JPH06153526A - 変換器用の電流検出方法 - Google Patents
変換器用の電流検出方法Info
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- JPH06153526A JPH06153526A JP4277625A JP27762592A JPH06153526A JP H06153526 A JPH06153526 A JP H06153526A JP 4277625 A JP4277625 A JP 4277625A JP 27762592 A JP27762592 A JP 27762592A JP H06153526 A JPH06153526 A JP H06153526A
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Abstract
易に、且つ安価に検出する。 【構成】 本発明の変換器用の電流検出方法は変換器に
おいて、DCを3相ACに変換するための単一のDC検
出器のみを使用し、3対のトランジスタによる6つの相
異なるゲート状態が変遷する過程で、各搬送波周期の2
つの別の区間でそれぞれ異なる位相の2つの電流値を検
出し、3相電流の合計が常に0に等しいという原理に基
づいて、これら2つの電流値から残りの位相の電流値を
計算することを特徴とする。
Description
交流電流(AC)に変換する変換器用の電流検出方法に
関し、特に構造が簡単で、且つコストが低減される変換
器用の電流検出方法に関する。
状態を検出し、且つこれらの様な状態が発生した場合に
検出器を保護する保護装置を有している。従来のDCを
3相ACに変換する変換器では、直流の過電流と3相交
流の過負荷電流のそれぞれを検出するために、DC電流
検出器と2つのAC電流検出器とを使用する必要があっ
た。
で、この変換器はDC電源Eを3相交流T,S,及びR
に変換し、次にこれらの3相交流を図示しない誘導モー
タ等の負荷に供給する。この基本回路は変換を遂行する
6個のトランジスタQ1 ないしQ6 と、これらのトラン
ジスタQ1 ないしQ6 にオン/オフ状態の制御信号6を
出力するドライバ10とを備えている。
路は更に、過電流を検出し、変換器を保護するために制
御装置12を起動するDC電流検出器14と、負荷電流
を検出する2個のAC電流検出器とを備えなければなら
ない。検出器14,16及び18は極めて高価であり、
これらの費用は変換器のコストの大部分を占めるという
問題点があった。従って、本発明の主要な課題は構造が
簡単で、且つコストが低減される変換器用の新たな電流
検出方法を提案することである。
め、本発明では次の手段を構成した。 (1)変換器への直流電流を検出する直流電流検出器
と、変換器からの3相交流電流を制御する3対のトラン
ジスタとを備えた直流電流を3相交流電流に変換する変
換器用の電流検出方法において、(a)前記3対のトラン
ジスタによるゲート状態の切換えを制御する段階と、
(b)前記3対のトランジスタによる2つの相異なるゲー
ト状態で、相異なる位相の2つの電流値を前記直流電流
検出器によってそれぞれ検出する段階と、(c)前記の検
出された相異なる位相の2つの電流値を用いて残りの位
相の電流値を算出する段階とからなることを特徴とする
電流検出方法。(2)前記制御する段階(a)が前記3対
のトランジスタによるゲート状態の切換えを制御するた
めに、2つのレベルのパルス幅変調制御方法を使用する
ことを特徴とする前項(1)に記載の電流検出方法。 (3)前記制御する段階(a)が、各々の搬送波周期が3
つの区間を有する複数の搬送波周期を含む2つのレベル
のパルス幅変調制御信号を生成する段階と、各々の搬送
波周期における一つの区間で前記3対のトランジスタを
非導通状態に制御する段階と、各々の搬送波周期におけ
る他の2つの区間で前記3対のトランジスタを2つの相
異なるゲート状態にそれぞれ制御する段階とを含むこと
を特徴とする前項(2)に記載の電流検出方法。 (4)前記検出する段階(b)が各々の搬送波周期におけ
る前記他の2つの区間で、前記直流電流検出器によって
相異なる位相の前記2つの電流値をそれぞれ検出する段
