JPS62123963A - 電力変換装置の制御装置 - Google Patents
電力変換装置の制御装置Info
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- JPS62123963A JPS62123963A JP26219285A JP26219285A JPS62123963A JP S62123963 A JPS62123963 A JP S62123963A JP 26219285 A JP26219285 A JP 26219285A JP 26219285 A JP26219285 A JP 26219285A JP S62123963 A JPS62123963 A JP S62123963A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は交流側がリア９１ヘルを介して交流電源に接続
され、直流側に平滑コンアン１ノおよび負荷が接続され
た電力変換装置に係り、この電力変換装置をパルス幅変
調制御して電力の順変換および逆変換が可能な電力変換
装置の制御装置に関する。
され、直流側に平滑コンアン１ノおよび負荷が接続され
た電力変換装置に係り、この電力変換装置をパルス幅変
調制御して電力の順変換および逆変換が可能な電力変換
装置の制御装置に関する。
商用電源の交流を直流に変換して負荷に供給する電力変
換装置をダイオードブリッジで構成した場合、商用電源
側に無効電力が発生して系統電圧を変化させたり、高調
波が発生して送電線に近接する電話線などの通信線に誘
導障害を引き起こしたりすることがある。
換装置をダイオードブリッジで構成した場合、商用電源
側に無効電力が発生して系統電圧を変化させたり、高調
波が発生して送電線に近接する電話線などの通信線に誘
導障害を引き起こしたりすることがある。
かかる不具合を解消するものとして、電力変換装置をＧ
Ｔ Ｏ（ｇａｔｅ ｔｕｒｎ−ｏＨｔｈｙｒｉｓｔｏ
ｒ ）や強制転流回路付のリイリスク等で構成し、これ
らのスイップング素子をパルス幅変調方式で制御する、
いわゆる、ＰＷＭコンバータと呼ばれる電力変換装置が
既に実用化されている。
Ｔ Ｏ（ｇａｔｅ ｔｕｒｎ−ｏＨｔｈｙｒｉｓｔｏ
ｒ ）や強制転流回路付のリイリスク等で構成し、これ
らのスイップング素子をパルス幅変調方式で制御する、
いわゆる、ＰＷＭコンバータと呼ばれる電力変換装置が
既に実用化されている。
このパルス幅変調（ＰＷＭ）方式の特徴は、交流側と直
流側とでなされる電力の授受、すなわら、交流側から直
流側へ電力が移送されるカ行運転や、直流側から交流側
へ電力が移送される回生運転に関係すく、力率を常に「
１」にできること、交流電流が正弦波状になるため高調
波成分を低減できることにある。
流側とでなされる電力の授受、すなわら、交流側から直
流側へ電力が移送されるカ行運転や、直流側から交流側
へ電力が移送される回生運転に関係すく、力率を常に「
１」にできること、交流電流が正弦波状になるため高調
波成分を低減できることにある。
この電力変換装置の高機能化おＪ：び高精度化を狙って
、最近はその制御装置に論理演τ）回路やマイクロプロ
セッサ等を適用する動きが活発である。
、最近はその制御装置に論理演τ）回路やマイクロプロ
セッサ等を適用する動きが活発である。
−例として、制御装置にマイクロプロセッサを適用した
場合、その制御アルゴリズムとしては次に示すようなベ
クトル制御方式が考えられている。
場合、その制御アルゴリズムとしては次に示すようなベ
クトル制御方式が考えられている。
今、電力変換装置ＣＮＶが、第５図に示すように、ダイ
オードを逆並列接続した４個のＧＴＯリイリスタをブリ
ッジ接続したものでなり、この電力変換％ｌ 置ＣＮ
Ｖの交流側がリアクトル１−を介して交流電源Ｓに接続
され、その直流側に平滑コンデンサＣおよび図示しない
負荷が接続されているものとすると、その交流側回路は
第６図の等価回路で表わ１ことができる。すなわら、出
力電圧がＶ８の交流電源にリアクタンスＬと出力電圧■
。の電源とを直列接続したものとなっている。ここで、
リアクタンスＬを流れる電流すなわち交流側電流を■８
、その両端電圧をＶ、とし、交流電源電圧ｖ８と交流側
電流Ｉ８とが同相であるとして交流電源電圧■３を基準
に等価回路のベクトル図を描くと第７図のようになる。
オードを逆並列接続した４個のＧＴＯリイリスタをブリ
ッジ接続したものでなり、この電力変換％ｌ 置ＣＮ
Ｖの交流側がリアクトル１−を介して交流電源Ｓに接続
