CN107509393A - 电机驱动装置及3相无刷电机的相电流检测方法 - Google Patents

电机驱动装置及3相无刷电机的相电流检测方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及电机驱动装置及3相无刷电机的相电流检测方法，详细地说，涉及利用检测逆变器的直流母线电流的电流检测器，分别检测在PWM载波1周期内1次A/D转换中各相电流的技术。本发明的控制单元从电流检测器的输出求在PWM控制的1周期内1次的检测定时中相电流的绝对值为最大的1相的相电流，基于对每个检测定时检测出的相电流的峰值、电机角度、以及相对电机角度的实际相电流波形的相移，估计剩余的2相的相电流。

Description

电机驱动装置及3相无刷电机的相电流检测方法
技术领域
本发明涉及电机驱动装置及3相无刷电机的相电流检测方法，详细地说，涉及从检测逆变器的直流母线电流的电流检测器的电流检测值，分别检测3相无刷电机的相电流的技术。
背景技术
专利文献1中，作为将直流电流转换为3相交流电流的转换器用的电流检测方法，公开了通过直流电流检测器分别检测相位不同的2个电流值，用检测出的2个电流值计算剩余的相位的电流值的方法。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开平6－153526号公报
发明内容
发明要解决的问题
在具备检测逆变器的直流母线电流的电流检测器的电机驱动装置中，若构成为在PWM载波1周期内设定2个电流检测区间，分配在这2个区间中检测出的2个电流值作为3相之中的2相的电流值，基于3相电流的合计为零来计算剩余的1相的电流值，则能够从直流母线电流的检测值检测3相各自的相电流。
在实施上述的检测方法的情况下，为了对每个PWM载波1周期(换句话说，PWM控制周期)分别检测3相的电流，需要对每个PWM载波1周期进行2次A/D转换而由微计算机读入电流检测器的输出。
即，通过在PWM载波1周期内设定2个电流检测区间，微计算机分别在2个电流检测区间将电流检测器的输出信号进行A/D转换并读入，将在各电流检测区间读入的2个电流检测值分配给2相，剩余的1相的相电流从2个电流检测值来估计，对每个PWM载波1周期分别地检测3相的电流。
但是，在低功能(低价格)的微计算机中，有PWM载波1周期内能够实施的A/D转换的次数被限定为1次的情况，在由这样的微计算机构成的驱动装置中，存在无法适用上述相电流检测方法的问题。
本发明是鉴于上述问题的发明，目的在于提供利用检测逆变器的直流母线电流的电流检测器，在PWM载波1周期内1次A/D转换中能够分别检测各相电流的电机驱动装置及3相无刷电机的相电流检测方法。
解决问题的方案
为此，本发明的电机驱动装置包括：对3相无刷电机供给交流电力的逆变器；检测所述逆变器的直流母线电流的电流检测器；以及输入所述电流检测器的输出并对所述逆变器进行PWM控制的控制单元，是正弦波驱动所述3相无刷电机的电机驱动装置，所述控制单元从所述电流检测器的输出求在PWM控制的1周期内1次的检测定时中相电流的绝对值为最大的1相的相电流，基于对每个所述检测定时检测出的相电流的峰值、电机角度、以及相对电机角度的实际相电流波形的相移，估计剩余的2相的相电流。
此外，本发明的3相无刷电机的相电流检测方法，基于检测逆变器的直流母线电流的电流检测器的输出，检测通过所述逆变器的PWM控制被正弦波驱动的3相无刷电机的各相的相电流，该方法包括：将检测相电流的绝对值为最大的1相的相电流的检测定时在PWM控制的1周期内设定1次的步骤；在所述检测定时从所述电流检测器的输出求相电流检测值的步骤；求所述相电流检测值的峰值的步骤；检测电机角度的步骤；设定实际相电流波形相对所述电机角度的相移的步骤；基于所述峰值、所述电机角度、以及所述相移计算相电流估计值的步骤；以及分配所述电流检测值作为1相的相电流值，对剩余的2相分配所述电流估计值的步骤。
发明的效果
根据上述发明，可以通过在PWM控制的1周期内1次的检测定时获取电流检测值，分别地检测3相的相电流。因此，本发明的电机驱动装置及3相无刷电机的相电流检测方法，可以适用于PWM载波1周期内能够实施的A/D转换的次数被限定为1次的微计算机。
附图说明
图1是本发明的实施方式中的车辆用自动变速器的液压机构的框图。
图2是本发明的实施方式中的驱动电路及3相无刷电机的电路图。
图3是本发明的实施方式中的3相无刷电机的PWM控制的功能框图。
图4是表示本发明的实施方式中的电机角度的运算处理的功能框图。
图5是表示本发明的实施方式中的逆变器的开关元件的控制定时和电流的检测输出的A/D转换定时的时序图。
图6是例示本发明的实施方式中的各相的实际相电流相对电机角度的相移的时序图。
图7是用于说明本发明的实施方式中的峰值电流的检测处理的时序图。
图8是表示本发明的实施方式中的各相的控制占空比和电流检测模式之间的相关的时序图。
图9是表示本发明的实施方式中的每个电流检测模式中对各相的相电流的分配的图。
图10是用于说明本发明的实施方式中的电流向量角度校正值的向量图。
图11是用于说明本发明的实施方式中的基于电流偏差的相位校正的图。
图12是用于说明本发明的实施方式中的基于电流峰值位置的相位校正的图。
图13是用于说明本发明的实施方式中的电阻Ra及感应电压常数Ke的估计处理的向量图。
具体实施方式
以下说明本发明的实施方式。
以下，作为本发明的电机驱动装置及3相无刷电机的相电流检测方法的一例，说明适用于构成车辆用自动变速器的液压机构的3相无刷电机的驱动的例子。
图1所示的液压机构包括：作为对变速机构7和促动器8供给液压油的液压油泵，由车辆的动力源即内燃机12的输出驱动的主液压油泵6；以及电动式辅助液压油泵1。
而且，例如，辅助液压油泵1被驱动，使得在内燃机12因怠速停止控制等暂停而主液压油泵6停止时取代主液压油泵6进行液压油的供给，并且在主液压油泵6的驱动中辅助地进行液压油供给。
辅助液压油泵1由3相无刷电机(埋入式磁铁3相同步电机IPMSM)2驱动，3相无刷电机2由电机驱动装置(MCU)3控制。
电机驱动装置3基于来自AT控制装置(ATCU)4的指令，驱动控制3相无刷电机2。
由3相无刷电机2驱动的辅助液压油泵1吸引液压油盘10的液压油，通过液压油配管5供给到变速机构7和促动器8。由内燃机12驱动的主液压油泵6吸引液压油盘10的液压油，通过液压油配管9供给到变速机构7和促动器8。
供给到变速机构7和促动器8的液压油返回到液压油盘10，再次通过辅助液压油泵1和/或主液压油泵6被吸引，在液压油的闭合回路中循环。
