hilfs-PWM-Pulssignal Wh innerhalb der „L"-Periode des Haupt-PWM-Pulssignals Wm. Das Haupt-PWM-Pulssignal Wm und das Hilfs-PWM-Pulssignal Wh werden daher nicht simultan zu „H". Mit an deren Worten gesagt, wird eine Zeitdifferenz zwischen der „H"-Periode des Hilfs-PWM-Pulssignals Wh und der „H"-Periode des Haupt-PWM-Pulssignals Wm bereitgestellt, die gleich der ersten vorgegebenen Zeit Ta oder der zweiten vorgegebenen Zeit Tb ist. Das Rauscheneliminierungssignal Wx wird durch logische Zusammensetzung des Grund-PWM-Pulssignals Wp und des zweiten Komplettpulsverzögerungssignals Wb mit einem Exklusiv-NOR-Kreis 563 erhalten und hat die Wellenform wie im Teil (f) der 17 gezeigt. Die „L" Periode des Rauscheneliminierungssignals Wx weist den wechselnden Takt oder das wechselnde Moment des Haupt-PWM-Pulssignals Wm auf und hat zumindest die vorgegebene Zeit Tb von dem Takt. Das Rauscheneliminierungssignal Wx wird in den Rauscheneliminierungskreis 221 des detektierten Pulserzeugungsteils 42 des Spannungsdetektionsteils 30 eingegeben. Rauschen, welches durch die detektierten Vergleichssignale der Wicklungenanschlussspannungen entsprechend den Hochfrequenzschaltoperationen der Leistungstransistoren auftritt, wird durch das Rauscheneliminierungssignal Wx eliminiert. Übrigens kann das Rauscheneliminierungssignal Wx durch logische Zusammensetzung des Haupt-PWM-Pulssignals Wm und des zweiten Komplettpulsverzögerungssignals Wb mit einem Exklusiv-NOR-Kreis erzeugt werden. In diesem Falle beinhaltet die „L"-Periode des Rauscheneliminierungssignals Wx im Wesentlichen den sich ändernden Takt von aus auf an und den sich ändernden Takt von an auf aus der Hochfrequenzschaltoperation des Leistungstransistors. Mit anderen Worten gesagt, wird das Rauscheneliminierungssignal Wx als Antwort auf das Grund-PWM-Pulssignal Wp erzeugt und wird zu „L" in einer vorgegebenen Periode, die den sich ändernden Takt der hochfrequenten Schaltoperation des Leistungstransistors beinhaltet. Der Zeitanteil, während dem das Rauscheneliminierungssignal Wx zu „L" wird, beträgt etwa 20% (weniger als 50%). Die Zeit zur Detektion der Anschlussspannungen der Wicklungen ist deshalb viel größer als die Zeit zur Elimination des Rauschens (der Zeit, in der die Anschlussspannungen nicht detektiert werden).
  • Die Funktionsweise und Vorteile der Ausführungsform 1 werden weiter unten beschrieben. Als Antwort auf die ersten Zustandssignale P1 bis P6 und die zweiten Zustandssignale Q1 bis Q6 des Zustandsverschiebungsteils 31 gibt das Aktivierungssteuerteil 33 die low-side-Aktivierungssteuersignale M1 bis M3 und die high-side-Aktivierungssteuersignale M1 bis M3 aus, um Wicklungen, die aktiviert werden sollen, auszuwählen. Der Leistungsversorgungsteil 20 schaltet die low-side-Leistungstransistoren 101, 102 und 103 und die high-side-Leistungstransistoren 105, 106 und 107 an und aus als Antwort auf die low-side-Aktivierungssteuersignale M1 bis M3 und die high-side-Aktivierungssteuersignale N1 bis N3. Im Ergebnis liefert das Leistungsversorgungsteil 20 Leistung an die dreiphasigen Wicklungen 12, 13 und 14.
  • Das Schaltungssteuerteil 22 und das Stromdetektierungsteil 21 bilden einen Schaltoperationsblock und der Schaltoperationsblock dient zur Versorgung der dreiphasigen Wicklungen 12, 13 und 14 mit PWM-pulsähnlichen Treibspannungen V1, V2 und V3. Als Antwort auf das Haupt-PWM-Pulssignal Wm des Schaltoperationsblocks 22 werden die low-side Aktivierungssteuersignale M1, M2 und M3 des Aktivierungssteuerteils 32 zu PWM-Pulssignalen. Einer oder zwei der low-side-Leistungstransistoren 101, 102 und 103 des Leistungsversorgungsteils 20, die von dem low-side-Aktivierungssteuersignalen M1, M2 und M3 des Aktivierungssteuerteils 32 ausgewählt wurden, führen simultan Ein-Aus-Hochfrequenzschalteoperationen durch. Das Leistungsversorgungsteil 20 versorgt daher die Wicklungen 12, 13 bzw. 14 mit den negativen Teilen der Treibstromsignale I1, I2 bzw. I3. Falls die low-side Leistungstransistoren 101, 102 und 103 des Leistungsversorgungsteils 20 abschalten, schaltet sich einer oder zwei der high-side-Leistungsdioden 105d, 106d und 107d durch eine induktive Reaktion der Wicklungen an, wobei kontinuierlich die negativen Teile der Treibströme I1, I2 und I3 den Windungen 12, 13 und 14 zur Verfügung gestellt werden. Im Ergebnis werden die Treibspannungen V1, V2 und V3 für die dreiphasigen Wicklungen 12, 13 und 14 zu PWM-Spannungen. Dies reduziert deutlich die Leistungsverluste der low-side-Leistungstransistoren 101, 102 und 103 des Leistungsversorgungsteils 20.
  • Die high-side-Leistungstransistoren 105, 106 und 107 des Leistungsversorgungsteils 20 versorgen die dreiphasigen Wicklungen 12, 13 und 14 mit den positiven Teilen der Treibstromsignale I1, I2 und I3. Zuerst wird der Fall beschrieben, wo das high-side-Hilfssignal Wj des Aktivierungssteuerteils 32 auf „L" fixiert ist. Dies entspricht dem Fall, wo der Schaltkreis 461 des Hilfsauswahlkreises 406 an die Sb-Seite angeschlossen ist. In diesem Falle schalten sich simultan ein oder zwei der high-side-Leistungstransistoren 105, 106 und 107 des Leistungsversorgungsteils 20 an, die durch die high-side-Aktivierungssteuersignale N1, N2 und N3 des Aktivierungssteuerteils ausgewählt wurden (sie führen keine PWM-Operation durch). Das Leistungsversorgungsteil 20 versorgt daher die Wicklungen 12, 13 bzw. 14 mit den positiven Teilen der Treibstromsignale I1, I2 und I3. Entsprechend der Rotation des Rotors 11 werden im Ergebnis die Treibstromsignale I1, I2 und I3 in die dreiphasigen Wicklungen 12, 13 bzw. 14 eingespeist, wobei die Treibstromsignale I1, I2 und I3 zwischen positiven und negativen Richtungen alternieren. Dies reduziert zusätzlich deutlich die Leistungsverluste der high-side-Leistungstransistoren 105, 106 und 107 des Leistungsversorgungsteils 20.
  • Der Fall, wo das high-side-Hilfssignal Wj des Aktivierungssteuerteils 32 mit dem Hilfs-PWM-Pulssignal Wh des Schaltungssteuerteils 22 koinzidiert, wird im Folgenden beschrieben. Dies entspricht dem Fall, wo der Schaltkreis 461 des Hilfsauswahlkreises 406 mit der Sa-Seite verbunden ist. Das Hilfs-PWM- Pulssignal Wh ist ein PWM-Signal, welches sich komplementär Aus/An-schaltet zu dem An-Aus-PWM des Haupt-PWM-Pulssignals Wm. Jedes der high-side-Aktivierungssteuersignale N1, N2 und N3 des Aktivierungssteuerteils 32 weist ein PWM-Pulssignal entsprechend dem Hilfs-PWM-Pulssignal Wh auf. In der Periode, während sich eine der oben genannten high-side-Leistungsdioden anschaltet, aktiviert jedes der high-side-Aktivierungssteuersignale N1, N2 und N3 den high-side-Leistungstransistor, der die gleiche Phase hat. Mit anderen Worten gesagt, wird der high-side-Leistungstransistor, der die selbe Phase hat wie der low-side-Leistungstransistor, der An-Aus-Hochfrequenzschaltoperationen ausführt, so kontrolliert, dass er Aus-An-Hochfrequenzschaltoperationen durchführt, die komplementär sind zu den An-Aus-Hochfrequenzschaltoperationen des low-side-Leistungstransistors. Im Ergebnis werden Leistungsverluste, die durch die high-side-Leistungsdioden verursacht sind, reduziert, wobei Leistungsverluste und Wärmeerzeugung weiter reduziert werden können. Da das Hilfs-PWM-Pulssignal Wh fakultativ ist, kann seine Funktion eliminiert werden (durch Verbinden des Schalters 461 mit der Sb-Seite) wie oben beschrieben.
