WO2008026249A1

WO2008026249A1 - Ac motor vector control apparatus

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Publication number: WO2008026249A1
Application number: PCT/JP2006/316961
Authority: WO
Inventors: Hidetoshi Kitanaka
Original assignee: Mitsubishi Electric Corporation
Priority date: 2006-08-29
Filing date: 2006-08-29
Publication date: 2008-03-06
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Description

明細書

交流電動機のベクトル制御装置

技術分野

[0001] 本発明は、交流電動機をベクトル制御する交流電動機のベクトル制御装置に関する。

背景技術

[0002] 交流電動機をインバータを使用してベクトル制御する技術は、産業界で広く利用されている。電気鉄道においても、従来力も広く利用されている技術であるが、直流き電の電気鉄道に上記システムを適用する場合、インバータの直流側に配置される高調波吸収用のリアタトルとコンデンサ力もなる LCフィルタ回路に電気振動が発生し、コンデンサの両端電圧 (コンデンサ電圧）が振動し、電動機の制御が不安定ィ匕することが知られており、これを抑制するためのダンピング制御方法が非特許文献 1、非特許文献 2に示されている。

[0003] 非特許文献 1 :木村彰他著「誘導電動機駆動電気車制御系の安定ィ匕に関する考察」、電気学会論文誌 D、 110卷 3号、平成 2年、第 291〜300頁

非特許文献 2：近藤圭一郎他著「鉄道車両駆動時の IM速度センサレス制御系の磁束に関する考察」、電気学会半導体電力変換研究会資料、 SPC03— 100、 2003年、第 69〜74頁

[0004] 非特許文献 1、非特許文献 2とも、コンデンサの電圧を検出し、バンドパスフィルタ（以下 BPF)により振動成分を抽出して位相を調整して、ゲインを掛けて得たダンピング操作量を、すべり周波数指令 (非特許文献 1)、あるいはトルク指令 (非特許文献 2) に加算する構成のダンピング制御部を付加して、 LCフィルタ回路の電気振動を抑制する構成としている。

なお、非特許文献 1は、すべり周波数制御を適用した電動機制御系への適用例であり、非特許文献 2は、ベクトル制御を適用した電動機制御系への適用例である。発明の開示

発明が解決しょうとする課題 [0005] 前記従来のダンピング制御部は、 BPFとゲイン力なる制御系から構成されている。 BPFの設定に関しては、リアタトルとコンデンサの共振周波数成分を位相遅れなく検出できるように、その定数を設定すればよいが、ゲインの設定に関しては、ゲインが最適値よりも低すぎると電気振動の抑制効果が不十分となり、高すぎると上記共振周波数よりも高い周波数の電気振動が継続発生してしまうので、その中間の最適なゲイン設定とせねばならない。

ところが、非特許文献 1に示されているように、 LCフィルタ回路の電気振動を効果的に抑制し安定ィ匕が可能な最適ゲイン範囲は極めて狭ぐ調整が容易ではない。非特許文献 1では、制御系を周波数領域で解析し、最適なゲイン設定を算出することが試みられている力その算出過程は簡単ではなぐまた依然として算出されたゲインを、制御系へ設定する作業が必要である。また、非特許文献 1に示されているように、算出過程の式で電動機の定数が使用されているため、インバータに接続される電動機の種類が変われば、それに対応するゲインを再度算出して設定せねばならない。このように、従来のダンピング制御部のゲイン設定には非常に手間が掛カつていた。

[0006] 本発明は、上記問題を解決するためになされたものであり、 LCフィルタ回路の電気振動を抑制するための制御系の調整作業を簡略化できる交流電動機のベクトル制御装置を提供することを目的とするものである。

課題を解決するための手段

[0007] 本発明は、直流電源側にリアタトルとコンデンサ力なる LCフィルタ回路を有し、前記コンデンサの両端電圧 (コンデンサ電圧）を任意の周波数の交流電圧に変換するインバータを介して交流電動機をベクトル制御する交流電動機のベクトル制御装置において、

前記交流電動機を電流指令、あるいはトルク指令に応じてベクトル制御を行うベタトル制御部と、前記コンデンサ電圧の変動を抑制するダンピング操作量を算出するダンビング制御部とを備え、前記ダンピング制御部は、前記コンデンサ電圧の変動割合を算出し、その変動割合に応じた前記ダンピング操作量により前記ベクトル制御部の前記電流指令、あるいは前記トルク指令を操作し、前記コンデンサ電圧の変動に対して変動を抑える方向に前記インバータを流れる電流が変化するように前記インバータを制御するものである。