在辅助液压油泵1的下游侧的液压油配管5中，布设止回阀11。
再者，上述液压机构是使用3相无刷电机的车辆系统的一例子，在将3相无刷电机用作促动器的各种各样的车辆用系统中，可以适用本发明的电机驱动装置及3相无刷电机的相电流检测方法。
例如，在混合动力车辆等中驱动用于内燃机12的冷却水的循环的电动式水泵的相无刷电机中，可以适用本发明的电机驱动装置及3相无刷电机的相电流检测方法。
图2是表示3相无刷电机2以及电机驱动装置3的一例的电路图。
驱动3相无刷电机2的电机驱动装置3包括驱动电路(逆变器电路)212和控制单元213。
控制单元213包括：A/D转换器213a；以及包含微处理器(CPU、MPU等)和ROM、RAM等构成的微计算机213b，与AT控制装置4之间进行通信。
3相无刷电机2是3相DC无刷电机，在省略图示的圆筒状的定子上包括星形接线的U相、V相及W相的3相绕组215u、215v、215w，在该定子的中央部形成的空间中可旋转地包括永久磁铁转子(转子)216。
再者，3相无刷电机2不包括检测转子的位置信息的传感器，控制单元213通过不使用检测转子的位置信息的传感器的无传感器驱动方式进行无刷电机2的驱动控制。
驱动电路212具有：3相电桥连接了包含反向并联的二极管218a～218f的开关元件217a～217f的逆变器212a；以及直流的电源电路219，逆变器212a对3相无刷电机2供给交流电力。
逆变器212a的开关元件217a～217f例如由FET构成，开关元件217a～217f的各控制端子(栅极端子)连接到控制单元213。
控制单元(控制部)213将逆变器212a进行脉宽调制(PWM；Pulse WidthModulation)控制。详细地说，控制单元213通过三角波比较方式的PWM来控制开关元件217a～217f的导通、截止，从而控制对3相无刷电机2施加的电压。
在三角波比较方式的PWM控制中，通过将三角波(载波)和根据指令占空比(指令电压)设定的PWM计时器进行比较，检测使各开关元件217a～217f导通、截止的定时(timing)。
此外，将检测逆变器212a的直流母线电流的电流检测器220设在各相的下臂(开关元件217b，217d，217f)和电源电路219之间。
电流检测器220由串联连接在各相的下臂和电源电路219之间的分流电阻220a、以及检测电路220b构成。检测电路220b检测与相当于分流电阻220a的电阻产生的电流成比例的电压，输出相关的电压的模拟信号。
检测电路220b的电压模拟信号(直流母线电流的检测信号)，由A/D转换器213a进行A/D转换并被微计算机213b读入。
控制单元213通过对各相施加正弦波电压的正弦波驱动方式来驱动无刷电机2。
在正弦波驱动方式中，控制单元213从通过转子旋转而产生的感应电压(速度电动势)得到转子的位置信息，另一方面，在基于速度电动势的转子位置的检测周期之间，基于电机旋转速度估计转子位置。然后，控制单元213通过基于估计出的转子位置和与辅助液压油泵1的目标旋转速度等对应的指令扭矩的向量控制方式确定3相电压Vu、Vv、Vw，以相间电压之差控制电流的方向和强度，在各相中流动3相交流电流。
再者，3相无刷电机2包括磁极位置传感器，控制单元213能够基于相关的磁极位置传感器的输出，检测转子的角度(磁极位置)来驱动控制3相无刷电机2。
图3是用于说明控制单元213中的基于向量控制方式的3相电压Vu、Vv、Vw的设定处理的功能框图。
在图3中，3相电流检测单元501基于检测电路220b的输出的A/D转换值(逆变器212a的直流母线电流)检测3相各自的相电流。
角度和角速度运算单元502估计电机角度(磁极位置)及角速度(电机转速)。
如图4所示，角度和角速度运算单元502包括轴误差估计单元651及位置和速度估计单元652。
轴误差估计单元651输入d轴电流检测值Idc、q轴电流检测值Iqc、d轴输入电压Vd、q轴输入电压Vq、以及电机转速ω。
然后，轴误差估计单元651根据式1计算轴误差Δθc。
在式1中，Rd是d轴电阻，Rq是q轴电阻，Ld是d轴电感，Lq是q轴电感。
位置和速度估计单元652基于轴误差Δθc(位置估计误差)运算电机角度(磁极位置)θ。
在位置和速度估计单元652中，将轴误差Δθc和基准值的差分乘以比例增益得到的值与轴误差Δθc和基准值的差分乘以积分增益所得的值的积分值进行合计，将该合计值积分来求电机角度(磁极位置)θ。
再者，在轴误差Δθc大于规定值的状态持续了规定时间以上，和/或轴误差Δθc的每单位时间的变化量大于规定值的状态连续了规定次数以上时，控制单元213可以判定为3相无刷电机2失调。
此外，在3相无刷电机2包括磁极位置传感器的情况下，角度和角速度运算单元502基于磁极位置传感器的输出检测电机角度(磁极位置)及角速度(电机转速)。
在图3所示的3相－2轴转换器503中，将3相电流检测单元501得到的3相电流的检测值，基于当时的电机角度(磁极位置)θ转换为2轴的旋转坐标系(d－q坐标系)的电流Id、Iq。
在向量控制单元504中，被输入与指令扭矩对应的目标电流(d轴指令电流、q轴指令电流)、由角度和角速度运算单元502算出的角速度、和由3相－2轴转换器503求得的电流Id、Iq。
然后，向量控制单元504基于目标电流及角速度，计算d－q坐标系中的d轴电流指令值Idref及q轴电流指令值Iqref，基于d轴电流指令值Idref及q轴电流指令值Iqref与由3相－2轴转换器503求得的实际电流Id、Iq的比较，确定指令电压Vq、Vd。
在2轴－3相转换器505中，将指令电压Vq、Vd转换为3相电压Vu、Vv、Vw并输出，在PWM调制单元506中，将作为调制波的3相电压Vu、Vv、Vw与三角波载波比较，从而生成用于驱动逆变器212a的开关元件的开关闸波。
式2是向量控制单元504中的指令电压Vq、Vd的运算式的一例。
在式2中，Vd表示d轴输入电压，Vq表示q轴输入电压，kpd表示d轴电流反馈比例增益，kpq表示q轴电流反馈比例增益，kid表示d轴电流反馈积分增益，kiq表示q轴电流反馈积分增益，Idc表示d轴电流检测值，Iqc表示q轴电流检测值，Ld表示d轴电感，Lq表示q轴电感，ω表示电机转速(rad/sec)，Ke表示感应电压常数，1/s表示积分。
以下，详细地说明控制单元213的3相电流检测单元501基于检测逆变器212a的直流母线电流的电流检测器220的输出，分别检测3相电流的处理。
如图3所示，3相电流检测单元501包括峰值提取单元601、3相电流估计值生成单元602、以及相电流分配单元603而构成。