  • Das Stromdetektionsteil 21 detektiert einen Aktivierungsstrom oder Versorgungsstrom Ig, der vom Spannungsversorgungsteil 25 über die drei low-side-Leistungstransistoren 101, 102 und 103 des Leistungsversorgungsteils 20 bereit gestellt wird, den Wicklungen 12, 13 und 14 zur Verfügung. Der Versorgungsstrom Ig entspricht dem zusammengesetzten Wert der negativen Teile der dreiphasigen Antriebsstromssignale I1, I2 und I3 an die dreiphasigen Wicklungen 12, 13 und 14. Das Schaltungssteuerungsteil 22 vergleicht das gegenwärtig detektierte Signale Rg mit dem Befehlssignal Ac und gibt das Haupt-PWM-Pulssignal Wm und das Hilfs-PWM-Pulssignal Wh entsprechend dem Ergebnis des Vergleichs aus. Die low-side-Leistungstsransistoren 101, 102 und 103 des Leistungsversorgungsteils 20 führen Ein-Aus- Hochfrequenzschaltoperationen entsprechenden dem Haupt-PWM-Pulssignal Wm aus. Die Antriebsspannungen (Anschlussspannungen) V1, V2 und V3 für die Wicklungen 12, 13 und 14 werden in PWM-Spannungen konvertiert. Im Ergebnis wird der Versorgungsstrom Ig in Antwort auf das Befehlssignal Ac durch die Hochfrequenzschaltoperationen der low-side-Leistungstransistoren entsprechend dem Haupt-PWM-Pulssignal (einem Schaltungspulssignal) kontrolliert. Konsequenterweise können die Antriebsstromsignale I1, I2 und I3, die den Dreiphasenwicklungen 12, 13 und 14 bereitgestellt werden, genau kontrolliert werden in Antwort auf das Befehlssignal Ac und die Pulsation der generierten Antriebskräfte kann beträchtlich reduziert werden. Mit anderen Worten gesagt können die Vibration und die akustischen Geräusche deutlich reduziert werden.
  • Zusätzlich führen die low-side-Leistungstransistoren des Leistungsversorgungsteils 20 Ein-Aus-Hochfrequenzschaltoperationen simultan als Antwort auf das Haupt-PWM-Pulssignal Wm (ein einzelnes Schaltungspulssignal) von dem Schaltungssteuerungsteil 22 aus, was einer sehr einfachen Konfiguration entspricht. Im Weiteren führen die high-side-Leistungstransistoren des Leistungsversorgungsteils 20 keine PWM-Operation, sondern nur eine Ein-Aus-Operation durch, falls das high-side-Hilfssignal Wj auf „L" fixiert ist. Deshalb können die Ein-Aus-Operationen der high-side-Leistungstransistoren einfach ausgeführt werden.
  • Darüber hinaus kann in einfacher Weise eine Abstandszeit zwischen dem Haupt-PWM-Pulssignal und dem Hilfs-PWM-Pulssignal Wh bereitgestellt werden, sogar wenn die high-side-Leistungstransistoren des Leistungsversorgungsteils 20 derart aktiviert sind, dass diese Ein-Aus-Hochfrequenzschalteoperationen in Antwort auf das Hilfs-PWM-Pulssignal Wh durchführen, weil die Schaltungspulssignale Wm und Wh so produziert werden, dass sie dem Grund-PWM-Pulssignal (einem einzigen Schaltungspulssignal) entsprechen. Im Ergebnis kann in einfacher Weise verhindert werden, dass der low-side-Leistungstransistor mit dem high-side-Leistungstransistoren, der die selbe Phase hat, simultan an ist.
  • Das Spannungsvergleichungsteil 41 des Spannungsdetektierungsteils 30 vergleicht direkt die Dreiphasenanschlussspannungen V1, V2 und V3 mit der gemeinsamen Anschlussspannung Vc. Der Auswahlbefehlskreis gibt das Auswahlbefehlssignal als Antwort auf die ersten Zustandssignale P1 bis P6 und/oder die zweiten Zustandssignale Q1 bis Q6 des Zustandsverschiebungsteils 31 aus. Das Vergleichsergebnis der Anschlussspannungen, die durch das Auswahlbefehlssignal ausgewählt wurden, wird als das ausgewählte Spannungsvergleichssignal Bj ausgegeben. Im Ergebnis kann die Wicklungsanschlussspannung entsprechend dem Haltezustand des Zustandsverschiebungsteils 31 ausgewählt, detektiert und verglichen werden. Mit anderen Worten gesagt, ist es möglich die Anschlussspannungen der Wicklungen 12, 13 und 14, die entsprechend der Rotation der Platte 1 und des Rotors 11 detektiert und verglichen werden, auszuwählen. Es ist auch möglich; direkt das Spannungsvergleichssignal Bj entsprechend dem Vergleichsergebnis der ausgewählten und detektierten Anschlussspannungen zu erhalten.
  • Im Rauscheneliminierungskreis 201 des detektierten Pulserzeugungsteils 42 des Spannungsdetektionsteils 30 wird das ausgewählte Spannungsvergleichssignal Bj des Spannungsvergleichskreises 41 mit dem Rauscheneliminierungssignal Wx logisch verknüpft. Der Rauscheneliminierungskreis 201 erzeugt daher ein Ausgangssignal Ca, welches keinen Einfluss eines PWM-Rauschens, das in dem ausgewählten Spannungsvergleichssignal Bj enthalten ist, aufweist. Mit anderen Worten gesagt, wird das Rauscheneliminierungssignal Wx des Schaltungssteuerungsteils 22 auf „L" während einer vorgegebenen Zeit, die einen sich ändernden Takt des Haupt-PWM-Pulssignals Wm beinhaltet, gehalten. Deswegen wird ein PWM-Rauschen in dem selektiven Spannungsvergleichssignal Bj durch Verknüpfen des selektiven Spannungsvergleichssignals Bj mit dem Rauscheneliminierungssignal Wx eliminiert. Im Ergebnis wird das Ausgangssignal Ca des Rauscheneliminierungskreises 201 ein genaues Signal, dass direkt dem Vergleichsergebnis der Wicklungsanschlusspannungen entspricht. Im Besonderen ist es möglich, in einfacher Weise das Rauscheneliminierungssignal Wx zur effektiven Eliminierung des Einflusses des PWM-Rauschens zu erzeugen, da die Leistungstransistoren des Leistungsversorgungsteils 20 eine Hochfrequenzschalteoperation in Antwort das Haupt-PWM-Pulssignal Wm, das als einzelnes Schaltungspulssignal verwendet wird, durchführen.
  • Der Pulserzeugungskreis 202 des detektierten Pulserzeugungsteils 42 ändert den Zustand des detektierten Pulssignals Dt auf „H" bei der ansteigenden Flanke des Ausgangssignals Ca von dem Rauscheneliminierungskreis 201. Das detektierte Pulssignal Dt wird wieder auf „L" durch das dritte Zeiteinstellungssignal F3, das nach der dritten Einstellzeit T3 von der vorhergehenden ansteigenden Flanke des detektierten Pulssignals Dt erzeugt wurde. Deswegen ändert sich das detektierte Pulssignal Dt des Pulserzeugungskreises 202 nur einmal, sogar wenn die ansteigenden Flanken des Ausgangssignals Ca des Rauscheneliminierungskreises 201 zweimal oder mehrmals durch Fehler aufgrund von Störungen zum Beispiel im Vergleichsergebnis der Anschlussspannungen generiert werden. Deswegen werden Fehlfunktionen des Befehlssignals Ac des Befehlsteils 35, der das detektierte Pulssignal Dt verwendet, vor Fehlfunktionen bewahrt. Im Weiteren wird das Zustandsverschiebungsteil 31, dass das detektierte Pulssignal Dt verwendet, ebenso vor Fehlfunktionen bewahrt.
  • Der Zeiteinstellungsteil 43 des Zustandsverschiebungsteils 31 detektiert die Ankunft der ansteigenden Flanke des detektierten Pulssignals Dt und der erste Zählerkreis 303 misst das Zeitintervall T0 zwischen zwei aufeinander folgenden detektierten Flanken des detektierten Pulssignals Dt. Der zweite Zählerkreis 304 gibt das erste Zeiteinstellungssignal F1 verzögert ab der detektierten Flanke des detektierten Pulssignals Dt um die erste Einstellzeit T1 entsprechend dem Zeitintervall T0 aus. Zusätzlich geben der zweite Zählerkreis 304 und der dritte Zählerkreis 305 das zweite Zeiteinstellungssignal F2 verzögert ab der Detektion der Flanke des detektierten Pulssignals Dt um die zweite Einstellzeit D2 entsprechend dem Zeitintervall T0 aus. Ferner gibt der verzögerte Pulsgenerierungskreis 310 das dritte Zeiteinstellungssignal F3 verzögert ab der Detektion der Flanke des detektierten Pulssignals Dt um die dritte Einstellzeit T3 entsprechend dem Zeitintervall T0 (vergleiche 13) aus. Dabei wird angenommen, dass die Beziehung T1 < T2 < T3 < T0 gilt.
  • Das Zeitverschiebungsteil 31 verschiebt den Haltezustand von einem ersten Zustand zu einem zweiten Zustand in Antwort auf das erste Zeiteinstellungssignal F1 und ändert die ersten Zustandssignale P1 bis P6 des ersten Zustandshaltekreises 320. Zusätzlich verschiebt das Zustandsverschiebungsteil 31 den Haltezustand vom zweiten Zustand auf einen dritten Zustand in Antwort auf das zweite Zeiteinstellungssignal F2 und die zweiten Zustandssignale Q1 bis Q6 des zweiten Zustandshaltekreises 330. Die ersten Zustandssignale P1 bis P6 werden in der Abfolge bei jedem Ankommen des ersten Zeiteinstellungssignals F1 verschoben und die zweiten Zustandssignale Q1 bis Q6 werden auch in der Abfolge bei jedem Ankommen des zweiten Zeiteinstellungssignals F2 verschoben (vergleichen 14).
