JPWO2008026249A1 - 交流電動機のベクトル制御装置 - Google Patents
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Abstract
Description
なお、非特許文献1は、すべり周波数制御を適用した電動機制御系への適用例であり、非特許文献2は、ベクトル制御を適用した電動機制御系への適用例である。
ところが、非特許文献1に示されているように、LCフィルタ回路の電気振動を効果的に抑制し安定化が可能な最適ゲイン範囲は極めて狭く、調整が容易ではない。非特許文献1では、制御系を周波数領域で解析し、最適なゲイン設定を算出することが試みられているが、その算出過程は簡単ではなく、また依然として算出されたゲインを、制御系へ設定する作業が必要である。また、非特許文献1に示されているように、算出過程の式で電動機の定数が使用されているため、インバータに接続される電動機の種類が変われば、それに対応するゲインを再度算出して設定せねばならない。
このように、従来のダンピング制御部のゲイン設定には非常に手間が掛かっていた。
前記交流電動機を電流指令、あるいはトルク指令に応じてベクトル制御を行うベクトル制御部と、前記コンデンサ電圧の変動を抑制するダンピング操作量を算出するダンピング制御部とを備え、前記ダンピング制御部は、前記コンデンサ電圧の変動割合を算出し、その変動割合に応じた前記ダンピング操作量により前記ベクトル制御部の前記電流指令、あるいは前記トルク指令を操作し、前記コンデンサ電圧の変動に対して変動を抑える方向に前記インバータを流れる電流が変化するように前記インバータを制御するものである。
2:リアクトル
3:コンデンサ
4:インバータ
5a〜5c:電流検出器
6:交流電動機
7:速度検出器
8:q軸電流指令生成部
9:d軸電流指令生成部
10、11:減算器
12:q軸電流制御器
13:d軸電流制御器
14:電圧非干渉演算部
17、18:加算器
19:すべり周波数指令生成部
20:加算器
21:積分器
22:dq軸−三相座標変換器
23:三相−dq軸座標変換器
24:掛算器
30:ベクトル制御部
40:ダンピング制御部
41:ハイパスフィルタ
42:ローパスフィルタ
43:ローパスフィルタ
44:加算器
45:割算器
46:減算器
47:スイッチ
48:二乗演算器
49:リミッタ
50:ベクトル制御装置
60:抵抗
図1は、本発明の実施の形態1における交流電動機のベクトル制御装置の構成を示すブロック図である。
図1に示すように、主回路は直流電源1、高調波電流が電源側に流出するのを抑制するために、リアクトル2とコンデンサ3からなるLCフィルタ回路を有しており、前記コンデンサ3の両端電圧(コンデンサ電圧)Efcを、任意の周波数の交流電圧に変換するインバータ4により交流に変換し、交流電動機6をベクトル制御するベクトル制御装置50を有している。
ベクトル制御装置50は、ベクトル制御部30とダンピング制御部40から構成され、交流電動機6の回転速度を検出する速度検出器7からの信号ωr、電動機電流を検出する電流検出器5a〜5cからの信号Iu、 Iv、 Iw、コンデンサ3の電圧Efcが入力される。
なお、電流検出器は最低2相に設けてあれば、のこり1相は演算して算出できるので、そのように構成してもよい。
また、速度検出器7を設けずに、交流電動機6の回転速度を演算して算出する速度センサレスベクトル制御方式も実用化されており、その場合は速度検出器7は不要となる。
さらに、交流電動機6としては、以下では誘導電動機を使用した構成例で説明するが、本発明で開示するダンピング制御部40は、交流電動機6として同期電動機を使用した場合にも有用である。
ベクトル制御部30は、交流電動機6の二次磁束軸に一致した軸をd軸とし、前記d軸に直交する軸をq軸と定義されたdq軸回転座標系上で交流電動機の制御を行う、所謂ベクトル制御を行うものである。
ベクトル制御部30には、上位の制御部(図示しない)で生成されるトルク基本指令Tm0*、二次磁束指令Φ2*、電流検出器5a〜5cにより検出されたU相電流Iu、V相電流Iv、W相電流Iwが入力される構成とし、交流電動機6が発生するトルクTmが、トルク基本指令Tm0*から生成されるトルク指令Tm*(生成方法は以下に説明する)と一致するように制御される。