如后述，电流检测器220的检测电路220b的输出(电压模拟信号)在PWM控制的1周期内1次的检测定时中被A/D转换，被读入峰值提取单元601及相电流分配单元603。
峰值提取单元601基于在时序上检测出的多个电流检测值，提取相电流的峰值，输出到3相电流估计值生成单元602。
3相电流估计值生成单元602输入相电流的峰值，并且输入电流向量角度θ[deg](电机角度[deg(电角度)])，根据下式计算3相的电流估计值。
U相电流估计值＝－sin(电流向量角度)＊相电流峰值
V相电流估计值＝－sin(电流向量角度－120[deg])＊相电流峰值
W相电流估计值＝－sin(电流向量角度－240[deg])＊相电流峰值
3相无刷电机2的各相电流通过向量控制而被控制为具有电角度120deg的相位差的正弦波，但由于对于电机角度产生相移，所以在3相电流估计值生成单元602中，被输入校正了相当该相移后的电流向量角度(电机角度)θ，由此构成为进行预测了相移的相电流的估计运算。
电流向量角度校正值运算单元604运算并输出相当相移的电流向量角度校正值Δθ。电流向量角度校正值Δθ与实际电机角度[deg(电角度)]θac相加，加法的结果作为最终的电流向量角度(电机角度)θ被输入到3相电流估计值生成单元602，在3相电流估计值生成单元602中，基于由电流向量角度校正值Δθ校正后的电流向量角度(电机角度)θ，运算各相的相电流估计值。
电流向量角度校正值运算单元604基于电阻、电机转速、d轴电压、q轴电压，运算校正值Δθ。即，电流向量角度(相电流估计值的运算中使用的电机角度)根据电阻、电机转速、d轴电压、q轴电压被校正。
在相电流分配单元603中，输入3相电流估计值生成单元602求得的3相的相电流估计值，而且，输入在PWM控制的1周期内1次的检测定时中被A/D转换的、电流检测器220的检测电路220b的输出。
然后，相电流分配单元603基于电流检测模式设定部605的电流检测模式指令，将电流检测器220的电流检测值作为相电流分配给3相无刷电机2的3相之中的1相，对剩余的2相，分配3相电流估计值生成单元602求得的相电流估计值。上述的电流检测模式指令是，指示将3相之中电流检测器220的电流检测值作为相电流分配的相的信号。
即，在3相电流检测单元501中，3相之中的1相的相电流由电流检测器220检测，另外2相的相电流从电流检测器220检测出的相电流来估计，由电流检测器220直接地检测相电流的1相，根据电流检测模式指令被依次切换。
由相电流分配单元603特定出的3相的各自的相电流值被输出到3相－2轴转换器503，3相－2轴转换器503将输入的3个相电流值转换为2轴的旋转坐标系(d－q坐标系)的电流Id、Iq，向量控制单元504使用电流Id、Iq实施向量控制。
电流检测器220的检测电路220b的输出(电压模拟信号)的A/D转换，构成为在PWM控制的1周期(载波1周期)内1次的检测定时中实施，图5是用于说明相关的检测定时(A/D转换定时)的图。
再者，在本申请中，假设将流入中性点的方向的相电流以正号表示，将从中性点流出的方向的相电流以负号表示。
在控制单元213进行的PWM控制中，3相指令电压Vu、Vv、Vw通过向量控制被设定，使得各相的相电流成为在电角度中具有120deg的相位差的正弦波，生成将3相指令电压Vu、Vv、Vw超过三角波载波的期间设为各相的上臂的导通期间的开关闸波。再者，各相的下臂以上臂的反相方式驱动。
图5的从电角度0deg至60deg的区间是3相之中的V相的相电流最大的区间，而且，在该电角度0deg至60deg的区间之中的V相的上臂导通、U相及W相的上臂截止的区间，即，从电源流入V相的电流经由中性点分流流动到U相及W相的区间，电流检测器220检测V相的相电流。
再者，V相的上臂导通、U相及W相的上臂截止的区间，在夹着三角波的波谷的两侧产生，在PWM控制的1周期(载波1周期)内的2个独立的区间，电流检测器220可检测V相的相电流。
因此，控制单元213在电角度0deg至60deg的区间(换句话说，V相的相电流为最大的区间)，在PWM控制的1周期(载波1周期)中上臂导通、U相及W相的上臂截止的2个区间之中的最初的区间(或第2区间)内设定相电流的检测定时，在PWM控制的1周期内将电流检测器220的输出仅进行1次A/D转换后读入。
然后，在上述检测定时，电流检测器220检测V相的相电流，所以分配从电流检测器220的输出求得的相电流作为V相的相电流，对其他的U相及W相，分配基于相电流检测值的峰值运算出的相电流估计值。即，电角度0deg至60deg的区间是，将电流检测器220的电流检测值分配给V相的电流检测模式的区间。
此外，在图5中，从电角度60deg至电角度120deg的区间是3相之中的U相的相电流为最小的区间，而且，在该电角度60deg至120deg的区间之中的V相及W相的上臂导通、U相的上臂截止的区间，即，从电源流入到V相及W相的电流在中性点合流并流入U相的区间，电流检测器220检测U相的相电流。
因此，控制单元213在电角度60deg至120deg的区间(换句话说，U相的相电流最小的区间)，在PWM控制的1周期(载波1周期)中V相及W相的上臂导通、U相的上臂截止的2个区间之中的最初的区间(或第2区间)内设定相电流的检测定时，在PWM控制的1周期内将电流检测器220的输出仅进行1次A/D转换后读入。
然后，在上述检测定时，电流检测器220检测U相的相电流，所以分配从电流检测器220的输出求得的相电流作为U相的相电流，对于其他的V相及W相，分配基于相电流检测值的峰值运算出的相电流估计值。即，从电角度60deg至120deg的区间是，将电流检测器220的电流检测值分配给U相的电流检测模式的区间。
而且，图5的电角度120deg至180deg的区间是3相之中的W相的相电流最大的区间，而且，在该电角度120deg至180deg的区间之中的W相的上臂导通、U相及V相的上臂截止的区间，即，从电源流入到W相的电流经由中性点分流流动到V相及U相的区间，电流检测器220检测W相的相电流。
因此，控制单元213在PWM控制的1周期(载波1周期)中W相的上臂导通、U相及V相的上臂截止的2个区间之中的最初的区间(或第2区间)内设定相电流的检测定时，在PWM控制的1周期内将电流检测器220的输出仅进行1次A/D转换后作为W相的相电流值读入，对于其他的V相及U相，分配基于相电流检测值的峰值运算出的相电流估计值。即，电角度120deg至180deg的区间是，将电流检测器220的电流检测值分配给W相的电流检测模式的区间。
在图5中省略了图示的电角度180deg以后的区间中，与上述同样，进行相电流的分配。