され、その直流側に平滑コンデンサＣおよび図示しない
負荷が接続されているものとすると、その交流側回路は
第６図の等価回路で表わ１ことができる。すなわら、出
力電圧がＶ８の交流電源にリアクタンスＬと出力電圧■
。の電源とを直列接続したものとなっている。ここで、
リアクタンスＬを流れる電流すなわち交流側電流を■８
、その両端電圧をＶ、とし、交流電源電圧ｖ８と交流側
電流Ｉ８とが同相であるとして交流電源電圧■３を基準
に等価回路のベクトル図を描くと第７図のようになる。
この時、直流側へ供給される電力Ｐ。０は、交流回路の
抵抗や電力変換装置ＣＮＶの損失を無視すると、電圧Ｖ
Ｓと電圧Ｖ１−との積をリアクタンスωＬ（ω：電源角
周波数）で割ったものに等しく、電圧Ｖ が一定の場合
には電圧ｖ１の大きざに比関したものとなる。したがっ
て、これとは逆に、直流側が要求している電力Ｐ。Ｃか
らリアクトルしに印加されるべき電圧Ｖ を求め、電圧
Ｖｓ。
抵抗や電力変換装置ＣＮＶの損失を無視すると、電圧Ｖ
Ｓと電圧Ｖ１−との積をリアクタンスωＬ（ω：電源角
周波数）で割ったものに等しく、電圧Ｖ が一定の場合
には電圧ｖ１の大きざに比関したものとなる。したがっ
て、これとは逆に、直流側が要求している電力Ｐ。Ｃか
らリアクトルしに印加されるべき電圧Ｖ を求め、電圧
Ｖｓ。
し
■シＪ：り電力変換装置ＣＮＶの交流側゛電圧■。の大
きさと位相を第７図に示すベクトル関係になるＪ、うに
決めれば、電圧■ と電流■８とは同相になる。
きさと位相を第７図に示すベクトル関係になるＪ、うに
決めれば、電圧■ と電流■８とは同相になる。
電力変換装置の制御１１装首はこのようなアルゴリズム
によって交流側電圧■。の大きさと位相とを操作し、交
流電源Ｓの力率がｒ Ｉ Ｊ ｔ”あるような７■力変
換装置を実現するものである。
によって交流側電圧■。の大きさと位相とを操作し、交
流電源Ｓの力率がｒ Ｉ Ｊ ｔ”あるような７■力変
換装置を実現するものである。
ところで、上述したように交流回路の抵抗器が殆んど零
の第６図のような回路において、交流電源電圧■８の急
変、あるいは、制御装置を急激に操作したことによる電
圧信号、位相信号の急変が起こると交流側電流■８に直
流分が生じると共に、この直流分が長時間流れつづける
ことになる。
の第６図のような回路において、交流電源電圧■８の急
変、あるいは、制御装置を急激に操作したことによる電
圧信号、位相信号の急変が起こると交流側電流■８に直
流分が生じると共に、この直流分が長時間流れつづける
ことになる。
この結果、直流側電圧■６の変動分が増大したり、交流
電源Ｓが変圧器の二次巻線である場合、変圧器の飽和現
象により一次電流が増大したりして電力変換装置として
非常に好ましくない状態を引き起こす点が問題となって
いた。
電源Ｓが変圧器の二次巻線である場合、変圧器の飽和現
象により一次電流が増大したりして電力変換装置として
非常に好ましくない状態を引き起こす点が問題となって
いた。
一方、上述したベクトル制御は、その方式上交流側電圧
ＶＣの交流会しか制御できなかった。したがって、交流
側電流■８に含まれる直流分を除去するために例えば交
流回路に抵抗器を挿入するという方法も考えられるが、
この方法では電力変換装置の効率が低下するという問題
があった。
ＶＣの交流会しか制御できなかった。したがって、交流
側電流■８に含まれる直流分を除去するために例えば交
流回路に抵抗器を挿入するという方法も考えられるが、
この方法では電力変換装置の効率が低下するという問題
があった。
本発明は上記の問題点を解決するためになされたもので
、交流回路に直流電流が発生した場合でも、この直流電
流を短時間で除去し得、これによって交流電源回路の力
率の向上および高調波の低減を図り得ると共に、装置の
高機能化、高精度化を実現し１ｑ８電力変換装置の制御
装置の提供を目的とする。
、交流回路に直流電流が発生した場合でも、この直流電
流を短時間で除去し得、これによって交流電源回路の力
率の向上および高調波の低減を図り得ると共に、装置の
高機能化、高精度化を実現し１ｑ８電力変換装置の制御
装置の提供を目的とする。
この発明に係る電力変換装置の制御装置は、少なくども
交流電源の電圧信号および電力変換装置の直流側の電圧
信号に基いて、リアクトルを流れる電流が前記交流電源
の電圧と所定の位相になるべき前記電力変換装置の交流
側の電圧信号および位相信号を出力するベクトル演算回
路と、前記リアクトルを流れる電流の直流分を検知する