q軸電流指令生成部8、d軸電流指令生成部9では、外部の制御部(図示せず)より入力されるトルク基本指令Tm0*にダンピング操作量DAMPCN(後述する)を積算したトルク指令Tm*と、二次磁束指令Φ2*と、交流電動機6の回路定数とから、次式(1)および(2)にて、d軸(励磁分)電流指令Id*、q軸(トルク分)電流指令Iq*を演算する。
ただし、式(1)および(2)において、L2は電動機の二次自己インダクタンスであり、L2=M+l2で表現される。Mは相互インダクタンス、l2は二次漏れインダクタンス、sは微分演算子、PPは交流電動機6の極対数、R2は交流電動機6の二次抵抗を示す。
Iq*=(Tm*/(Φ2*・PP))・(L2/M)・・・・・(1)
Id*=Φ2*/M+L2/(M・R2)・sΦ2*・・・・・・(2)
ωs*=(Iq*/Id*)・(R2/L2)・・・・・(3)
減算器11はd軸電流指令Id*とd軸電流Idの差をとり、結果を次段のd軸電流制御器13に入力する。d軸電流制御器13は、入力された値を比例積分増幅し、d軸電圧補償値deを出力する。
q軸電流誤差qe、d軸電流誤差deは、次式(5)、(6)で表現される。
なお、下式において、sは微分演算子、K1;比例ゲイン、K2;積分ゲインである。
qe=(K1+K2/s)・(Iq*−Iq)・・・・・(5)
de=(K1+K2/s)・(Id*−Id)・・・・・(6)
ただし、式(7)および式(8)において、σはσ=1−M2/(L1・L2)で定義される漏れ係数である。また、L1は電動機の一次自己インダクタンスであり、L1=M+l1で計算される。L2は二次自己インダクタンスであり、L2=M+l2で計算される。(l1は一次漏れインダクタンス、l2は二次漏れインダクタンス)
Ed*=−ω・L1・σ・Iq*+(M/L2)・sΦ2*・・・・・(7)
Eq*=ω・L1・σ・Id*+(ω・M・Φ2*)/L2・・・・・(8)
q軸電圧指令Vq*、d軸電圧指令Vd*は、次式(9)、(10)で表現される。
Vq*=Eq*+qe・・・・・(9)
Vd*=Ed*+de・・・・・(10)
なお、この制御動作は、基本的には公知のベクトル制御と同様であるので詳細な動作説明は割愛する。
図1に示すダンピング制御部40の具体的説明をする前に、LCフィルタ回路に電気振動が発生する原因と、本発明の実施の形態1に示すダンピング制御部の構成の根拠となるLCフィルタ回路の電気振動抑制原理を簡単に説明する。
図2は、直流電源1に接続されたLCフィルタに、定電力制御されたインバータ4が接続された回路を示す図である。図2は、図1に示すシステムを簡単化して表現したものである。
図2に示すとおり、直流電源1にリアクトル2、コンデンサ3で構成したLCフィルタ回路が接続され、コンデンサ3に交流電動機6を駆動制御するインバータ4が接続されている構成である。リアクトル2は、インダクタンス分Lと、抵抗分Rとからなる。コンデンサ3の静電容量はCである。
なお、インバータ4は、コンデンサ電圧Efcが変動しても交流電動機6の出力が一定に維持されるように、つまりコンデンサ電圧Efcの変動に対して定電力特性となるように制御される構成である。つまり、Efcが変動しても、インバータ4の入力電力Pinvは変化しないように制御される。
負抵抗特性とは、コンデンサ電圧Efcが上昇すればインバータ入力電流Idcが減少し、コンデンサ電圧Efcが増加すれば、インバータ入力電流Idcが減少する特性のことであり、通常の抵抗(正抵抗)とは電圧の変化に対する電流の変化が逆となる特性である。なお、通常の抵抗(正抵抗)は、電圧が上昇すれば電流が増加し、電圧が減少すれば、電流は減少することは常識として知られている。
以上のとおり、図2に示すシステムの直流部は負抵抗特性を示し、コンデンサ電圧Efcが上昇すればするほどインバータ入力電流Idcが減少するので、コンデンサ電圧Efcの増加を助長する動作となり、逆にコンデンサ電圧Efcが減少するほどインバータ入力電流Idcが増加するので、コンデンサ電圧Efcの減少を助長する動作となる。このため、コンデンサ電圧Efcの変動に対して制動が効かず、LCフィルタ回路の電気振動は拡大してゆき、コンデンサ電圧EfcはLCフィルタの共振周波数付近で持続振動する。以上が定性説明である。
まず、図2のシステムから、直流電圧Esからコンデンサ電圧Efcまでの伝達関数を求める。
インバータ4は、上述したとおり、その出力が一定となるように制御される。この場合、インバータの入力電力Pinvとコンデンサ電圧Efc、インバータ入力電流Idcの関係式は次式(11)となる。