电角度180deg至240deg的区间是3相之中的V相的相电流最小的区间，控制单元213在PWM控制的1周期(载波1周期)中U相及W相的上臂导通、V相的上臂截止且从电源流入到U相及W相的电流在中性点合流并流入V相的2个区间之中的最初的区间(或第2区间)内，设定相电流的检测定时。然后，控制单元213在PWM控制的1周期内将电流检测器220的输出仅进行1次A/D转换后作为V相的相电流值读入，对于其他的U相及W相，分配基于相电流检测值的峰值运算出的相电流估计值。
此外，电角度240deg至300deg的区间是3相之中的U相的相电流最大的区间，控制单元213在PWM控制的1周期(载波1周期)中U相的上臂导通、V相及W相的上臂截止且从电源流入到U相的电流经由中性点分流流入到V相及W相的2个区间之中的最初的区间(或第2区间)内，设定相电流的检测定时。然后，控制单元213在PWM控制的1周期内将电流检测器220的输出仅进行1次A/D转换后作为U相的相电流值读入，对于其他的V相及W相，分配基于相电流检测值的峰值运算出的相电流估计值。
此外，电角度300deg至360deg的区间是3相之中的W相的相电流が最小的区间，控制单元213在PWM控制的1周期(载波1周期)中V相及U相的上臂导通、W相的上臂截止且从电源流入到V相及U相的电流在中性点合流后流入W相的2个区间之中的最初的区间(或第2区间)内，设定相电流的检测定时。然后，在PWM控制的1周期内将电流检测器220的输出仅进行1次A/D转换后作为W相的相电流值读入，对于其他的V相及U相，分配基于相电流检测值的峰值运算出的相电流估计值。
这样，对每个电角度60deg切换相电流的绝对值为最大的1相，控制单元213在PWM控制的1周期内仅设定1次在当时的电角度下相电流的绝对值为最大的1相的相电流能够从电流检测器220的检测输出中检测的检测定时(A/D转换触发定时)。然后，将A/D转换后读入的相电流检测值分配给相电流的绝对值为最大的1相，对于未由电流检测器220检测的剩余的2相的相电流，根据相电流检测值进行估计。
这里，被区分为U相、V相、W相之中的1相的相电流最大的3个电角度60deg区间和U相、V相、W相之中的1相的相电流最小的3个电角度60deg区间，所以控制单元213将电流检测模式设定为这6模式，如后述那样，根据电流检测模式特定出分配相电流检测值的1相。
接着，详述从对于1个相的相电流检测值估计另外2相的相电流的处理。
图6的实线是相对电机角度没有相移的理想的相电流的正弦波波形，这样的理想的相电流的正弦波波形，可以根据以下的算式，基于相电流的峰值以及电机角度[deg(电角度)]计算。
U相电流估计值＝－sin(实际电机角度)＊相电流峰值
V相电流估计值＝－sin(实际电机角度－120[deg])＊相电流峰值
W相电流估计值＝－sin(实际电机角度－240[deg])＊相电流峰值
对相关的理想的相电流的正弦波波形，实际的相电流的波形产生图6中以虚线所示那样的相移，若将相当于相移的电机角度[deg(电角度)](电流向量角度)设为Δθ，则实际的相电流值可以基于下式计算。
U相电流估计值＝－sin(实际电机角度+Δθ)＊相电流峰值
V相电流估计值＝－sin(实际电机角度+Δθ－120[deg])＊相电流峰值
W相电流估计值＝－sin(实际电机角度+Δθ－240[deg])＊相电流峰值
其中，相电流的峰值可以作为由电流检测器220直接检测的相电流的峰值来求，由电流检测器220直接检测的相电流如前述那样对每个电角度60deg切换，所以如图7所示，控制单元213对在电角度60deg的区间检测的多个的1相的相电流求峰值(极大值、最大值)，用于上述相电流的估计运算。
此外，控制单元213基于3相的控制占空比(换句话说，各相的指令电压Vu、Vv、Vw)设定用于对每个电角度60deg切换分配由电流检测器220直接检测的相电流的相的电流检测模式。
即，在图8所示的例子中，将V相及U相的控制占空比(上臂控制占空比)都超过50％、并且W相的控制占空比低于50％的电角度60deg的区间(电角度300～360deg区间)设为第1电流检测模式，将U相及W相的控制占空比都低于50％、并且V相的控制占空比超过50％的电角度60deg的区间(电角度0～60deg区间)设为第2电流检测模式，将V相及W相的控制占空比都超过50％、并且U相的控制占空比低于50％的电角度60deg的区间(电角度60～120deg区间)设为第3电流检测模式。
此外，将V相及U相的控制占空比都低于50％、并且W相的控制占空比超过50％的电角度60deg的区间(电角度120～180deg区间)设为第4电流检测模式，将U相及W相的控制占空比都超过50％、并且V相的控制占空比低于50％的电角度60deg的区间(电角度180～240deg区间)设为第5电流检测模式，将V相及W相的控制占空比都低于50％、并且U相的控制占空比超过50％的电角度60deg的区间(电角度240～300deg区间)设为第6电流检测模式。
然后，如图9所示那样，控制单元213对每个电流检测模式指定分配相电流检测值的1相，对剩余的2相分配相电流估计值。
例如，在第2电流检测模式的区间，3相之中V相的相电流最大，在V相的上臂导通、U相及W相的上臂截止的区间(V相电流检测区间)，从电流检测器220的输出，可以检测V相的相电流。
因此，在第2电流检测模式中，控制单元213设定在V相电流检测区间内PWM控制1周期中仅1次的V相电流的检测定时，分配在相关的检测定时进行A/D转换后读入的相电流检测值作为V相的相电流值。
此外，在第3电流检测模式的区间，3相之中U相的相电流最小，在V相及W相的上臂导通、U相的上臂截止的区间(U相电流检测区间)，从电流检测器220的输出，可以检测U相的相电流。
因此，在第3电流检测模式中，控制单元213设定在U相电流检测区间内PWM控制1周期中仅1次的U相电流的检测定时，分配在相关的检测定时进行A/D转换后读入的相电流检测值作为U相的相电流值。
再者，在第3电流检测模式的区间，检测从中性点流入到U相的电流，所以在将相关的电流的方向以负号表示的情况下，U相的相电流检测值为电流检测器220的检测电流值乘以－1所得的值。
以下同样地，在第4电流检测模式的区间将电流检测器220的检测电流值分配为W相的相电流值，在第5电流检测模式的区间将电流检测器220的检测电流值乘以－1所得的值分配为V相的相电流值，在第6电流检测模式的区间将电流检测器220的检测电流值分配为U相的相电流值，在第1电流检测模式的区间将电流检测器220的检测电流值乘以－1所得的值分配为W相的相电流值。