直流分検知回路と、この直流分検知回路の出力信号に基
いて、前記リアクトルを流れる電流の直流分が零になる
ように前記ベクトル演算回路から出力される振幅信号お
よび位相信号の少なくとも一方を操作する直流分補償回
路とを具備したものである。
交流電源の電圧信号および電力変換装置の直流側の電圧
信号に基いて、リアクトルを流れる電流が前記交流電源
の電圧と所定の位相になるべき前記電力変換装置の交流
側の電圧信号および位相信号を出力するベクトル演算回
路と、前記リアクトルを流れる電流の直流分を検知する
直流分検知回路と、この直流分検知回路の出力信号に基
いて、前記リアクトルを流れる電流の直流分が零になる
ように前記ベクトル演算回路から出力される振幅信号お
よび位相信号の少なくとも一方を操作する直流分補償回
路とを具備したものである。
この発明においては、ベクトル演算回路が交流電源電圧
Ｊ３よび交流側電流の位相差を所定値にするぺぎ電力変
換装置の交流側の振幅信号および位相信号を出力する一
方、交流回路に流れる電流の直流分を検知する直流分検
知回路の出力信号にＶ（いて、直流分補償回路がベクト
ル演算回路より出力される電圧信号および位相信号の少
なくとも一方を操作でることにより、交流回路の直流電
流を短時間で除去する。
Ｊ３よび交流側電流の位相差を所定値にするぺぎ電力変
換装置の交流側の振幅信号および位相信号を出力する一
方、交流回路に流れる電流の直流分を検知する直流分検
知回路の出力信号にＶ（いて、直流分補償回路がベクト
ル演算回路より出力される電圧信号および位相信号の少
なくとも一方を操作でることにより、交流回路の直流電
流を短時間で除去する。
以下、本発明の詳細な説明した後、一実施例について説
明する。
明する。
先ず、電力変換装置から見た交流側電流Ｉ８に直流分Ｉ
が存在するとき、交流側は第８図のＳＤＣ 等価回路で表わされる。ここで、直流分■ を≦ＤＣ 無くするには電力変換装置の交流側に、直流分Ｉ を
打ち消す方向の直流電圧■。０を発生させＳＤＣ なければならない。
が存在するとき、交流側は第８図のＳＤＣ 等価回路で表わされる。ここで、直流分■ を≦ＤＣ 無くするには電力変換装置の交流側に、直流分Ｉ を
打ち消す方向の直流電圧■。０を発生させＳＤＣ なければならない。
この第８図の等価回路において、電源電圧■８゜電力変
換装置の交流側電圧Ｖ。、直流電圧■、。および交流電
流ｌ の交流成分Ｉ がそれぞれ第Ｓ
５ＡＣ９図（ａ）〜（ｄ）に示す関係に
あるとすれば、交流側電流Ｉ８の直流成分Ｉ ＳＤＣは
第９図（ｅ）に示すように緩やかに減少する。
換装置の交流側電圧Ｖ。、直流電圧■、。および交流電
流ｌ の交流成分Ｉ がそれぞれ第Ｓ
５ＡＣ９図（ａ）〜（ｄ）に示す関係に
あるとすれば、交流側電流Ｉ８の直流成分Ｉ ＳＤＣは
第９図（ｅ）に示すように緩やかに減少する。
したがって、電力変換装置の交流側に、交流電圧■Ａｏ
と共に、大きさが一定の直流電圧■口。を生成すること
を理想とするが、この直流電圧Ｖ。０の生成には電力変
換装置を駆動するＰＷＭゲート出力回路に特別な工夫を
要する他、このＰＷＭゲート出力回路への直流電圧Ｖ。
と共に、大きさが一定の直流電圧■口。を生成すること
を理想とするが、この直流電圧Ｖ。０の生成には電力変
換装置を駆動するＰＷＭゲート出力回路に特別な工夫を
要する他、このＰＷＭゲート出力回路への直流電圧Ｖ。
０に対する情報線が増えて実用的ではなくなる。
そこで、本発明は直流電圧Ｖ。０を生成するために、Ｐ
ＷＭゲート出力回路に加えられる電力変換装置の交流側
電圧の振幅■。ｍおよびその位相θを示す信号を操作し
て直流電圧■。０を生成しようとするしのである。
ＷＭゲート出力回路に加えられる電力変換装置の交流側
電圧の振幅■。ｍおよびその位相θを示す信号を操作し
て直流電圧■。０を生成しようとするしのである。
この直流電圧Ｖ。０を生成する一つの方法としては、第
１０図（ａ）に示すように、振幅が■。ｍの交流電圧Ａ
Ｃと、第１０図（ｂ）に示すように負の半サイクルを正
に反転して最大値を■。ｃｍに制限した脈流■。０とを
加え合わけることにより、第１０図（Ｃ）に示すように
正の半ナイクルの最大値Ｖ が（Ｖ＋Ｖ）となり、負
の半号イｃｍｃ ｃｍ Ｄｃｍ クルの最大値■ が（Ｖ−Ｖ）となる交ｃｍｃ
Ｃ１ｌ ＤＣＩ１１流電圧Ｖ流電圧力変換装置の
交流側に発生させることが考えられる。
１０図（ａ）に示すように、振幅が■。ｍの交流電圧Ａ
Ｃと、第１０図（ｂ）に示すように負の半サイクルを正
に反転して最大値を■。ｃｍに制限した脈流■。０とを