図3に示す伝達関数ブロック図から、直流電圧Esからコンデンサ電圧Efcまでの閉ループ伝達関数G(s)は次式(13)となる。
式(16)は有用な情報を含まないのでここでは無視する。式(15)は、書き直すと次式(17)となる。
例として電気車駆動用インバータシステムにおける一般的な数値であるL=12mH、C=6600μF、Pinv=1000KW、Efc0=1500Vの条件を式(17)に代入すると、系を安定化できるRの値は、R>0.8(Ω)となる。
しかしながら通常、直流側に存在する抵抗成分は数十mΩ程度と微小であり、式(17)を満たすのは困難であり、システムは不安定となりLCフィルタ回路は振動を発生する。
つまり、図2に示す回路に、式(17)を満足する抵抗を付加するか、あるいは制御的に安定化を図らない限り、コンデンサ電圧Efcは振動し発散してしまうことが理解できる。
実際には、抵抗を付加することは、装置を大型化し、損失の増大を招くので、制御的に安定化を図る方法が必要となり、その具体的な従来例は、非特許文献1、非特許文献2に示されているとおりである。
図4は、直流電源1に接続されたLCフィルタに、抵抗60で構成された負荷が接続された回路を示す図である。図2に示した回路と比較して、インバータ4と交流電動機6が、抵抗60で置き換えられた回路である。なお、抵抗60の抵抗値をR0とする。
図4に示すシステムの伝達関数ブロック図は図5のとおりとなる。
図5より、直流電源1の電圧Esからコンデンサ電圧Efcまでの閉ループ伝達関数Gp(s)は次式(18)となる。
図4の回路において、コンデンサ電圧Efcのもと、抵抗60に電流Idcが流れていたとすると、抵抗60での電力PRは次式(20)となる。
PR=Efc・Idc・・・(20)
コンデンサ電圧Efcが変動し、当初のn倍になった場合、抵抗60に流れる電流Idcも同様にn倍となるため、このときの抵抗60での電力PRnは次式(21)となる。
PRn=n・Efc・n・Idc=n2・Efc・Idc=n2・PR・・・(21)
即ち、抵抗60での電力PRnは、コンデンサ電圧Efcの変化割合の二乗に比例することが分かる。
このことから、式(21)の関係が成立するようにインバータ4を制御することで、インバータ4をコンデンサ電圧Efcの変動に対して正抵抗特性となるように動作させることができる。
Pinv=FM・Tm・・・(22)
インバータ4をコンデンサ電圧Efcの変動に対して正抵抗特性となるように動作させるためには、コンデンサ電圧Efcがn倍になった場合の電力Pinvnが、式(21)と同様に、次式(23)の関係となれば良い。
Pinvn=n2・Pinv=n2・FM・Tm・・・(23)
ここで、交流電動機6の回転周波数FMは、電気車の速度に応じて変化する値である。一方、ダンピング制御部40が扱うLCフィルタ回路の共振周波数は10Hz〜20Hzであり、周期に換算すると50ms〜100msの時間である。以上から、LCフィルタ回路の振動周期は、電気車の速度変化に対して十分に短時間とみなせるので、ダンピング制御部40の構成を考える上では、交流電動機6の回転周波数FMは一定であると仮定しても構わない。
従って、コンデンサ電圧Efcがn倍になった場合に、交流電動機6のトルクTmをn2倍するよう制御を掛ければ、インバータ入力電力Pinvをコンデンサ電圧Efcの変化割合の二乗に比例させて変化させられる。
即ち、コンデンサ電圧Efcの変動割合を二乗した値を、トルク指令Tm*に積算する構成とすればよい。
このようにすれば、コンデンサ電圧Efcの変動分に対して、インバータ4は正抵抗特性を有し、LCフィルタ回路の電気振動を抑制して安定化できる。
図6は、本発明の実施の形態1におけるダンピング制御部40内部の信号の関係を説明する図である。
ダンピング制御部40には、コンデンサ3の電圧Efcを入力し、2系統に分岐する。
一方は、ハイパスフィルタ(以下HPF)41、ローパスフィルタ(以下LPF)43により不要な高周波成分、不要な低周波成分がカットされ、LCフィルタ回路の共振周波数付近のみが抽出された振動成分Efcaを算出する。例えば、図6(a)に示すように、コンデンサ電圧Efcが1500Vを中心として1650V〜1350Vまで振動している場合、Efcaは図6(b)のように+150V〜−150Vの範囲でコンデンサ電圧Efcの振動成分と同位相で変動する信号となる。