而且，如图7所示，控制单元213对各电流检测模式的每个区间，求电流检测器220的检测电流值的峰值(极大值、最大值)。
例如，在第2电流检测模式的区间，从电流检测器220的输出对每个PWM1周期检测V相的相电流，所以从在该第2电流检测模式的区间中的V相的相电流检测值的时序数据求峰值，以该V相的相电流检测值的峰值更新用于相电流估计值的运算的峰值。
此外，在第3电流检测模式的区间，从电流检测器220的输出对每个PWM1周期检测U相的相电流，所以从在该第3电流检测模式的区间中的U相的相电流检测值的时序数据求峰值，以该U相的相电流检测值的峰值更新用于相电流估计值的运算的峰值。
以下同样地，在第4电流检测模式的区间求W相的相电流检测值的峰值，在第5电流检测模式的区间求V相的相电流检测值的峰值，在第6电流检测模式的区间求U相的相电流检测值的峰值，在第1电流检测模式的区间求W相的相电流检测值的峰值，以求得的峰值更新用于相电流估计值的运算的峰值。
然后，例如，在电流检测器220的检测电流值作为V相的相电流值被分配的第2电流检测模式的区间，作为剩余的U相及W相的相电流值，分配基于相电流的峰值、当时的实际电机角度θac[deg(电角度)]、以及相移(电流向量角度校正值)Δθ、根据以下的算式算出的估计值。
U相电流估计值＝－sin(实际电机角度θac+Δθ)＊相电流峰值
W相电流估计值＝－sin(实际电机角度θac+Δθ－240[deg])＊相电流峰值
即，如图8所示，对每个电流检测模式(电角度每60deg区间)特定出分配电流检测器220的检测电流值的1相，对于剩余的2相，分配基于相电流峰值、实际电机角度θac(基准电流向量角度)和相移而估计出的相电流。
由此，通过使用检测逆变器212a的直流母线电流的电流检测器220，而且将电流检测器220的检测输出每PWM控制的1周期仅进行1次A/D转换，可以分别求3相的相电流。
因此，在基于3相电流检测值进行向量控制的电机驱动装置中，能够简化用于检测相电流的硬件结构，并且可以减轻控制单元213(微计算机213b)的A/D转换负载。因而，通过A/D转换负载被减轻，在使用低功能(低价)的微计算机作为微计算机的驱动装置中也可适用相电流检测处理。
可是，在相电流的检测中，需要比A/D转换所需要的时间和紧接通电开始后的电流变动期间的合计时间长的期间，但伴随指令电压(指令占空比)的下降，成为比所述合计时间短的期间，有不能进行相电流的检测的情况。
这样的情况下，例如，实施交替地设定将相电流检测期间设定为所述合计时间以上的占空比的PWM1周期和将相电流的检测期间设定为低于所述合计时间的期间的占空比的PWM1周期的处理(以下，称为脉冲移位处理)。
然后，若构成为在相电流检测期间被设定为所述合计时间以上的占空比时进行相电流的检测，在相电流检测期间被设定为低于所述合计时间的期间的占空比时停止相电流的检测，并进行控制，使得平均占空比为指令占空比，则可控制指令占空比(指令扭矩)并进行相电流的检测。
上述脉冲移位处理为噪声因素，但如上述那样，如果是在PWM控制的1周期内进行1次A/D转换的结构，则与在PWM控制的1周期内进行2次A/D转换并分别地检测2相的相电流的情况相比，可以减小脉冲移位处理的实施所要求的占空比区域，可以抑制脉冲移位处理造成的噪声的产生。
接着，详细地说明相移(电流向量角度校正值)Δθ的运算处理，即，电流向量角度校正值运算单元604的处理内容。
式3是表示d－q轴上的3相无刷电机(IPMSM)2的电压模型的式子。
式3中，Vd是d轴电压[V]，Vq是q轴电压[V]，Ra是d、q轴电阻[Ω]，La是d、q轴电感[H]，ω是电机转速[rad/sec](电角度)，Id是d轴电流[A]，Iq是q轴电流[A]，Ke是感应电压常数[V/(rad/sec)](电角度)。
如式4所示，上述式3的电路方程式可以分为电阻项、干扰项(速度电动势项)、感应电压项。
其中，电阻项是直流分量，干扰项相当于d－q轴间的干扰电压，感应电压项相当于q轴中产生的感应电压分量。
若基于式4表现为向量图，则为图10那样。再者，在向量图中，假定为没有d轴电流Id、q轴电流Iq的变化，并且假设忽略Las项(电感的振幅)。
在图10中，电机角度为d轴的角度，相对电机角度(基准电流向量角度)的相移是图10所示的Δθ，通过求相当该相移的电流向量角度校正值Δθ，进行预测了相移的相电流的估计。
其中，图10中的第1角度Δθ1是电阻项和干扰项形成的角度，根据以下的算式计算。
Δθ1＝tan-1(干扰项/电阻项)＝tan-1(ωL/Ra)
即，第1角度Δθ1根据d、q轴电阻Ra、d、q轴电感L、电机转速ω来求。
此外，图10中的第2角度Δθ2是从电机电压向量减去感应电压项后的向量和q轴向量形成的角度，根据以下的算式计算。
·Vd≥0时
Δθ2＝tan-1((Vq－Keω)/Vd)－π/2
·Vd＜0时
Δθ2＝tan-1((Vq－Keω)/Vd)+π/2
即，根据基于q轴电压Vq、d轴电压Vd、电机转速ω和感应电压常数Ke的感应电压信息求第2角度Δθ2。
然后，电流向量角度校正值Δθ作为Δθ＝Δθ2－Δθ1计算。
控制单元213(电流向量角度校正值运算单元604)基于d、q轴电阻Ra、d、q轴电感L、电机转速ω计算第1角度Δθ1，基于q轴电压Vq、d轴电压Vd、电机转速ω、感应电压常数Ke计算第2角度Δθ2，从这些角度Δθ1、Δθ2计算电流向量角度校正值Δθ(相移)。
通过相关的结构，即使相移因q轴电压Vq、d轴电压Vd、电机转速ω的变化而变化，控制单元213也可以基于实际产生的相移计算相电流估计值，可以以高精度估计相电流。
再者，在控制单元213的储存器中，用于角度Δθ1、Δθ2的运算的d、q轴电阻Ra、d、q轴电感L、感应电压常数Ke作为常数被预先存储，在角度Δθ1、Δθ2的运算中，基于从储存器读出的d、q轴电阻Ra、d、q轴电感L、感应电压常数Ke、当时的q轴电压Vq、d轴电压Vd、电机转速ω，计算电流向量角度校正值Δθ。
这里，d、q轴电阻Ra因3相无刷电机2的环境条件(温度条件等)而变动，此外，对每个3相无刷电机2产生波动。而且，因d、q轴电阻Ra偏离基准值(储存器上的常数)，电流向量角度校正值Δθ(相移)的计算精度下降，进而相电流估计值的运算精度下降。
因此，控制单元213检测d、q轴电阻Ra的变动造成的相电流估计值的估计误差的发生，向估计误差小的方向校正d、q轴电阻Ra(第1角度Δθ1、电流向量角度校正值Δθ)。
若相电流估计值的误差增大，则在将分配给1相的相电流从电流检测器220的检测电流值切换为相电流估计值时，切换前的相电流检测值和切换后的相电流估计值的偏差增大。