  • Der erste Auswahlkreis 401 und der zweite Auswahlkreis 402 des Aktivierungssteuerungsteils 32 erzeugen die ersten Auswahlsignale Mm1, Mm2 und Mm3 und die zweiten Auswahlsignale Nn1, Nn2 und Nn3 in Antwort auf den Haltezustand (die ersten Zustandssignale P1 bis P6 und die zweiten Zustandssignale Q1 bis Q6) des Zustandsverschiebungsteils 31. Die ersten Auswahlsignale Mm1, Mm2 und Mm3 bestimmen die aktiven Perioden der low-side-Leistungstransistoren 101, 102 bzw. 103 des Leistungsversorgungsteils 20. Die zweiten Auswahlsignale Nn1, Nn2 und Nn3 bestimmen die aktiven Perioden der high-side-Leistungstransistoren 105, 106 und 107 des Leistungsversorgungsteils 20. Das Aktivierungssteuerungsteil 32 erzeugt die low-side-Aktivierungskontrollsignale M1, M2 und M3 durch logisches Zusammensetzen der ersten Auswahlsignale Mm1, Mm2 und Mm3 und dem Haupt-PWM-Pulssignal Wm des Schaltungssteuerungsteils 22. Die low-side-Leistungstransistoren 101, 102 und 103 des Leistungsversorgungsteils 20 werden zu An-Aus-PWM-Schaltoperationen entsprechenden den low-side-Aktivierungssteuersignalen M1, M2 bzw. M3 veranlasst. Deswegen können Leistungsverluste und Wärmerzeugung in den low-side-Leistungstransistoren deutlich reduziert werden.
  • Falls der Schaltkreis 461 des Hilfsauswahlkreises 406 mit der Sb-Seite verbunden ist, wird das high-side-Hilfssignal Wj zu „L" und die Hilfsaktivierungssteuersignale Mm5, Mm6 und Mm7 werden auch zu „L". Das Aktivierungssteuerungsteil 32 erzeugt deshalb die high-side-Aktivierungssteuerungssignale N1, N2 und N3 in koinzidenterweise mit den zweiten Auswahlsignalen Nn1, Nn2 und Nn3 und schaltet die high-side-Leistungstransistoren 105, 106 und 107 des Leistungsversorgungsteils 20 ein bzw. aus (Hochfrequenzschalteoperationen werden nicht durchgeführt). Leistungsverluste und Wärmeerzeugung in den high-side-Leistungstransistoren können daher beträchtlich reduziert werden.
  • Im Weiteren wird das high-side-Hilfssignal Wj koinzident mit dem Hilfs-PWM-Pulssignal Wh, falls der Schaltkreis 461 des Hilfsauswahlkreises 406 mit der Sa-Seite verbunden ist. Die Hilfsaktivierungssteuersignale Mm5, Mm6 und Mm7 werden durch Zusammensetzung des Hilfs-PWM-Pulssignales Wh und der ersten Auswahlsignale Mm1, Mm2 und Mm3 erzeugt. Der dritte Pulszusammensetzungskreis 405 des Aktivierungssteuerungsteils 32 setzt die zweiten Auswahlsignale Mm1, Mm2 und Mm3 und die Hilfsaktivierungssteuerungssignale Mm5, Mm6 und Mm7 logisch zusammen und erzeugt die high-side-Aktivierungssteuerungssignale N1, N2 bzw. N3. In den Zeitspannen entsprechend den zweiten Auswahlsignalen Nn1, Nn2 und Nn3 werden die high-side-Leistungstransistoren 105, 106 und 107 ein- bzw. ausgeschaltet (Hochfrequenzschaltoperationen werden nicht durchgeführt). In den Zeiträumen entsprechend den ersten Auswahlsignalen Mm1, Mm2 und Mm3 führen die high-side-Leistungstransistoren 105, 106 und 107 Hochfrequenz-Ein-Aus-Schaltoperationen in Antwort auf das Hilfs-PWM-Pulssignal Wh aus. Im Ergebnis werden Leistungsverluste und Hitzeerzeugung in den high-side-Leistungstransistoren 105, 106 und 107 und den high-side-Leistungsdioden 105d, 106d und 107d beträchtlich reduziert.
  • In der vorliegenden Ausführungsform, so wie sie durch die oben genannten Beschreibungen verstanden wird, werden Detektionselemente aufgrund der Detektion der Anschlussspannungen der Wicklungen, um damit die Strompfade zu den Wicklungen zu kontrollieren, nicht mehr benötigt. Zusätzlich werden Hochfrequenzschalteoperationen durchgeführt, um Leistungstransistoren ein- bzw. auszuschalten, um Antriebsströme in beiden Richtungen den Wicklungen zur Verfügung zu stellen, wobei Leistungsverluste deutlich reduziert werden. Mit anderen Worten gesagt, werden Hochfrequenzschalteoperationen durchgeführt, um low-side-Leistungstransistoren vollständig ein- bzw. auszuschalten und die high-side-Leistungstransistoren werden vollständig ein- bzw. ausgeschaltet, um die Strompfade zu alternieren, womit die Leistungsverluste in den Leistungstransistoren und den Leistungsdioden beträchtlich reduziert werden. Im Ergebnis kann die Wärmeerzeugung in dem Motor und in dem Plattenlaufwerk deutlich reduziert werden und das Plattenlaufwerk kann stabil auf einer beschreibbaren Platte aufzeichnen bzw. von dieser wiedergeben.
  • Zusätzlich verschiebt nach dieser Ausführungsform das Zustandsverschiebungsteil den Haltezustand von einem ersten Zustand zu einem zweiten Zustand nach einer ersten Einstellzeit T1 ab der Detektion des detektierten Pulssignals und verschiebt weiter den Haltezustand vom zweiten Zustand zum dritten Zustand nach einer zweiten Einstellzeit T2 (die zweite Einstellzeit T2 > die zweite Einstellzeit T1) ab der Detektion des detektierten Pulssignals. Das Aktivierungssteuerteil produziert Dreiphasen-low-side-Aktivierungssteuerungssignale und Dreiphasen-high-side-Aktivierungssteuerungssignale entsprechend dem Haltezustand des Halteverschiebungsteils zum Kontrollieren der aktiven Perioden der drei low-side-Leistungstransistoren und der drei high-side-Leistungstransistoren. In dieser Konfiguration ist jede der aktiven Perioden der drei low-side-Leistungstransistoren und der drei high-side-Leistungstransistoren größer als ein elektrischer Winkel von 360/3 = 120 Grad. Ferner kontrolliert der Schaltungsoperationsblock den Versorgungsstrom zu den Dreiphasenwicklungen vom Spannungsverfolgungsteil gemäß dem Befehlssignal durch die Ausführung von Hochfrequenzschalteoperationen von zumindest einem Leistungstransistor unter den drei low-side-Leistungstransistoren und den drei high-side-Leistungstransistoren. Mit dieser Konfiguration werden zwei Leistungstransistoren unter den drei low-side-Leistungstransistoren oder den drei high-side-Leistungstransistoren simultan aktiviert bei jedem Wechsel der Strompfade, wohingegen der zumindest eine Leistungstransistor Hochfrequenzschalteoperationen durchführt, um den Versorgungsstrom entsprechend dem Befehlssignal zu kontrollieren. Der Versorgungsstrom für die Dreiphasenwicklungen ist darum präzise entsprechend dem Befehlssignal überwacht, selbst wenn die zwei Leistungstransistoren simultan aktiviert werden und die Pulsation der erzeugten Antriebskraft kann reduziert werden. Der Wechsel der Strompfade wird daher durch die simultane Aktivierung der zwei Leistungstransistoren geglättet und die Pulsation der erzeugten Antriebskraft kann daher weiter beträchtlich reduziert werden. Im Ergebnis kann ein exzellenter Motor und/oder ein exzellentes Plattenlaufwerk ohne ein Positionsdetektionselement realisiert werden, welches den Leistungsverbrauch, die Plattenvibration und die akustischen Geräusche vermindert.
  • Der Schaltungsoperationsblock kann so konfiguriert sein, dass dieser den Stromdetektionsteil zur Erzeugung des gegenwärtigen detektierten Signals entsprechend dem Versorgungsstrom für die Dreiphasenwicklungen vom Spannungsversorgungsteil aufweist. Der Schaltungsoperationsblock kann auch so konfiguriert sein, dass dieser das Schaltungssteuerungsteil zum Vergleichen des Ausgangssignals des Stromdetektionsteils mit dem Befehlssignal und zum Erzeugen eines Schaltungspulssignals entsprechend dem Vergleichsergebnis aufweist, wobei Hochfrequenzschalteoperationen von zumindest einem Leistungstransistor unter den drei low-side-Leistungstransistoren und den drei high-side-Leistungstransistoren entsprechend dem Schaltungspulssignal gemacht werden. Mit dieser Konfiguration ist es einfach, den Versorgungsstrom für die Dreiphasenwicklungen gemäß dem Befehlssignal zu kontrollieren, selbst wenn die zwei Leistungstransistoren unter den drei low-side-Leistungstransistoren oder den drei high-side-Leistungstransistoren simultan in einem Wechsel der Strompfade aktiviert sind.
  • Das Zustandsverschiebungsteil ist so konfiguriert, dass die erste Einstellzeit T1 und die zweite Einstellzeit T2 in Antwort auf ein Intervall T0 des detektierten Pulssignals geändert werden. Mit dieser Konfiguration wird in einfacher Weise jede der Aktivierungsperioden der drei low-side-Leistungstransistoren und der drei high-side- Leistungstransistoren größer gemacht als 360/3 = 120°, selbst wenn die Rotationsgeschwindigkeit sich beträchtlich verändert. Die aktiven Perioden der high-side-Leistungstransistoren und der low-side-Leistungstransistoren werden hierbei auf etwa 140 Grad gesetzt (130 Grad bis 150 Grad). Die aktive Periode kann innerhalb der Spanne von 125 Grad bis 180 Grad größer gemacht werden, um die Plattenvibrationen und die akustischen Geräusche zu reduzieren.
  • Im Weiteren führt einer oder führen zwei der drei low-side-Leistungstransistoren sukzessive Hochfrequenz-Ein-Aus-Schaltoperationen entsprechend der turnusmäßigen Position des Rotors durch, womit sukzessive eine erste Schalteoperation erzielt wird, worin eine Wicklungsanschlussspannung für eine Phase einem hochfrequenten Schalten unterworfen ist und eine zweite Schalteoperation wird erzielt, wobei Wicklungsanschlussspannungen für zwei Phasen einem hochfrequenten Schalten unterworfen sind. Die erste Schaltoperation und die zweite Schaltoperation werden abwechselnd entsprechend der Rotation des Motors durchgeführt.