階を含むことを特徴とする前項(3)に記載の電流検出
方法。
異なる位相の電流値から、残りの位相の電流値を計算
し、順次それぞれの搬送波周期において同様に行うの
で、3相交流電流の各々を求めるために単一のDC電流
検出器のみを使用する。
検出方法を使用する回路の概略図である。本発明の理解
を深めるために本出願の構成部分を成す以下の説明と添
付図面を参照する。先ず、本発明の方法を容易に理解す
るため、直流電流(以下、DCという)を3相交流電流
(以下、ACという)に変換する変換器の基本原理を説
明する。図1,図4を参照すると、変換器は3対のトラ
ンジスタQ1,Q4;Q3,Q6 及びQ5,Q2 と、DC電源E
を3相交流電流T,S及びRに変換するトランジスタQ
1 ないしQ6 のオン/オフ状態を制御するドライバ10
とを備えている。図1、及び図6,図7,図8のそれぞ
れにおける(a)ないし(f)に示したトランジスタは
簡潔にするため、スイッチとして図示されている。
わせQ1,Q4 はR位相の電圧を制御し、また、トランジ
スタの組み合わせQ3,Q6 はS位相の電圧を制御し、更
に、トランジスタの組み合わせQ5,Q2 はT位相の電圧
を制御する。トランジスタQ1,Q3,及びQ5 は正のゲー
トとして定義される一方、トランジスタQ4,Q6,及びQ
2 は負のゲートとして定義されている。2つのレベルの
パルス幅変調制御のような基本的な電圧制御では、各位
相での正のゲートの導通時間は通常は負のゲートの導通
時間と反転状態にある。即ち正のゲートがオンである場
合は負のゲートは常にオフであり、また、逆の場合も同
様である。
進コード、即ち0と1で表すことができる。つまり、コ
ード0は正のゲートがオフである一方、負のゲートがオ
ンであることを表し、コード1は正のゲートがオンであ
る一方、負のゲートがオフであることを表す。このよう
な定義に従って、3相交流R,S、及びTのゲート状態
を8つの組合せとし、これらの状態を3つの2進コード
で表す。例えば、コードの組合せ(1,0,0)はR位
相のトランジスタQ1 がオンで、トランジスタQ4 がオ
フであり、S位相のトランジスタQ3 がオフで、トラン
ジスタQ6 がオンであり、T位相のトランジスタQ5 が
オフで、トランジスタQ2 がオンであることを表す。
である2つの状態、即ち(0,0,0)、及び(1,
1,1)がある。これらの2つの状態では回路内の3相
AC端は短絡状態にある一方、DC端は非導通状態にあ
るので電圧は発生しない。従って、これらのゲート状態
をゼロ状態として定義することができる。ゼロ状態以外
の他の6つの状態はそれぞれ図6(a)ないし図6
(f)に示されている。
すことができる。図5に示す様に、ゼロ状態は基点にあ
り、他の6つのゲート状態はそれぞれ6つのベクトルに
よって表される。6つのベクトルのうち各々2つの隣接
するベクトルは、60度だけ回転され、各々2つの隣接
するベクトルの間の領域は領域aないしfと表記されて
いる。これはいわゆる空間ベクトル制御の基本原理であ
るので、ここではそれをこれ以上説明する必要はない。
参照して説明を続ける。6つの3相ゲート状態の各々
で、正のゲートQ1,Q3,及びQ5 の一つ、あるいは負の
ゲートQ4,Q6,及びQ2 の一つが正、あるいは負のそれ
ぞれにおける他の2つのゲートとは異なってオン状態で
なければならない。例えば、図6(a)に示した最初の
状態では、トランジスタQ1 はトランジスタQ3,及びQ
5 とは異なってオンでありこれは記号R+で示され、図
6(b)に示した第2の状態では、トランジスタQ2 が
同様にオンであり記号T−で表される。
の状態では、S+の記号で示す様にトランジスタQ3 が
オンであり、図6(d)に示した第4の状態では、R−
の記号で示す様にトランジスタQ4 がオンである。同様
に図6(e) に示した第5の状態では、T+の記号で示す
様にトランジスタQ5 がオンであり、図6(f)に示し
た第6の状態では、S−の記号で示す様にトランジスタ
Q6 がオンである。従って、それぞれのゲート状態の期
間内にオンに切換わったゲートを流れる電流は、それぞ
れの期間内では直流電流であるとみなすことができる。