発明の効果

[0008] 本発明に係る交流電動機のベクトル制御装置によれば、 LCフィルタ回路の電気振動を抑制するための制御系の調整作業を簡略ィ匕できる。

図面の簡単な説明

[0009] [図 1]本発明の実施の形態 1における交流電動機のベクトル制御装置の構成を示すブロック図である。

[図 2]直流電源に接続された LCフィルタに、定電力制御されたインバータが接続された回路を示す説明図である。

[図 3]図 2のシステムの伝達関数ブロックを示す図である。

[図 4]直流電源に接続された LCフィルタに、抵抗で構成された負荷が接続された回路を示す説明図である。

[図 5]図 4のシステムの伝達関数ブロックを示す図である。

[図 6]本発明の実施の形態 1におけるダンピング制御部各部の信号の関係を説明する図である。

[図 7]本発明の実施の形態 1における交流電動機のベクトル制御装置の動作シミュレーシヨン結果を示す図である。

符号の説明

[0010] 1 :直流電源

2 :リアタトル

3 :コンデンサ

4 :インバータ

5a〜5c :電流検出器

6 :交流電動機

7 :速度検出器

8 : q軸電流指令生成部

9 : d軸電流指令生成部

10、 11 :減算器 12： q軸電流制御器

13 :d軸電流制御器

14 ：電圧非干渉演算部

17. 、 18:加算器

19 ：すべり周波数指令生成部

20 ：加算器

21 ：積分器

22 ： dq軸—三相座標変換器

23 ：三相— dq軸座標変換器

24 ：掛算器

30: ：ベクトル制御部

40: ：ダンピング制御部

41: ：ハイパスフィルタ

42: ：ローパスフィノレタ

43: ：ローパスフィノレタ

44: ：加算器

45: ：割算器

46: ：減算器

47: ：スィッチ

48:

49: ：リミッタ

50: ：ベクトル制御装置

60:抵抗

発明を実施するための最良の形態

実施の形態 1.

図 1は、本発明の実施の形態 1における交流電動機のベクトル制御装置の構成を示すブロック図である。

図 1に示すように、主回路は直流電源 1、高調波電流が電源側に流出するのを抑制するために、リアタトル 2とコンデンサ 3からなる LCフィルタ回路を有しており、前記コンデンサ 3の両端電圧 (コンデンサ電圧) Efcを、任意の周波数の交流電圧に変換するインバータ 4により交流に変換し、交流電動機 6をベクトル制御するベクトル制御装置 50を有している。

ベクトル制御装置 50は、ベクトル制御部 30とダンピング制御部 40から構成され、交流電動機 6の回転速度を検出する速度検出器 7からの信号 cor、電動機電流を検出する電流検出器 5a〜5cからの信号 Iu、 Iv、 Iw、コンデンサ 3の電圧 Efcが入力される。

なお、電流検出器は最低 2相に設けてあれば、のこり 1相は演算して算出できるので、そのように構成してもよい。

また、速度検出器 7を設けずに、交流電動機 6の回転速度を演算して算出する速度センサレスベクトル制御方式も実用化されており、その場合は速度検出器 7は不要となる。

さらに、交流電動機 6としては、以下では誘導電動機を使用した構成例で説明するが、本発明で開示するダンピング制御部 40は、交流電動機 6として同期電動機を使用した場合にも有用である。

[0012] 次に、ベクトル制御部 30の構成を説明する。

ベクトル制御部 30は、交流電動機 6の二次磁束軸に一致した軸を d軸とし、前記 d 軸に直交する軸を q軸と定義された dq軸回転座標系上で交流電動機の制御を行う、所謂ベクトル制御を行うものである。

ベクトル制御部 30には、上位の制御部（図示しな!ヽ）で生成されるトルク基本指令 T mO *、二次磁束指令 Φ 2 *、電流検出器 5a〜5cにより検出された U相電流 Iu、 V 相電流 Iv、 W相電流 Iwが入力される構成とし、交流電動機 6が発生するトルク Tmが、トルク基本指令 TmO *から生成されるトルク指令 Tm * (生成方法は以下に説明する）と一致するように制御される。