加え合わけることにより、第１０図（Ｃ）に示すように
正の半ナイクルの最大値Ｖ が（Ｖ＋Ｖ）となり、負
の半号イｃｍｃ ｃｍ Ｄｃｍ クルの最大値■ が（Ｖ−Ｖ）となる交ｃｍｃ
Ｃ１ｌ ＤＣＩ１１流電圧Ｖ流電圧力変換装置の
交流側に発生させることが考えられる。
また、直流電圧■。０を生成するもう一つの方法として
は、第１１図（ａ）に示すように、振幅がＶ の交流電
圧ｖＡＣのうら、例えば、正のサイクｍ ルΔ、Ｃをそのままにして、負のサイクルＢの位相をΔ
θだけ進めることにより、第１１図（ｂ）に示す交流電
圧■。を電力変換装置の交流側に発生させることが考え
られる。なお、第１１図（ｂ）の電圧波形のうち、サイ
クルＡとサイクルＢは波高値が同一であるが位相が異る
ため直流分が生成される。
は、第１１図（ａ）に示すように、振幅がＶ の交流電
圧ｖＡＣのうら、例えば、正のサイクｍ ルΔ、Ｃをそのままにして、負のサイクルＢの位相をΔ
θだけ進めることにより、第１１図（ｂ）に示す交流電
圧■。を電力変換装置の交流側に発生させることが考え
られる。なお、第１１図（ｂ）の電圧波形のうち、サイ
クルＡとサイクルＢは波高値が同一であるが位相が異る
ため直流分が生成される。
しかして、電力変換装置の交流側に発生させるべき交流
電圧の大きさおよび位相のいずれか一方を操作寸れば直
流分電圧を発生させることができ、これによって交流側
電流１８に含まれる直流分を除去することができる。ま
た、これに限らず、交流電圧の大きさおよび位相の両方
を操作しても交流側電流■８に含まれる直流分を除去す
ることができる。
電圧の大きさおよび位相のいずれか一方を操作寸れば直
流分電圧を発生させることができ、これによって交流側
電流１８に含まれる直流分を除去することができる。ま
た、これに限らず、交流電圧の大きさおよび位相の両方
を操作しても交流側電流■８に含まれる直流分を除去す
ることができる。
第１図は本発明の一実施例の全体的な構成を示すブロッ
ク図である。同図において、電力変換装置ＣＮＶはダイ
オードを逆並列接続した４個のサイリスク（ＧＴＯ）を
ブリッジ接続したしのでなり、その交流側はりアクドル
Ｌを介して交流電源Ｓに接続され、その直流側に平滑コ
ンデンサＣＪ３よび負荷が接続されている。
ク図である。同図において、電力変換装置ＣＮＶはダイ
オードを逆並列接続した４個のサイリスク（ＧＴＯ）を
ブリッジ接続したしのでなり、その交流側はりアクドル
Ｌを介して交流電源Ｓに接続され、その直流側に平滑コ
ンデンサＣＪ３よび負荷が接続されている。
この電力変換装置をＰ Ｗ Ｍ ｆｉｉｌｌ ｔｌｌす
るために、交流電源電圧■ｓ （以下Ｖｓを電圧信号と
しても用いる）を検出する電圧検出器１と、直流側電圧
Ｖｄ （以下Ｖ、を電圧信号としても用いる）を検出す
る電圧検出器２と、これら両電圧検出器の出力信号に塁
いて電力変換装置の交流側電圧の振幅（本川ｉｌｌでは
大きさとも占う）ＶｏＩＩＩＵよびその位相０を算出す
るベクトル演算回路４と、交流側電流Ｉ８の直流分を検
出する直流分検知回路５と、この直流分検知回路５より
出力される直流分信号Ｉ および電圧検出器１より出
力される電圧信ＤＣ 号Ｖ３に基いて交流側電圧の大きさＶＣＩＩｌ＆補償し
て出力する直流分補償回路６と、この直流分補償回路６
の出力信号■。Ｉ、１ＣＪ５よびθを入力してサイリス
タのゲート信号を生成するＰＷＭゲート出力回路７とを
備えている。そして、ベクトル演算回路４、直流分検知
回路５および直流分補償回路６によって本発明に言う制
御装置３を構成している。
るために、交流電源電圧■ｓ （以下Ｖｓを電圧信号と
しても用いる）を検出する電圧検出器１と、直流側電圧
Ｖｄ （以下Ｖ、を電圧信号としても用いる）を検出す
る電圧検出器２と、これら両電圧検出器の出力信号に塁
いて電力変換装置の交流側電圧の振幅（本川ｉｌｌでは
大きさとも占う）ＶｏＩＩＩＵよびその位相０を算出す
るベクトル演算回路４と、交流側電流Ｉ８の直流分を検
出する直流分検知回路５と、この直流分検知回路５より
出力される直流分信号Ｉ および電圧検出器１より出
力される電圧信ＤＣ 号Ｖ３に基いて交流側電圧の大きさＶＣＩＩｌ＆補償し
て出力する直流分補償回路６と、この直流分補償回路６
の出力信号■。Ｉ、１ＣＪ５よびθを入力してサイリス
タのゲート信号を生成するＰＷＭゲート出力回路７とを
備えている。そして、ベクトル演算回路４、直流分検知
回路５および直流分補償回路６によって本発明に言う制
御装置３を構成している。
第２図はベクトル演算回路４の詳細な構成を示すブロッ
