KR20090014378A

KR20090014378A - 교류 전동기의 벡터 제어 장치

Info

Publication number: KR20090014378A
Application number: KR1020087030181A
Authority: KR
Inventors: 히데토시 기타나카
Original assignee: 미쓰비시덴키 가부시키가이샤
Priority date: 2006-08-29
Filing date: 2006-08-29
Publication date: 2009-02-10
Also published as: JP4065901B1; EP2058940A1; CN101507100B; CA2660601A1; CA2660601C; CN101507100A; US8106620B2; US20100237821A1; ES2462367T3; EP2058940B1; JPWO2008026249A1; KR101004182B1; EP2058940A4; WO2008026249A1

Abstract

최적의 댐핑 조작량이 자동 산출되어, 게인의 설정 자체가 불필요하게 되는 댐핑 제어부를 얻고, 이에 의해 제어계의 조정 작업을 간략화할 수 있는 교류 전동기의 벡터 제어 장치를 제공한다. 교류 전동기(6)를 전류 지령, 또는 토크 지령에 따라 벡터 제어를 행하는 벡터 제어부(30)와, 컨덴서 전압 Efc의 변동을 억제하는 댐핑 조작량을 산출하는 댐핑 제어부(40)를 구비하고, 댐핑 제어부(40)는 컨덴서 전압 Efc의 변동 비율을 산출하고, 그 변동 비율에 따른 댐핑 조작량에 의해 벡터 제어부(30)의 전류 지령, 또는 토크 지령을 조작하여, 컨덴서 전압 Efc의 변동에 대해 변동을 억제하는 방향으로 인버터(4)를 흐르는 전류가 변화하도록 인버터(4)를 제어한다.

Description

교류 전동기의 벡터 제어 장치{AC MOTOR VECTOR CONTROL APPARATUS}

본 발명은 교류 전동기를 벡터 제어하는 교류 전동기의 벡터 제어 장치에 관한 것이다.

교류 전동기를 인버터를 사용하여 벡터 제어하는 기술은 산업계에서 널리 사용되고 있다. 전기 철도에 있어서도, 종래부터 널리 사용되고 있는 기술이지만, 직류 급전의 전기 철도에 상기 시스템을 적용하는 경우, 인버터의 직류측에 배치되는 고조파 흡수용의 리액터와 컨덴서로 이루어진 LC 필터 회로에 전기 진동이 발생하여, 컨덴서의 양단 전압(컨덴서 전압)이 진동하여 전동기의 제어가 불안정화하는 것이 알려져 있고, 이것을 억제하기 위한 댐핑(damping) 제어 방법이 비특허 문헌 1, 비특허 문헌 2에 개시되어 있다.

비특허 문헌 1: 기무라 아키라(木村彰) 외 저 「유도 전동기 구동 전기차 제어계의 안정화에 관한 고찰」, 전기학회 논문지 D, 110권 3호, 평성 2년, 제291 ~ 300페이지

비특허 문헌 2: 곤도 케이이치로(近藤圭一郞) 외 저 「철도 차량 구동시의 IM 속도 센서리스 제어계의 자속에 관한 고찰」, 전기학회 반도체 전력 변환 연구회 자료, SPC03-100, 2003년, 제69 ~ 74페이지

비특허 문헌 1, 비특허 문헌 2 모두 컨덴서의 전압을 검출하여, 밴드 패스 필터(이하 BPF)에 의해 진동 성분을 추출하여 위상을 조정하고, 게인을 가하여 얻은 댐핑 조작량을, 슬립 주파수 지령(비특허 문헌 1), 또는 토크 지령(비특허 문헌 2)에 가산하는 구성의 댐핑 제어부를 부가하여 LC 필터 회로의 전기 진동을 억제하는 구성으로 하고 있다.

또한, 비특허 문헌 1은 슬립 주파수 제어를 적용한 전동기 제어계로의 적용예이고, 비특허 문헌 2는 벡터 제어를 적용한 전동기 제어계로의 적용예이다.

상기 종래의 댐핑 제어부는 BPF와 게인으로 이루어진 제어계로 구성되어 있다. BPF의 설정에 관해서는 리액터와 컨덴서의 공진 주파수 성분을 위상 지연없이 검출할 수 있도록, 그 정수를 설정하면 되지만, 게인의 설정에 관해서는 게인이 최적값보다 지나치게 낮으면 전기 진동의 억제 효과가 불충분하게 되고, 지나치게 높으면 상기 공진 주파수보다 높은 주파수의 전기 진동이 계속 발생하게 되기 때문에, 그 중간의 최적인 게인 설정으로 해야 한다.

그러나 비특허 문헌 1에 나타나 있는 바와 같이, LC 필터 회로의 전기 진동을 효과적으로 억제하여 안정화가 가능한 최적 게인 범위는 매우 좁으며, 조정이 용이하지 않다. 비특허 문헌 1에서는 제어계를 주파수 영역에서 해석하고, 최적의 게인 설정을 산출하는 것이 시도되고 있으나, 그 산출 과정은 간단하지 않으며, 또 여전히 산출된 게인을 제어계로 설정하는 작업이 필요하다. 또, 비특허 문헌 1에 나타나 있는 바와 같이, 산출 과정의 식에서 전동기의 정수가 사용되고 있기 때문에, 인버터에 접속되는 전동기의 종류가 바뀌면, 그에 대응하는 게인을 재차 산출 하여 설정해야 한다. 이와 같이, 종래의 댐핑 제어부의 게인 설정에는 상당히 시간이 걸렸다.