れる経路について説明する。前述の6つのゲート状態は
基本的に回転対称なので、ゲート状態の一つでの電流経
路の全てを説明すれば他のゲート状態も同様にして容易
に推察することができる。図7の(a)ないし(f)を
参照すると、図6(a)に示した第1のゲート状態での
電流経路が全て示されている。また、図1を参照すると
直流電流IdcがR位相から流出する電流と等しく、従っ
てIR =Idcであると定義することができる。
6(d)に示した第4のゲート状態での電流経路の全て
が示されている。更に、図1を参照すると直流電流Idc
がR位相へと流入する電流と等しく、従ってIR =−I
dcであると定義することができる。同じ原理に基づい
て、図6(b)の第2のゲート状態ではIT =−Idcで
あり、図6(e)の第5のゲート状態ではIT =Idcで
あると推論することができ、図6(c)の第3のゲート
状態ではIs =Idcであり、また、図6(f)の第6の
ゲート状態ではIs =−Idcであると推論することがで
きる。
は図5,図6の(a)ないし(f)に示した様に、前述
の電流の流れ方向を表すための記号R+,T−,S+,
R−,T+及びS−をそれぞれ付してある。また、図
1,図4に示した回路ループに沿って、3相交流電流の
合計はゼロに等しくならなければならない。即ち次の方
程式を満たすことになる。 方程式 : IR +Is +IT =0
を使用した変換器の主要部について図1を図2と比較し
て説明する。この変換器の主要部は、計算を処理する検
出装置32であり、図1の変換器は、図4に示した2個
のAC検出器16及び18を省略しており、この検出装
置32に接続された単一のDC検出器36だけを使用し
ていることである。図1に示した検出装置32はDC検
出器36によって検出された直流電流Idcを受け、本発
明の方法に従って3相電流IR,IS,及びIT を計算す
る。検出装置32は更にトランジスタQ1 ないしQ6 の
オン/オフ状態に関する情報を得るために制御装置12
に接続されている。
細書ではパルス幅変調(PWM)技術を使用してトラン
ジスタあるいはゲートを制御する前述の空間ベクトル制
御方法により本発明の電流検出方法を説明している。し
かし、本発明は空間ベクトル制御の用途に限定すること
を意図するものでは勿論ない。
流検出方法を説明するタイムチャートである。PWM制
御におけるゲート制御信号は短い時間単位である複数の
搬送波周期ΔTに分割されており、各々の搬送波周期は
一つのゲート状態出力の継続期間をそれぞれ表す3つの
区間ΔT1,ないしΔT3,ΔT4,ないしΔT6,ΔT7,ない
しΔT9にそれぞれ細分化されている。従って、各搬送波
周期内ΔTには3つのゲート状態出力があり、ゲート状
態出力の一つはゼロ状態(0,0,0)、あるいは
(1,1,1)として選択される一方、別の2つのゲー
ト状態は前述の6つのゲート状態からひとつ選択される
様になっている。
ると、図示された角度は空間ベクトルの概念に基づく3
相ACの電圧の位相角を表している。従って、動作中、
仮想のポインタが逆時計回り方向に回転するものと想定
することができる。その回転周波数は3相ACの電圧の
周波数と全く同一である。図5の領域a,ないしf内の
電圧ベクトルはその領域に隣接する2つのゲート状態の
電圧ベクトルによって形成することができる。
及びT−電圧ベクトルによって形成することができ、以
下、領域b,ないしfの電圧ベクトルも同様である。図
1,図3(a)を参照すると、領域a内のPWM信号の
3つの搬送波周期ΔTの一例が示されている。各搬送波
周期内で、2つのゲート状態がR+(1,0,0)及び
T−(1,1,0)のゲート状態として選択され、別の
ゲート状態はゼロ状態として選択される。3つのゲート
状態の継続期間は異なる電圧出力を生成するために変更
される。特に、図3(a)に示した区間ΔT1,ないしΔ
T9におけるそれぞれの長さの変化は説明を簡潔にするた
め誇張してある。実際の用例では出力電圧を所望に生成
するため、これらの長さの変化は図3(a)に示したも
のよりも小さくなるだろう。
内でDC検出器36によって検出された直流電流Idcは