ク回路図で、電力変換装置ＣＮＶの直流側電圧の目標電
圧Ｖｄ、（以ＴＶｄ、を電圧信号としても用いる）を設
定する図示しない設定器の目標電圧信号■ｄｒと電圧検
出器２より出力される電圧信号■６との偏差分を弾出す
る補ｔＢ器１１と、この補償器１１の出力信号Ｖ１、お
よび、電圧検出器１より出力される電圧信号Ｖ８をそれ
ぞれ二乗する二乗器１２、および１３と、これら二乗器
の出力を加算して得られた和の平方根を演算する平方根
器１４と、補償７ｊ１１１の出力信号Ｖ、を電圧信号ｖ
８で除した商の逆正接を演算する逆正接関数器１５とで
構成されている。
ク回路図で、電力変換装置ＣＮＶの直流側電圧の目標電
圧Ｖｄ、（以ＴＶｄ、を電圧信号としても用いる）を設
定する図示しない設定器の目標電圧信号■ｄｒと電圧検
出器２より出力される電圧信号■６との偏差分を弾出す
る補ｔＢ器１１と、この補償器１１の出力信号Ｖ１、お
よび、電圧検出器１より出力される電圧信号Ｖ８をそれ
ぞれ二乗する二乗器１２、および１３と、これら二乗器
の出力を加算して得られた和の平方根を演算する平方根
器１４と、補償７ｊ１１１の出力信号Ｖ、を電圧信号ｖ
８で除した商の逆正接を演算する逆正接関数器１５とで
構成されている。
第３図は直流分補償回路６の詳細な構成を示すブロック
回路図で、ベクトル演算回路４より出力される位相信号
θおよび電圧検出器１より出力される電圧信号■８を入
力して、電力変換装置の交流側電圧信号Ｖ。の正サイク
ル時と負サイクル峙とで状態を反対にするスイッチ切換
信号を出力するスイップー切換器３１と、直流分検知回
路５より出力される直流分信号Ｉ を入力し、その絶
対ＤＣ 値が一定値以下のとぎ、直流分信号Ｉ を零にＤＣ するリミッタ２２と、このリミッタの出力を反転するイ
ンバータ２３と、上記スイップ切換器２１より出力され
るスイッチ切換信号により、交流電圧Ｖ。の正サイクル
時にリミッタ２２の出力を通過さｙ、交流電圧■。の負
サイクル峙にインバータ２３の出力を通過させるスイッ
２４と、ベタ１ヘル演算回路４より出力される振幅信”
ｊ Ｖ ｃｍにスイッチ２４を介して得られた信号を加
噸する加算器″ ２５とで構成されている。
回路図で、ベクトル演算回路４より出力される位相信号
θおよび電圧検出器１より出力される電圧信号■８を入
力して、電力変換装置の交流側電圧信号Ｖ。の正サイク
ル時と負サイクル峙とで状態を反対にするスイッチ切換
信号を出力するスイップー切換器３１と、直流分検知回
路５より出力される直流分信号Ｉ を入力し、その絶
対ＤＣ 値が一定値以下のとぎ、直流分信号Ｉ を零にＤＣ するリミッタ２２と、このリミッタの出力を反転するイ
ンバータ２３と、上記スイップ切換器２１より出力され
るスイッチ切換信号により、交流電圧Ｖ。の正サイクル
時にリミッタ２２の出力を通過さｙ、交流電圧■。の負
サイクル峙にインバータ２３の出力を通過させるスイッ
２４と、ベタ１ヘル演算回路４より出力される振幅信”
ｊ Ｖ ｃｍにスイッチ２４を介して得られた信号を加
噸する加算器″ ２５とで構成されている。
なお、直流分検知回路５どしては、低域フィルタや積分
器等を用いることによって交流側電流Ｉ８の直流成分を
容易に検知し得るのでその詳細な構成説明を省略する。
器等を用いることによって交流側電流Ｉ８の直流成分を
容易に検知し得るのでその詳細な構成説明を省略する。
上記の如く構成された本実施例の作用を第４図に示した
波形図をも参照して以下に説明する。
波形図をも参照して以下に説明する。
ベクトル演算回路４を構成する補償器１１が直流電圧の
設定値■ｄｒと検出された電圧信号Ｖｄの偏差に基づき
、電力変換装置ＣＮＶの直流側で要求している電力Ｐ、
。を演算すると共に、この電力ＰＤＣから、リアクｉ〜
ルＬの両＋を電圧Ｖ、を演算する。次に、この電圧信号
Ｖ、が二乗器１２に、交流電圧信ｇ３ Ｖ８が二乗器１
３にそれぞれ加えられて二乗され、さらに、平方根器１
４によって二乗された値の和の平方根が演算される。
設定値■ｄｒと検出された電圧信号Ｖｄの偏差に基づき
、電力変換装置ＣＮＶの直流側で要求している電力Ｐ、
。を演算すると共に、この電力ＰＤＣから、リアクｉ〜
ルＬの両＋を電圧Ｖ、を演算する。次に、この電圧信号
Ｖ、が二乗器１２に、交流電圧信ｇ３ Ｖ８が二乗器１
３にそれぞれ加えられて二乗され、さらに、平方根器１
４によって二乗された値の和の平方根が演算される。
かくして、補償′＆１１、二乗器１２．１３Ｊ３よび平
方根器１４にＪ：って下式の演算が実行され、第７図の