본 발명은 상기 문제를 해결하기 위해서 이루어진 것이고, LC 필터 회로의 전기 진동을 억제하기 위한 제어계의 조정 작업을 간략화할 수 있는 교류 전동기의 벡터 제어 장치를 제공하는 것을 목적으로 하는 것이다.

본 발명은, 직류 전원측에 리액터와 컨덴서로 이루어진 LC 필터 회로를 갖고, 상기 컨덴서의 양단 전압(컨덴서 전압)을 임의 주파수의 교류 전압으로 변환하는 인버터를 통하여 교류 전동기를 벡터 제어하는 교류 전동기의 벡터 제어 장치에 있어서, 상기 교류 전동기를 전류 지령, 또는 토크 지령에 따라 벡터 제어를 행하는 벡터 제어부와; 상기 컨덴서 전압의 변동을 억제하는 댐핑 조작량을 산출하는 댐핑 제어부를 구비하고, 상기 댐핑 제어부는 상기 컨덴서 전압의 변동 비율을 산출하고, 그 변동 비율에 따른 상기 댐핑 조작량에 의해 상기 벡터 제어부의 상기 전류 지령, 또는 상기 토크 지령을 조작하여, 상기 컨덴서 전압의 변동에 대해 변동을 억제하는 방향으로 상기 인버터를 흐르는 전류가 변화하도록 상기 인버터를 제어하는 것이다.

본 발명에 관계된 교류 전동기의 벡터 제어 장치에 의하면, LC 필터 회로의 전기 진동을 억제하기 위한 제어계의 조정 작업을 간략화할 수 있다.

도 1은 본 발명의 실시 형태 1에 있어서 교류 전동기의 벡터 제어 장치의 구 성을 나타내는 블록도이다.

도 2는 직류 전원에 접속된 LC 필터에 정전력 제어된 인버터가 접속된 회로를 나타내는 설명도이다.

도 3은 도 2의 시스템의 전달 함수 블록을 나타내는 도면이다.

도 4는 직류 전원에 접속된 LC 필터에 저항으로 구성된 부하가 접속된 회로를 나타내는 설명도이다.

도 5는 도 4의 시스템의 전달 함수 블록을 나타내는 도면이다.

도 6은 본 발명의 실시 형태 1에 있어서 댐핑 제어부 각부 신호의 관계를 설명하는 도면이다.

도 7은 본 발명의 실시 형태 1에 있어서 교류 전동기의 벡터 제어 장치의 동작 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면이다.

부호의 설명

1: 직류 전원

2: 리액터

3: 컨덴서

4: 인버터

5a ~ 5c: 전류 검출기

6: 교류 전동기

7: 속도 검출기

8: q축 전류 지령 생성부

9: d축 전류 지령 생성부

10, 11: 감산기

12: q축 전류 제어기

13: d축 전류 제어기

14: 전압 비간섭 연산부

17, 18: 가산기

19: 슬립 주파수 지령 생성부

20: 가산기

21: 적분기

22: dq축-3상 좌표 변환기

23: 3상-dq축 좌표 변환기

24: 곱셈기

30: 벡터 제어부

40: 댐핑 제어부

41: 하이패스 필터

42: 로우패스 필터

43: 로우패스 필터

44: 가산기

45: 나눗셈기

46: 감산기

47: 스위치

48: 제곱 연산기

49: 리미터

50: 벡터 제어 장치

60: 저항

실시 형태 1.

도 1은 본 발명의 실시 형태 1에 있어서 교류 전동기의 벡터 제어 장치의 구성을 나타내는 블록도이다.

도 1에 나타내는 바와 같이, 메인 회로는 직류 전원(1), 고조파 전류가 전원측으로 유출하는 것을 억제하기 위해서, 리액터(2)와 컨덴서(3)로 이루어진 LC 필터 회로를 갖고 있고, 상기 컨덴서(3)의 양단 전압(컨덴서 전압) Efc를, 임의 주파수의 교류 전압으로 변환하는 인버터(4)에 의해 교류로 변환하여 교류 전동기(6)를 벡터 제어하는 벡터 제어 장치(50)를 갖고 있다.

벡터 제어 장치(50)는 벡터 제어부(30)와 댐핑 제어부(40)로 구성되고, 교류 전동기(6)의 회전 속도를 검출하는 속도 검출기(7)로부터의 신호 ωr, 전동기 전류를 검출하는 전류 검출기(5a ~ 5c)로부터의 신호 Iu, Iv, Iw, 컨덴서(3)의 전압 Efc가 입력된다.

또한, 전류 검출기는 최저 2상으로 마련하고 있으면, 나머지 1상은 연산하여 산출할 수 있으므로, 그와 같이 구성해도 된다.

또, 속도 검출기(7)를 마련하지 않고, 교류 전동기(6)의 회전 속도를 연산하여 산출하는 속도 센서리스 벡터 제어 방식도 실용화되어 있고, 이 경우 속도 검출기(7)는 불필요하게 된다.