  • Im weiteren wird nach dieser Ausführungsform die Detektion des detektierten Pulssignals während der ersten Stoppperiode, die den ändernden Takt (oder das ändernde Moment) von Aus auf An des Leistungstransistors, der Hochfrequenzschaltoperationen durchführt, beinhaltet, gestoppt und während der zweiten Stoppperiode, die den ändernden Takt (oder das ändernde Moment) von An nach Aus des Leistungstransistors, beinhaltet, ist auch die Detektion des detektierten Pulssignals gestoppt. Die Detektion des detektierten Pulssignals als Antwort auf das Vergleichsresultat der Wicklungsanschlussspannungen wird während der Zeit außerhalb der ersten Stoppperiode und der zweiten Stoppperiode durchgeführt. Im Ergebnis ist es möglich, in einfacher Weise eine unsaubere Detektion und eine unsaubere Funktionsweise wegen PWM-Rauschen, welches durch die PWM- Schaltoperationen der Leistungstransistoren verursacht wird, zu verhindern.
  • Im Allgemeinen sollte die Detektion des detektierten Pulssignals während zumindest der ersten Stoppperiode beinhaltend den ändernden Takt von Aus nach An oder der zweiten Stoppperiode beinhaltend den ändernden Takt von An und Aus des Leistungstransistors gestoppt werden, falls zumindest ein Leistungstransistor einer Hochfrequenzschaltoperation gemäß einem Schaltpulssignal unterworfen ist. Im Weiteren sollte die Detektion des detektierten Pulssignals als Antwort auf das Vergleichsresultat der Wicklungsanschlussspannungen während zumindest der An-Periode des Leistungstransistors außerhalb zumindest der ersten Stoppperiode oder der zweiten Stoppperiode durchgeführt werden, um den oben erwähnten Effekt zu erzielen. Im Besonderen wird die Anzahl der Vorkommnisse der Schaltwechselmomente des Leistungstransistors/der Leistungstransistoren reduziert im Vergleich mit der Häufigkeit der Schaltwechseloperationen in einem konventionellen Fall unter Verwendung von dreiphasigen Schaltpulssignalen, da der Leistungstransistor/die Leistungstransistoren einer Hochfrequenzschaltoperation in Antwort auf ein einziges Schaltpulssignal unterworfen ist/sind. Im Ergebnis kann eine unsaubere Funktionsweise, die durch PWM-Rauschen aufgrund von der PWM-Schaltoperation verursacht ist, in einfacher Weise verhindert werden. Zusätzlich kann der Nullpunktdurchgang (oder das Nullpunkmoment) der Anschlussspannungen genau detektiert werden, da die Detektion des detektierten Pulssignals entsprechend dem Vergleichsresultat der Wicklungsanschlussspannungen während einer relativ langen Periode außerhalb der ersten Stoppperiode und/oder der zweiten Stoppperiode durchgeführt wird.
  • Ferner ist es möglich, das detektierte Pulssignal prompt entsprechend einer Änderung der Anschlussspannung zu produzieren, da die Wicklungsanschlussspannungen nicht mittels Filter (mit Widerständen und Kondensatoren) geglättet sind. Die Nullpunktdurchgangszeit meint hierbei den Moment, wenn die Anschlussspannung im Wesentlich gleich der gemeinsamen Spannung ist. Im Ergebnis können der Rotor und die Platte genau rotiert werden durch Änderung der Strompfade zu den Wicklungen in Antwort auf das detektierte Pulssignal. Darüber hinaus kann, falls die Geschwindigkeitskontrolle für die Platte oder den Rotor mit dem Befehlssignal, welches an das Ausgangspulssignal wie das detektierte Pulssignal Dt des Spannungsdetektionsteils angepasst ist, durchgeführt wird, die Rotationsgeschwindigkeit mit einem kleinen Fluktuieren kontrolliert werden. Mit anderen Worten gesagt ist es möglich, ein exzellentes Plattenlaufwerk zu realisieren, welches ein Betreiben und ein Kontrollieren der Platte in genauer Weise ermöglicht. Im Weiteren beinhaltet der Spannungsdetektionsteil den Spannungsvergleichsteil zum Vergleichen der Wicklungsanschlussspannungen und den detektierten Pulserzeugungsteil beinhaltend einen Rauscheneliminierungskreis. Der Rauscheneliminierungskreis verbindet logischerweise das selektive Spannungsvergleichssignal des Spannungsvergleichsteils mit dem Rauscheneliminierungssignal entsprechend dem Haupt-PWM-Pulssignal, welches als ein Schaltpulssignal verwendet wird. Das selektive Spannungsvergleichsignal des Spannungsvergleichsteils wird daher bei der ersten vorgegebenen Zeit, die den wechselnden Takt von Aus nach An beinhaltet, und der zweiten vorgegebenen Zeit, die den wechselnden Takt von An nach Aus des Schaltungspulssignals beinhaltet, invalidiert. Im Ergebnis kann eine unsaubere Detektion, die durch ein PWM-Rauschen aufgrund der PWM-Schaltoperation verursacht wird, in einfacher Weise verhindert werden.
  • Im Allgemeinen verbindet der Rauscheneliminierungskreis in logischer Weise das selektive Spannungsvergleichssignal des Spannungsvergleichsteils mit dem Rauscheneliminierungssignal entsprechend dem Haupt-PWM-Pulssignal, das als ein Schaltsig nal verwendet wird. Zusätzlich macht der Kreis das selektive Spannungsvergleichssignal des Spannungsvergleichsteils während zumindest einer der ersten vorgegebenen Zeit beinhaltend den wechselnden Takt von Aus nach An oder der zweiten vorgegebenen Zeit beinhaltend den wechselnden Takt von An nach Aus des Schaltungspulssignals ungültig. Im Ergebnis kann in einfacher Weise eine unsaubere Detektion, die durch PWM-Rauschen aufgrund der PWM-Schaltoperationen der Leistungstransistoren verursacht werden, verhindert werden. Im Besonderen kann das Rauscheneliminierungssignal mit einem einfachen Schaltkreis erzeugt werden, da die Leistungstransistoren einer Hochfrequenzschalteoperation in Antwort auf ein einziges Schaltepulssignal unterworfen sind. Das Zeitverhältnis, in dem das Rauscheneliminierungssignal Wx zu „L" wird, beträgt etwa 20% (weniger als 50%). Die Zeit zur Detektion der Wicklungsanschlussspannungen ist deshalb viel länger als die Zeit zur Rauschelimination. Aus diesem Grunde ist es möglich, ein detektiertes Pulssignal zu erhalten, welches direkt und genau mit dem Vergleichsresultat der Anschlussspannungen korrespondiert. Die Platte und der Rotor können daher akkurat rotiert werden.
  • Im Weiteren beinhaltet der Spannungsdetektionsteil den Pulserzeugungskreis. Der Zustand des Flip-Flops des Pulserzeugungskreises wird in Antwort auf die Erzeugung der ansteigenden Flanke des Ausgangssignals des Rauscheneliminierungsmittels geändert, wobei das detektierte Pulssignal entsprechend dem Zustand des Flip-Flops produziert wird. Dies verhindert ein exzessives Generieren des detektierten Pulssignals und die Aktivierungssteuerungsoperation wird stabilisiert. In anderen Worten gesagt, wird die Platte oder der Rotor stabil rotiert. Das Flip-Flop wird bei dem dritten Zeiteinstellungssignal nach der dritten Einstellzeit T3 ab der detektierten Flanke des detektierten Pulssignals entsprechend dem Wechsel des Zustands des Flip-Flops reinitialisiert. Die dritte Einstellzeit T3 wechselt als Antwort auf das Intervall T0 des detektierten Pulssignals. Es ist daher möglich, die exzessive Erzeugung des detektierten Signals zu verhindern, selbst wenn die Rotationsgeschwindigkeit der Platte oder des Rotors beachtlich wechselt.
  • Im Weiteren ist der high-side-Leistungstransistor mit der gleichen Phase wie der low-side-Leistungstransistor komplementär den Aus-An-Hochfrequenzschaltoperationen in Antwort auf die An-Aus-Hochfrequenzschaltoperationen des entsprechenden low-side-Leistungstransistors unterworfen. Dies reduziert den Leistungsverlust in der high-side-Leistungsdiode. Zusätzlich wechselt die An-Spannung der high-side-Leistungsdiode in Abhängigkeit vom Strom und beeinflusst manchmal im negativen Sinne die Detektion der Wicklungsanschlussspannungen. Da der high-side-Leistungstransistor einer komplementären Aus-Ein-Hochfrequenzschaltoperation unterworfen ist, beeinflusst die Ein-Spannung der high-side-Leistungsdiode kaum die Detektion der Wicklungsanschlussspannungen. Dies ermöglicht die Durchführung einer akkuraten Detektion der Anschlussspannungen. Im Weiteren wird eine Abstandsdauer zwischen den Operationen bereitgestellt, um zu verhindern, dass sich der low-side-Leistungstransistor und der high-side-Leistungstransistor simultan anschalten. Der Effekt der An-Spannung der high-side-Diode tritt während dieser Abstandsdauer auf. Die Detektion der Wicklungsanschlussspannung ist deshalb während der Abstandsdauer gestoppt durch die Verwendung des Rauscheneliminierungssignales Wx. Zusätzlich können die Operationen mittels eines sehr einfachen Schaltkreises realisiert werden, da diese Operationen in Antwort auf ein einziges Schaltungspulssignal durchgeführt werden. In der vorliegenden Ausführungsform ist ein oder sind zwei der high-side-Leistungstransistoren simultan Aus-Ein-Hochfrequenzschaltoperationen komplementär zu entsprechenden Ein-Aus-Hochfrequenzschaltoperationen von einem oder zwei der low-side-Leistungstransistoren unterworfen. Jedoch kann auch nur einer der high-side-Leistungstransistoren komplementären Aus-An-Hochfrequenzschaltoperationen unterworfen sein, ohne auf diesen Fall begrenzt zu sein.