ベクトル図に示す電圧■。の振幅信号ｖｏｍが出ツノさ
れる。
方根器１４にＪ：って下式の演算が実行され、第７図の
ベクトル図に示す電圧■。の振幅信号ｖｏｍが出ツノさ
れる。
ここで、補償器１１の作用をさらに詳しく説明７る。
普通、電力変換装置ＣＮＶの直流側電圧■、は目標値ど
して設定した一定値ｖｄｒに保持する必要があるが、両
者の差は電力変換装置ＣＮＶが直流側へ供給している電
力と、直流側が要求している電力どの差に比例する。従
って、直流側電圧Ｖ。
して設定した一定値ｖｄｒに保持する必要があるが、両
者の差は電力変換装置ＣＮＶが直流側へ供給している電
力と、直流側が要求している電力どの差に比例する。従
って、直流側電圧Ｖ。
と目標１直Ｖｄｒの偏差蚤を適当に処理することにＪ：
って電圧Ｖ［を演算することができる。
って電圧Ｖ［を演算することができる。
一方、この補償器１１の出力信号■、と、交流電圧信号
８を逆正接関数器１５に加えることによってＴ式の演算
が実行され、第７図のベクトル図に示す位相信号θが出
力される。
８を逆正接関数器１５に加えることによってＴ式の演算
が実行され、第７図のベクトル図に示す位相信号θが出
力される。
Ｓ
次に、ベクトル演締回路４より出力される電力変換装置
〇ＮＶの交流側電圧の振幅信号ＶｃｌＩｌと位相信号θ
とが直流分補償回路６に加えられる。このとぎ直流分捕
ｔｇｔ回路６には交流電圧信号ｖ３および直流分信ｊ３
１ も加えられている。そして、ＤＣ スイッチ切換器２１は位相信号θと電圧信＠Ｖ８に基い
て、゛重力変換装置ＣＮＶの交流側電圧Ｖ。
〇ＮＶの交流側電圧の振幅信号ＶｃｌＩｌと位相信号θ
とが直流分補償回路６に加えられる。このとぎ直流分捕
ｔｇｔ回路６には交流電圧信号ｖ３および直流分信ｊ３
１ も加えられている。そして、ＤＣ スイッチ切換器２１は位相信号θと電圧信＠Ｖ８に基い
て、゛重力変換装置ＣＮＶの交流側電圧Ｖ。
のゼロクロス点を予測すると共に、この交流１ｌＩＩＩ
電圧Ｖ。の正サイクルおよび負サイクルを検知し、正サ
イクル時にスイッチ２４をリミッタ２２側すなわ１う端
子Ｐ＋側に、負サイクル時にスイッチ２４をインバータ
２３側すなわち端子Ｐ−側にそれぞれ切換接続覆る。
電圧Ｖ。の正サイクルおよび負サイクルを検知し、正サ
イクル時にスイッチ２４をリミッタ２２側すなわ１う端
子Ｐ＋側に、負サイクル時にスイッチ２４をインバータ
２３側すなわち端子Ｐ−側にそれぞれ切換接続覆る。
一方、リミッタ２２は直流分信号ｌ が一定ＤＣ
値以下のとき零の信号を出力し、一定値を超えるとき直
流分信号Ｉ をそのまま出力する。かくＯＣ して、スイッチ２４を介して、第１０図（ｂ）に示す信
ＭＶＯ６，が加算器２５の一方入力として加えられる。
流分信号Ｉ をそのまま出力する。かくＯＣ して、スイッチ２４を介して、第１０図（ｂ）に示す信
ＭＶＯ６，が加算器２５の一方入力として加えられる。
また、加算器２５の他方入力として交流側電圧の振幅信
号Ｖ０がそのまま加えられる。したがって、加ｐ器２５
からは、第１０図（Ｃ）に示すように正サイクル時に■
。□十Ｖ、。□となり、負サイクル時に■ −■ と
なる振幅信ＱＶ。ｍｃが出ｃ＋ｎ Ｏｃｍ 力される。
号Ｖ０がそのまま加えられる。したがって、加ｐ器２５
からは、第１０図（Ｃ）に示すように正サイクル時に■
。□十Ｖ、。□となり、負サイクル時に■ −■ と
なる振幅信ＱＶ。ｍｃが出ｃ＋ｎ Ｏｃｍ 力される。
第４図（ａ）、（ｂ）は交流電源電圧■ｓと、電力変換
装置ＣＮの交流側電圧Ｖ。どの関係を示したもので、交
流側電圧Ｖ は電源″電圧Ｖ３に対して０だけ位相が遅
れ、その正サイクルｕ５にｖｏＩＩｌトＶ。ｃｍの振幅
を持ら、負サイクル時にＶ。ｍ−■、。□の振幅を持つ
ことになる。
装置ＣＮの交流側電圧Ｖ。どの関係を示したもので、交
流側電圧Ｖ は電源″電圧Ｖ３に対して０だけ位相が遅
れ、その正サイクルｕ５にｖｏＩＩｌトＶ。ｃｍの振幅
を持ら、負サイクル時にＶ。ｍ−■、。□の振幅を持つ
ことになる。
この結果、電力変換装置の交流回路に直流電流が発生し
た場合でも、この直流電流を短時間で除去し得る。
た場合でも、この直流電流を短時間で除去し得る。
なお上記実施例ではベクトル演悼回路より出力される交
流側電圧の振幅を、正サイクル時クルとで変える直流分
補償回路を用いているが、この代わりに加算器２５（第
３図）を位相信号θの経路に挿入すれば、交流側電圧の
位相を、止りイクルど負サイクルとで変えることができ
、これによっても上述したと同様に直流電流を短時間で
除去し１Ｆ？る。