또한, 교류 전동기(6)로서는 이하에서 유도 전압기를 사용한 구성예에서 설명하겠으나, 본 발명에서 개시하는 댐핑 제어부(40)는 교류 전동기(6)로서 동기 전동기를 사용한 경우에도 유용하다.

다음에, 벡터 제어부(30)의 구성을 설명한다.

벡터 제어부(30)는 교류 전동기(6)의 2차 자속축에 일치한 축을 d축으로 하고, 상기 d축에 직교하는 축을 q축이라고 정의된 dq축 회전 좌표계상에서 교류 전동기의 제어를 행하는, 소위 벡터 제어를 행하는 것이다.

벡터 제어부(30)에는 상위의 제어부(도시하지 않음)에서 생성되는 토크 기본 지령 Tm0*, 2차 자속 지령 φ2*, 전류 검출기(5a ~ 5c)에 의해 검출된 U상 전류 Iu, V상 전류 Iv, W상 전류 Iw가 입력되는 구성으로 하고, 교류 전동기(6)가 발생시키는 토크 Tm이, 토크 기본 지령 Tm0*로부터 생성되는 토크 지령 Tm*(생성 방법은 이하에 설명함)과 일치하도록 제어된다.

이어서, 벡터 제어부(30) 내부의 각 기능 블록의 구성을 설명한다.

q축 전류 지령 생성부(8), d축 전류 지령 생성부(9)에서는 외부의 제어부(도시하지 않음)로부터 입력되는 토크 기본 지령 Tm0*에 댐핑 조작량 DAMPCN(후술함)을 적산(積算)한 토크 지령 Tm*과, 2차 자속 지령 φ2*과, 교류 전동기(6)의 회로 정수로부터, 다음 식 (1) 및 (2)에서, d축(여자분) 전류 지령 Id*, q축(토크분) 전 류 지령 Iq*을 연산한다.

단, 식 (1) 및 (2)에 있어서, L2는 전동기의 2차 자기 인덕턴스이고, L2=M+l2로 표현된다. M은 상호 인덕턴스, l2는 2차 누설 인덕턴스, s는 미분 연산자, PP는 교류 전동기(6)의 극대수, R2는 교류 전동기(6)의 2차 저항을 나타낸다.

슬립 각주파수 지령 생성부(19)에서는 d축 전류 지령 Id*, q축 전류 지령 Iq*과 교류 전동기(6)의 회로 정수로부터, 다음 식 (3)에 의해, 교류 전동기(6)에게 부여하는 슬립 각주파수 지령 ωs*을 연산한다.

이 식 (3)에 의해 산출한 슬립 각주파수 지령 ωs*과, 교류 전동기(6)의 축단에 장착된 속도 검출기(7)의 출력인 회전 각주파수 ωr을, 가산기(20)로 더한 것을 인버터(4)가 출력하는 인버터 각주파수 ω로 하고, 이것을 적분기(21)로 적분한 결과를 좌표 변화의 위상각 θ로 하여, dq축-3상 좌표 변환기(22), 3상-dq축 좌표 변환기(23)에 입력한다.

3상-dq축 좌표 변환기(23)에서는 전류 검출기(5a ~ 5c)에 의해 검출된 U상 전류 Iu, V상 전류 Iv, W상 전류 Iw를, 다음 식 (4)에 의해 산출하는 dq 좌표상의 d축 전류 Id와 q축 전류 Iq로 변환한다.

[수 1]

감산기(10)는 q축 전류 지령 Iq*과 q축 전류 Iq의 차를 취하고, 결과를 다음 단의 q축 전류 제어기(12)에 입력한다. q축 전류 제어기(12)는 입력된 값을 비례 적분 제어하고, q축 전압 보상값 qe를 출력한다.

감산기(11)는 d축 전류 지령 Id*과 d축 전류 Id의 차를 취하고, 결과를 다음 단의 d축 전류 제어기(13)에 입력한다. d축 전류 제어기(13)는 입력된 값을 비례 적분 증폭하고, d축 전압 보상값 de를 출력한다.

q축 전류 오차 qe, d축 전류 오차 de는 다음 식 (5), (6)으로 표현된다.

또한, 다음 식에 있어서, s는 미분 연산자, K1;비례 게인, K2;적분 게인이다.

전압 비간섭 연산부(14)에서는 d축 전류 지령 Id*과, q축 전류 지령 Iq*과, 교류 전동기(6)의 회로 정수로부터, 다음 식 (7), (8)에 의해 d축 피드 포워드 전 압 Ed*, q축 피드 포워드 전압 Eq*을 연산한다.

단, 식 (7) 및 식 (8)에 있어서, σ는 σ=1-M²/(L1ㆍL2)로 정의되는 누설 계수이다. 또, L1은 전동기의 1차 자기 인덕턴스이고, L1=M+l1로 계산된다. L2는 2차 자기 인덕턴스이고, L2=M+l2로 계산된다. (l1은 1차 누설 인덕턴스, l2는 2차 누설 인덕턴스)

가산기(17, 18)에서는 q축 전압 보상값 qe와 q축 피드 포워드 전압 Eq*을 가산한 것을 q축 전압 지령 Vq*로 하고, d축 전압 보상값 de와 d축 피드 포워드 전압 Ed*을 가산한 것을 d축 전압 지령 Vd*로 하여, 각각 dq축-3상 좌표 변환기(22)에 입력하는 구성으로 하고 있다.

q축 전압 지령 Vq*, d축 전압 지령 Vd*는 다음 식 (9), (10)으로 표현된다.