[0013] 次いで、ベクトル制御部 30内部の各機能ブロックの構成を説明する。

q軸電流指令生成部 8、 d軸電流指令生成部 9では、外部の制御部（図示せず)より入力されるトルク基本指令 TmO *にダンピング操作量 DAMPCN (後述する）を積算したトルク指令 Tm*と、二次磁束指令 Φ2*と、交流電動機 6の回路定数とから、次式（1)および（2)にて、 d軸 (励磁分)電流指令 Id *、 q軸（トルク分)電流指令 Iq *を演算する。

ただし、式（1)および（2)において、 L2は電動機の二次自己インダクタンスであり、 L 2 = M+12で表現される。 Mは相互インダクタンス、 12は二次漏れインダクタンス、 sは微分演算子、 PPは交流電動機 6の極対数、 R2は交流電動機 6の二次抵抗を示す。

Iq* = (Τπι*Ζ(Φ2* ·ΡΡ)) · (L2/M) (1)

Id* = 0>2*/M+L2/(M'R2) 's0>2* (2)

[0014] すべり角周波数指令生成部 19では、 d軸電流指令 Id*、 q軸電流指令 Iq*と交流電動機 6の回路定数から、次式 (3)より、交流電動機 6に与えるすべり角周波数指令 ω s *を演算する。

ω s * = (Iq * /Id * ) · (R2/L2) (3)

[0015] この式 (3)により算出したすべり角周波数指令 ω s *と、交流電動機 6の軸端に取り付けられた速度検出器 7の出力である回転角周波数 corとを、加算器 20で加えたものを、インバータ 4が出力するインバータ角周波数 ωとし、これを積分器 21で積分した結果を座標変換の位相角 Θとして、 dq軸—三相座標変 22、三相— dq軸座標変翻23に入力する。

[0016] 三相— dq軸座標変換器 23では、電流検出器 5a〜5cにより検出された U相電流 Iu 、 V相電流 Iv、 W相電流 Iwを、次式 (4)により算出する dq座標上の d軸電流 Idと q軸電流 Iqとに変換する。

[数 1]

減算器 10は q軸電流指令 Iq*と q軸電流 Iqの差をとり、結果を次段の q軸電流制御器 12に入力する。 q軸電流制御器 12は、入力された値を比例積分制御し、 q軸電圧補償値 qeを出力する。減算器 11は d軸電流指令 Id*と d軸電流 Idの差をとり、結果を次段の d軸電流制御器 13に入力する。 d軸電流制御器 13は、入力された値を比例積分増幅し、 d軸電圧補償値 deを出力する。

q軸電流誤差 qe、 d軸電流誤差 deは、次式（5)、（6)で表現される。

なお、下式において、 sは微分演算子、 K1;比例ゲイン、 K2;積分ゲインである。

qe= (Kl+K2/s) · (Iq*—Iq) (5)

de= (Kl+K2/s) · (Id* Id) (6)

[0018] 電圧非干渉演算部 14では、 d軸電流指令 Id *と、 q軸電流指令 Iq *と、交流電動機 6の回路定数とから、次式（7)、（8)により d軸フィードフォワード電圧 Ed*、 q軸フィードフォワード電圧 Eq *を演算する。

ただし、式（7)および式（8)において、 σは σ =1— M²Z(L1'L2)で定義される漏れ係数である。また、 L1は電動機の一次自己インダクタンスであり、 L1 = M + 11で計算される。 L2は二次自己インダクタンスであり、 L2 = M+12で計算される。（11は一次漏れインダクタンス、 12は二次漏れインダクタンス）

Ed* =— co'Ll' σ 'Iq* + (MZL2) 's0>2* (7)

Eq* = co'Ll' σ 'Id* + (ω ·Μ· 0>2*)ZL2 (8)

[0019] 加算器 17、 18では、 q軸電圧補償値 qeと q軸フィードフォワード電圧 Eq *を加算したものを q軸電圧指令 Vq*とし、 d軸電圧補償値 deと d軸フィードフォワード電圧 Ed *を加算したものを d軸電圧指令 Vd*として、それぞれ dq軸—三相座標変に入力する構成としている。

q軸電圧指令 Vq*、 d軸電圧指令 Vd*は、次式（9)、（10)で表現される。

Vq* =Eq* +qe (9)

Vd*=Ed*+de (10)