  • Die high-side-Diode geht an, wenn der low-side-Leistungstransistor ausgeht, falls das high-side-Hilfssignal Wj gemäß der vorliegenden Ausführungsform auf den „L"-Zustand fixiert ist. Durch die Detektion der Wicklungsanschlussspannungen durch den Spannungsdetektionsteils 30 kann eine unsaubere Detektion auftreten aufgrund des Effekts der An-Spannung der high-side-Diode. Um die unsaubere Detektion der Wicklungsanschlussspannungen während der An-Periode der high-side-Diode zu verhindern, kann das Rauscheneliminierungssignal Wx derart geändert werden, so dass die Detektion der Wicklungsanschlussspannungen nur während der An-Periode der low-side-Leistungstransistoren während An-Aus-Hochfrequenzschaltoperationen durchgeführt wird. Durch Substitution der Konfiguration des PWM-Pulsteils, der in 18 gezeigt ist, für das PWM-Pulsteil des Schaltungssteuerungsteils 22, das in 12 gezeigt ist, wird es möglich, die oben genannte Operation zu realisieren. Diese Konfiguration wird im Weiteren beschrieben. Das PWM-Pulsteil des Schaltungskontrollteils 22, das in 18 gezeigt ist, weist einen Komplettpulsverzögerungsteil 811 und einen Logikverknüpfungsausgangskreis 812 auf. Der Komplettpulsverzögerungsteil 811 gibt ein Komplettpulsverzögerungssignal Wc, welches durch vollständige Verzögerung des Grund-PWM-Pulssignals Wp des Pulsvergleichsteils durch eine vorgegebene Zeit Tc oder etwa Tc erhalten wird, aus. Der Logikverknüpfungsausgangskreis 812 verknüpft logisch das Grund PWM-Pulssignal Wp und das Komplettpulsverzögerungssignal Wc und gibt das Haupt-PWM-Pulssignal Wm, das Hilfs-PWM-Pulssignal Wh und das Rauscheneliminierungssignal Wx aus. Teile (a), bis (e) in 19 zeigen den Zusammenhang zwischen dem Grund-PWM-Pulssignal Wp, dem Komplettpulsverzögerungssignal Wc, dem Haupt-PWM-Pulssignal Wm dem Hilfs-PWM-Pulssignal Wh und dem Rauscheneliminierungssignal Wx. Die Ab szisse der 19 repräsentiert die Zeit. Das Komplettpulsverzögerungssignal Wc ist ein Signal, das vollständig dem Grund-PWM-Pulssignal Wp verzögert um die vorgegebene Zeit Tc (vergleiche die Teile (a) und (b) in 19) entspricht. Da das Haupt-PWM-Pulssignal Wm durch Ausgeben des Grund-PWM-Pulssignals Wp mittels einem Pufferkreis 821 erhalten wird, ist seine Wellenform die gleiche wie die des Grund-PWM-Pulssignals Wp (vergleiche den Teil (c) in 19). Das Hilfs-PWM-Pulssignal Wh ist auf den „L"-Zustand fixiert (vergleiche den Teil (d) in 19). Das Rauscheneliminierungssignal Wx wird durch logische Zusammensetzung des Grund-PWM-Pulssignals Wp und des Komplettverzögerungspulssignals Wc mittels eines UND-Kreises 822 erhalten und hat die Wellenform, wie in Teil (e) der 19 gezeigt. Im Ergebnis weist die „L"-Periode des Rauscheneliminierungssignals Wx die „L"-Periode des PWM-Pulssignals Wm auf und hat die vorgegebene Zeitspanne Tc von dem wechselnden Takt von „L" nach „H" des Haupt-PWM-Pulssignals Wm.
  • Durch Bilden des PWM-Pulsteils des Schaltungssteuerungsteils 22 wie in 18 gezeigt, führen die low-side-Leistungstransistoren Ein-Aus-Hochfrequenzschaltoperationen in Antwort auf das Haupt-PWM-Pulssignal Wm durch. Da das Hilfs-PWM-Pulssignal Wh auf „L" ist, führen die high-side-Leistungstransistoren keine Hochfrequenzschalteoperationen aus. In der Zeitspanne während das Rauscheneliminierungssignal Wx auf „L" ist, stoppt das Spannungsdetektionsteil 30 die Detektion der Wicklungsanschlussspannungen. Das Spannungsdetektionsteil 30 stoppt daher die Detektion der Wicklungsanschlussspannungen während der vorgegebenen Zeit Tc beinhaltend den wechselnden Takt von Aus nach An des Leistungstransistors. Falls der Leistungstransistor nach Verstreichen der vorgegebenen Zeit Tc angeht, führt das Spannungsdetektionsteil 30 die Detektion des detektierten Pulssignals direkt entsprechend dem Vergleichsergebnis der Wicklungsanschlussspannungen durch.
  • Dies kann eine unsaubere Detektion und eine unsaubere Funktionsweise, die durch ein PWM-Rauschen aufgrund der PWM-Schaltungsoperation des Leistungstransistors verursacht wird, verhindern.
  • Zusätzlich kann der PWM-Pulsteil des Schaltungssteuerungsteils 22, der in 12 gezeigt ist, durch die Konfiguration, die in 20 gezeigt ist, ersetzt werden. Diese Konfiguration wird im Folgenden beschrieben.
  • Das Schaltungssteuerungsteil 22, welches in 20 gezeigt ist, beinhaltet einen ersten Komplettpulsverzögerungskreis 851, einen zweiten Komplettpulsverzögerungskreis 852 und einen Logikverknüpfungsausgangskreis 853. Der erste Komplettpulsverzögerungskreis 851 gibt das erste Komplettverzögerungspulssignal Wa, das durch vollständige Verzögerung des Grund-PWM-Pulssignals Wp des Vergleichspulsteils 501 um die erste vorgegebene Zeit Ta oder etwa Ta erhalten wird, aus. Der zweite Komplettpulsverzögerungskreis 852 gibt das zweite Komplettverzögerungspulssignal Wb aus, welches durch Verzögerung des ersten Verzögerungspulssignals Wa um die zweite vorgegebene Zeit Tb oder etwa Tb erhalten wird. Der Logikverknüpfungsausgabekreis 853 verknüpft in logischerweise das Grund-PWM-Pulssignal Wp, das erste Komplettverzögerungspulssignal Wa und das zweite Komplettverzögerungspulssignal Wb und gibt das Haupt-PWM-Pulssignal Wm, das Hilfs-PWM-Pulssignal Wh und das Rauscheneliminierungssignal Wx aus. Teile (a) bis (f) in 21 zeigen den Zusammenhang zwischen dem Grund-PWM-Pulssignal Wp, dem ersten Komplettverzögerungspulssignal Wa, dem zweiten Komplettverzögerungspulssignal Wb, dem Haupt-PWM-Pulssignal Wn, dem Hilfs-PWM-Pulssignal Wh und dem Rauscheneliminierungssignal Wx. Die Abszisse der 21 repräsentiert die Zeit. Das erste Komplettverzögerungspulssignal Wa ist ein Signal, welches vollständig das Grund-PWM-Pulssignal Wp um die erste vorgegebene Zeit Ta verzögert. Das zweite Komplettverzöge rungspulssignal Wb ist ein Signal, welches vollständig das erste Komplettverzögerungspulssignal Wa um die zweite vorgegebene Zeit Tb verzögert (siehe die Teile (a) bis (c) in 21). Das Haupt-PWM-Pulssignal Wm wird durch Zusammensetzung des Haupt-PWM-Pulssignals Wp und des ersten Verzögerungspulssignals Wa mit einem UND-Kreis 861 erzeugt und hat die Wellenform wie im Teil (d) der 21 gezeigt. Das Hilfs-PWM-Pulssignal Wh wird durch logische Zusammensetzung des Grund-PWM-Pulssignals Wp und des ersten Komplettverzögerungspulssignals Wa mit einem NOR-Kreis 862 erzeugt und hat die Wellenform, wie in Teil (e) der in 21 gezeigt. Im Weiteren ist die „H"-Periode des Hilfs-PWM-Pulssignals Wh innerhalb der „L"-Periode des Haupt-PWM-Pulssignals Wm. Deswegen werden das Haupt-PWM-Pulssignal Wm und das Hilfs-PWM-Pulssignal Wh nicht gleichzeitig zu „H". In anderen Worten gesagt wird die erste vorgegebene Zeit Ta durch die Zeitdifferenz zwischen der „H"-Periode des Hilfs-PWM-Pulssignals Wh und der „H"-Periode des Haupt-PWM-Pulssignals Wm bereitgestellt. Das Rauscheneliminierungssignal Wx wird durch logische Zusammensetzung des Grund-PWM-Pulssignals Wp und des zweiten Komplettverzögerungspulssignals Wb mit einem exklusiven NOR-Kreis 863 erzeugt und hat die Wellenform, wie sie im Teil (f) der 21 gezeigt ist. Die „L"-Periode dieses Rauscheneliminierungssignals Wx beinhaltet im Wesentlichen die wechselnden Takte von „L" zu „H" und von „H" nach „L" des Haupt-PWM-Pulssignals Wm und hat zumindest die vorgegebene Zeitspanne Tb von jedem der wechselnden Takte. Zusätzlich beinhaltet die „L"-Periode des Rauscheneliminierungssignals Wx im Wesentlichen die wechselnden Takte von „L" nach „H" und von „H" nach „L" des Hilfs-PWM-Pulssignals Wh und hat zumindest die vorgegebene Zeitspanne Tb von jedem der wechselnden Takte. Dieses Rauscheneliminierungssignal Wx wird in den Rauscheneliminierungskreis 201 des detektierten Pulserzeugungsteils 42 des Spannungsdetektionsteils 30 eingespeist. Das Rauscheneliminierungssignal Wx eliminiert ein PWM-Rauschen, das in den Signalen zum Vergleichen und De tektieren der Wicklungseingangsspannungen entsprechend dem Hochfrequenzschalten der Leistungstransistoren auftritt.