마지막으로, dq축-3상 좌표 변환기(22)에 의해, q축 전압 지령 Vq*과 d축 전압 지령 Vd*로부터 3상의 전압 지령 Vu*, Vv*, Vw*을 생성하고, 인버터(2)를 제어한다.

이와 같이 하여, 벡터 제어부(6)는 토크 지령 Tm*과 2차 자속 지령 φ2*로부터 산출한 q축 전류 지령 Iq*, d축 전류 지령 Id*에, 실제 교류 전동기(6)의 전류인 q축 전류 Iq, d축 전류 Id가 일치하도록 전류 피드백 제어를 부가한 벡터 제어를 실시하고, 교류 전동기(6)는 토크 지령 Tm*과 일치하는 토크 Tm을 출력하여 회전한다.

또한, 이 제어 동작은 기본적으로는 공지된 벡터 제어와 동양(同樣)이므로, 상세한 동작 설명은 생략한다.

다음에, 본 발명의 주요부인 댐핑 제어부(40)의 구성을 설명한다.

도 1에 나타내는 댐핑 제어부(40)의 구체적 설명을 하기 전에, LC 필터 회로에 전기 진동이 발생하는 원인과, 본 발명의 실시 형태 1에 나타내는 댐핑 제어부의 구성의 근거가 되는 LC 필터 회로의 전기 진동 억제 원리를 간단하게 설명한다.

도 2는 직류 전원(1)에 접속된 LC 필터에, 정전력 제어된 인버터(4)가 접속된 회로를 나타내는 도면이다. 도 2는 도 1에 나타내는 시스템을 간단화하여 표현한 것이다.

도 2에 나타내는 바와 같이, 직류 전원(1)에 리액터(2), 컨덴서(3)로 구성한 LC 필터 회로가 접속되고, 컨덴서(3)에 교류 전동기(6)를 구동 제어하는 인버터(4)가 접속되어 있는 구성이다. 리액터(2)는 인덕턴스분 L과 저항분 R로 이루어진다. 컨덴서(3)의 정전 용량은 C이다.

또한, 인버터(4)는 컨덴서 전압 Efc가 변동해도 교류 전동기(6)의 출력이 일정하게 유지되도록, 즉 컨덴서 전압 Efc의 변동에 대해 정전력 특성이 되도록 제어 되는 구성이다. 즉, Efc가 변동해도 인버터(4)의 입력 전력 Pinv는 변화하지 않도록 제어된다.

이와 같이 구성된 도 2의 시스템에 있어서, 직류 전원(1)측으로부터 본 인버터(4)는 부저항 특성이 된다.

부저항 특성이란, 컨덴서 전압 Efc가 상승하면 인버터 입력 전류 Idc가 감소하고, 컨덴서 전압 Efc가 증가하면 인버터 입력 전류 Idc가 감소하는 특성을 말하고, 통상의 저항(정저항)이란 전압의 변화에 대한 전류의 변화가 반대로 되는 특성이다. 또한, 통상의 저항(정저항)은 전압이 상승하면 전류가 증가하고, 전압이 감소하면 전류는 감소하는 것은 상식으로 알려져 있다.

이상과 같이, 도 2에 나타내는 시스템의 직류부는 부저항 특성을 나타내며, 컨덴서 전압 Efc가 상승할수록 인버터 입력 전류 Idc가 감소하므로, 컨덴서 전압 Efc의 증가를 조장하는 동작으로 되고, 반대로 컨덴서 전압 Efc가 감소할수록 인버터 입력 전류 Idc가 증가하므로, 컨덴서 전압 Efc의 감소를 조장하는 동작으로 된다. 이렇기 때문에, 컨덴서 전압 Efc의 변동에 대해 제동이 효과가 없어 LC 필터 회로의 전기 진동은 확대해 가고, 컨덴서 전압 Efc는 LC 필터의 공진 주파수 부근에서 지속적으로 진동한다. 이상이 정성(定性) 설명이다.

이어서, 도 2의 시스템의 전달 함수를 구하고, 이것을 평가하는 것에 의해, 이상 설명한 현상을 정량 설명한다.

우선 도 2의 시스템으로부터, 직류 전압 Es로부터 컨덴서 전압 Efc까지의 전달 함수를 구한다.

인버터(4)는, 상술한 바와 같이, 그 출력이 일정하게 되도록 제어된다. 이 경우, 인버터의 입력 전력 Pinv와 컨덴서 전압 Efc, 인버터 입력 전류 Idc의 관계식은 다음 식 (11)이 된다.

[수 2]

상기의 관계는 비선형이므로 선형화를 도모한다. 그 경우의 동작점을 Efc0, Idc0으로 하면, 그 근방에서는 다음 식 (12)가 성립한다.

[수 3]

도 2 및 식 (12)로부터, 도 2에 나타내는 시스템의 전달 함수 블록도는 도 3과 같이 된다.