[0020] 最後に、 dq軸一三相座標変 22により、 q軸電圧指令 Vq *と d軸電圧指令 Vd

*力三相の電圧指令 Vu *、 Vv *、 Vw *を生成し、インバータ 2を制御する。

[0021] このようにして、ベクトル制御部 6は、トルク指令 Tm*と二次磁束指令 Φ 2*力算出した q軸電流指令 Iq*、 d軸電流指令 Id*に、実際の交流電動機 6の電流である q 軸電流 Iq、 d軸電流 Idがー致するように電流フィードバック制御を付カ卩したベクトル制御を実施し、交流電動機 6はトルク指令 Tm*と一致するトルク Tmを出力して回転する。

なお、この制御動作は、基本的には公知のベクトル制御と同様であるので詳細な動作説明は割愛する。

[0022] 次に、本発明の主要部であるダンピング制御部 40の構成を説明する。

図 1に示すダンピング制御部 40の具体的説明をする前に、 LCフィルタ回路に電気振動が発生する原因と、本発明の実施の形態 1に示すダンピング制御部の構成の根拠となる LCフィルタ回路の電気振動抑制原理を簡単に説明する。

図 2は、直流電源 1に接続された LCフィルタに、定電力制御されたインバータ 4が接続された回路を示す図である。図 2は、図 1に示すシステムを簡単ィ匕して表現したものである。

図 2に示すとおり、直流電源 1にリアタトル 2、コンデンサ 3で構成した LCフィルタ回路が接続され、コンデンサ 3に交流電動機 6を駆動制御するインバータ 4が接続されている構成である。リアタトル 2は、インダクタンス分 Lと、抵抗分 Rとからなる。コンデンサ 3の静電容量は Cである。

なお、インバータ 4は、コンデンサ電圧 Efcが変動しても交流電動機 6の出力が一定に維持されるように、つまりコンデンサ電圧 Efcの変動に対して定電力特性となるように制御される構成である。つまり、 Efcが変動しても、インバータ 4の入力電力 Pinvは変化しな、ように制御される。

[0023] このように構成された図 2のシステムにおいて、直流電源 1側からみたインバータ 4 は負抵抗特性となる。

負抵抗特性とは、コンデンサ電圧 Efcが上昇すればインバータ入力電流 Idcが減少し、コンデンサ電圧 Efcが増加すれば、インバータ入力電流 Idcが減少する特性のことであり、通常の抵抗 (正抵抗）とは電圧の変化に対する電流の変化が逆となる特性である。なお、通常の抵抗 (正抵抗）は、電圧が上昇すれば電流が増加し、電圧が減少すれば、電流は減少することは常識として知られて、る。

以上のとおり、図 2に示すシステムの直流部は負抵抗特性を示し、コンデンサ電圧 Efcが上昇すればするほどインバータ入力電流 Idcが減少するので、コンデンサ電圧 Efcの増加を助長する動作となり、逆にコンデンサ電圧 Efcが減少するほどインバータ入力電流 Idcが増加するので、コンデンサ電圧 Efcの減少を助長する動作となる。このため、コンデンサ電圧 Efcの変動に対して制動が効かず、 LCフィルタ回路の電気振動は拡大してゆき、コンデンサ電圧 Efcは LCフィルタの共振周波数付近で持続振動する。以上が定性説明である。

[0024] 次いで、図 2のシステムの伝達関数を求め、これを評価することで、以上説明した現象を定量説明する。

まず、図 2のシステムから、直流電圧 Esからコンデンサ電圧 Efcまでの伝達関数を求める。

インバータ 4は、上述したとおり、その出力が一定となるように制御される。この場合、インバータの入力電力 Pinvとコンデンサ電圧 Efc、インバータ入力電流 Idcの関係式は次式（11)となる。

[数 2]

Efc · Idc― Pinv(=—； £) . . . _{{ ί 1 )} 上記の関係は非線形であるので、線形ィ匕を図る。その場合の動作点を EfcO、 IdcOとすると、その近傍では次式（12)が成立する。

[数 3]

_T , Pinv · (Efc -EfcO) _τ , _π

Idc = ——； + IdcO . . . _{n 9 1}

EfcO^{2 ( 1 2 )}

[0025] 図 2および（12)式から、図 2に示すシステムの伝達関数ブロック図は図 3のとおりとなる。

図 3に示す伝達関数ブロック図から、直流電圧 Esからコンデンサ電圧 Efcまでの閉ループ伝達関数 G (s)は次式（ 13)となる。

画

一 1 一

この伝達関数 G(s)が安定であるためには、 G(s)の極がすべて負であることが必要である。すなわち、 G(s)の分母である次式（14)に示す特性方程式の解がすべて負である必要がある。