他方は、LPF42により直流成分のみを抽出し、直流成分Efcdとする。
HPF41、LPF42、LPF43は、一次遅れ要素から構成した一次フィルタであり、その構成は公知であるので説明を割愛する。もちろん、二次以上のフィルタでもよいが、フィルタの構成が複雑化する。
LPF43を必要とする理由は、コンデンサ電圧Efcに含まれる、制御系への外乱となる高周波成分を除去するためである。しかしながら、除去したい高周波成分の下限が数百Hzであり、ダンピング制御の対象である、LCフィルタの共振周波数帯域(通常10〜20Hz程度)に近接しているため、LPF43のみを用いて高周波成分の除去をすると、振動成分Efcaに含まれるLCフィルタの共振周波数成分にまで影響し、位相遅れを生じさせることになり好ましくない。
そこで、HPF41を直列に追加してLPF43と組み合わせてフィルタを構成することで、LPF43を単独使用した場合と同様な高周波成分除去特性を確保しながら、振動成分Efcaに含まれるLCフィルタの共振周波数成分の位相遅れを改善することが可能となる。なお、HPF41、LPF43の特性については、ゲインが1となる周波数をLCフィルタの振動周波数(10Hz〜20Hz)に合わせるのが望ましい。
更に、割算器45でフィルタ後コンデンサ電圧Efcadを直流成分Efcdで割ることにより、コンデンサ電圧Efcの変動割合Efcfpを算出する。
そして、交流電動機6が力行運転時はEfcfpをそのまま二乗演算器48に入力する。
なお、交流電動機6が回生運転時は減算器46により2からコンデンサ電圧Efcの変動割合Efcfpを引いた回生運転用反転信号Efcfnをスイッチ47で選択し、二乗演算器48に入力する。これは交流電動機6の回生運転時は、電力の向きが交流電動機6の力行時と逆となるため、コンデンサ電圧Efcが増加すれば回生電力を減少させ、コンデンサ電圧Efcが減少すれば、回生電力を増加させる方向の操作が必要なためであり、回生運転用反転信号Efcfnはコンデンサ電圧Efcの変動割合Efcfpの位相を反転した信号となる(図6(d))。
二乗演算器48は、コンデンサ電圧Efcの変動割合Efcfpあるいは回生運転用反転信号Efcfnを二乗し、リミッタ49に入力する。
リミッタ49では、必要に応じて上限、下限を任意の値に制限した後、ダンピング操作量DAMPCNとしてベクトル制御部30に出力する(図6(e))。リミッタ49では、例えばダンピング制御に伴う、交流電動機6のトルクTmの過渡変動量を制限したい場合に設定する。
最後にベクトル制御部30にて、ダンピング操作量DAMPCNがトルク基本指令Tm0*に積算され、その結果であるトルク指令Tm*によりベクトル制御が実施される。
このように生成したトルク指令Tm*でベクトル制御することで、インバータ4をコンデンサ電圧Efcの変動に対して正抵抗特性となるように動作させて、コンデンサ電圧Efcの振動を抑制し、交流電動機6の安定な運転が可能となる。
図7は、図1に示した構成において、トルク基本指令Tm0*を500N・m程度に設定して交流電動機6を運転中に、直流電源1の電圧Esを800Vから1000Vの間を周期500msステップ変化させた場合の波形を示す。
図7に示すように、本発明のダンピング制御を実施しない場合(図7の右側の波形)では、直流電源1の電圧Esのステップ変化毎にコンデンサ電圧Efcに大きな振動が発生しているが、本発明のダンピング制御を実施した場合(図7の左側の波形)では、直流電流1の電圧Esのステップ変化に係わらず、コンデンサ電圧Efcにはほとんど振動が発生していないことがわかる。
図7より、本発明のダンピング制御は、コンデンサ電圧Efcの振動を効果的に抑制できていることが確認できる。
以上の説明では、交流電動機6として誘導電動機を用いた場合を例として説明したが、同記電動機やその他の交流電動機を用いた場合のベクトル制御部に対しても以上に説明したダンピング制御部の構成やダンピング操作量の算出方法を適用することができる。
コンデンサ電圧の変動に対する電力変換装置を流れる電流の変動分ΔIdc=DAMPCN/nは、Δnの2次以上の項を無視すると、以下のようになる。力行時は、ΔIdc=(1+K・Δn)2/(1+Δn)≒1+(2・K−1)・Δnである。よって、K>0.5であれば、力行時にコンデンサ電圧が増加するとインバータを流れる電流が増加し、コンデンサ電圧が減少するとインバータを流れる電流が減少することになる。つまり、コンデンサ電圧の変動に対して変動を抑える方向にインバータを流れる電流が変化するようにインバータを制御でき、LCフィルタ回路の電気振動が不安定になることは無い。