IR に等しく、即ちIR =Idcである。区間ΔT2では電
流が流れない。区間ΔT3内でDC検出器36によって検
出された直流電流Idcは−I T に等しく、即ちIT =−
Idcである。検出装置32はこの搬送波周期ΔT内で電
流IR,及びIT を検出し、次に前記して説明した方程式
に従って電流Is を計算することができる。同じ原理に
従って、3相交流電流IR,IS,及びIT を区間ΔT4,な
いしΔT6,及びΔT7,ないしΔT9のような別の搬送波周
期においても検出して計算することができる。
域b内のPWM信号の3つの搬送波周期ΔTの一例が示
されている。各搬送波周期内で、2つのゲート状態がT
−(1,1,0)及びS+(0,1,0)ゲート状態と
して選択され、残りのゲート状態はゼロ状態として選択
される。本発明の方法及び図1の回路に従って、区間Δ
T1内でDC検出器36によって検出された直流電流Idc
は−IT に等しく、即ちIT =−Idcである。区間ΔT2
では電流がない。また、区間ΔT3内でDC検出器36に
よって検出された直流電流IdcはIs に等しい。即ちI
s =Idcである。検出装置32はこの搬送波周期ΔT内で
電流IT,及びIS を検出し、次に、前記の方程式に従い
電流IR を計算することができる。同様に、3相交流電
流IR,I S,IT を別の搬送波周期のそれぞれについて検
出して計算することができる。
と原理も同様であるので、それらを更に説明する必要は
ない。従って、本発明の方法に従って、搬送波周波数に
て3相交流電流を検出するために単一のDC検出器36
のみを使用すればよい。
電流検出方法を詳しく説明する。図2は本発明の方法を
説明する流れ図である。この方法において、図1の検出
装置32はマイクロプロセッサを組み入れた適宜のソフ
トウェアであり制御装置12内に集約することができ
る。最初に、ブロック60に示す様にパラメータnが1
に設定される。次に、ブロック62に示す様にトランジ
スタQ1,ないしQ6 のゲート状態を切換えるために制御
信号がドライバ10に出力される。ブロック64に示す
様に検出装置32はDC検出器36によって検出された
直流電流Idcを受け、In を表す適宜のアドレスにこの
値Idcを記憶する。
更すべきか否かの決定をブロック62での制御信号の出
力に従って行う。ブロック70では、例えば、トランジ
スタQ1 ないしQ6 が現在第2のゲート状態T−(1,
1,0)と、第4のゲート状態R−(0,1,1)と、
あるいは第6のゲート状態S−(1,0,1)とにある
場合は、Idcを負の値に変更する必要があり、これを遂
行する。ブロック72では、ブロック64で記憶されて
いたIn の値を、ブロック62の制御信号出力に従って
3相交流電流IR,IS,及びIT のいずれかに分類し、I
R,IS,及びIT を表す適宜のアドレスにこの値In を記
憶する。
分され、決定ブロック76でパラメータnが2以上であ
るか否かの判定が行われる。決定ブロック76では、例
えば、パラメータnが2以上でない場合は、同じ搬送波
周期内での別の直流電流Idcを更に検出するためにブロ
ック62,ないし74のそれぞれの段階を再度繰り返
す。パラメータnが2以上である場合は、一つの搬送波
周期内で直流電流Idcの値を既に2回検出し、I1,I2
を表す適宜のアドレスにこれらの値を記憶し終わったこ
とを意味する。
に計算する。即ち、I3 は前記して説明した方程式に従
って−I1 −I2 と等しい。ブロック80では、I1,I
2,及びI3 の電流値、即ち3相交流電流IR,IS,及びI
T の値を出力する。この様にして、一つの搬送波周期で
の電流検出が完了する。次に、次の搬送波周期の電流検
出のためにブロック60ないし80の段階が再度繰り返
される。
S,及びIT は一つの搬送波周期で一度検出される。即
ち、最初と二番目に検出された2つの位相の電流が別の
位相の電流値を計算するために利用される。第3と第4
に検出された2つの位相の電流は更に別の位相の電流値
を計算するために利用され、以下、残りの位相の電流も
同様である。
ましいと思われる実施例で説明してきたが、しかし本発
明は開示した実施例に限定されることを意図するもので