[数 5]

₂ 丄 , R Pinv 、 1 ,R - Pinv 、ハ

s + ( ~ ) - s ( 1) = 0 . . ( 1

L C . EfcO ² C . L EfcO ² " ^J 上式の解を a、 βとすると、両者とも負であることが必要であるので、 G (s)が安定となる条件として、次式（15)、（16)が導出できる。解と係数の関係力も次式（15)、 (16) が求まる。

[数 6]

„ , R Pinv 、 ―

α + ]3 = 一 ( -) < 0 . . . (₁₅)

L C · EfcO ^{2 U 5}

_Q 1 ,R * Pinv ..

a ·β = ( ； 1) > 0 . . . (₁₆)

C · L EfcO ² ノ ^{U b} )

式（16)は有用な情報を含まないのでここでは無視する。式（15)は、書き直すと次式 (17)となる。

[数 7]

L Pinv

R > " · · - (17)

C EfcO ² 式（17)から、 L力 S小さいほど、 Cが大きいほど、 Pinvが小さいほど、 EfcOが大きいほど、系を安定ィ匕するのに必要な Rは小さくてすむ。

例として電気車駆動用インバータシステムにおける一般的な数値である L=12mH、 C = 6600/zF、 Pinv=1000KW、 EfcO = 1500Vの条件を式（17)に代人すると、系を安定ィ匕できる Rの値は、 R>0. 8(Ω)となる。

しかしながら通常、直流側に存在する抵抗成分は数十 πιΩ程度と微小であり、式（17 )を満たすのは困難であり、システムは不安定となり LCフィルタ回路は振動を発生する。つまり、図 2に示す回路に、式（17)を満足する抵抗を付加するか、あるいは制御的に安定ィ匕を図らない限り、コンデンサ電圧 Efcは振動し発散してしまうことが理解できる。

実際には、抵抗を付加することは、装置を大型化し、損失の増大を招くので、制御的に安定ィ匕を図る方法が必要となり、その具体的な従来例は、非特許文献 1、非特許文献 2に示されているとおりである。

ところで、負荷が抵抗 (通常の正抵抗)負荷の場合について、上記と同様に定量説明する。

図 4は、直流電源 1に接続された LCフィルタに、抵抗 60で構成された負荷が接続された回路を示す図である。図 2に示した回路と比較して、インバータ 4と交流電動機 6が、抵抗 60で置き換えられた回路である。なお、抵抗 60の抵抗値を ROとする。図 4に示すシステムの伝達関数ブロック図は図 5のとおりとなる。

図 5より、直流電源 1の電圧 Esからコンデンサ電圧 Efcまでの閉ループ伝達関数 Gp ( s)は次式（18)となる。

[数 8]

式（18)で示された閉ループ伝達関数 Gp (s)の特性方程式は次式（19)となる。

[数 9]

R > 0なので、式（ 19)で示される特性方程式の解がすべて負となる条件は常に満たされる。このことから負荷が抵抗 60で構成される場合は、常時安定であることがわかる。

以上に説明したとおり、直流電源 1に接続された LCフィルタに、抵抗 60を接続した回路は常に安定であることが分かる。本発明は、この原理に着目したものであり、コンデンサ電圧 Efcの振動成分に対して、抵抗 60が接続された場合に示す特性と等価になるように、インバータ 4を制御することを特徴として、る。

[0028] 図 4に示す、 LCフィルタの出力に抵抗 60が接続されている回路の特性について、以下に説明する。

図 4の回路において、コンデンサ電圧 Efcのもと、抵抗 60に電流 Idcが流れていたとすると、抵抗 60での電力 PRは次式（20)となる。

PR = Efc ' Idc…（20)

コンデンサ電圧 Efcが変動し、当初の n倍になった場合、抵抗 60に流れる電流 Idcも同様に n倍となるため、このときの抵抗 60での電力 PRnは次式（21)となる。

PRn=n-Efc-n-Idc=n²-Efc -Idc=n²-PR- · · (21)

即ち、抵抗 60での電力 PRnは、コンデンサ電圧 Efcの変化割合の二乗に比例することが分かる。

このことから、式（21)の関係が成立するようにインバータ 4を制御することで、インバータ 4をコンデンサ電圧 Efcの変動に対して正抵抗特性となるように動作させることができる。