流側電圧の振幅を、正サイクル時クルとで変える直流分
補償回路を用いているが、この代わりに加算器２５（第
３図）を位相信号θの経路に挿入すれば、交流側電圧の
位相を、止りイクルど負サイクルとで変えることができ
、これによっても上述したと同様に直流電流を短時間で
除去し１Ｆ？る。
さらにまた、上述した加算器２５を振幅信号ｖｏ−経路
と、位相信号θの経路とに設けることによって、振幅と
位相を同時に変化させて直流分を除去することも勿論可
能である。
と、位相信号θの経路とに設けることによって、振幅と
位相を同時に変化させて直流分を除去することも勿論可
能である。
以上説明したように本発明によれば、直流分検知回路の
出力信号に基いて直流分補償回路が電力変換装置の交流
側電流に含まれる直流分が零になるように、ＰＷＭ制御
するための振幅信号および位相信号の少なくとも一方を
操作しているので次の効果が得られている。
出力信号に基いて直流分補償回路が電力変換装置の交流
側電流に含まれる直流分が零になるように、ＰＷＭ制御
するための振幅信号および位相信号の少なくとも一方を
操作しているので次の効果が得られている。
（１） 電力変換装置の交流側電流に含まれ直流分を
短時間で除去できるので、電力変換装置の直流側電圧の
変動がなく、その分だ【プ装置性能が、高められる。ま
た、交流電源として変圧器の二次側を用いたとしても、
直流電流による磁気飽和がな（変圧器−次電流に歪が生
じることもな（、これによって高調波成分の増加および
力率低下を防ぐことができる。さらに、変圧器に異常電
流が流れないので、変圧器の過熱を防止することができ
る。
短時間で除去できるので、電力変換装置の直流側電圧の
変動がなく、その分だ【プ装置性能が、高められる。ま
た、交流電源として変圧器の二次側を用いたとしても、
直流電流による磁気飽和がな（変圧器−次電流に歪が生
じることもな（、これによって高調波成分の増加および
力率低下を防ぐことができる。さらに、変圧器に異常電
流が流れないので、変圧器の過熱を防止することができ
る。
（２） 制御装置にマイクロプロセッサを適用覆るこ
とが容易になり、その分だけ高精度、高は能な電力変換
装置が実現される。
とが容易になり、その分だけ高精度、高は能な電力変換
装置が実現される。
（３） 直流分減衰用抵抗が不用化され、電力変換装
置の電力変換効率を格段に向上させることができる。
置の電力変換効率を格段に向上させることができる。
第１図は本発明の一実施例の全体的な構成を示すブロッ
ク図、第２図および第３図は同実施例の主要な要素の詳
細な構成を示すブロック回路図、第４図は同実施例の作
用を説明するための波形図、第５図は一般的な電力変換
装置の構成を示す回路図、第６図および第８図は同装置
の作用を説明するための等価回路図、第７図は同装置の
作用を説明するためのベクトル図、第９図は同装置の作
用を説明するための波形図、第１０図および第１１図は
本発明の詳細な説明するための波形図である。 Ｓ・・・交流電源、Ｌ・・・リアクトル、Ｃ・・・平滑
コンデンサ、ＣＮＶ・・・電力変換装置、３・・・制御
装置、４・・・ベクトル演ｒ、１回路、５・・・直流分
検知回路、６・・・直流分補償回路、７・・・ＰＷＭグ
ー１〜出力回路。 出願人代理人 佐 藤 −雄 第４図 第８図 第９図
ク図、第２図および第３図は同実施例の主要な要素の詳
細な構成を示すブロック回路図、第４図は同実施例の作
用を説明するための波形図、第５図は一般的な電力変換
装置の構成を示す回路図、第６図および第８図は同装置
の作用を説明するための等価回路図、第７図は同装置の
作用を説明するためのベクトル図、第９図は同装置の作
用を説明するための波形図、第１０図および第１１図は
本発明の詳細な説明するための波形図である。 Ｓ・・・交流電源、Ｌ・・・リアクトル、Ｃ・・・平滑
コンデンサ、ＣＮＶ・・・電力変換装置、３・・・制御
装置、４・・・ベクトル演ｒ、１回路、５・・・直流分
検知回路、６・・・直流分補償回路、７・・・ＰＷＭグ
ー１〜出力回路。 出願人代理人 佐 藤 −雄 第４図 第８図 第９図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、交流側がリアクトルを介して交流電源に接続され、
直流側に平滑コンデンサおよび負荷が接続され、パルス
幅変調制御により、電力の順変換および逆変換が可能な
電力変換装置において、少なくとも前記交流電源の電圧
信号および前記電力変換装置の直流側の電圧信号に基い
て、前記リアクトルを流れる電流が前記交流電源の電圧