而且，在从分配给1相的相电流检测值切换为相电流估计值时，控制单元213能够基于相电流的绝对值产生了增加方向的偏差还是产生了减少方向的偏差判断相移因d、q轴电阻Ra的变动而向超前角方向变化还是向延迟角方向变化(换句话说，d、q轴电阻Ra的增减变化方向)。
即，在将分配给1相的相电流值从相电流检测值切换为相电流估计值时相电流的绝对值向减小方向阶跃地变化的情况下，换句话说，在切换时的相电流估计值小于相电流检测值的情况下，相电流估计值的相位比实际的相电流的相位延迟，所以控制单元213将d、q轴电阻Ra向相电流估计值的相位超前的方向修正。
相反地，在将分配给1相的相电流值从相电流检测值切换为相电流估计值时相电流的绝对值向增大方向阶跃地变化的情况下，换句话说，在切换时的相电流估计值大于相电流检测值的情况下，相电流估计值的相位比实际的相电流的相位超前，所以控制单元213将d、q轴电阻Ra向相电流估计值的相位延迟的方向修正。
这里，如果使用于相电流估计值的运算的d、q轴电阻Ra减少，则相电流估计值的相位超前，相反地，如果使用于相电流估计值的运算的d、q轴电阻Ra增大，则相电流估计值的相位延迟。
因此，在将分配给1相的相电流值从相电流检测值切换为相电流估计值时相电流的绝对值向减小方向阶跃地变化，为了将相电流估计值的相位接近相电流检测值而需要将相电流估计值的相位超前的情况下，控制单元213进行将d、q轴电阻Ra比现状值减小相当规定值ΔRa的校正。
另一方面，在将分配给1相的相电流值从相电流检测值切换为相电流估计值时相电流的绝对值向增大方向阶跃地变化，为了将相电流估计值的相位接近相电流检测值而需要使相电流估计值的相位延迟的情况下，控制单元213进行将d、q轴电阻Ra比当前值增大相当规定值ΔRa的校正。
再者，控制单元213可以根据将分配给1相的相电流值从相电流检测值切换为相电流估计值时的相电流的阶跃变化量(级差)，变更对d、q轴电阻Ra进行增减校正的规定值ΔRa的大小。即，若相电流的阶跃变化量的绝对值越大，越增大规定值ΔRa，则可将相电流估计值的相位响应良好地接近相电流检测值的相位。
图11是表示对电流检测模式的每个切换模式，相电流的变化量的判定和基于判定结果的相电流估计值的相位的校正方向的图。
在从第1电流检测模式切换为第2电流检测模式时，以及在从第4电流检测模式切换为第5电流检测模式时，分配给W相的相电流从相电流检测值切换为W相电流估计值，所以控制单元213比较切换前的相电流检测值和切换后的W相电流估计值。
这里，在从切换前的相电流检测值(前次值)的绝对值减去切换后的W相电流估计值(本次值)的绝对值所得的值低于规定值ΔIm(ΔIm＜0)的情况下(|Iw前次值|－|Iw本次值|＜ΔIm)，即，在切换后的W相电流估计值的绝对值比切换前的相电流检测值的绝对值大了规定以上，分配给W相的相电流阶跃地增大的情况下，W相电流估计值的相位比实际的W相电流的相位超前，所以控制单元213将d、q轴电阻Ra向相电流估计值的相位延迟的方向修正。
另一方面，在从切换前的相电流检测值(前次值)的绝对值减去切换后的W相电流估计值(本次值)的绝对值所得的值超过规定值ΔIp(ΔIp＞0)的情况下(|Iw前次值|－|Iw本次值|＞ΔIp)，即，切换后的W相电流估计值的绝对值比切换前的相电流检测值的绝对值小规定以上、分配给W相的相电流阶跃地减少的情况下，W相电流估计值的相位比实际的W相电流的相位延迟，所以控制单元213将d、q轴电阻Ra向相电流估计值的相位超前的方向修正。
这里，在满足|Iw前次值|－|Iw本次值|≧ΔIm，并且满足|Iw前次值|－|Iw本次值|≦ΔIp的情况下，W相电流估计值和相电流检测值的偏差在零附近的容许范围内，相电流估计值可以以足够高的精度运算，换句话说，用于相电流估计值的运算的d、q轴电阻Ra十分接近实际值，所以控制单元213不校正d、q轴电阻Ra而将d、q轴电阻Ra维持为现状值。
此外，从第2电流检测模式切换为第3电流检测模式时，以及从第5电流检测模式切换为第6电流检测模式时，分配给V相的相电流从相电流检测值切换为V相电流估计值，所以控制单元213比较切换前的相电流检测值和切换后的V相电流估计值。
在V相电流值从检测值切换为估计值时，与W相电流值的切换时同样，控制单元213通过将从切换前的相电流检测值(前次值)的绝对值减去切换后的V相电流估计值(本次值)的绝对值所得的值与规定值ΔIm、ΔIp比较，判别V相电流估计值的相位比实际的V相电流的相位超前规定以上、还是延迟规定以上，或是否为V相电流估计值的相位和实际的V相电流的相位十分接近的状态。
然后，在V相电流估计值的相位比实际的V相电流的相位超前规定以上或延迟规定以上的情况下，控制单元213向相关的相位差小的方向修正d、q轴电阻Ra。
此外，在从第3电流检测模式切换为第4电流检测模式时，以及在从第6电流检测模式切换为第1电流检测模式时，分配给U相的相电流从相电流检测值切换为U相电流估计值，所以控制单元213比较切换前的相电流检测值和切换后的U相电流估计值。
在U相电流值从检测值切换为估计值时，与W相电流值的切换时同样，控制单元213通过将从切换前的相电流检测值(前次值)的绝对值中减去切换后的U相电流估计值(本次值)的绝对值所得的值与规定值ΔIm、ΔIp进行比较，判别U相电流估计值的相位比实际的U相电流的相位超前规定以上、还是延迟规定以上，或是否为U相电流估计值的相位和实际的U相电流的相位十分接近的状态。
然后，在U相电流估计值的相位比实际的U相电流的相位超前规定以上或延迟规定以上的情况下，控制单元213向相关的相位差变小的方向修正d、q轴电阻Ra。
这样，因用于相电流估计值(电流向量角度校正值Δθ、电阻项)的运算的d、q轴电阻Ra相对实际值有误差，所以控制单元213基于分配给1相的相电流从相电流检测值切换为相电流估计值时的电流变化，检测电流向量角度校正值Δθ进而相电流估计值的运算精度下降的情况。然后，控制单元213向相电流估计值接近相电流检测值(实际相电流)的方向校正d、q轴电阻Ra。
因此，即使有环境条件的变化(温度变化)和3相无刷电机2的特性波动等，控制单元213也可以通过以高精度运算相电流估计值，能够基于3相电流值以稳定的精度控制3相无刷电机。
再者，如上述，控制单元213根据从相电流检测值切换为相电流估计值时的分配的相电流值的阶跃变化判定d、q轴电阻Ra(电流向量角度校正值Δθ、电阻项)的误差，但相反地，可以根据从相电流估计值切换为相电流检测值时的分配的相电流值的阶跃变化判定d、q轴电阻Ra的误差。
此外，电阻值依赖于温度，所以控制单元213可以基于温度条件校正d、q轴电阻Ra(电流向量角度校正值Δθ、电阻项)。