[0029] ところで、交流電動機 6の出力は、交流電動機 6の回転周波数 FM X出力トルク Tm で表現され、損失を無視すると、これはインバータ 4の入力電力 Pinvに等しいため、次式（22)が成立する。

Pinv=FM-Tm- - - (22)

インバータ 4をコンデンサ電圧 Efcの変動に対して正抵抗特性となるように動作させるためには、コンデンサ電圧 Efcが n倍になった場合の電力 Pinvn力式（21)と同様に、次式（23)の関係となれば良い。

Pinvn = n - Pinv = n² · FM · Tm · · · (23)

ここで、交流電動機 6の回転周波数 FMは、電気車の速度に応じて変化する値である。一方、ダンピング制御部 40が扱う LCフィルタ回路の共振周波数は 10Hz〜20H zであり、周期に換算すると 50ms〜： LOOmsの時間である。以上から、 LCフィルタ回路の振動周期は、電気車の速度変化に対して十分に短時間とみなせるので、ダンピング制御部 40の構成を考える上では、交流電動機 6の回転周波数 FMは一定であると仮定しても構わない。

従って、コンデンサ電圧 Efcが n倍になった場合に、交流電動機 6のトルク Tmを n²倍するよう制御を掛ければ、インバータ入力電力 Pinvをコンデンサ電圧 Efcの変化割合の二乗に比例させて変化させられる。

即ち、コンデンサ電圧 Efcの変動割合を二乗した値を、トルク指令 Tm*に積算する構成とすればよい。

このようにすれば、コンデンサ電圧 Efcの変動分に対して、インバータ 4は正抵抗特性を有し、 LCフィルタ回路の電気振動を抑制して安定ィ匕できる。

[0030] 次に、図 1と図 6を参照しながら、以上に説明した方法の具体的な構成を説明する。

図 6は、本発明の実施の形態 1におけるダンピング制御部 40内部の信号の関係を説明する図である。

ダンピング制御部 40には、コンデンサ 3の電圧 Efcを入力し、 2系統に分岐する。一方は、ハイパスフィルタ（以下 HPF) 41、ローパスフィルタ（以下 LPF) 43により不要な高周波成分、不要な低周波成分がカットされ、 LCフィルタ回路の共振周波数付近のみが抽出された振動成分 Efcaを算出する。例えば、図 6 (a)に示すように、コンデンサ電圧 Efcが 1500Vを中心として 1650V〜1350Vまで振動している場合、 Efc aは図 6 (b)のように + 150V〜一 150Vの範囲でコンデンサ電圧 Efcの振動成分と同位相で変動する信号となる。

他方は、 LPF42により直流成分のみを抽出し、直流成分 Efcdとする。

HPF41、 LPF42、 LPF43は、一次遅れ要素から構成した一次フィルタであり、その構成は公知であるので説明を割愛する。もちろん、二次以上のフィルタでもよいが、フィルタの構成が複雑ィ匕する。

[0031] ここで、 HPF41、 LPF43の作用を説明する。

LPF43を必要とする理由は、コンデンサ電圧 Efcに含まれる、制御系への外乱となる高周波成分を除去するためである。しかしながら、除去したい高周波成分の下限が数百 Hzであり、ダンピング制御の対象である、 LCフィルタの共振周波数帯域 (通常 1 0〜20Hz程度）に近接しているため、 LPF43のみを用いて高周波成分の除去をすると、振動成分 Efcaに含まれる LCフィルタの共振周波数成分にまで影響し、位相遅れを生じさせることになり好ましくない。

そこで、 HPF41を直列に追加して LPF43と組み合わせてフィルタを構成することで、 LPF43を単独使用した場合と同様な高周波成分除去特性を確保しながら、振動成分 Efcaに含まれる LCフィルタの共振周波数成分の位相遅れを改善することが可能となる。なお、 HPF41、 LPF43の特性については、ゲインが 1となる周波数を LC フィルタの振動周波数（10Hz〜20Hz)に合わせるのが望まし!/、。

以上のようにして算出した振動成分 Efcaに、力 []算器 44で、直流成分 Efcdをカロえ、これをフィルタ後コンデンサ電圧 Ef cadとする（図 6 (c) )。