도 3에 나타내는 전달 함수 블록도에서, 직류 전압 Es로부터 컨덴서 전압 Efc까지의 폐(閉)루프 전달 함수 G(s)는 다음 식 (13)이 된다.

[수 4]

이 전달 함수 G(s)가 안정되기 위해서는 G(s)의 극이 모두 부(負)인 것이 필요하다. 즉, G(s)의 분모인 다음 식 (14)에 나타내는 특성 방정식의 해가 모두 부일 필요가 있다.

[수 5]

상식의 해를

,

로 하면, 양자 모두 부인 것이 필요하므로, G(s)가 안정적으로 되는 조건으로서 다음 식 (15), (16)을 도출할 수 있다. 해와 계수의 관계로부터 다음 식 (15), (16)이 구해진다.

[수 6]

식 (16)은 유용한 정보를 포함하지 않으므로 여기서는 무시한다. 식 (15)는 다시 쓰면 다음 식 (17)이 된다.

[수 7]

식 (17)에서, L이 작을수록, C가 클수록, Pinv가 작을수록, Efc0가 클수록, 계(系)를 안정화하는데 필요한 R은 작아도 된다.

예로서 전기차 구동용 인버터 시스템에 있어서 일반적인 수치인 L=12mH, C=6600μF, Pinv=1000KW, EfcO=1500V의 조건을 식 (17)에 대입하면, 계를 안정화할 수 있는 R의 값은 R>0.8(Ω)이 된다.

그러나 통상 직류측에 존재하는 저항 성분은 수십 mQ 정도로 아주 작으며, 식 (17)을 만족하는 것은 곤란하고, 시스템은 불안정해져서 LC 필터 회로는 진동을 발생시킨다.

즉, 도 2에 나타내는 회로에, 식 (17)을 만족하는 저항을 부가하거나, 또는 제어적으로 안정화를 도모하지 않는 한, 컨덴서 전압 Efc는 진동하여 발산되게 되는 경우를 이해할 수 있다.

실제로 저항을 부가하는 것은 장치를 대형화하여 손실의 증대를 초래하므로, 제어적으로 안정화를 도모하는 방법이 필요하고, 그 구체적인 종래예는 비특허 문헌 1, 비특허 문헌 2에 개시되어 있는 바와 같다.

그러나 부하가 저항(통상의 정저항) 부하인 경우에 대해, 상기와 동양으로 정량 설명한다.

도 4는 직류 전원(1)에 접속된 LC 필터에 저항(60)으로 구성된 부하가 접속된 회로를 나타내는 도면이다. 도 2에 나타낸 회로와 비교해서, 인버터(4)와 교류 전동기(6)가 저항(60)으로 치환된 회로이다. 또한, 저항(60)의 저항값을 R0으로 한다.

도 4에 나타내는 시스템의 전달 함수 블록도는 도 5와 같이 된다.

도 5에서, 직류 전원(1)의 전압 Es로부터 컨덴서 전압 Efc까지의 폐루프 전달 함수 Gp(s)는 다음 식 (18)이 된다.

[수 8]

식 (18)에서 나타난 폐루프 전달 함수 Gp(s)의 특성 방정식은 다음 식 (19)가 된다.

[수 9]

R>0이므로, 식 (19)로 나타나는 특성 방정식의 해가 모두 부가 되는 조건은 항상 만족된다. 이로 인하여 부하가 저항(60)으로 구성되는 경우는 상시 안정적임을 알 수 있다.

이상에 설명한 바와 같이, 직류 전원(1)에 접속된 LC 필터에 저항(60)을 접속한 회로는 항상 안정적임을 알 수 있다. 본 발명은 이 원리에 주목한 것이고, 컨덴서 전압 Efc의 진동 성분에 대해 저항(60)이 접속된 경우에 나타내는 특성과 등가가 되도록, 인버터(4)를 제어하는 것을 특징으로 하고 있다.

도 4에 나타내는 LC 필터의 출력에 저항(60)이 접속되어 있는 회로의 특성에 대해, 이하에 설명한다.

도 4의 회로에 있어서, 컨덴서 전압 Efc의 아래, 저항(60)에 전류 Idc가 흐르고 있었다고 하면, 저항(60)에서의 전력 PR은 다음 식 (20)이 된다.

컨덴서 전압 Efc가 변동하여, 당초의 n배로 된 경우, 저항(60)에 흐르는 전류 Idc도 동양으로 n배로 되기 때문에, 이 때의 저항(60)에서의 전력 PRn은 다음 식 (21)이 된다.

즉, 저항(60)에서의 전력 PRn은 컨덴서 전압 Efc의 변화 비율의 제곱에 비례함을 알 수 있다.

이로부터, 식 (21)의 관계가 성립하도록 인버터(4)를 제어하는 것에 의해, 인버터(4)를 컨덴서 전압 Efc의 변동에 대해 정저항 특성이 되도록 동작시킬 수 있다.

그러나 교류 전동기(6)의 출력은 교류 전동기(6)의 회전 주파수 FM × 출력 토크 Tm으로 표현되고, 손실을 무시하면, 이것은 인버터(4)의 입력 전력 Pinv에 동일하기 때문에, 다음 식 (22)가 성립한다.