  • Durch Konfigurierung des PWM-Pulsteils des Schaltungssteuerungsteils 22, das in 20 gezeigt ist, führen die low-side-Leistungstransistoren Ein-Aus-Hochfrequenzschalteoperationen in Antwort auf das Haupt-PWM-Pulssignal Wm aus. Die high-side-Leistungstransistoren führen Ein-Aus-Hochfrequenzschalteoperationen in Antwort auf das Hilfs-PWM-Pulssignal Wh aus. Während das Rauscheneliminierungssignal Wx auf „L" ist, stoppt das Spannungsdetektionsteil 30 die Detektion der Wicklungsanschlussspannungen. Der Spannungsdetektionsteil 30 stoppt daher die Detektion der Wicklungsanschlussspannungen während der ersten Stoppperiode beinhaltend den wechselnden Takt von Aus nach An und während der zweiten Stoppperiode beinhaltend den wechselnden Takt von An nach Aus des low-side-Leistungstransistors. Die Detektion des detektierten Pulssignals in Antwort auf das Vergleichsresultat der Wicklungsanschlussspannungen wird während der verbleibenden Periode außerhalb der ersten Stoppperiode und der zweiten Stoppperiode durchgeführt. Das Spannungsdetektionsteil 30 stoppt ferner die Detektion der Anschlussspannungen während der ersten Stoppperiode beinhaltend den wechselnden Takt von An nach Aus und während der zweiten Stoppperiode beinhaltend den wechselnden Takt von Aus nach An des high-side-Leistungstransistors. Die Detektion des detektierten Pulssignals direkt entsprechend dem Vergleichsergebnis der Anschlussspannungen wird während der verbleibenden Periode außerhalb der ersten Stoppperiode und der zweiten Stoppperiode durchgeführt. Dies verhindert eine unsaubere Detektion und eine unsaubere Funktionsweise, die durch PWM-Rauschen aufgrund der PWM-Schaltoperation der low-side und/oder high-side-Leistungstransistoren verursacht wird.
  • Diese Operationen werden durch Verwendung des Rauscheneliminierungssignals Wx durchgeführt. Mit anderen Worten gesagt wird das Rauscheneliminierungssignal Wx antwortend mit dem Haupt-PWM-Pulssignal, das als Schaltungspulssignal verwendet wird, zu „L" in der ersten vorgegebenen Zeit beinhaltend den wechselnden Takt von Aus nach An und in der zweiten vorgegebenen Zeit beinhaltend den wechselnden Takt von An nach Aus des Schaltungspulssignals. Der Rauscheneliminierungskreis 201 des Spannungsdetektionsteils 30 macht das Ausgangssignal des Spannungsvergleichsteils 41 während dieser vorgegebenen Zeitperioden ungültig.
  • Es ist nicht nötig darzulegen, dass diese Konfigurationen und nahe liegende Änderungen in der vorliegenden Erfindung beinhaltet sind.
  • Ausführungsform 2
  • 22 und 23 zeigen einen Motor und ein Plattenlaufwerk gemäß Ausführungsform zwei der vorliegenden Erfindung. 22 zeigt eine zusammenfassende Konfiguration des Motors und des Plattenlaufwerks. In der vorliegenden Ausführungsform sind die Funktionsweisen des Spannungsdetektionsteils 30, des Zustandsverschiebungsteils 31, des Aktivierungskontrollteils 32 und des Schaltungssteuerungsteils 22 entsprechend der oben genannten Ausführungsform 1 teilweise in der Hardware und Software eines Mikrocomputerteils 701 beinhaltet. Die Teile oder die Kreise, die die selben Funktionen und Konfigurationen wie diese der oben genannten Ausführungsform 1 aufweisen, werden durch die selben Bezugszeichen wiedergegeben und ihre Erklärungen entfallen.
  • Das Leistungsversorgungsteil 20 ändert den Zustand der Aktivierung der Wicklungen 12, 13 und 14 entsprechend der Rotation der Platte 1 oder des Rotors 11. Ein Spannungsvergleichsteil 700 detektiert die Anschlussspannungen der Wicklungen 12, 13 und 14 und gibt Vergleichspulssignale Z1, Z2 und Z3 entsprechend den Anschlussspannungen aus. 23 zeigt eine Konfiguration des Spannungsvergleichsteils 700.
  • Das Spannungsvergleichsteil, welches in 23 gezeigt ist, unterteilt die Wicklungsanschlussspannungen V1, V2 und V3 durch Verwendung von Widerständen 711 bis 716, wobei Teilanschlussspannungen V11, V22 und V33 erzeugt werden. Ein Verbundspannungskreis 720 verbindet die Teilanschlussspannungen V11, V22 und V33 durch Verwendung von Widerständen 721, 722 und 723, wobei eine gemeinsame zusammengesetzte Anschlussspannung Vca erzeugt wird. Vergleichskreise 731, 732 und 733 vergleichen die Teilanschlussspannungen V11, V22 und V33 mit der gemeinsamen zusammengesetzten Anschlussspannung Vca und geben das Vergleichssignal Z1, Z1 und Z3 entsprechend dem Ergebnis des Vergleiches aus. Im Ergebnis erzeugt das Spannungsvergleichsteil 700 das Vergleichspulssignal Z1, Z2 und Z3 durch im Wesentlichen den Vergleich der Anschlussspannungen der Wicklungen 12, 13 und 14 mit der gemeinsamen Anschlussspannung an dem gemeinsamen Anschluss der Wicklungen.
  • Der Mikrocomputerteil 701, der in 22 gezeigt ist, empfängt die Vergleichspulssignale Z1, Z2 und Z3 des Spannungsvergleichsteils 700 und detektiert die wechselnden Takte der Vergleichspulssignale entsprechend den Nulldurchgängen der Anschlussspannungen in Antwort auf die Zustände der Aktivierung der Wicklungen unter Eliminierung des Einflusses des PWM-Rauschens. Auf der Basis dieser Detektion des wechselnden Taktes führt der Mikrocomputerteil 701 Taktanpassungsoperationen für vorgegebene Zeitperioden durch und verschiebt seinen internen Zustand. Mit anderen Worten gesagt, verschiebt der Mikrocomputerteil 701 den Haltezustand von einem ersten Zustand zu einem zweiten Zustand nach der ersten Einstellzeit T1 ab der Detektion des wechselnden Taktes und verschiebt weiter den Haltezustand vom zweiten Zustand auf einen dritten Zustand nach der zweiten Einstellzeit T2 aber der Detektion des wechselnden Taktes. Der Haltezustand in dem Mikrocomputer wird sequentiell in die zwölf Haltezustände verschoben. Auf der Basis dieses internen Haltezustands ermittelt das Mikrocomputerteil 701 die aktiven Perioden der Dreiphasen-low-side-Aktivierungssteuersignale M1, M2 und M3 und der Dreiphasen-high-side-Aktivierungskontrollsignale N1, N2 und N3. Zusätzlich empfängt der Mikrocomputerteil 701 das gegenwärtig detektierte Signal Ad des Stromdetektionsteils 21 als ein digitales Stromsignal das durch einen Ad-Konverter konvertiert wurde, und vergleicht das digitale Stromsignal mit einem digitalen Befehlssignal. Der Mikrocomputerteil 701 erzeugt das Haupt-PWM-Pulssignal entsprechend dem Vergleichsergebnis zwischen dem digitalen Stromsignal und dem digitalen Befehlssignal in der Software und erzeugt die oben genannten low-side-Aktivierungssteuersignale M1, M2 und M3 entsprechend dem Haupt-PWM-Pulssignal. In anderen Worten gesagt ist jedes der low-side-Aktivierungssteuerungssignale M1, M2 und M3 koinzident mit dem Haupt-PWM-Pulssignal in jeder aktiven Periode. Im Weiteren erzeugt der Mikrocomputerteil 701 das Hilfs-PWM-Pulssignal auf Basis oder entsprechend dem Haupt-PWM-Pulssignal und erzeugt die oben genannten high-side-Aktivierungssteuersignale N1, N2 und N3 gemäß dem Hilfs-PWM-Pulssignal. In anderen Worten gesagt hat jedes der high-side-Aktivierungssteuerungssignale N1, N2 und N3 eine An-Periode ohne auf das Hilfs-PWM-Pulssignal zu antworten und eine andere An-Periode mit einer Antwort auf das Hilfs-PWM-Pulssignal. Im Ergebnis wird die Aus-An-PWM-Operation der high-side-Leistungstransistoren komplementär zu der An-Aus-PWM-Operation der low-side-Leistungstransistoren durchgeführt. Darüber hinaus erzeugt das Mikrocomputerteil 701 das Rauscheneliminierungssignal antwortend mit oder entsprechend dem Haupt-PWM-Pulssignal, so dass PWM-Rauschen beinhaltet in den oben genannten Vergleichspulssignalen eliminiert wird, wobei eine Fehldetektion der ändernden Takte der Anschlussspannungen verhindert wird. Die Wellenformen der low-side-Aktivierungssteuersignale M1, M2 und M3 und der high-side-Aktivierungssteuersignale N1, N2 und N3 sind gleich wie die entsprechenden Aktivierungssteuersignale, die betreffend Ausführungsform 1 erklärt wurden. Ein Teil dieser Operationen wird nicht benötigt, um nur durch Verwendung der Software des Mikrocomputers 701 ausgeführt zu werden, denn sie können unter Verwendung seiner Hardware durchgeführt werden.