更に、割算器 45でフィルタ後コンデンサ電圧 Efcadを直流成分 Efcdで割ることにより、コンデンサ電圧 Efcの変動割合 Efcfpを算出する。

そして、交流電動機 6がカ行運転時は Efcfpをそのまま二乗演算器 48に入力する。なお、交流電動機 6が回生運転時は減算器 46により 2からコンデンサ電圧 Efcの変動割合 Efcfpを引いた回生運転用反転信号 Efcfnをスィッチ 47で選択し、二乗演算器 48に入力する。これは交流電動機 6の回生運転時は、電力の向きが交流電動機 6 のカ行時と逆となるため、コンデンサ電圧 Efcが増加すれば回生電力を減少させ、コンデンサ電圧 Efcが減少すれば、回生電力を増加させる方向の操作が必要なためであり、回生運転用反転信号 Efcfnはコンデンサ電圧 Efcの変動割合 Efcfpの位相を反転した信号となる（図 6 (d) )。

二乗演算器 48は、コンデンサ電圧 Efcの変動割合 Efcfpあるいは回生運転用反転信号 Efcfnを二乗し、リミッタ 49に入力する。

リミッタ 49では、必要に応じて上限、下限を任意の値に制限した後、ダンピング操作量 DAMPCNとしてベクトル制御部 30に出力する（図 6 (e) )。リミッタ 49では、例えばダンピング制御に伴う、交流電動機 6のトルク Tmの過渡変動量を制限した、場合に設定する。

最後にベクトル制御部 30にて、ダンピング操作量 DAMPCNがトルク基本指令 TmO *に積算され、その結果であるトルク指令 Tm *によりベクトル制御が実施される。このように生成したトルク指令 Tm *でベクトル制御することで、インバータ 4をコンデンサ電圧 Efcの変動に対して正抵抗特性となるように動作させて、コンデンサ電圧 Ef cの振動を抑制し、交流電動機 6の安定な運転が可能となる。

[0033] 図 7は、本発明の実施の形態 1における交流電動機のベクトル制御装置の動作シミユレーシヨン結果を示す図である。

図 7は、図 1に示した構成において、トルク基本指令 TmO *を 500N.m程度に設定して交流電動機 6を運転中に、直流電源 1の電圧 Esを 800Vから 1000Vの間を周期 500msステップ変化させた場合の波形を示す。

図 7に示すように、本発明のダンピング制御を実施しな、場合 (図 7の右側の波形)では、直流電源 1の電圧 Esのステップ変化毎にコンデンサ電圧 Efcに大きな振動が発生しているが、本発明のダンピング制御を実施した場合 (図 7の左側の波形)では、直流電流 1の電圧 Esのステップ変化に係わらず、コンデンサ電圧 Efcにはほとんど振動が発生して、な、ことがわかる。

図 7より、本発明のダンピング制御は、コンデンサ電圧 Efcの振動を効果的に抑制できていることが確認できる。

[0034] 以上に示したとおり、本発明の実施の形態 1によれば、最適なダンピング操作量 D AMPCNが自動算出され、ゲインの設定自体が不要となるダンピング制御部が構成できる。さらに、ダンピング操作量 DAMPCNの算出に交流電動機 6の定数を使用しないため、交流電動機 6の種類が変更されても、制御系の調整は不要である。

以上の説明では、交流電動機 6として誘導電動機を用いた場合を例として説明した力同記電動機やその他の交流電動機を用いた場合のベクトル制御部に対しても以上に説明したダンピング制御部の構成やダンピング操作量の算出方法を適用することがでさる。

[0035] なお、実施の形態 1に示した構成では、ダンピング操作量 DAMPCNはトルク基本指令 TmO *に積算されているが、 q軸電流指令 Iq *に積算しても同様の効果が得られる。

[0036] この実施の形態では、コンデンサ電圧の変動割合 nにより、カ行時にはダンピング操作量 DAMPCNを、 DANPCN=nで計算し、回生時に DAMPCN = (2— n)²で計算した。コンデンサ電圧の変動分の直流分に対する割合を Δ η(=η— 1)とし、 0.5 より大きいゲイン Κにより、カ行時には DAMPCN = (1 +K* Δ η)²で計算し、回生時には DAMPCN = 1としてもよ!/ヽ。