인버터(4)를 컨덴서 전압 Efc의 변동에 대해서 정저항 특성이 되도록 동작시키기 위해서는 컨덴서 전압 Efc가 n배로 된 경우의 전력 Pinvn이 식 (21)과 동양으로, 다음 식(23)의 관계로 되면 된다.

여기서, 교류 전동기(6)의 회전 주파수 FM은 전기차의 속도에 따라 변화하는 값이다. 한편, 댐핑 제어부(40)가 취급하는 LC 필터 회로의 공진 주파수는 10Hz ~ 20Hz이고, 주기로 환산하면 50ms ~ 100ms의 시간이다. 이상으로부터, LC 필터 회로의 진동 주기는 전기차의 속도 변화에 대해 충분히 단시간이라고 간주할 수 있으므 로, 댐핑 제어부(40)의 구성을 생각하는데 있어서는 교류 전동기(6)의 회전 주파수 FM은 일정하다고 가정해도 상관없다.

따라서, 컨덴서 전압 Efc가 n배로 된 경우에, 교류 전동기(6)의 토크 Tm을 n²배로 되도록 제어를 가하면, 인버터 입력 전력 Pinv를 컨덴서 전압 Efc의 변화 비율의 제곱에 비례시켜 변화시킬 수 있다.

즉, 컨덴서 전압 Efc의 변동 비율을 제곱한 값을 토크 지령 Tm*에 적산하는 구성으로 하면 된다.

이와 같이 하면, 컨덴서 전압 Efc의 변동분에 대해 인버터(4)는 정저항 특성을 갖고, LC 필터 회로의 전기 진동을 억제하여 안정화시킬 수 있다.

다음에, 도 1과 도 6을 참조하면서, 이상에 설명한 방법의 구체적인 구성을 설명한다.

도 6은 본 발명의 실시 형태 1에 있어서 댐핑 제어부(40) 내부 신호의 관계를 설명하는 도면이다.

댐핑 제어부(40)에는 컨덴서(3)의 전압 Efc를 입력하고, 2계통으로 분기한다. 한쪽은 하이패스 필터(이하 HPF; 41), 로우패스 필터(이하 LPF; 43)에 의해 불필요한 고주파 성분, 불필요한 저주파 성분이 커트되어, LC 필터 회로의 공진 주파수 부근만이 추출된 진동 성분 Efca를 산출한다. 예를 들어 도 6(a)에 나타내는 바와 같이, 컨덴서 전압 Efc가 1500V를 중심으로 하여 1650V ~ 1350V까지 진동하고 있는 경우, Efca는 도 6(b)과 같이 +150V ~ -150V의 범위에서 컨덴서 전압 Efc의 진동 성분과 동위상으로 변동하는 신호가 된다.

다른 쪽은 LPF(42)에 의해 직류 성분만을 추출하고, 직류 성분 Efcd로 한다.

HPF(41), LPF(42), LPF(43)는 1차 지연 요소로 구성한 1차 필터이고, 그 구성은 공지된 사실이므로 설명을 생략한다. 물론, 2차 이상의 필터이어도 되지만 필터의 구성이 복잡화된다.

여기서, HPF(41), LPF(43)의 작용을 설명한다.

LPF(43)를 필요로 하는 이유는 컨덴서 전압 Efc에 포함되는 제어계로의 외란(外亂)이 되는 고주파 성분을 제거하기 위해서이다. 그러나 제거하고 싶은 고주파 성분의 하한이 수백 Hz이고, 댐핑 제어의 대상인, LC 필터의 공진 주파수 대역(통상 10 ~ 20Hz 정도)에 근접하고 있기 때문에, LPF(43)만을 사용하여 고주파 성분의 제거를 하면, 진동 성분 Efca에 포함되는 LC 필터의 공진 주파수 성분에까지 영향을 주어 위상 지연을 일으키게 되어 바람직하지 않다.

따라서, HPF(41)를 직렬로 추가하여 LPF(43)와 조합하여 필터를 구성하는 것에 의해, LPF(43)를 단독 사용한 경우와 동양의 고주파 성분 제거 특성을 확보하면서, 진동 성분 Efca에 포함되는 LC 필터의 공진 주파수 성분의 위상 지연을 개선하는 것이 가능하게 된다. 또한, HPF(41), LPF(43)의 특성에 대해서는 게인이 1이 되는 주파수를 LC 필터의 진동 주파수(10Hz ~ 20Hz)에 맞추는 것이 바람직하다.

이상과 같이 하여 산출한 진동 성분 Efca에, 가산기(44)로 직류 성분 Efcd를 더하고, 이것을 필터 후 컨덴서 전압 Efcad로 한다(도 6(c)).

또한, 나눗셈기(45)로 필터 후 컨덴서 전압 Efcad를 직류 성분 Efcd로 나누 는 것에 의해, 컨덴서 전압 Efc의 변동 비율 Efcfp를 산출한다.

그리고, 교류 전동기(6)가 역행(力行) 운전시는 Efcfp를 그대로 제곱 연산기(48)에 입력한다.