  • Viele Vorteile ähnlich denen der oben genannten Ausführungsform 1 werden auch mit der vorliegenden Ausführungsform erzielt durch Verwendungen von Operationen ähnlich denen der Ausführungsform 1.
  • Ausführungsform 3
  • 25 zeigt eine Konfiguration eines Motors entsprechend Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung. Der Rotor 11 wird mit einem Feldteil zur Erzeugung von Feldflüssen von mehreren magnetischen Polen bereitgestellt. Obwohl ein Feldteil, welcher durch zweipolige Permanentmagnete gebildet ist, hier gezeigt ist, ist es im Allgemeinen möglich, einen Multipol-Feldteil mit einem Multipolmagnet oder mit vielen Multipolmagnetstücken zu bilden. Die Dreiphasenwicklungen 12, 13 und 14 sind auf dem Stator angeordnet, wobei jede von den anderen im Wesentlich in einem elektrischen Winkel von 120° abgesetzt ist. Ein elektrischer Winkel von 360° entspricht einer Winkelweite von einem Satz der N und S-Pole in dem Feldteil des Rotors. Die einen Enden der Wicklungen 12, 13 und 14 sind gemeinsam verbunden und die anderen Enden finden als Leistungsversorgungsanschlüsse Verwendung und sind mit den Ausgangsanschlüssen des Leistungsversorgungsteils 20 verbunden. Die Dreiphasenwicklungen 12, 13 und 14 erzeugen Dreiphasenmagnetflüsse durch Dreiphasentreibstromsignale I1, I2 und I3 und ei ne Antriebskraft durch die Wechselwirkung zwischen dem Feldteil des Rotors 11 und den Antriebsstromsignalen, wobei die Antriebskraft dem Rotor 11 zur Verfügung gestellt wird.
  • Das Leistungsversorgungsteil 20 bildet Strompfade vom Spannungsversorgungsteil 20 an die Dreiphasenwicklungen 12, 13 und 14 in Antwort auf dreiphasige low-side-Aktivierungssteuersignale M1, M2 und M3 und dreiphasige high-side-Aktivierungssteuersignale N1, N2 und N3 des Aktivierungssteuerteils 32 und stellt Leistung den Wicklungen 12, 13, und 14 zur Verfügung. 2 zeigt die Konfiguration des Leistungsversorgungsteils 20, die bereits zuvor erläutert wurde.
  • Das Spannungsdetektionsteil 30 weist den Spannungsvergleichsteil 41 und den detektierten Pulserzeugungsteil 42 auf. Die dreiphasigen Anschlussspannungen V1, V2 und V3 am Leistungsversorgungsanschluss der dreiphasigen Wicklungen 12, 13 und 14 und die gemeinsame Anschlussspannung Vc am gemeinsamen Anschluss der dreiphasigen Wicklungen werden in den Spannungsvergleichsteil 41 eingegeben. Der Spannungsvergleichsteil 41 vergleicht im Wesentlichen die dreiphasigen Anschlussspannungen mit der gemeinsamen Anschlussspannung in selektiver Weise und unmittelbar und gibt ein selektives Spannungsvergleichssignal Bj entsprechend dem Ergebnis des Vergleichs aus. Der detektierte Pulserzeugungsteil 42 gibt ein detektiertes Pulssignal Dt durch Elimination von hochfrequentem Schaltrauschen beinhaltet in dem selektiven Spannungsvergleichssignal Bj aus. 3 oder 4 zeigen die Konfiguration des Spannungsvergleichsteils 41, die bereits oben erklärt wurde. 5 zeigt die Konfiguration des detektierten Pulserzeugungsteils 42, die bereits oben erläutert wurde.
  • Der Zustandsverschiebungsteil 31 weist den Takteinstellungsteil 43 und den Zustandshalteteil 44 auf. Der Takteinstellungsteil 43 gibt ein erstes Zeiteinstellungssignal F1, wel ches um eine erste Einstellzeit T1 verzögert ist, ein zweites Zeiteinstellungssignal F2, welches um eine zweite Einstellzeit T2 verzögert ist, und ein drittes Zeiteinstellungssignal F3, welches um eine dritte Einstellzeit T3 verzögert ist, bei jedem Ankommen einer anstrengenden Flanke eines detektierten Pulssignals Gt aus. Der Zustandshalteteil 44 verändert seinen Haltezustand in Antwort auf das erste Zeiteinstellungssignal F2 und das zweite Zeiteinstellungssignal F2 und gibt erste Zustandssignale P1 bis P6 und zweite Zustandssignale Q1 bis Q6 entsprechend dem Haltezustand aus. 6 zeigt die Konfiguration des Zeiteinstellungsteils 43, die bereits oben erklärt wurde. 7 zeigt die Konfiguration des Zustandshalteteils 44, die bereits oben erläutert wurde.
  • Das Aktivierungssteuerteil 32 gibt die dreiphasigen low-side-Aktivierungssteuersignale M1, M2 und M3 und die dreiphasigen high-side-Aktivierungssteuersignale N1, N2 und N3 entsprechend dem Haltezustand (den ersten Zustandssignalen P1 bis P6 und den zweiten Zustandssignalen Q1 bis Q6) des Zustandsverschiebungsteils 31 aus. Die Aktivierungsperioden der Leistungstransistoren sind deshalb bestimmt durch die ersten Zustandssignale und die zweiten Zustandssignale. Die low-side-Aktivierungssteuersignale M1. M2 und M3 und die high-side-Aktivierungssteuersignale N1, N2 und N3 des Aktivierungsteuerteils antworten deshalb mit dem Haupt-PWM-Pulssignal Wm und dem Hilfs-PWM-Pulssignal Wh des Schaltungssteuerungsteils 22 8 zeigt die Konfiguration des Aktivierungssteuerungsteils 32, die bereits zuvor erläutert wurde.
  • Der Schaltsteuerungskreis 22 vergleicht das gegenwärtig detektierte Signal Ad des Stromdetektionsteils 21 mit dem Befehlssignal Ac und gibt das Haupt-PWM-Pulssignal Wm, das Hilfs-PWM-Pulssignal Wh und das Rauscheneliminierungssignal Wx entsprechend dem Ergebnis des Vergleiches aus. Das Haupt-PWM-Pulssignal Wm und das Hilfs-PWM-Pulssignal Wh des Schaltsteue rungsteils 22 werden in das Aktivierungssteuerungsteils 32 eingegeben. Das Rauscheneliminierungssignal Wx des Schaltungssteuerungsteils 22 wird in den detektierten Pulserzeugungsteil 42 des Spannungsdetektionsteils 30 eingegeben. Das Befehlssignal Ac ist ein Spannungssignal, das zum Beispiel durch einen Geschwindigkeitsdetektionsmechanismus erzeugt wird. Der Geschwindigkeitsdetektionsmechanismus detektiert die Rotationsgeschwindigkeit des Rotors 11 mit dem detektierten Pulssignal Dt des Spannungsdetektionsteils 30 und erzeugt das Befehlssignal Ac entsprechend zum Beispiel der Differenz entsprechend der Rotationsgeschwindigkeit und der Sollgeschwindigkeit. 9 zeigt die Konfiguration des Schaltungssteuerungsteils 22, wie bereits oben erläutert wurde.
  • Die Funktionsweisen der Ausführungsform 3 sind ähnlich der Funktionsweisen der oben genannten Ausführungsform 1 und diesbezügliche Erklärungen entfallen hiermit Zusätzlich können viele Vorteile ähnlich denen der oben genannten Ausführungsform 1 durch die Verwendung des Motors nach der Ausführungsform 3 erhalten werden.
  • Die Konfiguration der oben genannten Ausführungsformen kann vielfältig modifiziert werden. Zum Beispiel kann jede der dreiphasigen Wicklungen durch Verbinden von mehreren Wicklungsabschnitten in Serie oder in parallel geformt werden. Die Verbindung der dreiphasigen Wicklungen ist nicht auf Sternverbindungen begrenzt, sondern Delta-Verbindungen können auch verwendet werden. Ferner ist die Zahl der Phasen der Wicklungen nicht auf drei begrenzt. Im Allgemeinen ist es möglich eine Konfiguration mit mehrphasigen Wicklungen zu realisieren. Zusätzlich ist die Anzahl der magnetischen Pole im Feldteil des Rotors nicht auf zwei begrenzt, sondern Multipole können verwendet werden.
  • Zusätzlich können FET-Leistungstransistoren in den oben genannten Ausführungsformen als Leistungstransistoren des Leistungsversorgungsteils verwendet werden, um Hochfrequenzschaltoperationen zu vereinfachen. Mit dieser Konfiguration werden Leistungsverluste und Wärmeerzeugung der Leistungstransistoren reduziert, wobei die Transistoren in einfacher Weise in einen Ein-Chip integrierten Kreis eingeschaltet werden können. Jedoch ist die vorliegende Erfindung nicht auf einen solchen Fall begrenzt. Zum Beispiel können auch bipolare Transistoren oder IGBP-Transistoren als Leistungstransistoren verwendet werden. Im Weiteren sind die Leistungstransistoren des Leistungsversorgungsteils Ein-Aus-Hochfrequenzschalteoperationen unterworfen. Jedoch sind die Operationen nicht begrenzt auf vollständige Ein-Aus-PWM-Operationen, sondern eine Ein-Aus-PWM-Operation beinhaltend halbe Ein-Operationen können durchgeführt werden. Zum Beispiel sind nach dem US-Patent 5,982,118 die Antriebsspannungen, die den Wicklungen zugeführt werden, einer PWM-Operation gemäß den Ausgangssignalen der drei Positionsdetektionselementen unterworfen. Dieses Patent offenbart einen Motor, wobei FET-Leistungstransistoren Hochfrequenzschalteoperationen zwischen dem Ein-Zustand (Voll-Ein oder Halb-Ein-Zustand) und dem Aus-Zustand unterworfen sind, um ein nahtloses Alternieren der Antriebsströme für die Wicklungen sicherzustellen, während die Leistungsverluste der Leistungstransistoren reduziert werden.