コンデンサ電圧の変動に対する電力変換装置を流れる電流の変動分 Δ Idc = DAM PCNZnは、 Δ ηの 2次以上の項を無視すると、以下のようになる。カ行時は、 A ide = (1 +Κ· Δ η)²/(1 + Δ η) = 1 + (2·Κ- 1)· Δ ηである。よって、 Κ>0.5であれば、カ行時にコンデンサ電圧が増加するとインバータを流れる電流が増加し、コンデンサ電圧が減少するとインバータを流れる電流が減少することになる。つまり、コンデンサ電圧の変動に対して変動を抑える方向にインバータを流れる電流が変化するようにインバータを制御でき、 LCフィルタ回路の電気振動が不安定になることは無、。なお、 Κが大きいほどダンピングの効果が大きいが、コンデンサ電圧が急激に変動した場合にトルクの変動が大きくなる。

[0037] 回生時には、インバータを流れる電流の向きがカ行時と逆になり、インバータが定電力動作を行っても負抵抗特性を示さない。そのため、ダンピング操作を行わない場合 (DAMPCN = 1)でも、 LCフィルタ回路の電気振動が不安定になることは無い。 D AMPCN = (1— Κ· Δ η)²などのようにすれば、 LCフィルタ回路の電気振動をより早く減衰させることができる。回生時のゲイン Κは、カ行時とは異なる値でもよい。

ダンピング操作量 DAMPCNの計算式は、 Δ ηの 2次式でなくてもよぐ 1次式や 3次式以上の式、 Δ ηの多項式を分母および分子に持つ分数式などでもよい。微小変動に対する線形近似式において、カ行運転時の計算式では Δ ηの係数が 1より大きぐ回生運転時の計算式では Δ ηの係数力^より小さければ、どのような計算式でもよ!/、。

[0038] また、以上の実施の形態 1に示した構成は、本発明の内容の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもな、。

[0039] さらに、本発明は、電気鉄道用の交流電動機のベクトル制御装置に限られるものではなぐ自動車、エレベータ、電力システム等、種々の関連分野への応用が可能であることは言うまでもない。

Claims

請求の範囲

[1] 直流電源側にリアタトルとコンデンサ力なる LCフィルタ回路を有し、前記コンデンサの両端電圧 (コンデンサ電圧)を任意の周波数の交流電圧に変換するインバータを介して交流電動機をベクトル制御する交流電動機のベクトル制御装置において、前記交流電動機を電流指令、あるいはトルク指令に応じてベクトル制御を行うベタトル制御部と、

前記コンデンサ電圧の変動を抑制するダンピング操作量を算出するダンピング制御部とを備え、

前記ダンピング制御部は、前記コンデンサ電圧の変動割合を算出し、その変動割合に応じた前記ダンピング操作量により前記ベクトル制御部の前記電流指令、あるいは前記トルク指令を操作し、前記コンデンサ電圧の変動に対して変動を抑える方向に前記インバータを流れる電流が変化するように前記インバータを制御することを特徴とする交流電動機のベクトル制御装置。

[2] 前記ダンピング制御部は、入力された前記コンデンサ電圧を、前記コンデンサ電圧に含まれる直流成分で割ることにより、前記コンデンサ電圧の変動割合を算出することを特徴とする請求項 1記載の交流電動機のベクトル制御装置。

[3] 前記ダンピング制御部は、前記コンデンサ電圧に含まれる不要な高周波成分を力ットした信号と、前記コンデンサ電圧に含まれる直流成分とを加算した信号を、前記コンデンサ電圧に含まれる直流成分で割ることにより、前記コンデンサ電圧の変動割合を算出することを特徴とする請求項 1記載の交流電動機のベクトル制御装置。

[4] 前記ダンピング制御部は、前記コンデンサ電圧の変動割合を二乗して前記ダンピング操作量を算出することを特徴とする請求項 1記載の交流電動機のベクトル制御装置。

[5] 前記ダンピング制御部は、前記交流電動機のカ行運転時には、前記コンデンサ電圧の変動割合を二乗して得た信号の値をダンピング操作量とし、

前記交流電動機の回生運転時には、前記コンデンサ電圧の変動割合を二乗して得た信号の位相を反転した信号の値をダンピング操作量とすることを特徴とする請求項 1記載の交流電動機のベクトル制御装置。を特徴とする請求項 1記載の交流電動機のベクトル制御装置。

前記交流電動機は、電気車駆動用の交流電動機であることを特徴とする請求項 1 記載の交流電動機のベクトル制御装置