또한, 교류 전동기(6)가 회생 운전시는 감산기(46)에 의해 컨덴서 전압 Efc의 변동 비율 Efcfp를 뺀 회생 운전용 반전 신호 Efcfn를 스위치(47)로 선택하고, 제곱 연산기(48)에 입력한다. 이것은 교류 전동기(6)의 회생 운전시는 전력의 방향이 교류 전동기(6)의 역행시와 반대로 되기 때문에, 컨덴서 전압 Efc가 증가하면 회생 전력을 감소시키고, 컨덴서 전압 Efc가 감소하면, 회생 전력을 증가시키는 방향의 조작이 필요하기 때문이고, 회생 운전용 반전 신호 Efcfn는 컨덴서 전압 Efc의 변동 비율 Efcfp의 위상을 반전한 신호가 된다(도 6(d)).

제곱 연산기(48)는 컨덴서 전압 Efc의 변동 비율 Efcfp 또는 회생 운전용 반전 신호 Efcfn를 제곱하고 리미터(49)에 입력한다.

리미터(49)에서는 필요에 따라 상한, 하한을 임의 값으로 제한한 후, 댐핑 조작량 DAMPCN로서 벡터 제어부(30)에 출력한다(도 6(e)). 리미터(49)에서는 예를 들어 댐핑 제어에 수반하는, 교류 전동기(6)의 토크 Tm의 과도 변동량을 제한하고 싶은 경우에 설정한다.

마지막으로 벡터 제어부(30)에서, 댐핑 조작량 DAMPCN이 토크 기본 지령 TmO*로 적산되고, 그 결과인 토크 지령 Tm*에 의해 벡터 제어가 실시된다. 이와 같이 생성한 토크 지령 Tm*로 벡터 제어하는 것에 의해, 인버터(4)를 컨덴서 전압 Efc의 변동에 대해 정저항 특성이 되도록 동작시키고, 컨덴서 전압 EfC의 진동을 억제하여, 교류 전동기(6)의 안정적인 운전이 가능하게 된다.

도 7은 도 1에 나타낸 구성에 있어서, 토크 기본 지령 TmO*을 500Nㆍm 정도로 설정하여 교류 전동기(6)를 운전 중에, 직류 전원(1)의 전압 Es를 800V부터 1000V 사이를 주기 500ms 스텝으로 변화시킨 경우의 파형을 나타낸다.

도 7에 나타내는 바와 같이, 본 발명의 댐핑 제어를 실시하지 않는 경우(도 7의 우측의 파형)에는 직류 전원(1)의 전압 Es의 단계 변화마다 컨덴서 전압 Efc에 큰 진동이 발생하고 있으나, 본 발명의 댐핑 제어를 실시한 경우(도 7의 좌측의 파형)에는 직류 전류(1)의 전압 Es의 단계 변화에 관계없이, 컨덴서 전압 Efc에는 거의 진동이 발생하고 있지 않음을 알 수 있다.

도 7에서, 본 발명의 댐핑 제어는 컨덴서 전압 Efc의 진동을 효과적으로 억제할 수 있음을 확인할 수 있다.

이상에 나타낸 바와 같이, 본 발명의 실시 형태 1에 의하면, 최적의 댐핑 조작량 DAMPCN이 자동 산출되어, 게인의 설정 자체가 불필요하게 되는 댐핑 제어부를 구성할 수 있다. 또한, 댐핑 조작량 DAMPCN의 산출에 교류 전동기(6)의 정수를 사용하지 않기 때문에, 교류 전동기(6)의 종류가 변경되어도 제어계의 조정은 불필요하다.

이상의 설명에서는 교류 전동기(6)로서 유도 전압기를 사용한 경우를 예로 하여 설명하였으나, 동기 전동기나 그 외의 교류 전동기를 사용한 경우의 벡터 제 어부에 대해서도 이상에 설명한 댐핑 제어부의 구성이나 댐핑 조작량의 산출 방법을 적용할 수 있다.

또한, 실시 형태 1에 나타낸 구성에서는 댐핑 조작량 DAMPCN은 토크 기본 지령 TmO*로 적산되고 있으나, q축 전류 지령 Iq*로 적산해도 동양의 효과를 얻을 수 있다.

본 실시 형태에서는 컨덴서 전압의 변동 비율 n에 따라, 역행시에는 댐핑 조작량 DAMPCN을 DAMPCN=n²으로 계산하고, 회생시에 DAMPCN=(2-n)²으로 계산하였다. 컨덴서 전압의 변동분의 직류분에 대한 비율을 Δn(=n-1)로 하고, 0.5보다 큰 게인 K에 의해, 역행시에는 DAMPCN=(1+K*Δn)²으로 계산하고, 회생시에는 DAMPCN=1로 해도 된다.

컨덴서 전압의 변동에 대한 전력 변환 장치를 흐르는 전류의 변동분 ΔIdc=DAMPCN/n은 Δn의 2차 이상의 항을 무시하면 이하와 같이 된다. 역행시는 ΔIdc=(1+KㆍΔn)²/(1+Δn)≒1+(2ㆍK-1)ㆍΔn이다. 따라서, K>0.5이면, 역행시에 컨덴서 전압이 증가하면 인버터를 흐르는 전류가 증가하고, 컨덴서 전압이 감소하면 인버터를 흐르는 전류가 감소하게 된다. 즉, 컨덴서 전압의 변동에 대해 변동을 억제하는 방향으로 인버터를 흐르는 전류가 변화하도록 인버터를 제어할 수 있어, LC 필터 회로의 전기 진동이 불안정하게 되는 일은 없다. 또한, K가 클수록 댐핑의 효과가 크지만, 컨덴서 전압이 급격하게 변동한 경우에 토크의 변동이 커진다.