例如，在具备检测环境温度的温度传感器的情况下，控制单元213可以根据从温度传感器的输出求得的环境温度，校正d、q轴电阻Ra(电流向量角度校正值Δθ、电阻项)。此外，控制单元213可以在3相无刷电机的起动之前进行用于测量电阻值的通电，从在基准温度条件下测量电阻值所得的电阻值估计温度条件，基于估计出的温度条件，校正d、q轴电阻Ra(电流向量角度校正值Δθ、电阻项)。
此外，在上述结构中，控制单元213基于q轴电压Vq、d轴电压Vd、电机转速ω等运算电流向量角度校正值Δθ，但也可以通过检测相电流检测值相对电机角度的相位，设定电流向量角度校正值Δθ。
详细地说，控制单元213可以根据对1相分配的相电流从相电流检测值切换为相电流估计值时的(换句话说，电流检测模式被切换的电角度中的)相电流检测值和相电流峰值，求电流向量角度校正值Δθ。
控制单元213基于分配给1相的相电流从相电流检测值切换为相电流估计值时的紧接切换前的相电流检测值和相电流峰值，计算从相电流检测值为峰值的定时至相电流的切换定时为止的电流向量角度ΔθB(参照图12)，作为ΔθB＝arccos(紧接切换前的相电流检测值/峰值电流)(ΔθB≥0)。
而且，控制单元213将相对电机角度没有相移的理想的相电流的正弦波波形、或基于现状的电流向量角度校正值Δθ算出的相电流估计值中从相电流为峰值的定时至相电流检测值切换为相电流估计值的定时(换句话说，电流检测模式被切换的电角度)为止的角度设定为ΔθA(参照图12)。
然后，控制单元213基于上述角度ΔθA及ΔθB，根据下式运算电流向量角度校正值Δθ或修正值Δθaj。
Δθ(Δθaj)＝ΔθA－ΔθB
即，在从理想电流波形运算角度ΔθA的情况下，上述的运算式通过从理想电流波形为峰值的定时至电流检测模式的切换定时为止的角度ΔθA中减去从实际的电流波形为峰值的定时至电流检测模式的切换定时为止的角度ΔθB，计算从理想电流波形为峰值的定时至实际的电流波形为峰值的定时为止的角度，检测实际电流波形相对理想电流波形的相移。
此外，从基于现状的电流向量角度校正值Δθ算出的相电流估计值运算角度ΔθA的情况下，上述的运算式表示实际的相电流波形和相电流估计值的相移，换句话说，表示当前的电流向量角度校正值Δθ的误差。因此，可以通过基于修正值Δθaj校正当前的电流向量角度校正值Δθ，使相电流估计值接近实际的相电流波形。
再者，可以设为在从相电流检测值切换为相电流估计值时的相电流检测值与理想波形的相电流值的偏差为规定值以上时，换句话说，在相移为规定以上时，实施从电流检测模式被切换的电角度下的相电流检测值和相电流峰值求电流向量角度校正值Δθ的处理，在所述偏差低于规定值的情况下禁止该处理的结构。
相电流偏差(相移)小的状态下电流向量角度校正值Δθ的检测灵敏度低，此外，因对每个电流检测模式的切换周期即每个电角度60deg进行电流向量角度校正值Δθ的运算，所以在电机旋转速度低的条件下产生估计延迟。因此，若在相电流偏差(相移)小的状态下实施电流向量角度校正值Δθ的更新运算，则有电流控制发散的可能性。
因此，在从相电流检测值切换为相电流估计值时的相电流检测值和理想波形的相电流值或相电流估计值的偏差低于规定值的情况下，控制单元213停止用于相电流估计值的运算的电流向量角度校正值Δθ的更新。
此外，作为与电流向量角度校正值Δθ有关的电机常数，如前述，有电阻Ra、电感La、感应电压常数Ke，其中电感La不受温度的影响，但电阻Ra及感应电压常数Ke因温度而变动。
控制单元213可以如下那样估计相关温度下受到影响的电阻Ra及感应电压常数Ke的值，使用估计出的结果运算电流向量角度校正值Δθ。
如图13的向量图所示，干扰项和电阻项形成的角度为直角，所以在描绘将d轴电压Vd和q轴电压Vq确定的电机电压向量的前端作为中心、将ω＊La＊相电流峰值作为半径的圆时，由对于该圆的切线即相对于q轴具有斜率＝tan(Δθ)的切线与q轴相交的点C1确定的q轴截距是感应电压项，此外，连结交点C1和切点C2的线是电阻项。
即，由交点C1确定的q轴截距的长度LE表示感应电压项，感应电压项＝Ke＊ω，所以LE＝Ke＊ω，可以从长度LE及当时的电机转速ω，根据以下的算式计算感应电压常数Ke。
Ke＝LE/ω
而且，电阻项＝电阻Ra＊相电流峰值Ipeak，所以交点C1和切点C2的距离D1满足
距离D1＝电阻Ra＊相电流峰值Ipeak
，可以从距离D1及相电流峰值，根据以下的算式计算电阻Ra。
Ra＝D1/Ipeak
然后，控制单元213将上述那样求得的感应电压常数Ke、电阻Ra作为常数保存，在基于q轴电压Vq、d轴电压Vd、电机转速ω计算电流向量角度校正值Δθ时，使用这些常数。由此，可以使用适合当时的环境温度的感应电压常数Ke、电阻Ra，计算电流向量角度校正值Δθ，相电流估计值的估计精度提高。
此外，在电阻Ra的误差很小的条件下，控制单元213可以基于从相电流检测值求得的相电流峰值Ipeak，根据以下的算式计算感应电压常数Ke。
在使用基于上述那样估计出的感应电压常数Ke求得的电流向量角度校正值Δθ运算相电流估计值的状态下，产生电阻Ra的变化，在相电流检测值和相电流估计值之间进行切换时产生电流偏差时，如前述，控制单元213通过从电流检测模式的切换时的相电流检测值和根据相电流检测值求得的相电流峰值运算电流向量角度校正值Δθ，可以设定加入了电阻Ra及感应电压常数Ke的变化的电流向量角度校正值Δθ。
此外，例如，控制单元213可以在起动了3相无刷电机2后执行了1次基于前述的角度ΔθA及ΔθB的电流向量角度校正值Δθ的设定处理后，进行上述感应电压常数Ke、电阻Ra的估计处理，基于估计出的感应电压常数Ke、电阻Ra、以及q轴电压Vq、d轴电压Vd、电机转速ω，转移到设定电流向量角度校正值Δθ的处理。
此外，控制单元213在基于上述正弦波驱动方式(180度通电方式)的3相无刷电机2的驱动控制中，为了将相电流的可检测期间的长度设为规定以上的长度，在有必要实施前述的脉冲移位处理的运行区域(控制占空比低于规定值的区域)中，可以取代无传感器正弦波驱动方式而以无传感器矩形波驱动方式(120度通电方式)驱动3相无刷电机2。
上述矩形波驱动方式是，通过对每个规定的转子位置依次切换3相之中施加脉冲电压的2相的选择模式(通电模式)，驱动无刷电机2的方式。在这样的矩形波驱动方式中，控制单元213通过对通电相施加脉冲状的电压而从非通电相(开路相)中感应的电压(变压器电动势电压、脉冲感应电压)得到转子的位置信息，检测通电相的选择模式的切换定时。