はない。例えば、別の位相の電流値を計算するために
は、任意の2つの隣接して検出された電流を利用するこ
とができる。即ち、別の位相の電流値を計算するために
第2と第3に検出された電流を利用することもでき、こ
のことは全く用例によって左右される。搬送波周期は一
般に極めて短いので、この様にして計算された電流値を
実用上の適正な値と見なすことができる。
を組み入れたマイクロプロセッサの代わりに電子回路に
よっても実施可能である。当業者は本発明に従ってこの
ような電子回路を容易に設計できるので、詳細に説明す
る必要はないであろう。更に、本発明に従って設計され
た電子回路はASICあるいはハイブリッドICとして
構成することができ、そのコストは周知の様に極めて安
価にできる。この様に本発明は、むしろ前記した特許請
求の範囲と趣旨とに含まれる種々の変更と同類の構成を
含むことを意図するものであり、特許請求の範囲は前記
の変更及び同類の構造の全てを包含する様に広く解釈さ
れるべきものである。
ACに変換する変換器のための電流検出方法は3対のト
ランジスタのゲート状態の切換えを制御する段階と、前
記3対のトランジスタによる2つの相異なるゲート状態
で、相異なる位相の2つの電流値を前記直流電流検出器
によってそれぞれ検出する段階と、検出された異なる位
相の電流値を用いて別の位相の電流値を検出する段階と
から構成されることにより、3相交流のそれぞれの電流
値を検出するために単一のDC電流検出器のみを使用
し、これらの電流値を計算して求めるので、変換器のシ
ステム構造は大幅に簡略化され、その結果コストが大幅
に低減される。
を使用する回路の概略図である。
ある。
する回路の概略図である。
ある。
図である。
ある。
ある。
ドライバ 12 制御装置 32
検出装置 36 直流電流検出器 62
制御する段階 64ないし76 検出する段階 60,78,
80 算出する段階 Q1 ないしQ6 トランジスタ E
直流電源 T,S,R 3相交流 Idc
直流電流 IR,IS,IT 3相交流電流 ΔT
搬送波周期 ΔT1ないしΔT9 区間
Claims (4)
- 【請求項1】 変換器への直流電流を検出する直流電流
検出器と、変換器からの3相交流電流を制御する3対の
トランジスタとを備えた直流を3相交流に変換する変換
器用の電流検出方法において、 (a)前記3対のトランジスタによるゲート状態の切換え
を制御する段階と、 (b)前記3対のトランジスタによる2つの相異なるゲー
ト状態で、相異なる位相の2つの電流値を前記直流電流
検出器によってそれぞれ検出する段階と、 (c)前記の検出された相異なる位相の2つの電流値を用
いて残りの位相の電流値を算出する段階とからなること
を特徴とする電流検出方法。 - 【請求項2】 前記制御する段階(a)が前記3対のトラ
ンジスタによるゲート状態の切換えを制御するために、
2つのレベルのパルス幅変調制御方法を使用することを
特徴とする請求項1に記載の電流検出方法。 - 【請求項3】 前記制御する段階(a)が、各々の搬送波
周期が3つの区間を有する複数の搬送波周期を含む2つ
のレベルのパルス幅変調制御信号を生成する段階と、 各々の搬送波周期における一つの区間で前記3対のトラ
ンジスタを非導通状態に制御する段階と、 各々の搬送波周期における他の2つの区間で前記3対の
トランジスタを2つの相異なるゲート状態にそれぞれ制
御する段階とを含むことを特徴とする請求項2に記載の
電流検出方法。 - 【請求項4】 前記検出する段階(b)が各々の搬送波周
期における前記他の2つの区間で、前記直流電流検出器
によって相異なる位相の前記2つの電流値をそれぞれ検
出する段階を含むことを特徴とする請求項3に記載の電
流検出方法。
Priority Applications (1)
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JP4277625A JP2563226B2 (ja) | 1992-10-16 | 1992-10-16 | 変換器用の電流検出方法 |
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