なお、Kが大きいほどダンピングの効果が大きいが、コンデンサ電圧が急激に変動した場合にトルクの変動が大きくなる。
ダンピング操作量DAMPCNの計算式は、Δnの2次式でなくてもよく、1次式や3次式以上の式、Δnの多項式を分母および分子に持つ分数式などでもよい。微小変動に対する線形近似式において、力行運転時の計算式ではΔnの係数が1より大きく、回生運転時の計算式ではΔnの係数が0より小さければ、どのような計算式でもよい。
前記交流電動機を電流指令、あるいはトルク指令に応じてベクトル制御を行うベクトル制御部と、前記コンデンサ電圧の変動を抑制するダンピング操作量を算出するダンピング制御部とを備え、前記ダンピング制御部は、前記コンデンサ電圧の変動割合の二乗値を含む前記ダンピング操作量により前記ベクトル制御部の前記電流指令、あるいは前記トルク指令を操作し、前記コンデンサ電圧の変動に対して変動を抑える方向に前記インバータを流れる電流が変化するように前記インバータを制御するものである。
前記交流電動機を電流指令、あるいはトルク指令に応じてベクトル制御を行うベクトル制御部と、前記コンデンサ電圧の変動を抑制するダンピング操作量を算出し、算出した前記ダンピング操作量により前記ベクトル制御部の前記電流指令、あるいは前記トルク指令を操作し、前記コンデンサ電圧の変動に対して変動を抑える方向に前記インバータを流れる電流が変化するように前記インバータを制御するダンピング制御部とを備え、前記ダンピング制御部は、前記交流電動機の力行運転時には、前記コンデンサ電圧の変動割合を二乗して得た信号の値をダンピング操作量とし、前記交流電動機の回生運転時には、前記コンデンサ電圧の変動割合の位相を反転した信号を二乗して得た信号をダンピング操作量とするものである。
Claims (7)
- 直流電源側にリアクトルとコンデンサからなるLCフィルタ回路を有し、前記コンデンサの両端電圧(コンデンサ電圧)を任意の周波数の交流電圧に変換するインバータを介して交流電動機をベクトル制御する交流電動機のベクトル制御装置において、
前記交流電動機を電流指令、あるいはトルク指令に応じてベクトル制御を行うベクトル制御部と、
前記コンデンサ電圧の変動を抑制するダンピング操作量を算出するダンピング制御部とを備え、
前記ダンピング制御部は、前記コンデンサ電圧の変動割合を算出し、その変動割合に応じた前記ダンピング操作量により前記ベクトル制御部の前記電流指令、あるいは前記トルク指令を操作し、前記コンデンサ電圧の変動に対して変動を抑える方向に前記インバータを流れる電流が変化するように前記インバータを制御する
ことを特徴とする交流電動機のベクトル制御装置。 - 前記ダンピング制御部は、入力された前記コンデンサ電圧を、前記コンデンサ電圧に含まれる直流成分で割ることにより、前記コンデンサ電圧の変動割合を算出することを特徴とする請求項1記載の交流電動機のベクトル制御装置。
- 前記ダンピング制御部は、前記コンデンサ電圧に含まれる不要な高周波成分をカットした信号と、前記コンデンサ電圧に含まれる直流成分とを加算した信号を、前記コンデンサ電圧に含まれる直流成分で割ることにより、前記コンデンサ電圧の変動割合を算出することを特徴とする請求項1記載の交流電動機のベクトル制御装置。
- 前記ダンピング制御部は、前記コンデンサ電圧の変動割合を二乗して前記ダンピング操作量を算出することを特徴とする請求項1記載の交流電動機のベクトル制御装置。
- 前記ダンピング制御部は、前記交流電動機の力行運転時には、前記コンデンサ電圧の変動割合を二乗して得た信号の値をダンピング操作量とし、
前記交流電動機の回生運転時には、前記コンデンサ電圧の変動割合を二乗して得た信号の位相を反転した信号の値をダンピング操作量とすることを特徴とする請求項1記載の交流電動機のベクトル制御装置。 - 前記ダンピング制御部は、前記ダンピング操作量の上下限をリミッタで制限することを特徴とする請求項1記載の交流電動機のベクトル制御装置。
- 前記交流電動機は、電気車駆動用の交流電動機であることを特徴とする請求項1記載の交流電動機のベクトル制御装置
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