以上，参照优选的实施方式具体地说明了本发明的内容，但基于本发明的基本的技术思想及教示，只要是本领域技术人员，可得到各种变形方式是显而易见的。
例如，在电流向量角度校正值Δθ的运算中使用的电阻Ra及感应电压常数Ke的估计处理中，可以将估计出的电阻Ra及感应电压常数Ke的时序数据进行平均处理而用于电流向量角度校正值Δθ的运算，或在估计出的电阻Ra及感应电压常数Ke超过了规定范围时禁止使用估计结果。
此外，在将伴随电流检测模式的切换对1相分配的相电流从相电流检测值切换为相电流估计值或从相电流估计值切换为相电流检测值时，在切换前后的相电流中有偏差的情况下，可以设定从切换前的相电流值逐渐地接近切换后的相电流值的校正电流值，基于过渡性的相关校正电流值，控制3相无刷电机2。
此外，例如，可以设为将分配相电流检测值的相固定为2相，在从电流检测器220的输出无法直接地检测相关的相的相电流的电流检测模式时对全部3相分配相电流估计值的结构。
例如，可以设为将分配相电流检测值的2相固定为U相及V相，在第3电流检测模式及第6电流检测模式时对U相分配相电流检测值、对V相及W相分配相电流估计值，在第2电流检测模式及第5电流检测模式时对V相分配相电流检测值、对U相及W相分配相电流估计值，在第1电流检测模式及第4电流检测模式时对全部3相分配相电流估计值的结构。
这里，可以对每个规定周期切换分配相电流检测值的固定的2相的组合，或按电机转速等条件切换将分配相电流检测值的2相固定的模式和根据电流检测模式依次切换分配相电流检测值的1相的模式。
标号说明
1…电动式辅助液压油泵、2…3相无刷电机、3…电机驱动装置(MCU)、212…驱动电路(逆变器电路)、213…控制单元、213a…A/D转换器、213b…微计算机、220…电流检测器、220a…分流电阻、220b…检测电路。
权利要求书(按照条约第19条的修改)
1.一种电机驱动装置，包括：对3相无刷电机供给交流电力的逆变器；检测所述逆变器的直流母线电流的电流检测器；以及输入所述电流检测器的输出并对所述逆变器进行PWM控制的控制单元，是正弦波驱动所述3相无刷电机的电机驱动装置，
所述控制单元
在PWM控制的1周期内1次的检测定时从所述电流检测器的输出求相电流的绝对值为最大的1相的相电流，
根据d轴电压、q轴电压、以及电机旋转速度，可变地设定实际相电流波形相对所述电机角度的相移，
基于对每个所述检测定时检测出的相电流的峰值、电机角度、以及所述相移，估计剩余的2相的相电流。
2.如权利要求1所述的电机驱动装置，
所述控制单元基于各相的控制占空比设定相电流的绝对值为最大的1相。
3.如权利要求1所述的电机驱动装置，
所述控制单元基于在所述3相无刷电机的d－q轴上的电压模型中电阻项和干扰项生成的角度及从电机电压向量减去了感应电压项所得的向量和q轴向量生成的角度，求所述相移。
4.如权利要求1所述的电机驱动装置，
所述控制单元校正所述相移，使得1相的相电流在基于所述电流检测器的检测值和估计值之间被切换时的电流偏差小。
5.如权利要求1所述的电机驱动装置，
所述控制单元基于1相的相电流在基于所述电流检测器的检测值和估计值之间被切换时的所述电流检测器的检测值、以及所述峰值，求所述相移。
6.一种3相无刷电机的相电流检测方法，基于检测逆变器的直流母线电流的电流检测器的输出，检测通过所述逆变器的PWM控制被正弦波驱动的3相无刷电机的各相的相电流，该方法包括：
将检测相电流的绝对值为最大的1相的相电流的检测定时在PWM控制的1周期内设定1次的步骤；
在所述检测定时从所述电流检测器的输出求相电流检测值的步骤；
求所述相电流检测值的峰值的步骤；
检测电机角度的步骤；
根据d轴电压、q轴电压、以及电机旋转速度，可变地设定实际相电流波形相对所述电机角度的相移的步骤；
基于所述峰值、所述电机角度、以及所述相移计算相电流估计值的步骤；以及
分配所述电流检测值作为1相的相电流值，对剩余的2相分配所述电流估计值的步骤。
7.如权利要求6所述的3相无刷电机的相电流检测方法，
设定所述相移的步骤，基于在所述3相无刷电机的d－q轴上的电压模型中电阻项和干扰项生成的角度及从电机电压向量减去了感应电压项所得的向量和q轴向量生成的角度，求所述相移。

Claims (8)

1.一种电机驱动装置，包括：对3相无刷电机供给交流电力的逆变器；检测所述逆变器的直流母线电流的电流检测器；以及输入所述电流检测器的输出并对所述逆变器进行PWM控制的控制单元，是正弦波驱动所述3相无刷电机的电机驱动装置，
所述控制单元在PWM控制的1周期内1次的检测定时从所述电流检测器的输出求相电流的绝对值为最大的1相的相电流，基于对每个所述检测定时检测出的相电流的峰值、电机角度、以及实际相电流波形相对电机角度的相移，估计剩余的2相的相电流。
2.如权利要求1所述的电机驱动装置，
所述控制单元基于各相的控制占空比设定相电流的绝对值为最大的1相。
3.如权利要求1所述的电机驱动装置，
所述控制单元根据d轴电压、q轴电压、以及电机旋转速度，可变地设定所述相移。
4.如权利要求1所述的电机驱动装置，
所述控制单元基于在所述3相无刷电机的d－q轴上的电压模型中电阻项和干扰项生成的角度及从电机电压向量减去了感应电压项所得的向量和q轴向量生成的角度，求所述相移。
5.如权利要求1所述的电机驱动装置，
所述控制单元校正所述相移，使得1相的相电流在基于所述电流检测器的检测值和估计值之间被切换时的电流偏差小。
6.如权利要求1所述的电机驱动装置，
所述控制单元基于1相的相电流在基于所述电流检测器的检测值和估计值之间被切换时的所述电流检测器的检测值、以及所述峰值，求所述相移。
7.一种3相无刷电机的相电流检测方法，基于检测逆变器的直流母线电流的电流检测器的输出，检测通过所述逆变器的PWM控制被正弦波驱动的3相无刷电机的各相的相电流，该方法包括：
将检测相电流的绝对值为最大的1相的相电流的检测定时在PWM控制的1周期内设定1次的步骤；
在所述检测定时从所述电流检测器的输出求相电流检测值的步骤；
求所述相电流检测值的峰值的步骤；
检测电机角度的步骤；
设定实际相电流波形相对所述电机角度的相移的步骤；
基于所述峰值、所述电机角度、以及所述相移计算相电流估计值的步骤；以及
分配所述电流检测值作为1相的相电流值，对剩余的2相分配所述电流估计值的步骤。
8.如权利要求7所述的3相无刷电机的相电流检测方法，
设定所述相移的步骤，基于在所述3相无刷电机的d－q轴上的电压模型中电阻项和干扰项生成的角度及从电机电压向量减去了感应电压项所得的向量和q轴向量生成的角度，求所述相移。
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