회생시에는 인버터를 흐르는 전류의 방향이 역행시와 반대로 되어, 인버터가 정전력 동작을 행해도 부저항 특성을 나타내지 않는다. 이 때문에, 댐핑 조작을 행하지 않는 경우(DAMPCN=1)에도, LC 필터 회로의 전기 진동이 불안정하게 되는 일은 없다. DAMPCN=(1-KㆍΔn)² 등과 같이 하면, LC 필터 회로의 전기 진동을 보다 빨리 감쇠시킬 수 있다. 회생시의 게인 K는 역행시와는 다른 값이어도 된다.

댐핑 조작량 DAMPCN의 계산식은 Δn의 2차식이 아니어도 되고, 1차식이나 3차식 이상의 식, Δn의 다항식을 분모 및 분자로 갖는 분수식 등이어도 된다. 미소 변동에 대한 선형 근사식에 있어서, 역행 운전시의 계산식에서는 Δn의 계수가 1보다 크고, 회생 운전시의 계산식에서는 Δn의 계수가 0보다 작으면, 어떠한 계산식이어도 된다.

또, 이상의 실시 형태 1에 나타낸 구성은 본 발명의 내용의 일례이고, 다른 공지된 기술과 조합하는 것도 가능하고, 본 발명의 요지를 일탈하지 않는 범위에서 일부를 생략하는 등 변경하여 구성하는 것도 가능함은 물론이다.

또한, 본 발명은 전기 철도용의 교류 전동기의 벡터 제어 장치에 한정되지 않고, 자동차, 엘리베이터, 전력 시스템 등 여러 가지 관련 분야로의 응용이 가능함은 물론이다.

본 발명에 의하면, LC 필터 회로의 전기 진동을 억제하기 위한 제어계의 조정 작업을 간략화할 수 있는 교류 전동기의 벡터 제어 장치를 제공할 수 있다.

Claims

직류 전원측에 리액터와 컨덴서로 이루어진 LC 필터 회로를 갖고, 상기 컨덴서의 양단 전압(컨덴서 전압)을 임의 주파수의 교류 전압으로 변환하는 인버터를 통하여 교류 전동기를 벡터 제어하는 교류 전동기의 벡터 제어 장치에 있어서,

상기 교류 전동기를 전류 지령, 또는 토크 지령에 따라 벡터 제어를 행하는 벡터 제어부와,

상기 컨덴서 전압의 변동을 억제하는 댐핑(damping) 조작량을 산출하는 댐핑 제어부를 구비하고,

상기 댐핑 제어부는 상기 컨덴서 전압의 변동 비율을 산출하고, 그 변동 비율에 따른 상기 댐핑 조작량에 의해 상기 벡터 제어부의 상기 전류 지령, 또는 상기 토크 지령을 조작하여, 상기 컨덴서 전압의 변동에 대해 변동을 억제하는 방향으로 상기 인버터를 흐르는 전류가 변화하도록 상기 인버터를 제어하는 것을 특징으로 하는 교류 전동기의 벡터 제어 장치.
청구항 1에 있어서,

상기 댐핑 제어부는 입력된 상기 컨덴서 전압을, 상기 컨덴서 전압에 포함되는 직류 성분으로 나누는 것에 의해, 상기 컨덴서 전압의 변동 비율을 산출하는 것을 특징으로 하는 교류 전동기의 벡터 제어 장치.
청구항 1에 있어서,

상기 댐핑 제어부는 상기 컨덴서 전압에 포함되는 불필요한 고주파 성분을 커트한 신호와, 상기 컨덴서 전압에 포함되는 직류 성분을 가산한 신호를, 상기 컨덴서 전압에 포함되는 직류 성분으로 나누는 것에 의해, 상기 컨덴서 전압의 변동 비율을 산출하는 것을 특징으로 하는 교류 전동기의 벡터 제어 장치.
청구항 1에 있어서,

상기 댐핑 제어부는 상기 컨덴서 전압의 변동 비율을 제곱하여 상기 댐핑 조작량을 산출하는 것을 특징으로 하는 교류 전동기의 벡터 제어 장치.
청구항 1에 있어서,

상기 댐핑 제어부는

상기 교류 전동기의 역행(力行) 운전시에는 상기 컨덴서 전압의 변동 비율을 제곱하여 얻은 신호의 값을 댐핑 조작량으로 하고,

상기 교류 전동기의 회생 운전시에는 상기 컨덴서 전압의 변동 비율을 제곱하여 얻은 신호의 위상을 반전한 신호의 값을 댐핑 조작량으로 하는 것을 특징으로 하는 교류 전동기의 벡터 제어 장치.
청구항 1에 있어서,

상기 댐핑 제어부는 상기 댐핑 조작량의 상하한을 리미터로 제한하는 것을 특징으로 하는 교류 전동기의 벡터 제어 장치.
청구항 1에 있어서,

상기 교류 전동기는 전기차 구동용의 교류 전동기인 것을 특징으로 하는 교류 전동기의 벡터 제어 장치.