  • Im Weiteren ist die vorliegende Erfindung nicht auf einen solchen Fall begrenzt, obwohl nur die low-side-Leistungstransistoren in den oben genannten Ausführungsformen einer Hochfrequenzschalteoperation unterworfen sind. Die high-side-Leistungstransistoren können nur Hochfrequenzschalteoperationen unterworfen sein oder die low-side-Leistungstransistoren und die high-side-Leistungstransistoren sind im Wechsel oder simultan Hochfrequenzschalteoperationen unterworfen. Darüber hinaus sind die drei low-side- Leistungstransistoren oder die drei high-side-Leistungstransistoren nach der vorliegenden Erfindung Hochfrequenzschaltoperationen in Antwort auf ein einziges Pulssignal simultan unterworfen, so dass die Schaltoperation mit einer einfachen Konfiguration durchgeführt werden kann. Die Konfiguration der vorliegenden Erfindung ist jedoch nicht limitiert auf einen solchen Fall, sondern kann auf verschiedene Arten und Weisen modifiziert werden. Im Allgemeinen ist es möglich, eine Konfiguration zu verwenden, wobei zumindest ein Leistungstransistor einer Hochfrequenzschalteoperation in Antwort auf ein Schaltpulssignal unterworfen ist.
  • Obwohl das Stromdetektionsteil einfach den Versorgungsstrom der negativen Teile der Antriebsstromsignale für die Wicklungen von dem Spannungsversorgungsteil mit einem Widerstand detektiert, ist die vorliegende Erfindung nicht auf einen solchen Fall begrenzt. Das Stromdetektionsteil kann den Versorgungsstrom der positiven Teile der Antriebsstromsignale für die Wicklungen von dem Spannungsversorgungsteil detektieren. Darüber hinaus kann der Stromdetektionsteil die Summe der leitenden Ströme der low-side-Leistungstransistoren oder der high-side-Leistungstransistoren detektieren.
  • Zusätzlich ist es nicht notwendig darzulegen, dass die Konfiguration auf verschiedene Arten und Weisen modifiziert werden kann, ohne das vom Zweck der vorliegenden Erfindung abgewichen wird und das solche Modifikationen in der vorliegenden Erfindung beinhaltet sind.
  • Obwohl die vorliegende Erfindung in Begriffen der vorliegenden bevorzugten Ausführungsformen beschrieben ist, ist es klar, dass eine solche Offenlegung nicht als begrenzend interpretiert werden darf. Verschiedene Änderungen und Modifikationen werden ohne Zweifel den Fachleuten, die die vorliegende Erfindung betrifft, nach Lesen obiger Offenlegung offensichtlich werden. Entsprechend ist es beabsichtigt, dass die angehängten Ansprüche so interpretiert werden, dass sie alle Änderungen und Modifikationen als innerhalb des Geltungsbereichs der Erfindung abdecken.

Claims (7)

  1. Motor, umfassend: einen Rotor (11), der ein Feldteil hat, das Feldflüsse erzeugt; Q-Phasenwicklungen (12, 13, 14) (Q ist eine ganze Zahl größer oder gleich 3); eine Spannungsversorgungseinrichtung (25), die zwei Ausgangsanschlüsse zum Bereitstellen einer Gleichspannung umfasst; eine Energiebereitstellungseinrichtung, die Q erste Leistungstransistor (101, 102, 103) und Q zweite Leistungstransistor (105, 106, 107) zum Bereitstellen eines Stroms für die Q-Phasenwicklungen aufweist, wobei jeder der Q ersten Leistungstransistoren einen Strompfad zwischen einer Ausgangsanschlussseite der Spannungsversorgungseinrichtung und einer der Q-Phasenwicklungen bildet, und jeder der Q zweiten Leistungstransistoren einen Strompfad zwischen der anderen Ausgangsanschlussseite der Spannungsversorgungseinrichtung und einer der Q-Phasenwicklungen bildet; eine Spannungsdetektionseinrichtung (30) zum Erzeugen eines detektierten Pulssignals; eine Zustandsverschiebungseinrichtung (31) zum Verschieben eines Haltezustands ausgehend von einem Zustand zu mindestens einem weiteren Zustand in einer Abfolge als Reaktion auf das detektierte Pulssignal der Spannungsdetektionseinrichtung; eine Aktivierungssteuereinrichtung (32) zum Steuern aktiver Perioden der Q ersten Leistungstransistoren und der Q zweiten Leistungstransistoren als Reaktion auf dem Haltezustand; und eine Schaltbestätigungseinrichtung (21, 22), um mindestens einen der Q ersten Leistungstransistoren und der Q zweiten Leistungstransistoren zu veranlassen, eine Hochfrequenzschaltung auszuführen, die mit einem Steuersignal korrespondiert; und wobei die Aktivierungssteuereinrichtung Q-phasige erste Aktivierungssteuersignale und Q-phasige zweite Aktivierungssteuersignale in Abhängigkeit von dem Haltezustand der Zustandsverschiebungseinrichtung zur Steuerung der aktiven Perioden der Q ersten Leistungstransistoren und der Q zweiten Leistungstransistoren erzeugt, wobei jede der aktiven Perioden einem elektrischen Winkel zugeordnet ist, der größer ist als 360/Q Grad, die Schaltbetätigungseinrichtung ein Schaltungspulssignal erzeugt, das eine Reaktion auf das Steuersignal ist und einen Hochfrequenzschaltvorgang mindestens eines Leistungstransistors von den Q ersten Leistungstransistoren und den Q zweiten Leistungstransistoren als Reaktion auf das Schaltpulssignal durchführt, und dadurch gekennzeichnet, dass die Spannungsdetektionseinrichtung umfasst: eine Spannungsvergleichseinrichtung (41) zur Erzeugung eines Ausgangssignals als Reaktion auf ein Vergleichsergebnis der Anschlussspannungen der Q-Phasenwicklungen, und eine Rauschunterdrückungseinrichtung (201), um das Ausgangssignal der Spannungsvergleichseinrichtung mit einem Rauschunterdrückungssignal auszublenden, das eine Reaktion auf das Schaltpulssignal ist oder mit diesem korrespondiert, das einen Hochfrequenzschaltungsvorgang des mindestens einen Leistungstransistors auslöst, um das Ausgangssignal der Spannungsvergleichseinrichtung zumindest sowohl während einer ersten Periode, die eine Wechselschaltung von AUS auf EIN eines Schaltpulssignals umfasst, als auch und einer zweiten Periode, die eine weitere Wechselschaltung von EIN auf AUS des Schaltpulssignals umfasst, nicht durchzulassen.
  2. Motor nach Anspruch 1, wobei die Spannungsdetektionseinrichtung des Weiteren umfasst: eine Pulserzeugungseinrichtung (202), mit einer Flip-Flop-Schaltung versehen ist, um einen Zustand der Flip-Flop-Schaltung mit einer ansteigenden oder abfallenden Flanke eines Ausgangssignals der Rauschunterdrückungseinrichtung zu ändern und das detektierte Pulssignal in Erwiderung auf den Zustand der Flip-Flop-Schaltung zu erzeugen.
  3. Motor nach Anspruch 1, wobei die Zustandsverschiebungseinrichtung den Haltezustand ausgehend von einem ersten Zustand in einen zweiten Zustand nach einer ersten Einstellzeit durch Detektion des detektierten Pulssignals verschiebt und des Weiteren den Haltezustand ausgehend von dem zweiten Zustand in einen dritten Zustand nach einer zweiten Einstellzeit ausgehend von der Detektion des detektierten Pulssignals verschiebt, wobei die zweite Einstellzeit länger ist als die erste Einstellzeit, und die erste Einstellzeit und die zweite Einstellzeit im Wesentlichen proportional zu einem Intervall des detektierten Impulssignals sind.
  4. Motor nach Anspruch 1, wobei die Spannungsdetektionseinrichtung eine Detektion des detektierten Pulssignals von einer Pulszeitnehmung des detektierten Pulssignals bis zu einer zeitversetzten Zeitnehmung stoppt.
  5. Motor nach Anspruch 1, wobei die Schaltbetätigungseinrichtung umfasst: eine Stromdetektionseinrichtung (21) zur Erzeugung eines detektierten Stromsignals in Erwiderung auf einen oder korrespondierend mit einem Strom von der Spannungsversorgungseinrichtung zu den Q-Phasenwicklungen, und eine Schaltsteuereinrichtung (22) zum Vergleichen eines Ausgangssignals der Stromdetektionseinrichtung mit dem Steuersignal und zum Erzeugen des Schaltpulssignals in Erwiderung auf das Vergleichsergebnis.
  6. Motor nach Anspruch 1, des weiteren umfassend eine Steuereinrichtung (35) zur Erzeugung des Steuersignals in Erwiderung auf ein Ausgangspulssignal der Spannungsdetektionseinrichtung.
  7. Plattenlaufwerkvorrichtung mit einem Motor zum Antrieb einer Platte gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, des weiteren umfassend: einen Kopf (2), um zumindest ein Signal der Platte zu reproduzieren oder ein Signal auf die Platte aufzunehmen; eine Verarbeitungseinrichtung (3), um zumindest ein Ausgangssignal des Kopfes zu verarbeiten, und Ausgeben eines reproduzierenden Informationssignals oder Verarbeiten eines aufgenommenen Informationssignals und Ausgeben eines Signals in den Kopf.
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