と所定の位相になるべき前記電力変換装置の交流側電圧
の振幅信号および位相信号を出力するベクトル演算回路
と、前記リアクトルを流れる電流の直流分を検知する直
流分検知回路と、この直流分検知回路の出力信号に基い
て、前記リアクトルを流れる電流の直流分が零になるよ
うに前記ベクトル演算回路から出力される振幅信号およ
び位相信号の少なくとも一方を操作する直流分補償回路
とを具備し、この直流分補償回路によって操作された振
幅信号および位相信号によって前記電力変換装置をパル
ス幅変調制御することを特徴とする電力変換装置の制御
装置。 ２、前記直流分補償回路は交流電圧の正サイクルと負サ
イクルとで振幅を変えることを特徴とする特許請求の範
囲第１項記載の電力変換装置の制御装置。 ３、前記直流分補償回路は１サイクルの所定期間位相を
変化させることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
の電力変換装置の制御装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26219285A JPS62123963A (ja) | 1985-11-21 | 1985-11-21 | 電力変換装置の制御装置 |
| US06/933,041 US4729082A (en) | 1985-11-21 | 1986-11-20 | Control device for power converter |
| EP86116074A EP0224198B1 (en) | 1985-11-21 | 1986-11-20 | Control device for power converter |
| DE8686116074T DE3682033D1 (de) | 1985-11-21 | 1986-11-20 | Steuereinrichtung fuer leistungskonverter. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26219285A JPS62123963A (ja) | 1985-11-21 | 1985-11-21 | 電力変換装置の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62123963A true JPS62123963A (ja) | 1987-06-05 |
| JPH0584149B2 JPH0584149B2 (ja) | 1993-12-01 |
Family
ID=17372351
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26219285A Granted JPS62123963A (ja) | 1985-11-21 | 1985-11-21 | 電力変換装置の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62123963A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP2058940A1 (en) * | 2006-08-29 | 2009-05-13 | Mitsubishi Electric Corporation | Ac motor vector control apparatus |
-
1985
- 1985-11-21 JP JP26219285A patent/JPS62123963A/ja active Granted
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP2058940A1 (en) * | 2006-08-29 | 2009-05-13 | Mitsubishi Electric Corporation | Ac motor vector control apparatus |
| EP2058940A4 (en) * | 2006-08-29 | 2013-01-23 | Mitsubishi Electric Corp | AC MOTOR VECTOR CONTROL APPARATUS |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0584149B2 (ja) | 1993-12-01 |
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